FR3018920A1

FR3018920A1 - DEVICE AND METHOD FOR ACCURATE EVENT DATATION USING AN ANALOGUE-DIGITAL CONVERTER

Info

Publication number: FR3018920A1
Application number: FR1400748A
Authority: FR
Inventors: Jacques Louis Marie Pontois
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2014-03-24
Filing date: 2014-03-24
Publication date: 2015-09-25

Abstract

Dispositif et procédé de datation d'événements à haute résolution temporelle et haute fréquence de récurrence, utilisable notamment dans des applications nécessitant la mesure précise de l'instant d'arrivée d'événements isolés. L'invention consiste en l'injection du signal logique d'apparition de l'événement dans un convertisseur analogique-numérique (CAN) précédé d'un filtre passe-bas anti-repliements. A partir d'un calcul numérique effectuant des interpolations et une recherche de l'instant de passage d'un seuil, la date de l'événement est déterminée avec une incertitude limitée principalement par la période d'échantillonnage du CAN et par son bruit de mesure. L'utilisation du traitement numérique autorise- également l'implémentation d'une compensation des interférences entre événements proches, afin d'augmenter la fréquence de récurrence à résolution constante. Les applications sont par exemple la mesure de période ou de fréquence sur des signaux courts, la mesure de la durée de propagation d'un signal, la datation d'événements multiples, notamment en physique des hautes énergies.Device and method for dating events with high temporal resolution and high frequency of recurrence, usable in particular in applications requiring accurate measurement of the arrival time of isolated events. The invention consists of the injection of the logical signal of appearance of the event in an analog-digital converter (ADC) preceded by an anti-aliasing low-pass filter. From a numerical computation carrying out interpolations and a search of the time of passage of a threshold, the date of the event is determined with an uncertainty limited mainly by the sampling period of the CAN and by its noise of measured. The use of digital processing also permits the implementation of interference compensation between near events, in order to increase the recurrence frequency at constant resolution. The applications are for example the measurement of period or frequency on short signals, the measurement of the duration of propagation of a signal, the dating of multiple events, in particular in high energy physics.

Description

La présente invention concerne un dispositif et un procédé de datation d'événements à haute résolution temporelle et haute fréquence de récurrence, utilisable notamment dans le cadre des applications nécessitant la mesure précise de l'instant d'arrivée d'événements isolés.The present invention relates to a device and a method for dating events with high temporal resolution and high frequency of recurrence, used especially in the context of applications requiring accurate measurement of the arrival time of isolated events.

Ces applications sont par exemple la mesure de période ou'de fréquence sur des signaux courts, la mesure de la durée de propagation d'un signal, la datation d'événements multiples, notamment en physique des hautes énergies. Une haute résolution (de l'ordre de la picoseconde) est requise pour certaines de ces applications caractérisées par la non-périodicité des événements 10 mesurés, où les techniques classiques effectuant la moyenne de multiples mesures de résolution moindre ne sont pas applicables. Les systèmes de datation de l'art existant - opèrent généralement par comptage périodique d'impulsions issues d'une horloge de référence. La mesure 15 est effectuée en lisant la valeur courante du compteur à l'arrivée de l'événement, mais la nature discrète du compteur entache la mesure d'une incertitude d'une demi-période d'horloge. Pour améliorer la résolution, des dispositifs complémentaires sont employés. Dans certains cas, le temps nécessaire à la mesure complémentaire est relativement important, ce qui impose une borne 20 minimale à l'intervalle de temps séparant deux événements successifs pouvant être datés, limitant donc la fréquence de récurrence des événements. L'invention consiste notamment en l'injection du signal logique d'apparition de l'événement (caractérisé par exemple par une transition brutale de tension) 25 dans un convertisseur analogique-numérique (CAN) précédé d'un filtre passe-bas anti-repliements. A partir d'un calcul numérique effectuant des interpolations et une recherche de l'instant de passage d'un seuil prédéterminé, l'invention permet de cerner la date d'un événement avec une incertitude limitée principalement par la période d'échantillonnage du CAN et par son bruit de mesure, caractérisé par 30 son rapport signal à bruit (SNR, Signal-to-Noise Ratio). Pour donner un ordre de grandeur, cette incertitude est estimée à environ 1 picoseconde pour un CAN rapide actuel (SNR de 70 dB pour une résolution de 12-14 bits avec une horloge d'échantillonnage faible bruit de 250 MHz). La fréquence de récurrence des événements est essentiellement limitée par le temps d'établissement en sortie du filtre passe-bas, et est estimée à au moins 2 MHz avec les paramètres précédents. L'utilisation du traitement numérique autorise également l'implémentation d'une compensation (au moins au premier ordre) des interférences entre événements proches, afin d'augmenter la fréquence de récurrence à résolution constante. Après un rapide rappel des principes utilisés dans l'art existant, la description qui suit détaille davantage les caractéristiques et avantages de l'invention, avec une application en mesure de temps de propagation. Sont annexées les figures 10 suivantes : La Figure 1 donne le principe de base d'une datation par comptage - La Figure 2 donne le principe d'une datation complémentaire par Vernier - La Figure 3 donne le principe d'une datation complémentaire par charge d'une capacité 15 - La Figure 4 donne le principe d'une datation par sur-échantillonnage par lignes à retard - La Figure 5 donne le principe de base de la mesure selon l'invention La Figure 6 donne l'amélioration du dispositif en intégrant un égaliseur pour augmenter la fréquence de récurrence maximale des événements. 20 La Figure 7 donne le schéma synoptique d'une mesure de temps de propagation à partir de N dispositifs synchronisés utilisant l'invention. Art existant 25 Le principe de base d'une datation par comptage numérique est rappelé Figure 1. Pour fixer les choses, l'événement est ici caractérisé par un front montant (transition 0 vers 1) du signal d'entrée' (1). Un compteur (2) est incrémenté à chaque période de l'oscillateur de référence (3) de fréquence fo (de 30 période To ), on suppose l'origine des temps prise à l'initialisation (à 0) du compteur. L'événement d'entrée entraîne le stockage de la valeur courante du compteur (2) dans un registre de sortie (4), qui fournit la date de l'événement te en tant que nombre no de périodes de l'oscillateur de référence (3) : on a te= n01'0. Par principe, l'erreur de mesure (la différence entre la date mesurée et la date réelle) est comprise entre 0 et J. . Si les événements d'entrée et l'oscillateur de référence sont décorrélés, l'erreur de mesure est uniformément distribuée dans [O;7]; en retranchant 70/2 de la mesure te, l'incertitude de mesure du dispositif est ramenée à ± T0/2 . Des dispositifs de resynchronisation sont par ailleurs nécessaires pour contrôler la métastabilité (« indécision » des circuits logiques quand l'événement et la transition d'horloge sont quasi-simultanés). 10 Une technique dérivée permettant une grande résolution de mesure est celle utilisant une méthode numérique de type Vernier (Figure 2). Elle consiste à utiliser un oscillateur (5) de fréquence fi légèrement décalée par rapport à fo : par exemple fi = fo . Cet oscillateur particulier est forcé à 0 à l'instant d'arrivée N+1 de l'événement (il redémarre avec une phase nulle). Un second compteur (6) sur 15 fo est démarré quand le compteur principal (2) est stocké dans le registre de sortie. Il est arrêté quand la sortie de l'oscillateur déçalé (5) est alignée sur celle de l'oscillateur de référence (1), c'est-à-dire quand l'écart temporel entre leurs transitions change de signe (détecteur de coïncidence (7)). La valeur n1 du compteur (6) à cet instant permet d'affiner la mesure : ( n 20 te no To Ni La résolution de la mesure est ainsi améliorée d'un facteur N. Outre la difficulté de réalisation de l'oscillateur décalé (5), l'inconvénient de cette technique est de rendre le dispositif de mesure indisponible pendant au moins N cycles de l'oscillateur de référence. En pratique, cette indisponibilité est 25 notablement plus élevée, l'oscillateur (4) étant fypiquement obtenu depuis l'oscillateur de référence par une boucle à verrouillage de phase (PLL, PhaseLocked Loop), qui doit recouvrer son point d'équilibre après la mesure. La fréquence de récurrence est alors limitée typiquement à quelques dizaines de kilo-Hertz.These applications are for example the measurement of period or frequency on short signals, the measurement of the duration of propagation of a signal, the dating of multiple events, especially in high energy physics. High resolution (of the order of one picosecond) is required for some of these applications characterized by the non-periodicity of the measured events, where conventional techniques averaging multiple lesser resolution measurements are not applicable. The dating systems of the existing art - generally operate by periodic counting of pulses from a reference clock. Measurement is performed by reading the current value of the counter at the arrival of the event, but the discrete nature of the counter taints the measurement of an uncertainty of half a clock period. To improve the resolution, complementary devices are employed. In some cases, the time required for the complementary measurement is relatively large, which imposes a minimum bound on the time interval separating two successive events that can be dated, thus limiting the frequency of recurrence of the events. The invention consists in particular in the injection of the logical signal of occurrence of the event (characterized for example by a sudden transition of voltage) in an analog-digital converter (ADC) preceded by an anti-low-pass filter. aliasing. From a numerical computation carrying out interpolations and a search of the instant of passage of a predetermined threshold, the invention makes it possible to define the date of an event with a limited uncertainty mainly by the sampling period of the CAN and its measurement noise, characterized by its signal-to-noise ratio (SNR). To give an order of magnitude, this uncertainty is estimated at about 1 picosecond for a current fast ADC (70 dB SNR for a 12-14 bit resolution with a 250 MHz low noise sampling clock). The event recurrence frequency is essentially limited by the output time of the low-pass filter, and is estimated to be at least 2 MHz with the previous parameters. The use of digital processing also allows the implementation of a compensation (at least in the first order) for interference between near events, in order to increase the frequency of recurrence at constant resolution. After a brief reminder of the principles used in the existing art, the following description further details the features and advantages of the invention, with an application in measurement of propagation time. The following figures are appended: Figure 1 gives the basic principle of counting dating - Figure 2 gives the principle of complementary dating by Vernier - Figure 3 gives the principle of complementary dating by load of FIG. 4 gives the principle of a dating by over-sampling by delay lines - FIG. 5 gives the basic principle of the measurement according to the invention FIG. 6 gives the improvement of the device by integrating an equalizer to increase the frequency of maximum event recurrence. Figure 7 gives the block diagram of a measurement of propagation time from N synchronized devices using the invention. Existing Art The basic principle of a digital counting dating is recalled Figure 1. To fix things, the event is here characterized by a rising edge (transition 0 to 1) of the input signal '(1). A counter (2) is incremented at each period of the reference oscillator (3) of frequency fo (of period To), it is assumed that the origin of the time taken at initialization (at 0) of the counter. The input event causes the current value of the counter (2) to be stored in an output register (4), which provides the date of the event te as the number of periods of the reference oscillator ( 3): we have te = n01'0. In principle, the measurement error (the difference between the measured date and the actual date) is between 0 and J. If the input events and the reference oscillator are decorrelated, the measurement error is uniformly distributed in [O; 7]; by removing 70/2 from the measurement te, the measurement uncertainty of the device is reduced to ± T0 / 2. Resynchronization devices are also needed to control the metastability ("indecision" of logic circuits when the event and the clock transition are almost simultaneous). A derivative technique allowing a high resolution of measurement is that using a numerical method of Vernier type (Figure 2). It consists in using an oscillator (5) of frequency f 1 slightly offset from fo: for example fi = fo. This particular oscillator is forced to 0 at the arrival time N + 1 of the event (it restarts with a null phase). A second counter (6) over 15 fo is started when the main counter (2) is stored in the output register. It is stopped when the output of the decelerated oscillator (5) is aligned with that of the reference oscillator (1), that is to say when the time difference between their transitions changes sign (coincidence detector (7)). The value n1 of the counter (6) at this instant makes it possible to refine the measurement: (n 20 te no To Ni The resolution of the measurement is thus improved by a factor N. In addition to the difficulty of producing the offset oscillator ( 5), the disadvantage of this technique is to make the measuring device unavailable for at least N cycles of the reference oscillator.In practice, this unavailability is substantially higher, the oscillator (4) being fyptically obtained since the reference oscillator by a phase-locked loop (PLL), which must recover its equilibrium point after the measurement, the frequency of recurrence is then typically limited to a few tens of kilo-Hertz.

Une technique de mise en oeuvre plus simple (Figure 3) consiste à charger un condensateur auxiliaire (8) avec un courant constant entre l'instant d'arrivée de l'événement et la transition suivante de l'horloge de référence, sur laquelle on enregistre la valeur no du compteur (2). Une conversion analogique-numérique permet ensuite de mesurer la tension aux bornes du condensateur et d'en déduire son temps de charge tc, . On a alors te = noTo-tc. Cette technique permet une bonne récurrence des mesures, mais sa précision est limitée par la difficulté de réalisation du dispositif de charge de la capacité.A simpler implementation technique (FIG. 3) consists of charging an auxiliary capacitor (8) with a constant current between the instant of arrival of the event and the following transition of the reference clock, on which one registers the value no of the counter (2). An analog-digital conversion then makes it possible to measure the voltage across the capacitor and to deduce its charging time tc,. We then have te = noTo-tc. This technique allows a good recurrence of the measurements, but its accuracy is limited by the difficulty of achieving the capacity charging device.

Une autre technique (Figure 4) consiste à utiliser des lignes à retard calibrées à -= pour échantillonner le signal entrant à des fractions de la période - de référence. Elle est équivalente à utiliser une fréquence de référence plus élevée d'un facteur N, mais avec des circuits travaillant à la fréquence fo . Cette technique permet une récurrence maximale, mais le gain N en résolution est en pratique limité par la multiplication des signaux à traiter. Description de l'invention L'invention concerne un procédé et un dispositif permettant la mesure précise de l'instant d'arrivée d'un événement en autorisant une fréquence de récurrence élevée, et basée sur l'utilisation d'un convertisseur analogique-numérique (CAN) et d'un système numérique de traitement de signal. Elle permet de s'affranchir des contraintes de réglages analogiques (toute la compensation des défauts et écarts est numérique), ainsi que de la gestion de la métastabilité (indirectement assurée par l'échantillonneur du CAN). La présence d'une unique chaîne de traitement, sans dispositif complémentaire, permet également d'assurer une moindre dérive de la mesure. Principe de base Son principe de base est présenté Figure 5. Un événement (1), ici défini comme un front montant d'un signal, sert d'horloge à une bascule T rapide (10).Another technique (Figure 4) is to use delay lines calibrated at - = to sample the incoming signal at fractions of the reference period. It is equivalent to using a reference frequency higher by an N factor, but with circuits working at the frequency fo. This technique allows maximum recurrence, but the gain N in resolution is in practice limited by the multiplication of the signals to be processed. Description of the invention The invention relates to a method and a device for accurately measuring the arrival time of an event by allowing a high recurrence frequency, and based on the use of an analog-to-digital converter. (CAN) and a digital signal processing system. It makes it possible to overcome the constraints of analog settings (all compensation of defects and deviations is numerical), as well as metastability management (indirectly provided by the CAN sampler). The presence of a single processing chain, without any additional device, also makes it possible to ensure less drift of the measurement. Basic principle Its basic principle is shown in Figure 5. An event (1), defined here as a rising edge of a signal, serves as a clock for a fast flip-flop (10).

La sortie de celle-ci, qui change donc d'état à chaque événement, est introduite dans un filtre passe-bas (11) avant son injection dans un convertisseur analogique-numérique (CAN) (12). La fréquence d'échantillonnage du CAN est la fréquence de référence f0. On choisit typiquement un fonctionnement en mode différentiel pour la bascule et le CAN, permettant notamment de limiter le bruit en mode commun. Au repos (sans événement), on considère que le signal mesuré par le CAN est soit -1 soit +1. Si la fréquence de récurrence des événements est suffisamment faible, chaque événement produit un signal qui est la réponse indicielle du filtre (-1 vers +1 ou symétriquement +1 vers -1), numérisée par le CAN. La réponse indicielle englobe la réponse du filtre, de l'étage d'entrée du CAN, de l'étage de sortie de la bascule T, mais reste principalement conditionnée par le filtre., Par seuillage sur le signal échantillonné, on détermine si un événement est survenu entre deux échantillons (on choisit typiquement le seuil à 0, et on recherche le changement de signe), et on note no le numéro du premier de ces deux échantillons. Si l'un des deux est nul, on choisit l'échantillon nul. Ensuite, en effectuant une interpolation (13) par N du signal numérisé, on recherche le sous-échantillon ni (avec n1 dans O.. N-1) entre les échantillons no et no + 1, tel qu'il soit le plus proche du seuil choisi (ici 0). On définit alors l'instant de l'événement par te -= no + - L. . En pratique, comme l'on recherche simplement la position d'un zéro, on effectue la recherche par dichotomie, limitant le volume de calcul et permettant d'obtenir une mesure au bout de log2 (N) étapes de calcul. L'implémentation de l'interpolation par N est typiquement réalisable à partir 25 d'une table pré-calculée de N entrées (une entrée pour chacune des N positions possibles du zéro entre les échantillons no et no +1), fournissant des coefficients de pondération à appliquer sur K échantillons situés au voisinage des échantillons no et no +1. La procédure d'interpolation nécessite au minimum les deux échantillons n et no +1 pour une interpolation linéaire (K = 2), un plus grand nombre peut être utilisé pour affiner la mesure (typiquement 6 à 10, selon la bande passante du filtre). La position ainsi déterminée correspond à l'instant d'arrivée de l'événement dans le système, augmenté des temps de transit dans la bascule T, le filtre, le système de conversion du CAN, jusqu'à l'instant où la valeur seuil (0) est atteinte. Ce temps de transit constitue l'erreur de mesure systématique; il est déterminé lors de la procédure de tarage puis compensé numériquement. Contraintes La résolution effective est limitée par le bruit sur la . mesure qui est essentiellement dû : - au bruit en sortie de la bascule - au bruit propre du CAN (bruit de quantification, bruit de conversion), caractérisé par son SNR à la gigue de phase (« jitter ») de l'horloge de référence, de la bascule T et de l'échantillonneur du CAN. La bande passante du filtre passe-bas limite également la résolution : une bande passante faible génère un signal indiciel avec une faible pente, augmentant l'incertitude sur la position du zéro pour un bruit d'entrée donné. Pour pouvoir 20 appliquer une interpolation optimale, le filtre doit par ailleurs avoir une réjection suffisante dès la fin de la première bande de Nyquist (dès fo /2 ). Un filtre passe-bas typique aura une bande passante B de l'ordre de fo / 4 à fo/3 , générant une réponse indicielle ayant une pente P -=-27cB (en première approximation, et pour une transition de -1 à +1), soit P =271. f0/4 à P =271- f0/3. Dans ces 25 conditions, ' pour un SNR donné, qui représente un bruit d'écart-type 10-SNR(dB)/20 sur le signal du CAN, l'incertitude sur la position du zéro est, 10-SNR(dB)/20 avec le filtre le plus défavorable, de At (bruit) = Pmax 227- fo / 4 Avec fo =250 MHz et SNR=70 dB, par exemple, le bruit limite la résolution à environ 0.8 ps. Inversement, pour At(bruit) donné, il est inutile de choisir une - To , soit valeur d'interpolation N beaucoup plus grande que N = o t At (bruit 27-rB SNR(c1B)120 2.10 Nopt = .1 n-sNR(dB)120 o La réponse impulsionnelle d'un filtre analogique étant infinie, le principe décrit précédemment ne fonctionne que si l'écart temporel entre deux événements est suffisanlment grand pour que la sortie du filtre puisse être considérée comme établie lors de chaque détection. Si ce n'est pas le cas, le signal de traîne de l'événement précédent va perturber la détermination de la position du zéro du suivant. La limite est donnée par le temps T sTAB mis .par la réponse indicielle pour 10 atteindre sa réponse finale (-1 ou +1) au bruit de mesure près, soit avec une précision relative c de 10-SNR(c/B)120. Pour un filtre de bande passante B, ce temps peut s'écrire : TSTAB a log(E) = SNR (dB) a 1og(10) 0.12-a SNR(dB), 20B avec a dépendant du type et de l'ordre du filtre (a = 1 pour un filtre du premier SNR(dB) 15 ordre). Une majoration pratique est par exemlpe : T sTAB 2B Avec B de l'ordre de f0/4 à f0/3, on a: T sTAB G 2- SNR(dB). To . Dans l'exemple, ceci donne un temps de stabilisation d'au plus 140 périodes d'échantillonnage pour un SNR de 70 dB, soit 560 ns pour fo =250 MHz, ce qui limite la fréquence de récurrence à environ 2 MHz pour une résolution maximale.The output of the latter, which therefore changes state at each event, is introduced into a low-pass filter (11) before it is injected into an analog-to-digital converter (ADC) (12). The sampling frequency of the ADC is the reference frequency f0. A differential mode operation is typically chosen for the flip-flop and the CAN, in particular to limit the noise in common mode. At rest (without event), we consider that the signal measured by the CAN is either -1 or +1. If the event recurrence frequency is low enough, each event produces a signal that is the index response of the filter (-1 to +1 or symmetrically +1 to -1), digitized by the ADC. The index response includes the response of the filter, the input stage of the CAN, the output stage of the flip-flop T, but remains mainly conditioned by the filter. By thresholding on the sampled signal, it is determined whether a event occurred between two samples (the threshold is typically set to 0, and the change of sign is searched for), and the number of the first of these two samples is noted. If one of the two is zero, the zero sample is chosen. Then, by carrying out an interpolation (13) by N of the digitized signal, the sub-sample ni (with n1 in O .. N-1) is sought between the samples no and no + 1, as it is the closest the chosen threshold (here 0). We then define the instant of the event by te - = no + - L.. In practice, since the position of a zero is simply sought, the search is performed by dichotomy, limiting the calculation volume and making it possible to obtain a measurement after log2 (N) calculation steps. The implementation of the N interpolation is typically feasible from a pre-calculated table of N inputs (one input for each of the N possible zero positions between the no and no samples), providing coefficients of weighting to be applied to K samples in the vicinity of samples no and no +1. The interpolation procedure requires at least the two samples n and no +1 for a linear interpolation (K = 2), a larger number can be used to refine the measurement (typically 6 to 10, depending on the bandwidth of the filter) . The position thus determined corresponds to the time of arrival of the event in the system, plus the transit time in the flip-flop T, the filter, the conversion system of the ADC, up to the moment when the threshold value (0) is reached. This transit time is the systematic measurement error; it is determined during the calibration procedure and then compensated numerically. Constraints Effective resolution is limited by noise on the. measurement which is essentially due to: - the noise at the output of the rocker - the noise proper to the CAN (quantization noise, conversion noise), characterized by its SNR at the jitter phase ("jitter") of the reference clock , T flip-flop and CAN sampler. The bandwidth of the low pass filter also limits the resolution: a low bandwidth generates an index signal with a low slope, increasing the uncertainty on the zero position for a given input noise. In order to be able to apply optimal interpolation, the filter must moreover have sufficient rejection as soon as the first Nyquist band is completed (from fo / 2). A typical low pass filter will have a bandwidth B in the order of fo / 4 to fo / 3, generating an index response with a slope P - = - 27cB (as a first approximation, and for a transition from -1 to + 1), ie P = 271. f0 / 4 to P = 271- f0 / 3. Under these conditions, for a given SNR, which represents a standard deviation noise 10-SNR (dB) / 20 on the CAN signal, the uncertainty on the zero position is, 10-SNR (dB) With the worst-case filter, At (noise) = Pmax 227-fo / 4 With fo = 250 MHz and SNR = 70 dB, for example, the noise limits the resolution to about 0.8 ps. Conversely, for At (noise) given, it is useless to choose a - To, ie interpolation value N much larger than N = ot At (noise 27-rB SNR (c1B) 120 2.10 Nopt = .1 n-sNR (dB) 120 o The impulse response of an analog filter being infinite, the principle described above only works if the time difference between two events is sufficiently large so that the output of the filter can be considered as established at each detection. If this is not the case, the trailing signal of the preceding event will disturb the determination of the next zero position, the limit being given by the time T sTAB set by the index response to reach its response. final (-1 or +1) to the measurement noise, ie with a relative precision c of 10-SNR (c / B) 120. For a bandwidth filter B, this time can be written as: TSTAB a log ( E) = SNR (dB) at 1og (10) 0.12-a SNR (dB), 20B with a depending on the type and order of the filter (a = 1 in) ur a filter of the first SNR (dB) 15 order). A practical increase is for example: T sTAB 2B With B of the order of f0 / 4 to f0 / 3, we have: T sTAB G 2- SNR (dB). To. In the example, this gives a stabilization time of no more than 140 sampling periods for an SNR of 70 dB, ie 560 ns for fo = 250 MHz, which limits the recurrence frequency to about 2 MHz for a resolution Max.

20 Amélioration de la fréquence de récurrence maximale Une augmentation de la fréquence de récurrence peut être apportée en utilisant un égaliseur' (voir Figure 6), de la manière suivante : La réponse indicielle peut être mesurée par le système lui-même en générant des 25 événements en décalage croissant avec la fréquence d'échantillonnage, par exemple en y connectant la sortie d'un oscillateur asservi ayant une fréquence du type i( ° 1 , avec M > foT M entier. 1--- - STAB N, A partir de la connaissance de la réponse indicietle, on calcule un signal de référence en soustrayant à celle-ci le signal idéal en marche d'escalier. Une fois 5 un premier événement détecté et positionné, le système peut interpoler ce signal de référence pour l'aligner sur la position de l'événement, et le ré-échantillonner à fo pour obtenir un signal de compensation (d'une durée d'au plus T sTAB). Chaque échantillon entrant suivant est alors compensé de ce signal de référence ré-échantillonné : sa valeur est idéalement -1 ou +1 en l'absence d'autre événement.Increasing the Maximum Recurrence Frequency An increase in the recurrence frequency can be provided by using an equalizer (see Figure 6), as follows: The index response can be measured by the system itself by generating feedback. events in increasing offset with the sampling frequency, for example by connecting the output of a slave oscillator having a frequency of type i (° 1, with M> foT M integer 1 --- - STAB N, From From the knowledge of the indicative response, a reference signal is computed by subtracting from it the ideal staircase signal.When a first event is detected and positioned, the system can interpolate this reference signal for the reference signal. align with the position of the event, and re-sample it at fo to obtain a compensation signal (of a duration of at most T sTAB), then each subsequent incoming sample is compensated for this signal of r re-sampled reference: its value is ideally -1 or +1 in the absence of any other event.

10 Lors de la survenue de l'événement suivant, la compensation annule l'erreur due à la traîne du premier. Ensuite, après la détermination de la position de ce nouvel événement, on aligne un nouveau signal de référence, que l'on ajoute au signal de compensation, et ainsi de suite de manière à annuler l'effet des événements précédents lors de la survenue d'un nouveau. Mathématiquement, le signal de 15 compensation est équivalent à la convolution du signal de détection des zéros (suite de pics de Dirac) avec le signal de référence. Cette compensation au premier ordre permet d'augmenter la fréquence de récurrence à résolution constante, limitée en dernier ressort par la bande passante du filtre et la capacité de calcul. Au second ordre, la précision de mesure est cependant dégradée, 20 d'autant plus que la fréquence de récurrence est élevée, le signal de compensation n'étant qu'une valeur approchée du signal réel à compenser. En particulier, le niveau de sortie de la bascule T doit être régulé avec suffisamment de précision pour pouvoir être considéré stable (incertitude équivalente à celle du bruit de mesure).At the occurrence of the next event, the compensation cancels the error due to the drag of the first. Then, after the determination of the position of this new event, a new reference signal is aligned, which is added to the compensation signal, and so on so as to cancel the effect of the previous events at the time of the occurrence of the event. 'a new. Mathematically, the compensation signal is equivalent to the convolution of the zero detection signal (Dirac peak sequence) with the reference signal. This first-order compensation makes it possible to increase the frequency of recurrence with constant resolution, limited as a last resort by the bandwidth of the filter and the computing capacity. In the second order, however, the measurement accuracy is degraded, all the more so since the recurrence frequency is high, the compensation signal being only an approximate value of the real signal to be compensated. In particular, the output level of the flip-flop T must be regulated with sufficient precision to be considered stable (uncertainty equivalent to that of the measurement noise).

25 Exemples d'application Un exemple d'application de l'invention peut être la localisation d'une 30 collision de haute énergie dans une chambre, provoquant une scintillation détectée par N photomultiplicateurs. On utilise N dispositifs synchronisés (ou un dispositif de N voies, voir Figure 7) connectés aux sorties des N photomultiplicateurs. A partir des dates des N événements détectés dans une même fenêtre temporelle, on peut remonter à la distance de la collision avec chaque photomultiplicateur et ainsi trianguler sa position. Les applications en mesure générale incluent : - la mesure de durée d'impulsion (à partir d'un dispositif à deux voies alimentées par le même signal, mais inversé sur l'une des deux) - la mesure de période (et de fréquence), par différentiation de la datation d'événements successifs. - la caractérisation de la gigue de phase d'oscillateurs par traitement statistique des datations des événements successifs 10Application Examples An exemplary application of the invention may be the location of a high energy collision in a chamber, causing scintillation detected by N photomultipliers. N synchronized devices (or a device of N channels, see Figure 7) connected to the outputs of the N photomultipliers are used. From the dates of the N events detected in the same time window, we can go back to the distance of the collision with each photomultiplier and thus triangulate its position. General measurement applications include: - pulse duration measurement (from a two-channel device fed by the same signal, but inverted on one of the two) - period (and frequency) measurement , by differentiation of the dating of successive events. the characterization of the phase jitter of oscillators by statistical processing of the dates of the successive events

Claims

CLAIMS1 - Method for dating events with high temporal resolution and high recurrence comprising: a step of creating a logic electrical signal having a change of state on each event to date, a step of filtering said logic electrical signal by a filter low pass, generating a reduced analog bandwidth signal. - A step of injecting said analog signal in an analog-digital converter (ADC), which provides a series of digital samples, with a sampling frequency adapted to the bandwidth of the low-pass filter. a numerical calculation step determining the approximate position of the event (typically the closest sample), determined by a simple thresholding of the digital data. a numerical calculation step performing interpolations around said approximate position of the event, in order to more precisely search for the moment when the interpolated signal crosses the predetermined threshold, with a resolution of a fraction of the sampling period of the CAN.

2 - Method according to claim 1 characterized in that it comprises an additional step of equalizing the data from the CAN, in particular to increase the frequency of maximum recurrence of events. EQ consists of estimating the interference signal generated in the digital data by the previous events; this is calculated from: - the knowledge of the index response of the system, essentially defined by the low-pass filter preceding the CAN. measurements of dating of said previous events. This estimated interference signal is then subtracted from the CAN data before calculating the arrival time of a new event.

3 - Device for dating events with high temporal resolution and high recurrence comprising: - A means for generating a logic electrical signal having a change of state at each event to date (10), - A low-pass filter in which is injected the logic electrical signal, and which produces a reduced analog bandwidth signal. An analog-to-digital converter (ADC) (12) into which the analog signal is injected, and which provides a series of digital samples, with a sampling frequency adapted to the bandwidth of the low-pass filter. Numerical calculation means determining the approximate position of the event (typically the closest sample), by simple thresholding of the digital data. Numerical calculating means (13) interpolating around the approximate position of the event in order to more precisely search for the moment when the interpolated signal fills the predetermined threshold with a resolution of a fraction of the sampling period; CAN.

4 - Device according to claim 3 characterized in that it comprises additional numerical calculation means for performing an equalization of data from the CAN, in particular to increase the frequency of maximum recurrence of events. EQ consists of estimating the interference signal generated in the digital data by the previous events; this is calculated from: the knowledge of the index response of the system, essentially defined by the low-pass filter preceding the CAN. measurements of dating of said previous events. This estimated interference signal is then subtracted from the CAN data before calculating the arrival time of a new event.