FR3004873A1

FR3004873A1 -

Info

Publication number: FR3004873A1
Application number: FR1453627A
Authority: FR
Inventors: Tony Rocco
Original assignee: Robert Bosch Australia Pty Ltd
Current assignee: Robert Bosch Australia Pty Ltd
Priority date: 2013-04-23
Filing date: 2014-04-23
Publication date: 2014-10-24
Anticipated expiration: 2034-04-23
Also published as: AU2013205395B1; CN104122921A; DE102014005856B4; DE202014102444U1; CN204288036U; CN104122921B; DE102014005856A1; FR3004873B1

Abstract

Un procédé de restriction d'un lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) pour un dispositif à semi-conducteur de puissance pendant le fonctionnement du dispositif à semi-conducteur de puissance placé entre une source de puissance et une charge, le procédé comprenant : la prise d'une mesure de tension aux bornes de la charge (VLOAD) ; la sélection d'un scalaire pour mettre à l'échelle la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLOAD) ; et la construction d'une tension de commande pour commander le dispositif à semi-conducteur de puissance avec un circuit de commande conformément à la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLOAD) multipliée par le scalaire de manière à imposer une tension de sortie du semi-conducteur de puissance.A method of restricting a safe operating area (SOA) for a power semiconductor device during operation of the power semiconductor device placed between a power source and a load, the method comprising: taking a voltage measurement across the load (VLOAD); selecting a scalar to scale the voltage measurement taken across the load (VLOAD); and constructing a control voltage for controlling the power semiconductor device with a control circuit according to the voltage measurement across the load (VLOAD) multiplied by the scalar so as to impose a voltage of output of the power semiconductor.

Description

-3004873 1 PROCEDE DE RESTRICTION D'UN LIEU DE ZONE DE FONCTIONNEMENT SÛR POUR UN DISPOSITIF A SEMI-CONDUCTEUR DE PUISSANCE Domaine technique La présente invention concerne un procédé et un circuit pour restreindre un lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) pour un dispositif à semiconducteur de puissance pendant le fonctionnement du dispositif à semi-conducteur de puissance placé entre une source de puissance et une charge. La présente invention a une application particulière, mais pas exclusive, pour restreindre un lieu de SOA pour un MOSFET de puissance à enrichissement à canal N dans une configuration côté haut entre la source de puissance et la charge en construisant une tension de commande pour commander le MOSFET de puissance de manière à imposer une tension de sortie du MOSFET de puissance.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a method and circuit for restricting a safe operation area (SOA) location for a device. semiconductor device during operation of the power semiconductor device placed between a power source and a load. The present invention has a particular, but not exclusive, application for restricting an SOA location for an N-channel enhancement power MOSFET in a high side configuration between the power source and the load by constructing a control voltage to control the Power MOSFET so as to impose an output voltage of the power MOSFET.

Contexte de l'invention Un dispositif à semi-conducteur de puissance, tel qu'un transistor à effet de champ métal-oxyde-semiconducteur (MOSFET) de puissance, est généralement utilisé pour activer et désactiver l'énergie électrique vers une charge inductive, par exemple, dans des applications de commande d'automobile et de commande de de moteur par modulation de durée d'impulsion. Le MOSFET de puissance comporte une électrode de grille pour commander le MOSFET de puissance, une électrode de drain connectée à la source de puissance électrique et une électrode de source connectée à la charge. En fonctionnement, lorsque le MOSFET de puissance est mis à l'état bloqué pour désactiver la charge, l'énergie inductive stockée dans la charge inductive peut provoquer la chute de la tension de source du MOSFET de puissance au-dessous du potentiel de masse. Dans certains cas, la tension drain-source du MOSFET de puissance augmente jusqu'à ce qu'elle dépasse une tension d'avalanche drain-source conduisant à une conduction dans une diode parasite interne en antiparallèle du MOSFET de puissance qui peut provoquer une défaillance induite par avalanche du MOSFET de puissance. Par conséquent, des efforts ont été faits pour protéger un dispositif à semi-conducteur de puissance d'une défaillance induite par avalanche et pour mettre en oeuvre le MOSFET de puissance dans une zone de fonctionnement sûr (SOA) limitée. La SOA représente les conditions de tension et de courant maximums au-dessus desquelles tout dispositif à semi- conducteur de ce type peut fonctionner sans entraîner un auto-endommagement du dispositif. Dans un exemple existant d'un effort pour prolonger la durée de vie d'un MOSFET de puissance, le taux de changement de la tension drain-source est commandé par un circuit de commande de grille secondaire par l'intermédiaire d'une « capacitance de Miller » de MOSFET. La commande de grille secondaire de de de est obtenue en sélectionnant un circuit de commande grille principale à haute impédance pour le MOSFET 25 puissance qui interagit avec la « capacitance Miller » intégrée du MOSFET. Néanmoins, dans cet exemple de « mise en forme de grille », cependant, le lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) de MOSFET n'est limité que dans certaines situations et cette 30 technique n'est pas robuste face une variation des paramètres. Dans un autre exemple, le circuit de commande de grille secondaire est dérivé de la tension drain-source et la charge inductive est écrêtée par un circuit de 35 commande d'écrêtage. Cependant, dans cet exemple, le lieu de SOA de MOSFET « d'écrêtage » ne produit pas une puissance crête minimum lorsqu'il est utilisé avec des charges types. En effet, la puissance crête n'est réduite à un minimum que dans des cas de fonctionnement extrêmes. La figure 1 montre graphiquement ces exemples existants mentionnés ci-dessus de restriction d'une SOA pour un dispositif à semi-conducteur de puissance. La figure 1 montre également un graphique 10 d'un lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) maximum de polarisation directe assignée 12 pour un dispositif à semi-conducteur de puissance, tel qu'un MOSFET de puissance, avec la tension drain-source (Vds) sur l'axe x et le courant de drain (ID) sur l'axe y du graphique 10. Le lieu de SOA 12 représente la tension drain-source et le courant de drain simultanés maximums que le MOSFET de puissance peut gérer de manière sûre avec, par exemple, une température de jonction crête maximum et une température de boîtier de 25 °C.Background of the Invention A power semiconductor device, such as a power metal-oxide-semiconductor (MOSFET) field effect transistor, is generally used to turn on and off the electrical energy to an inductive load, for example, in automotive control and motor control applications by pulse duration modulation. The power MOSFET includes a gate electrode for controlling the power MOSFET, a drain electrode connected to the power source and a source electrode connected to the load. In operation, when the power MOSFET is turned off to turn off the load, the inductive energy stored in the inductive load can cause the source voltage of the power MOSFET to drop below the ground potential. In some cases, the drain-source voltage of the power MOSFET increases until it exceeds a drain-source avalanche voltage leading to a conduction in an internal parasitic diode in antiparallel power MOSFET that may cause a failure Avalanche induced power MOSFET. Therefore, efforts have been made to protect a power semiconductor device from an avalanche-induced failure and to implement the power MOSFET in a limited safe operating area (SOA). SOA represents the maximum voltage and current conditions above which any semiconductor device of this type can operate without causing self-damage to the device. In an existing example of an effort to extend the life of a power MOSFET, the rate of change of the drain-source voltage is controlled by a secondary gate control circuit through a "capacitance of Miller "of MOSFET. The secondary gate control is achieved by selecting a high impedance main gate control circuit for the power MOSFET that interacts with the integrated MOSFET "Miller capacitance". However, in this "grid shaping" example, however, the safe operating zone (SOA) location of MOSFET is limited only in certain situations and this technique is not robust to a variation of the parameters. . In another example, the secondary gate control circuit is derived from the drain-source voltage and the inductive load is clipped by a clipping control circuit. However, in this example, the "clipping" MOSFET SOA location does not produce a minimum peak power when used with typical loads. Indeed, the peak power is reduced to a minimum only in extreme operating cases. Figure 1 graphically shows these above-mentioned existing examples of restricting an SOA for a power semiconductor device. Fig. 1 also shows a graph of a maximum assigned forward biased safe operating area (SOA) location 12 for a power semiconductor device, such as a power MOSFET, with the drain-source voltage (Vds) on the x-axis and the drain current (ID) on the y-axis of Fig. 10. The SOA locus 12 represents the maximum simultaneous drain-source voltage and drain current that the power MOSFET can handle. in a safe manner with, for example, a peak peak junction temperature and a case temperature of 25 ° C.

Un dispositif à semi-conducteur de puissance peut être utilisé pour commuter à la fois des charges inductives écrêtées et non écrêtées suivant les exemples existants mentionnés ci-dessus. Pour les charges inductives non écrêtées, l'énergie inductive stockée qui est dissipée dans le MOSFET de puissance pendant une avalanche doit être inférieure à la limite d'absorption d'énergie assignée du MOSFET de puissance. Par ailleurs, la tension drain-source et le courant de drain simultanés maximums que le MOSFET de puissance peut gérer doivent être ajustés pour différentes conditions de fonctionnement telles que la température du boîtier. Ainsi, on peut voir qu'un lieu de SOA de « mise en forme de grille » 16 utilisant le procédé existant décrit ci-dessus limite le lieu de SOA 12 du MOSFET de puissance. Pour les charges écrêtées, comme l'exemple existant décrit ci-dessus, on peut voir, à partir de la figure 1, qu'un lieu de SOA « d'écrêtage » 14 limite également le lieu de SOA 12 du MOSFET de puissance, mais la puissance crête n'est réduite à un minimum que dans les cas de fonctionnement extrêmes où, par exemple, la tension de batterie augmente vers la tension drain-source maximum du MOSFET. On peut également voir que la puissance est limitée en utilisant le procédé de « mise en forme de grille » dans une plus grande plage de conditions de fonctionnement qu'avec le procédé « d'écrêtage ». Néanmoins, la puissance crête, lorsque le courant de drain et la tension drain-source sont à des niveaux crêtes, n'est pas limitée de manière significative.A power semiconductor device may be used to switch both clipped and uncapped inductive loads according to the above-mentioned existing examples. For non-clipped inductive loads, the stored inductive energy that is dissipated in the power MOSFET during an avalanche must be less than the rated power absorption limit of the power MOSFET. Moreover, the maximum simultaneous drain-source voltage and drain current that the power MOSFET can handle must be adjusted for different operating conditions such as the housing temperature. Thus, it can be seen that a "grid shaping" SOA location 16 using the existing method described above limits the SOA location 12 of the power MOSFET. For clipped charges, like the existing example described above, it can be seen from FIG. 1 that a "clipping" SOA location 14 also limits the SOA location 12 of the power MOSFET, but the peak power is reduced to a minimum only in extreme operating situations where, for example, the battery voltage increases towards the maximum drain-source voltage of the MOSFET. It can also be seen that the power is limited by using the "grid shaping" process over a wider range of operating conditions than with the "clipping" method. Nevertheless, the peak power, when the drain current and the drain-source voltage are at peak levels, is not significantly limited.

Par ailleurs, on peut voir à partir du lieu « d'écrêtage » 14 et du lieu de « mise en forme de grille » 16 de la figure 1, que le courant de drain (Id) est limité au courant de drain initial (Icuinitiau 18 et, lorsqu'il n'y a pas de courant de drain aux 20 bornes du MOSFET de puissance, la tension drain-source est la tension de source (par batterie) (Vbat) 20. Néanmoins, exemple, la tension de il existe un besoin de pour un restreindre davantage une SOA dispositif à semi-conducteur de puissance, par exemple, dans une 25 plus grande plage de conditions de fonctionnement pour mieux le protéger de charges crêtes et d'une défaillance induite par avalanche. L'examen du contexte de l'invention est inclus ici pour expliquer l'invention. Ceci ne doit pas être pris 30 comme une admission du fait que les exemples existants référencés étaient publiés, connus ou faisaient partie de la connaissance générale commune à la date de priorité de cette demande. 35 Résumé de l'invention Selon un aspect de la présente invention, il est proposé un procédé de restriction d'un lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) pour un dispositif à semiconducteur de puissance pendant le fonctionnement du 5 dispositif à semi-conducteur de puissance placé entre une source de puissance et une charge, le procédé comprenant : la prise d'une mesure de tension aux bornes de la charge (VLoAD) ; 10 la sélection d'un scalaire pour mettre à l'échelle la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoAD) ; et la construction d'une tension de commande pour commander le dispositif à semi-conducteur de puissance 15 avec un circuit de commande conformément à la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoAD) multipliée par le scalaire de manière à imposer une tension de sortie du semi-conducteur de puissance. De préférence, le dispositif à semi-conducteur de 20 puissance est un transistor à effet de champ métaloxyde-semi-conducteur (MOSFET) de puissance qui est utilisé pour commuter des charges, par exemple, dans des applications de commande de démarreur d'automobile. En effet, le dispositif à semi-conducteur de puissance 25 est, de préférence, un MOSFET de puissance à enrichissement à canal N dans une configuration côté haut entre la source de puissance et une charge inductive telle qu'un démarreur. La tension de commande du MOSFET de puissance limite ainsi la tension de 30 sortie du MOSFET de puissance de manière à restreindre la SOA du MOSFET de puissance pour augmenter à un maximum sa durée de vie. C'est-à-dire que le nombre de cycles de commutation avant qu'une dégradation importante du MOSFET de puissance se produise est 35 augmenté à un maximum en réduisant à un minimum les cas de contrainte par avalanche sur le MOSFET de puissance et en réduisant à un minimum la puissance crête . produite et/ou l'absorption d'énergie totale du MOSFET de puissance. A ce titre, la SOA est limitée de manière à utiliser au minimum la SOA du MOSFET de puissance. Les hommes du métier apprécieront que le dispositif à semi-conducteur de puissance comprend des dispositifs tels que le MOSFET de puissance, ainsi qu'un transistor à jonction bipolaire (BJT), un 10 thyristor et un transistor bipolaire à grille isolée (IGBT). Dans un mode de réalisation, le procédé comprend en outre la sélection d'une première impédance (R1) dans le circuit de commande entre une électrode de 15 sortie du dispositif à semi-conducteur de puissance et une électrode de commande du dispositif à semiconducteur de puissance et la sélection d'une deuxième impédance (R2) dans le circuit de commande entre une sortie de la charge et l'électrode de commande du 20 dispositif à semi-conducteur de puissance pour former le scalaire. De préférence, le scalaire est : /(R21 +1) 25 Dans un autre mode de réalisation, le procédé comprend en outre le décalage de la tension de commande pour le circuit de commande en ajoutant un décalage à la tension de commande. Dans le mode de réalisation, le 30 circuit de commande comprend en outre un élément non linéaire (Dl) placé entre la charge et l'électrode de commande du dispositif à semi-conducteur de puissance et le décalage comprend une mesure de tension prise aux bornes de l'élément non linéaire (Vin) multipliée par le scalaire. Par conséquent, dans le mode de réalisation, la tension de commande est : 17D1. y ( /Ri +1) (R2/R, +1) VLOAD -- Avec référence au mode de réalisation de MOSFET de puissance, la tension de commande est la tension grille-source (Vgs) du MOSFET de puissance. L'électrode de commande est l'électrode de grille du MOSFET de puissance et l'électrode de sortie est l'électrode de source du MOSFET de puissance. Par ailleurs, comme cela sera apprécié, une électrode d'entrée du dispositif à semi-conducteur de puissance, connectée à la source de puissance (par exemple, une batterie), est une électrode de drain du MOSFET de puissance. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un circuit de commande pour imposer un lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) pour un dispositif à semi-conducteur de puissance pendant le fonctionnement du dispositif à semi-conducteur de puissance placé entre une source de puissance et une charge, le circuit de commande comprenant : une première résistance ayant une première impédance (R1) entre une sortie du dispositif à semiconducteur de puissance et une électrode de commande du dispositif à semi-conducteur de puissance ; et une deuxième résistance ayant une deuxième 30 impédance (R2) entre une sortie de la charge et l'électrode de commande du dispositif à semi-conducteur de puissance, dans lequel les première et deuxième impédances forment un scalaire pour mettra à l'échelle une mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoAD), et dans lequel le circuit de commande construit une tension de 5 commande pour commander le dispositif à semi-conducteur de puissance conformément à la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoAD) multipliée par le scalaire de manière à imposer une tension de sortie du semi-conducteur de puissance. 10 De nouveau, avec référence au mode de réalisation de MOSFET de puissance, le circuit de commande ci-dessus fournit un degré élevé de robustesse contre une activation erronée, par exemple, par des transitoires d'alimentation au MOSFET de puissance. Cela est obtenu 15 par le circuit de commande ne comportant pas de couplage drain-grille. Par ailleurs, le lieu de SOA limité des modes de réalisation de l'invention est sélectionné, par la sélection des première et deuxième impédances (R1 et R2), de sorte que la puissance crête 20 la plus faible puisse être obtenue pour n'importe quelle tension d'entrée d'alimentation donnée. Par ailleurs, comme cela sera apprécié, le lieu de SOA est sélectionné par une sélection de R1 et R2 en tant que compromis entre la dissipation de puissance crête et 25 l'absorption d'énergie totale du MOSFET de puissance. La réduction de la puissance crête mène à la réduction à un minimum de la contrainte physique de la puce semiconductrice et des matériaux de conditionnement du MOSFET de puissance. Par ailleurs, la réduction de 30 l'absorption d'énergie totale conduit à une réduction à un minimum des températures crêtes subies par la puce semi-conductrices et les matériaux de conditionnement et ainsi à une plus longue durée de vie du MOSFET de puissance. 35 Brève description des dessins Des modes de réalisation de l'invention vont maintenant être décrits avec référence aux dessins joints, sur lesquels : la figure 1 est un graphique d'un lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) maximum de polarisation directe assignée pour un dispositif à semi-conducteur de puissance, montrant des exemples d'efforts de l'art antérieur pour restreindre le lieu de SOA pour protéger le dispositif à semi-conducteur de puissance ; la figure 2 est un autre graphique du lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) maximum de polarisation directe assignée pour un dispositif à semi-conducteur de puissance de la figure 1 montrant un lieu de SOA limité selon un mode de réalisation de la présente invention ; la figure 3 est un schéma de principe représentant au moins un circuit de commande pour un MOSFET de puissance selon un mode de réalisation de la présente 20 invention ; la figure 4 est un autre schéma de principe représentant un circuit de commande pour un MOSFET de puissance selon un mode de réalisation de la présente invention ; et 25 la figure 5 est un graphique représentant le courant de drain et la tension grille-source d'un MOSFET de puissance pendant la commutation du MOSFET de puissance selon un mode de réalisation de la présente invention. 30 Description détaillée Avec référence maintenant à la figure 2, le lieu de zone de fonctionnement sûr (SOA) maximum de polarisation directe assignée 12 pour un dispositif à 35 semi-conducteur de puissance est montré sur le graphique 22. Comme décrit ci-dessus, le lieu de SOA 12 représente la tension drain-source et le courant de drain simultanés maximums qu'un MOSFET de puissance peut gérer de manière sûre. Dans un mode de réalisation de la présente invention, le lieu de SOA 12 pour un MOSFET de puissance à enrichissement à canal N dans une configuration côté haut entre une source de puissance et une charge est limité à un lieu de SOA limité 24. Les hommes du métier apprécieront que le graphique 22 pourrait représenter des lieux de SOA pour d'autres dispositifs, tels que des BJT. Néanmoins, on peut voir que la tension drain-source du MOSFET de puissance est limitée et que la puissance crête produite et l'absorption d'énergie totale du MOSFET de puissance sont limitées pour utiliser au minimum la SOA du MOSFET de puissance. Le lieu de SOA limité 24 est produit selon le procédé décrit ci-dessus. C'est-à-dire que, pendant le fonctionnement du MOSFET de puissance, le procédé comprend la prise d'une mesure de tension aux bornes de la charge (VLoAD), la sélection d'un scalaire pour mettre à l'échelle la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoAD), et la construction d'une tension de commande pour commander le MOSFET de puissance avec un circuit de commande, comme montré sur les figures 3 et 4, conformément à la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoAD) multipliée par le scalaire de manière à imposer une tension de sortie du MOSFET de puissance. Sur la figure 3, un circuit de commutation 26 pour activer et désactiver une charge 28 est prévu. Comme décrit, la charge est un démarreur pour un véhicule qui est commuté par un MOSFET de puissance 30. Le fonctionnement du MOSFET de puissance 30 est 35 commandé par un circuit de commande 34, qui est configuré pour commander la fourniture d'énergie électrique d'une batterie 32 à la charge 28 ainsi que pour restreindre le lieu de SOA du MOSFET de puissance 30 au lieu de SOA limité montré sur la figure 2 comme décrit ci-dessus. Par ailleurs, dans le mode de réalisation montré sur la figure 3, le circuit de commande 34 comprend un commutateur pour désactiver la fonction de restriction du lieu de SOA du MOSFET de puissance 30 dans certaines circonstances. Néanmoins, lorsqu'elle est activée, la mesure de tension prise aux bornes de la charge (VLoaD) pendant le fonctionnement du MOSFET de puissance 30 est mise à l'échelle pour construire la tension de commande pour le MOSFET de puissance 30. La tension de sortie provenant du MOSFET de puissance est soustraite de la tension aux bornes de la charge (VLoAD) et ensuite mise à l'échelle par un scalaire, comme décrit, pour construire la tension de commande. Ainsi, la tension de sortie du MOSFET de puissance 30 est limitée par un circuit de commande en boucle fermée. La figure 4 montre un circuit de commutation 36 avec un circuit de commande pour restreindre un lieu de SOA plus en détail que sur la figure 3. Le MOSFET de puissance 1 du mode de réalisation montré sur la figure 25 4 est un MOSFET de puissance à enrichissement à canal N 1 dans une configuration côté haut entre une source de tension d'alimentation 4 et une charge inductive 5. Le MOSFET de puissance à enrichissement à canal N 1 comporte un circuit de commande de grille principale 2 30 comprenant une alimentation continue pour fournir la tension pour mettre le MOSFET 1 à l'état passant et à l'état bloqué. Les hommes du métier apprécieront que le MOSFET de puissance est mis à l'état passant lorsque la tension grille-source dépasse une tension de seuil 35 (VTH) et est mis à l'état bloqué lorsque la tension grille-source est inférieure à la tension de seuil. Par ailleurs, lorsque le MOSFET de puissance est mis_ à l'état bloqué, l'énergie inductive stockée dans la charge 5 peut amener la tension de source du MOSFET de puissance 1 à tomber suffisamment au-dessous du potentiel de masse pour induire le mode d'avalanche du MOSFET, entraînant une défaillance induite par avalanche du MOSFET de puissance 1 si la SOA du MOSFET de puissance 1 n'est pas limitée de manière optimale.Furthermore, it can be seen from the "clipping" location 14 and the "grid shaping" location 16 of FIG. 1 that the drain current (Id) is limited to the initial drain current (Icuinitiau 18 and, when there is no drain current at the terminals of the power MOSFET, the drain-source voltage is the source (battery) voltage (Vbat) 20. Nevertheless, for example, the voltage of the There is a need to further restrict an SOA power semiconductor device, for example, over a wider range of operating conditions to better protect it from peak loads and avalanche-induced failure. The context of the invention is included here to explain the invention This should not be taken as an admission because the existing referenced examples were published, known, or were part of common general knowledge at the priority date of the invention. this request 35 Summary of the Inve According to one aspect of the present invention, there is provided a method of restricting a safe operating area (SOA) for a power semiconductor device during operation of the power semiconductor device placed between a power semiconductor device. power source and load, the method comprising: taking a voltage measurement across the load (VLoAD); Selecting a scalar to scale the voltage measurement taken across the load (VLoAD); and constructing a control voltage for controlling the power semiconductor device with a control circuit according to the voltage measurement taken across the load (VLoAD) multiplied by the scalar so as to impose a voltage output of the power semiconductor. Preferably, the power semiconductor device is a metal oxide-semiconductor (MOSFET) field effect transistor that is used to switch loads, for example, in automotive starter control applications. . Indeed, the power semiconductor device 25 is preferably an N-channel enhancement power MOSFET in a high side configuration between the power source and an inductive load such as a starter. The control voltage of the power MOSFET thus limits the output voltage of the power MOSFET so as to restrict the SOA of the power MOSFET to increase its lifetime to a maximum. That is, the number of switching cycles before significant degradation of the power MOSFET occurs is increased to a maximum by minimizing the avalanche stress cases on the power MOSFET and by reducing peak power to a minimum. produced and / or the total energy absorption of the power MOSFET. As such, the SOA is limited to use at least the SOA of the power MOSFET. Those skilled in the art will appreciate that the power semiconductor device includes such devices as the power MOSFET, as well as a bipolar junction transistor (BJT), a thyristor, and an insulated gate bipolar transistor (IGBT). In one embodiment, the method further comprises selecting a first impedance (R1) in the control circuit between an output electrode of the power semiconductor device and a control electrode of the semiconductor device. power and selecting a second impedance (R2) in the control circuit between an output of the load and the control electrode of the power semiconductor device to form the scalar. Preferably, the scalar is: / (R21 +1) In another embodiment, the method further comprises shifting the control voltage for the control circuit by adding an offset to the control voltage. In the embodiment, the control circuit further comprises a non-linear element (D1) placed between the load and the control electrode of the power semiconductor device and the offset comprises a voltage measurement taken at the terminals. the nonlinear element (Vin) multiplied by the scalar. Therefore, in the embodiment, the control voltage is: 17D1. y (/ Ri +1) (R2 / R, +1) VLOAD - With reference to the power MOSFET embodiment, the control voltage is the gate-source voltage (Vgs) of the power MOSFET. The control electrode is the gate electrode of the power MOSFET and the output electrode is the source electrode of the power MOSFET. Furthermore, as will be appreciated, an input electrode of the power semiconductor device, connected to the power source (e.g., a battery), is a drain electrode of the power MOSFET. According to another aspect of the invention, there is provided a control circuit for imposing a safe operating area (SOA) location for a power semiconductor device during operation of the power semiconductor device placed between a power source and a load, the control circuit comprising: a first resistor having a first impedance (R1) between an output of the power semiconductor device and a control electrode of the power semiconductor device; and a second resistor having a second impedance (R2) between an output of the load and the control electrode of the power semiconductor device, wherein the first and second impedances form a scalar for scaling a voltage measurement taken across the load (VLoAD), and wherein the control circuit builds a control voltage to control the power semiconductor device according to the voltage measurement taken across the load (VLoAD) ) multiplied by the scalar so as to impose an output voltage of the power semiconductor. Again, with reference to the power MOSFET embodiment, the above control circuit provides a high degree of robustness against erroneous activation, for example, power supply transients to the power MOSFET. This is achieved by the control circuit having no drain-gate coupling. Furthermore, the limited SOA locus of the embodiments of the invention is selected by selecting the first and second impedances (R1 and R2) so that the lowest peak power can be obtained for any what input power supply voltage given. Also, as will be appreciated, the SOA locus is selected by a selection of R1 and R2 as a trade-off between peak power dissipation and total power absorption of the power MOSFET. The reduction in peak power leads to the reduction to a minimum of the physical stress of the semiconductor chip and the power MOSFET conditioning materials. On the other hand, the reduction in total energy absorption leads to a reduction in the peak temperatures experienced by the semiconductor chip and packaging materials and thus to a longer life of the power MOSFET. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Embodiments of the invention will now be described with reference to the accompanying drawings, in which: FIG. 1 is a graph of a maximum safe forward operating zone (SOA) location of forward bias assigned for a power semiconductor device, showing examples of prior art efforts to restrict the location of SOA to protect the power semiconductor device; Fig. 2 is another graph of the assigned forward bias maximum safe operating area (SOA) location for a power semiconductor device of Fig. 1 showing a limited SOA location according to one embodiment of the present invention. ; Fig. 3 is a block diagram showing at least one control circuit for a power MOSFET according to an embodiment of the present invention; Fig. 4 is another block diagram showing a control circuit for a power MOSFET according to an embodiment of the present invention; and Fig. 5 is a graph showing the drain current and gate-source voltage of a power MOSFET during switching of the power MOSFET according to one embodiment of the present invention. DETAILED DESCRIPTION Referring now to FIG. 2, the assigned forward bias maximum safe operating area (SOA) location 12 for a power semiconductor device is shown in FIG. 22. As described above, FIG. the SOA locus 12 represents the maximum simultaneous drain-source voltage and drain current that a power MOSFET can safely handle. In one embodiment of the present invention, the SOA locus 12 for an N-channel enrichment power MOSFET in a high-side configuration between a power source and a load is limited to a limited SOA location. of the art will appreciate that graph 22 could represent SOA locations for other devices, such as BJTs. Nevertheless, it can be seen that the drain-source voltage of the power MOSFET is limited and that the peak power produced and the total energy absorption of the power MOSFET are limited to use at least the SOA of the power MOSFET. The limited SOA locus 24 is produced according to the method described above. That is, during operation of the power MOSFET, the method includes taking a voltage measurement across the load (VLoAD), selecting a scalar to scale the voltage measurement taken across the load (VLoAD), and the construction of a control voltage to control the power MOSFET with a control circuit, as shown in Figures 3 and 4, according to the voltage measurement taken at the terminals of the load (VLoAD) multiplied by the scalar so as to impose an output voltage of the power MOSFET. In Fig. 3, a switching circuit 26 for activating and deactivating a load 28 is provided. As described, the load is a starter for a vehicle that is switched by a power MOSFET 30. The operation of the power MOSFET 30 is controlled by a control circuit 34, which is configured to control the supply of electrical power to the vehicle. a battery 32 to the load 28 as well as to restrict the SOA location of the power MOSFET 30 instead of the limited SOA shown in Figure 2 as described above. On the other hand, in the embodiment shown in Fig. 3, the control circuit 34 includes a switch for disabling the power MOSFET SOA location restriction function in certain circumstances. Nevertheless, when enabled, the voltage measurement taken across the load (VLoaD) during operation of the power MOSFET 30 is scaled to build the control voltage for the power MOSFET 30. The voltage output from the power MOSFET is subtracted from the voltage across the load (VLoAD) and then scaled by a scalar, as described, to build the control voltage. Thus, the output voltage of the power MOSFET 30 is limited by a closed-loop control circuit. FIG. 4 shows a switching circuit 36 with a control circuit for restricting a SOA location in more detail than in FIG. 3. The power MOSFET 1 of the embodiment shown in FIG. 4 is a power MOSFET to FIG. N-channel enrichment 1 in a high-side configuration between a supply voltage source 4 and an inductive load 5. The N-channel enrichment power MOSFET 1 comprises a main gate control circuit 2 comprising a continuous power supply for provide the voltage to put the MOSFET 1 in the on state and in the off state. Those skilled in the art will appreciate that the power MOSFET is turned on when the gate-source voltage exceeds a threshold voltage (VTH) and is turned off when the gate-source voltage is below the threshold voltage. threshold voltage. On the other hand, when the power MOSFET is turned off, the inductive energy stored in the load may cause the source voltage of the power MOSFET 1 to fall sufficiently below the ground potential to induce the mode. MOSFET avalanche system, resulting in an avalanche-induced failure of the Power MOSFET 1 if the SOA of the Power MOSFET 1 is not optimally limited.

Le circuit de commutation 26 comprend ainsi un circuit de commande anti-avalanche 3 pour restreindre la SOA du MOSFET de puissance 1. Le fonctionnement du MOSFET de puissance 1 de la figure 4 est maintenant expliqué par rapport à la figure 5. Le circuit de commande de grille principale 2 est activé et désactivé entre les états FERME et OUVERT 38. Par exemple, le MOSFET peut être commuté à 20 Hz et prend 1 microseconde pour commuter entre les états. Pendant ce temps, il y a une perte de puissance de commutation alors que le courant de drain du MOSFET augmente et diminue. Par conséquent, le courant de drain du MOSFET (Id) 40 passant du drain à la source du MOSFET de puissance 1 est activé et augmente dans le temps à sa valeur maximum après la fermeture du circuit de commande de grille principale 2 et diminue dans le temps à zéro après l'ouverture du circuit de commande de grille principale 2. La tension grille-source du MOSFET (Vgs) 42 montre la tension de commande commandant le MOSFET de puissance 1 lorsque le circuit de commande de grille principale 2 est à la fois activé et désactivé. C'est-à-dire que, tandis que le circuit de commande de grille principale 2 est activé, le MOSFET de puissance 1 est dans le mode de saturation et est commandé par le circuit de commande de grille principale 2. Lorsque le circuit de commande de grille principale 2 est désactivé, le MOSFET de puissance 1 entre dans le mode linéaire et est commandé par le circuit de commande anti-avalanche 3. Le circuit de commande anti-avalanche 3 comprend 5 une première résistance (R1) qui a une première impédance et qui est placée entre l'électrode de source du MOSFET de puissance 1 et l'électrode de grille du MOSFET de puissance 1. Le circuit 3 comprend également une deuxième résistance (R2) qui a une deuxième 10 impédance et qui est placée entre la sortie de la charge 5 et l'électrode de grille du MOSFET de puissance 1. Comme décrit, les première et deuxième impédances forment un scalaire pour mettre à l'échelle la mesure de tension prise aux bornes de la charge 15 (VLoAD) . De cette manière, le circuit de commande 3 peut construire une tension de commande pour commander le MOSFET de puissance 1 conformément à la mesure de tension mise à l'échelle prise aux bornes de la charge 5. Par ailleurs, les impédances sont sélectionnées de 20 manière à imposer la tension de sortie du MOSFET de puissance 1. En outre, le circuit de commande 3 comprend un élément non linéaire sous la forme d'une diode (Dl) et la tension de commande est décalée en ajoutant un 25 décalage à la tension de commande mise à l'échelle. Dans le mode de réalisation, le décalage comprend une mesure de tension prise aux bornes de la diode (Dl) multipliée par le scalaire de sorte que la tension de commande, qui est la tension entre les électrodes de 30 grille et de source du MOSFET de puissance soit : Vgs - VLOAD - -1 (R2 / R1 + 1)± YM. 1 i/'( D // '12/R1 + 1) Les paramètres types pour le circuit de commutation 36 comprennent une tension d'alimentation de batterie de 12 V (Vbat. = 12 V) et un courant de drain initial du MOSFET de puissance 1 de 20 A (Id(initiau 20 A). Pour le MOSFET de puissance 1, la résistance entre les électrodes de source et de drain du MOSFET de puissance 1 lorsqu'il est mis à l'état passant est de 5 mû (Rds = 5 mû), la tension de seuil de grille minimum requise entre les électrodes de grille et de 10 source du MOSFET de puissance 1 pour le mettre à l'état passant est de 4 V (VTH = 4 V), et la transconductance du MOSFET de puissance 1 est de 100 A/V (gm = 100 A/V). Pour le MOSFET de puissance 1, comme montré sur la figure 4, commandé par le circuit de commande anti15 avalanche 3 lorsqu'il fonctionne dans la région linéaire : Vps = VTH ± Id. ligni - Equation 1 20 Dans le mode de réalisation : V = 9s/R1 Par conséquent, dans l'état permanent avec le 25 commutateur de commande de grille du circuit de commande de grille principale 2 OUVERT : Il = 12 Vg = OV - VD1 - '2'2 = OV VD1 V9s-R2 R1 VS Vg VgS = -111)1 VgS-R2/ - g VS= -VD1 - gs- (R2I Ri +1) 30 - Equation 2 4 Ainsi, par une substitution des équations 1 et 2 : Vs = VLOAD = -VD1 V,gs(R2 'Ri +1) Vgs = VLOAD - -1 2 VD1.The switching circuit 26 thus comprises an anti-avalanche control circuit 3 for restricting the SOA of the power MOSFET 1. The operation of the power MOSFET 1 of FIG. 4 is now explained with respect to FIG. 5. The control circuit Main gate 2 is turned on and off between the CLOSED and OPEN 38 states. For example, the MOSFET can be switched to 20 Hz and takes 1 microsecond to switch between states. During this time, there is a loss of switching power as the MOSFET drain current increases and decreases. Consequently, the drain current of the MOSFET (Id) 40 passing from the drain to the source of the power MOSFET 1 is activated and increases in time to its maximum value after the closure of the main gate control circuit 2 and decreases in the time to zero after the opening of the main gate control circuit 2. The gate-source voltage of the MOSFET (Vgs) 42 shows the control voltage controlling the power MOSFET 1 when the main gate control circuit 2 is at the gate. activated and deactivated. That is, while the main gate control circuit 2 is on, the power MOSFET 1 is in the saturation mode and is controlled by the main gate control circuit 2. When the gate circuit 2 is in the saturation mode and is controlled by the main gate control circuit 2. main gate control 2 is deactivated, the power MOSFET 1 enters the linear mode and is controlled by the anti-avalanche control circuit 3. The anti-avalanche control circuit 3 comprises a first resistor (R1) which has a first impedance and which is placed between the source electrode of the power MOSFET 1 and the gate electrode of the power MOSFET 1. The circuit 3 also comprises a second resistor (R2) which has a second impedance and which is placed between the output of the load 5 and the gate electrode of the power MOSFET 1. As described, the first and second impedances form a scalar for scaling the voltage measurement taken across the load 15 (VLoAD). In this way, the control circuit 3 can build a control voltage to control the power MOSFET 1 in accordance with the scaled voltage measurement taken across the load 5. Furthermore, the impedances are selected from in order to impose the output voltage of the power MOSFET 1. In addition, the control circuit 3 comprises a nonlinear element in the form of a diode (D1) and the control voltage is shifted by adding an offset to the control voltage scaled. In the embodiment, the offset comprises a voltage measurement taken across the diode (D1) multiplied by the scalar so that the control voltage, which is the voltage between the gate and source electrodes of the MOSFET power is: Vgs - VLOAD - -1 (R2 / R1 + 1) ± YM. The typical parameters for the switching circuit 36 include a 12V battery supply voltage (Vbat = 12V) and an initial MOSFET drain current. 20 A power supply 1 (Id (initiator 20 A).) For the power MOSFET 1, the resistance between the source and drain electrodes of the power MOSFET 1 when it is turned on is 5 (Rds = 5 μs), the minimum gate threshold voltage required between the gate and source electrodes of the power MOSFET 1 to turn it on is 4 V (VTH = 4 V), and the The transconductance of the power MOSFET 1 is 100 A / V (gm = 100 A / V) For the power MOSFET 1, as shown in FIG. 4, controlled by the anti-avalanche control circuit 3 when operating in the linear region: Vps = VTH ± Id. ligni - Equation 1 In the embodiment: V = 9s / R1 Therefore, in the steady state with the control switch of gr ille of the main gate control circuit 2 OPEN: Il = 12 Vg = OV - VD1 - '2'2 = OV VD1 V9s-R2 R1 VS Vg VgS = -111) 1 VgS-R2 / - g VS = -VD1 - Thus, by a substitution of equations 1 and 2: Vs = VLOAD = -VD1 V, gs (R2 'Ri + 1) Vgs = VLOAD - -1 2 VD1.

1R21 Ri ± 1) /R1 + On peut voir par conséquent, à partir des équations, que la tension de commande pour le MOSFET de puissance 1 (Vgs) construite par le courant de commande est formée à partir d'un scalaire multiplié par la tension de charge plus un décalage. Avec référence de nouveau à la figure 2, la SOA limitée 24 est un lieu de fonctionnement pour le MOSFET 10 de puissance 1 où la puissance crête est limitée par le courant de drain initial (Id(initian) et la tension drain-source (Vds) maximum du MOSFET de puissance 1. Le point de fonctionnement crête à la tension crête Vds du MOSFET de puissance 1 est : 15 Vds = Vd - Vs Vc1 = Vbat Vs = -VD1 - (VTH 4.11 gm). (R2/Ri + 1) , . Vcis = Vbat + Vin + (VTH + 4.11.gm).(R 1R ± i 1) Ainsi, en utilisant les paramètres types décrits ci-dessus : 20 Vds = 12V + Vin ± (4.2V). (R2/Ri ± 1) Bien que l'invention ait été décrite conjointement avec un nombre limité de modes de réalisation, les 25 hommes du métier apprécieront que de nombreuses variantes, modifications et variations sont possibles à la lumière de la description qui précède. La présente invention est destinée à englober toutes les variantes, modifications et variations qui peuvent tomber dans l'esprit et l'étendue de l'invention telle que présentée. .1R21 Ri ± 1) / R1 + It can thus be seen from the equations that the control voltage for the power MOSFET 1 (Vgs) constructed by the control current is formed from a scalar multiplied by the charging voltage plus an offset. With reference again to FIG. 2, the limited SOA 24 is an operating location for the power MOSFET 10 where the peak power is limited by the initial drain current (Id (initian) and the drain-source voltage (Vds The peak operating point at the peak voltage Vds of the power MOSFET 1 is: Vds = Vd-Vs Vc1 = Vbat Vs = -VD1 - (VTH 4.11 gm). (R2 / Ri +) 1), Vcis = Vbat + Vin + (VTH + 4.11.gm). (R 1R ± i 1) Thus, using the standard parameters described above: Vds = 12V + Vin ± (4.2V). Although the invention has been described in conjunction with a limited number of embodiments, those skilled in the art will appreciate that many variations, modifications, and variations are possible in light of the foregoing description. The present invention is intended to encompass all variants, modifications and variations that may fall into the spirit and scope of the invention. of the invention as presented. .

Claims

REVENDICATIONS1. A method of restricting a safe operation area (SOA) for a power semiconductor device during operation of the power semiconductor device placed between a power source and a load, the method comprising: taking a voltage measurement across the load (VIDAD); selecting a scalar to scale the voltage measurement taken across the load (VLoAD); and constructing a control voltage to control the power semiconductor device with a control circuit according to the voltage measurement taken across the load (VLoAD) multiplied by the scalar so as to impose a voltage output of the power semiconductor. 20

The method of claim 1 including selecting a first impedance (R1) in the control circuit between an output electrode of the power semiconductor device and a control electrode of the semiconductor device of the device. power and selection of a second impedance (R2) in the control circuit between an output of the load and the control electrode of the power semiconductor device to form the scalar. 30

The method of claim 2, wherein the scalar is:

The method of claim 3, further comprising shifting the control voltage for the control circuit by adding an offset to the control voltage.

The method of claim 4, wherein the control circuit further comprises a non-linear element (D1) placed between the load and the control electrode of the power semiconductor device and the offset comprises a measurement of voltage taken at the terminals of the non-linear element (Vin.) multiplied by the scalar. 15

6. The method of claim 5, wherein the control voltage is: VLOAD- (/ Ri + 1) V-D1-1

The method of any one of claims 1 to 6, wherein the power semiconductor device is an N-channel enhancement power MOSFET.

8. A control circuit for restricting a safe operation area (SCA) for a power semiconductor device during operation of the power semiconductor device placed between a power source and a load, the circuit control circuit comprising: a first resistor having a first impedance (R1) between an output of the semiconductor power device and a control electrode of the power semiconductor device; and a second resistor having a second impedance (R2) between an output of the load and the control electrode of the power semiconductor device, wherein the first and second impedances form a scalar to scale a voltage measurement taken across the load (VLoAD), and wherein the control circuit builds a control voltage to control the power semiconductor device according to the voltage measurement taken across the load (VLoAD) ) multiplied by the scalar so as to impose an output voltage of the power semiconductor.

The control circuit of claim 8, wherein the control voltage is shifted by adding an offset to the control voltage. 20

The control circuit of claim 9, further comprising a nonlinear element placed between the load and the control electrode of the power semiconductor device, wherein the offset comprises a voltage measurement taken across the the non-linear element multiplied by the scalar.