FR2969306A1

FR2969306A1 - Airborne radar for use in aircraft to detect e.g. other aircrafts, has calculating units to determine phase difference from difference of phases, where radial distance between radar and target is determined by units from phase difference

Info

Publication number: FR2969306A1
Application number: FR1004935A
Authority: FR
Inventors: Thierry Sfez; Luc Bosser; Stephane Kemkemian
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2010-12-17
Filing date: 2010-12-17
Publication date: 2012-06-22
Anticipated expiration: 2030-12-17
Also published as: FR2969306B1

Abstract

The radar has calculating units configured to determine phase difference from difference of phases determined by the calculating units on the basis of elementary patterns (Zj). The patterns are formed by subdivisions of overall pattern from a predetermined number of successive emission blocks. Each pattern permitting calculation of phase difference is free from terms relative to radial speed of the radar with respect to a target, where radial distance between the radar and the target is determined by the calculating units from the phase difference.

Description

Système bi-fréquence non simultané de calcul de la distance radiale d'une cible La présente invention concerne un système bi-fréquence non simultané de calcul de la distance radiale d'une cible. Elle s'applique notamment au domaine des radars aéroportés, et plus particulièrement à la détection de cibles aériennes lointaines par des dispositifs à haute fréquence de récurrence, communément désignés par le sigle HFR. The present invention relates to a non-simultaneous dual-frequency system for calculating the radial distance of a target. It applies in particular to the field of airborne radars, and more particularly to the detection of distant air targets by high frequency recurrence devices, commonly referred to by the acronym HFR.

Certains aéronefs ou porteurs sont équipés de dispositifs radars embarqués parfois désignés radars "air-air", permettant la détection d'objets aériens ou cibles aériennes, tels que d'autres aéronefs. Les dispositifs radars aéroportés doivent permettre la détection de cibles pénétrant une zone déterminée entourant le porteur, c'est-à-dire l'interception de cibles, et avantageusement de localiser ces cibles et estimer leur vitesse de déplacement. Ainsi, en premier lieu, un dispositif radar aéroporté doit pouvoir permettre la détection de cibles lointaines non identifiées a priori. Il est notamment nécessaire que les cibles lointaines situées sensiblement en avant du porteur, sur la route de celui-ci, puissent être détectées à une distance suffisamment lointaine pour assurer notamment la sécurité de vol du porteur. Dans un radar doté de capacités de missions d'interceptions aériennes, la forme d'onde HFR est généralement utilisée pour obtenir le premier contact avec une cible lointaine. Cette forme d'onde procure notamment l'avantage d'améliorer le gain dans le traitement des cibles lointaines, en permettant l'émission d'une puissance moyenne des signaux accrue. Cependant, la forme d'onde HFR et les traitements radar y associés présentent l'inconvénient de fournir une information totalement ambiguë quant à la distance de la cible détectée, et ne fournit qu'une information de vitesse de la cible, ou plus exactement de vitesse radiale relative du porteur par rapport à la cible. Ainsi, des formes d'ondes différentes sont habituellement mises en oeuvre, une fois une cible lointaine détectée en HFR, ces formes d'ondes permettant de lever l'ambiguïté en distance. Il peut cependant s'avérer utile de permettre de disposer d'une information de distance non ambiguë, même peu précise, via la forme d'onde HFR, c'est-à-dire alors que la cible considérée demeure lointaine du porteur. Une technique s'appuyant sur la forme d'onde HFR en elle-même connue de l'état de la technique, communément désignée "HFR bi- fréquence" et décrite en détails ci-après en référence à la figure 1, permet de calculer la distance d'une cible en exploitant la différence de phase des signaux reçus en écho à l'émission d'impulsions de deux fréquences différentes. Il est à entendre ici et pour la suite de la description, que le terme "impulsion" désigne un signal périodique d'une durée très courte. Cette technique présente l'inconvénient de ne fonctionner qu'à la condition que les deux fréquences émises le soient sous la forme d'impulsions successives, selon un rythme au moins aussi rapide que la fréquence de répétition des impulsions classiquement émises en HFR. De la sorte, cette technique impose de modifier la forme d'onde émise en doublant la fréquence de répétition des impulsions, et sa mise en oeuvre pour un moindre coût dans des dispositifs radar existants peut s'avérer difficile. Some aircraft or carriers are equipped with embedded radar devices sometimes referred to as "air-air" radars, allowing the detection of aerial objects or air targets, such as other aircraft. The airborne radar devices must allow the detection of targets penetrating a given area surrounding the carrier, that is to say the interception of targets, and advantageously to locate these targets and estimate their speed of movement. Thus, in the first place, an airborne radar device must be able to allow the detection of distant targets not identified a priori. It is in particular necessary that the far targets located substantially in front of the carrier, on the road thereof, can be detected at a distance sufficiently far to ensure in particular the flight safety of the carrier. In a radar with air intercept capabilities, the HFR waveform is typically used to obtain first contact with a distant target. This waveform notably provides the advantage of improving the gain in the processing of distant targets by allowing the transmission of an increased average signal power. However, the HFR waveform and the associated radar treatments have the disadvantage of providing totally ambiguous information as to the distance of the detected target, and only provide information on the speed of the target, or more exactly relative radial velocity of the wearer relative to the target. Thus, different waveforms are usually implemented, once a distant target detected in HFR, these waveforms to remove ambiguity distance. However, it may be useful to provide unambiguous distance information, even if it is not very precise, via the HFR waveform, that is to say while the target in question remains far from the carrier. A technique based on the HFR waveform itself known from the state of the art, commonly referred to as "dual-frequency HFR" and described in detail below with reference to FIG. 1, makes it possible to calculate the distance of a target by exploiting the phase difference of the signals received in echo to the emission of pulses of two different frequencies. It is to be understood here and for the rest of the description that the term "pulse" designates a periodic signal of very short duration. This technique has the disadvantage of operating only if the two frequencies transmitted are in the form of successive pulses, at a rate at least as fast as the repetition frequency of the pulses conventionally transmitted in HFR. In this way, this technique requires modifying the transmitted waveform by doubling the repetition frequency of the pulses, and its implementation for a lower cost in existing radar devices can be difficult.

Un but de la présente invention est de pallier au moins les inconvénients précités, en proposant un système de radar mettant en oeuvre un mode dérivé du HFR, permettant une mesure précise de la distance radiale du porteur à la cible non affectée d'un biais. Un avantage de l'invention est qu'elle ne nécessite pas l'émission de signaux de fréquences différentes de manière simultanée ou quasi-simultanée. An object of the present invention is to overcome at least the aforementioned drawbacks, by proposing a radar system implementing a mode derived from the HFR, allowing an accurate measurement of the radial distance from the carrier to the unaffected target of a bias. An advantage of the invention is that it does not require the transmission of signals of different frequencies simultaneously or almost simultaneously.

Un autre avantage de l'invention est qu'elle permet une mesure de la distance radiale indépendante de la cinématique du mouvement relatif entre le porteur et la cible. Another advantage of the invention is that it allows a measurement of the radial distance independent of the kinematics of the relative movement between the wearer and the target.

A cet effet, l'invention a pour objet un radar aéroporté comprenant des moyens d'émission de signaux périodiques pulsés mettant un oeuvre un mode d'émission à haute fréquence de récurrence ou HFR défini par un motif global comprenant une pluralité N de blocs d'émission comprenant chacun une pluralité d'impulsions successives de signaux périodiques d'une fréquence déterminée f1, f2 séparées d'une période de répétition TR, le radar comprenant des moyens de calcul de la distance radiale entre le radar et une cible, les moyens de calcul étant caractérisés en ce qu'ils sont configurés pour déterminer une différentielle de phase à partir d'au moins une différence de phase déterminée par lesdits moyens de calcul à partir d'au moins un motif élémentaire, les motifs élémentaires étant formés par des subdivisions du motif global d'un nombre prédéterminé de blocs d'émission successifs, chaque motif élémentaire permettant le calcul d'une différentielle de phase s'affranchissant au moins des termes relatifs à la vitesse radiale relative du radar par rapport à la cible, la distance radiale du radar à la cible étant déterminée par lesdits moyens de calcul à partir de ladite différentielle de phase. Dans un premier mode de réalisation de l'invention, lesdits motifs élémentaires sont définis par cinq blocs d'émission successifs comprenant des impulsions de signaux à au moins une première fréquence et une deuxième fréquence appartenant au groupe formé par : - un premier motif élémentaire défini par un premier bloc d'émission d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à une fréquence quelconque, d'un quatrième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence et d'un cinquième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, - un deuxième motif élémentaire défini par un premier bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence, d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à une fréquence quelconque, d'un quatrième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence et d'un cinquième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, - un troisième motif élémentaire défini par une premier bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à une fréquence quelconque, d'un quatrième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence et d'un cinquième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence, + un quatrième motif élémentaire défini par un premier bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence, d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à une fréquence quelconque, d'un quatrième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence et d'un cinquième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, le motif global étant défini de manière à maximiser le nombre de motifs élémentaires formés. 1 o Dans le premier mode de réalisation, pour chaque motif élémentaire, la différentielle de phase peut être déterminée comme l'argument du complexe Z, = z,+4.z,,32.z;+,2.z; , z; désignant le signal complexe reçu en provenance de la cible pour le bloc i. Dans le premier mode de réalisation, une valeur différentielle 15 moyenne peut être calculée à partir de l'ensemble du motif global, selon la relation : d3çp=Arg j + EZ; , E1,4 et E2,3 désignant les ensembles jEEl4 JEE23 des indices j des valeurs du complexe ZZ correspondant respectivement auxdits premier et quatrième motifs élémentaires, et auxdits deuxième et troisième motifs élémentaires. 20 Dans un second mode de réalisation, les motifs élémentaires peuvent être définis par trois blocs d'émission successifs comprenant des impulsions de signaux à au moins une première fréquence et une deuxième fréquence appartenant au groupe formé par : - un premier motif élémentaire défini par un premier bloc 25 d'impulsions d'un signal à la première fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence et d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence, + un deuxième motif élémentaire défini par un premier bloc 30 d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence et d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, - un troisième motif élémentaire défini par un premier bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence et d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence, - un quatrième motif élémentaire défini par un premier bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence suivi d'un deuxième bloc d'impulsions d'un signal à la deuxième fréquence et d'un troisième bloc d'impulsions d'un signal à la première fréquence, le motif global étant défini de manière à maximiser le nombre de motifs élémentaires formés. Dans le second mode de réalisation, pour chaque motif élémentaire, la différentielle de phase peut être déterminée comme l'argument du 15 complexe Z, z; désignant le signal complexe reçu en provenance de la cible pour le bloc i. Dans le second mode de réalisation, une valeur différentielle moyenne peut être calculée à partir de l'ensemble du motif global, selon la relation : d2ç0=- 2Arg[S,S2], où S, = EZj et S2 = EZ*; , E1,2 et E3,4 désignant JEEI 2 jEE3 4 20 les ensembles des indices j des valeurs du complexe Zi correspondant respectivement auxdits premier et deuxième motifs élémentaires, et auxdits troisième et quatrième motifs élémentaires. For this purpose, the subject of the invention is an airborne radar comprising means for transmitting periodic pulsed signals implementing a high frequency recurrence transmission mode or HFR defined by a global pattern comprising a plurality of N blocks of recurrence. transmission each comprising a plurality of successive pulses of periodic signals of a determined frequency f1, f2 separated by a repetition period TR, the radar comprising means for calculating the radial distance between the radar and a target, the means calculation means being characterized in that they are configured to determine a phase differential from at least one phase difference determined by said calculating means from at least one elementary pattern, the elementary patterns being formed by subdivisions of the overall pattern of a predetermined number of successive emission blocks, each elementary pattern for calculating a differential phaser at least free of terms relating to the relative radial velocity of the radar relative to the target, the radial distance from the radar to the target being determined by said calculating means from said phase differential. In a first embodiment of the invention, said elementary patterns are defined by five successive transmission blocks comprising signal pulses at at least a first frequency and a second frequency belonging to the group formed by: a first elementary pattern defined by a first pulse-emitting block of a signal at the second frequency followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency, a third block of pulses of a signal at a first any frequency, a fourth block of pulses of a signal at the first frequency and a fifth block of pulses of a signal at the first frequency, - a second elementary pattern defined by a first block of pulses a signal at the first frequency followed by a second block of pulses of a signal at the second frequency, a third block of pulses of a signal at any frequency, a fourth block of Pulse output signal at the second frequency and a fifth block of pulses of a signal at the first frequency, - a third elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency, a third block of pulses of a signal at any frequency, a fourth block of pulses of a signal at the first frequency, and a fifth block of pulses of a signal at the second frequency, + a fourth elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the second frequency followed by a second block of pulses of a second signal at the second frequency, a third block of pulses of a signal at any frequency, a fourth block of pulses of a signal at the second frequency and a fifth block of pulses of a signal at the first frequency, the overall pattern being defined by to maximize the number of elementary patterns formed. In the first embodiment, for each elementary pattern, the phase differential can be determined as the argument of the complex Z, = z, + 4.z ,, 32.z; +, 2.z; z; designating the complex signal received from the target for the block i. In the first embodiment, an average differential value may be calculated from the overall pattern, as follows: d3cp = Arg + EZ; , E1,4 and E2,3 denoting sets JEE14 JEE23 indexes j values of ZZ complex respectively corresponding to said first and fourth elementary patterns, and said second and third elementary patterns. In a second embodiment, the elementary patterns may be defined by three successive transmission blocks comprising signal pulses at at least a first frequency and a second frequency belonging to the group formed by: a first elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency and a third block of pulses of a signal at the second frequency, + a second elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the second frequency followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency and a third block of pulses of a signal at the first frequency; - a third elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency followed by a second block of pulses of a signal at the second frequency; this and a third block of pulses of a signal at the second frequency, - a fourth elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the second frequency followed by a second block of pulses of a signal at the second frequency and a third block of pulses of a signal at the first frequency, the overall pattern being defined to maximize the number of elementary patterns formed. In the second embodiment, for each elementary pattern, the phase differential can be determined as the argument of the Z, z complex; designating the complex signal received from the target for the block i. In the second embodiment, a mean differential value can be calculated from the set of the overall pattern, according to the relation: d2c0 = - 2Arg [S, S2], where S, = EZj and S2 = EZ *; , E1,2 and E3,4 denoting JEEI 2 jEE3 4 the sets of indices j of the values of the complex Zi respectively corresponding to said first and second elementary patterns, and to said third and fourth elementary patterns.

25 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description, donnée à titre d'exemple, faite en regard des dessins annexés qui représentent : Other characteristics and advantages of the invention will appear on reading the description, given by way of example, with reference to the appended drawings which represent:

la figure 1, un chronogramme illustrant de manière 30 synoptique, le principe de la technique HFR bi-fréquence ; la figure 2, un diagramme illustrant de manière synoptique une pluralité N de blocs d'émissions permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une 10 succession de motifs, dans un premier exemple de réalisation de la présente invention ; Figure 1 is a timing chart schematically illustrating the principle of the dual frequency HFR technique; Fig. 2 is a diagram schematically illustrating a plurality N of emission blocks for calculating a plurality of phase differences, based on a succession of patterns, in a first embodiment of the present invention;

la figure 3, un diagramme illustrant de manière synoptique un exemple pratique de 16 blocs d'émissions consécutifs permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une succession de motifs, dans le premier exemple de réalisation de l'invention ; la figure 4, un diagramme illustrant de manière synoptique une pluralité N de blocs d'émissions permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une succession de motifs, dans un deuxième exemple de réalisation de la présente invention. la figure 5, un diagramme illustrant de manière synoptique, un exemple pratique de 16 blocs d'émissions consécutifs permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une succession de motifs, dans le deuxième exemple de réalisation de l'invention. FIG. 3, a diagram schematically illustrating a practical example of 16 consecutive emission blocks making it possible to calculate a plurality of phase differences, on the basis of a succession of patterns, in the first embodiment of the invention ; FIG. 4 is a diagram illustrating in a block diagram a plurality N of emission blocks for calculating a plurality of phase differences, on the basis of a succession of patterns, in a second embodiment of the present invention. FIG. 5, a block diagram illustrating a practical example of 16 consecutive emission blocks making it possible to calculate a plurality of phase differences, on the basis of a succession of patterns, in the second embodiment of FIG. invention.

20 La figure 1 présente un chronogramme illustrant de manière synoptique, le principe de la technique HFR bi-fréquence, en elle-même connue de l'état de la technique. La technique HFR bi-fréquence permet de lever l'ambiguïté en distance pour une cible éloignée détectée avec une forme d'onde de type 25 HFR. Cette technique consiste essentiellement en l'émission de deux impulsions à deux fréquences différentes au cours de la même période HFR. De la sorte, la fréquence de répétition des impulsions est doublée. D'une manière typique, un mode HFR à 100 kHz doit être porté à 200 kHz en mode HFR bi-fréquence. Cette technique présente en outre l'inconvénient 30 d'introduire une impulsion à une fréquence d'émission différente au milieu de la période HFR de répétition des impulsions, ce qui crée une case distance ambiguë « aveugle » à gérer dans le traitement du signal. La figure 1 comprend un chronogramme 11 illustrant sur une échelle de temps les instants d'émission d'impulsions à une première fréquence 35 deux impulsions successives à la fréquence fi étant espacées d'une période 10 15 de répétition TR. Cette configuration correspond à un mode classique de HFR. En pratique, un traitement cohérent des signaux reçus, de type transformée de Fourier, est réalisé sur la base de paquets ou "blocs" d'impulsions successives. Afin d'améliorer la sensibilité des radars, deux blocs successifs peuvent, selon des techniques en elles-mêmes connues, contenir des impulsions suivant deux fréquences différentes. Le changement de fréquence d'émission ne se fait ainsi que de bloc à bloc. La durée d'un bloc peut être d'une manière typique de l'ordre de quelques millisecondes, par exemple 5 ms. Or, la distance radiale du porteur à la cible peut varier sensiblement d'un bloc à l'autre, du fait de la vitesse et de l'accélération radiales relatives pouvant être importantes. La mesure de distance radiale n'étant réalisable qu'à partir de deux impulsions séparées temporellement de moins d'une période de répétition des impulsions, cela impose par exemple d'entrelacer les blocs d'impulsions émises. Ainsi, des blocs HFR comprenant une pluralité d'impulsions à une seconde fréquence f2, peuvent être émis d'une manière quasi-simultanée avec des blocs HFR comprenant une pluralité d'impulsions à une première fréquence f~. Les impulsions à la seconde fréquence f2 se trouvent intercalées avec les impulsions à la première fréquence f~. FIG. 1 presents a chronogram illustrating in a synoptic manner the principle of the HFR bi-frequency technique, itself known from the state of the art. The dual-frequency HFR technique removes ambiguity in distance for a remote target detected with a HFR waveform. This technique consists essentially in the emission of two pulses at two different frequencies during the same HFR period. In this way, the frequency of repetition of the pulses is doubled. Typically, a 100 kHz HFR mode should be raised to 200 kHz in dual frequency HFR mode. This technique also has the disadvantage of introducing a pulse at a different transmission frequency in the middle of the pulse repetition period HFR, which creates an ambiguous "blind" distance box to be handled in the signal processing. FIG. 1 comprises a timing diagram 11 illustrating on a timescale the pulsing instants at a first frequency, two successive pulses at the frequency f1 being spaced apart by a repetition period TR. This configuration corresponds to a classic HFR mode. In practice, a coherent processing of the received Fourier transform signals is performed on the basis of packets or "blocks" of successive pulses. In order to improve the sensitivity of the radars, two successive blocks may, according to techniques known per se, contain pulses at two different frequencies. The change of transmission frequency is thus only block to block. The duration of a block can be typically of the order of a few milliseconds, for example 5 ms. However, the radial distance from the carrier to the target can vary substantially from one block to another, because of the relative radial velocity and acceleration that can be significant. Since the radial distance measurement can only be performed from two pulses separated temporally by less than one pulse repetition period, this requires, for example, interleaving the transmitted pulse blocks. Thus, HFR blocks comprising a plurality of pulses at a second frequency f2, can be transmitted almost simultaneously with HFR blocks comprising a plurality of pulses at a first frequency f ~. The pulses at the second frequency f2 are interposed with the pulses at the first frequency f ~.

Il en résulte la nécessité d'émettre un signal radar avec des impulsions à deux fréquences alternées, et avec une période de répétition deux fois moindre. Une telle réalisation peut s'avérer délicate et coûteuse à mettre en oeuvre en pratique. Il est rappelé ci-après, dans un souci de clarté de l'exposé, la formulation mathématique du principe évoqué ci-dessus. This results in the need to emit a radar signal with pulses at two alternating frequencies, and with a repetition period twice less. Such an embodiment can be difficult and expensive to implement in practice. For the sake of clarity, the mathematical formulation of the principle mentioned above is recalled below.

Soient 2 signaux complexes d'impulsions reçues à partir de deux fréquences émises f, et f2, en provenance de l'écho d'une cible située à une distance radiale D du radar équipant le porteur. Soient çp, et ÇPz les phases respectives de ces deux signaux, alors il est possible d'écrire les relations suivantes : çp,-4'D (1); c c 47r(fz - fi) D ÇPz -sol _ c Dans les relations (1) à (3) ci-dessus, c désigne la vitesse de la lumière. La distance radiale D est supposée identique sur chacune des deux impulsions. Cette hypothèse suppose que les deux impulsions soient émises simultanément, ce qui n'est pas réalisable en pratique avec un radar classique ne disposant que d'un seul émetteur. Dans le cas d'une émission non simultanée, en notant D, et D2 les distances radiales à chaque instant, la mesure de différence de phase est alors entachée d'un terme d'erreur qui s'écrit : - 4, (D2 -D1) . c Pour que la mesure de distance radiale ne soit pas biaisée, il faut que ce terme d'erreur soit négligeable devant le terme utile. Cela impose la condition que l'écart temporel entre les impulsions soit inférieur à la période de répétition des impulsions de la forme d'onde HFR. Il est à observer que la relation entre la mesure de distance et la mesure de phase peut toujours s'écrire sous une forme similaire à la relation (3) ci-dessus, un déphasage de 27r radians sur la phase déterminant la valeur maximale de distance mesurable. Cette valeur maximale de distance est ainsi conditionnée par la valeur de la différence entre les deux fréquences émises fi et f2. Let 2 complex signals of pulses received from two transmitted frequencies f 1 and f 2 from the echo of a target situated at a radial distance D from the radar equipping the wearer. Let p, and PPz be the respective phases of these two signals, then it is possible to write the following relations: çp, -4'D (1); In the relationships (1) to (3) above, c denotes the speed of light. The radial distance D is assumed to be identical on each of the two pulses. This assumption assumes that both pulses are transmitted simultaneously, which is not feasible in practice with a conventional radar having only one transmitter. In the case of a non-simultaneous emission, while noting D, and D2 the radial distances at each instant, the measurement of phase difference is then tainted with an error term which is written: - 4, (D2 - D1). c In order for the radial distance measurement to be unbiased, this error term must be negligible compared to the useful term. This imposes the condition that the time difference between the pulses is less than the pulse repetition period of the HFR waveform. It should be observed that the relation between the distance measurement and the phase measurement can always be written in a form similar to the relation (3) above, a phase shift of 27r radians on the phase determining the maximum value of distance measurable. This maximum value of distance is thus conditioned by the value of the difference between the two transmitted frequencies f 1 and f 2.

Lorsque l'entrelacement des blocs tel que dans l'exemple illustré par la figure 1 n'est pas possible, et que le changement de fréquence d'émission n'est réalisable que de bloc à bloc, il est alors nécessaire de compenser la vitesse et l'accélération radiales relatives de la cible lors de la mesure de différence de phase. La présente invention propose de mesurer la distance radiale d'une cible sans recourir à l'utilisation simultanée ou quasi-simultanée de deux fréquences d'émission, en n'utilisant qu'une fréquence d'émission par impulsion, et sans modifier la période de répétition des impulsions par rapport à un mode HFR classique. En outre la présente invention n'introduit pas de biais sur la mesure de la distance radiale de la cible, et permet de préserver la sensibilité et la sélectivité en détection du radar, tout en procurant une précision améliorée de la mesure de distance, avec des performances indépendantes de la cinématique du mouvement relatif entre le porteur et la cible. La présente invention propose différents modes de réalisation permettant d'une manière optimisée, de déterminer la distance radiale de la cible au porteur à partir d'une différentielle de phase dépendant de phases évaluées sur la base d'une pluralité de blocs d'émission judicieusement définis, en éliminant les termes de vitesse et d'accélération radiales. When the interleaving of the blocks as in the example illustrated by FIG. 1 is not possible, and the change of transmission frequency is only possible from block to block, it is then necessary to compensate the speed and relative radial acceleration of the target during the phase difference measurement. The present invention proposes to measure the radial distance of a target without resorting to the simultaneous or almost simultaneous use of two emission frequencies, using only one pulse emission frequency, and without modifying the period repetition of pulses compared to a conventional HFR mode. Furthermore, the present invention does not introduce any bias on the measurement of the radial distance from the target, and makes it possible to preserve the radar detection sensitivity and selectivity, while providing improved accuracy of the distance measurement, with independent performance of kinematics of relative motion between the wearer and the target. The present invention provides various embodiments for optimally determining the radial distance from the carrier target from a phase-dependent phase differential evaluated on the basis of a plurality of transmit blocks wisely. defined, eliminating the terms of radial velocity and acceleration.

Dans un premier mode de réalisation de l'invention, il est proposé d'éliminer les termes de vitesse et d'accélération radiales en réalisant un calcul de différence de phases des signaux reçus en provenance de l'écho généré par la cible, sur la base de motifs de cinq blocs d'émission successifs comprenant chacun une pluralité d'impulsions à une fréquence déterminée. In a first embodiment of the invention, it is proposed to eliminate the radial speed and acceleration terms by performing a phase difference calculation of the signals received from the echo generated by the target, on the pattern basis of five successive transmission blocks each comprising a plurality of pulses at a determined frequency.

Par exemple, un premier bloc peut comprendre une pluralité d'impulsions émises à une deuxième fréquence f2 différente de la fréquence ou des fréquences des signaux émis suivant les impulsions des blocs suivants. On peut ainsi par exemple émettre cinq blocs d'émission successifs : un premier bloc d'émission comprenant une pluralité d'impulsions à la seconde fréquence f2, suivi d'un deuxième bloc d'émission comprenant des impulsions à une première fréquence f1, suivi d'un troisième bloc d'émission comprenant des impulsions à une troisième fréquence f3, suivi d'un quatrième bloc d'émission comprenant des impulsions à la première fréquence et d'un cinquième bloc d'émission comprenant des impulsions à la première fréquence f~. Les cinq blocs d'émission consécutifs définissent un motif d'émission. Dans un souci de clarté de l'exposé, le motif d'émission peut être noté par la fréquence des impulsions émises dans les blocs d'émission qu'il contient. Le motif décrit précédemment peut ainsi se représenter par la notation suivante : f2 fi f3 fi fi (4). For example, a first block may comprise a plurality of pulses transmitted at a second frequency f2 different from the frequency or frequencies of the signals transmitted according to the pulses of the following blocks. For example, five successive transmission blocks can be emitted: a first transmission block comprising a plurality of pulses at the second frequency f2, followed by a second transmission block comprising pulses at a first frequency f1, followed by a third transmission block comprising pulses at a third frequency f3, followed by a fourth transmission block comprising pulses at the first frequency and a fifth transmission block comprising pulses at the first frequency f ~. The five consecutive transmission blocks define a transmission pattern. For the sake of clarity of the presentation, the emission pattern can be noted by the frequency of the pulses emitted in the transmission blocks that it contains. The pattern described above can thus be represented by the following notation: f2 fi f3 fi fi (4).

La deuxième fréquence f2 peut s'écrire comme la somme de la première fréquence fi et d'un terme différentiel noté Of, suivant la relation suivante : f2 = f +of (5). Les phases déterminées sur la base des différents blocs d'émission successifs sont notées respectivement pi à (p5. De la sorte, d'une manière similaire aux relations (1) et (2) ci-dessus, les phases (pi à (p5 peuvent s'écrire suivant la relation suivante :35 g(fl+of) '1 = c q)2 = - 4~fii D2 C ~3 - _ _.471f3 D3 C 47-f 1 ~4 = D4 C 95 =-4nf 1 D5 C où les termes D; désignent la distance radiale de la cible au porteur, aux différents instants de mesure de la phase, aux instants t; correspondant aux débuts respectifs des blocs d'émission i. The second frequency f2 can be written as the sum of the first frequency f1 and a differential term Of, in the following relation: f2 = f + of (5). The phases determined on the basis of the different successive emission blocks are respectively denoted p1 to p5, so that, in a manner similar to the relations (1) and (2) above, the phases (pi to (p5 can be written in the following relation: 35 g (fl + of) '1 = cq) 2 = - 4 ~ fii D2 C ~ 3 - _ _.471f3 D3 C 47 -f 1 ~ 4 = D4 C 95 = - 4nf 1 D5 C where the terms D1 denote the radial distance from the target to the carrier, at different times of measurement of the phase, at times t1 corresponding to the respective beginnings of the transmission units i.

En notant V la vitesse radiale de la cible par rapport au porteur, y l'accélération radiale de la cible par rapport au porteur, et Tb la durée d'un bloc d'émission, alors il est possible d'écrire la relation suivante : D, = Do + V.tl +' 7.t; D2 = Do + V.(t, + Tb ) + 2 7.(t, +T b )2 (7) ; D4 = Do + V.(t, + 3.Tb ) + I ï.(t, + 3.Tb )2 D5=Do+V.(t,+4.Tb)+27.(t,+4.Tb)2 où Do désigne la distance radiale de la cible au porteur à un instant to de référence choisi arbitrairement. En définissant une différentielle de phase d3cp définie à partir des phases cp; suivant la relation suivante : d 3q = ço5 - 2.ço4 + 2.ço2 çal (8), il est également possible d'écrire, d'après la relation (7) ci-dessus, la relation suivante : d3ço _ 4rc°f D, (9), c Ainsi, il est possible de déterminer à partir de la différentielle de 20 phase d3cp, la distance radiale de la cible au porteur à l'instant ti du début du 10 premier bloc d'émission, en s'affranchissant des termes liés à la vitesse et à l'accélération radiales de la cible par rapport au porteur, ou en d'autres termes il est possible d'obtenir une mesure de phase non biaisée par la vitesse radiale et l'accélération. Noting V the radial velocity of the target relative to the carrier, y the radial acceleration of the target relative to the carrier, and Tb the duration of a transmission block, then it is possible to write the following relation: D, = C + V.tl + '7.t; D2 = C + V (t, + Tb) + 2 7. (t, + T b) 2 (7); D4 = C + V (t, + 3.Tb) + I (t, + 3.Tb) 2 D5 = C + V (t, + 4.Tb) + 27 (t, + 4. Tb) 2 where Do denotes the radial distance from the target to the carrier at a moment to arbitrarily chosen reference point. By defining a phase differential d3cp defined from the phases cp; following the following relation: d 3q = ço5 - 2.ço4 + 2.ço2 çal (8), it is also possible to write, from relation (7) above, the following relation: d3ço _ 4rc ° Thus, it is possible to determine from the phase differential d3cp the radial distance from the target to the carrier at the instant ti of the beginning of the first transmission block, in accordance with FIGS. freeing terms related to the radial velocity and acceleration of the target relative to the carrier, or in other words it is possible to obtain an unbiased phase measurement by radial velocity and acceleration.

II est à remarquer que le troisième bloc d'émission n'intervient pas dans la détermination de la phase et de la distance radiale de la cible par rapport au porteur. Ainsi, la troisième fréquence f3 des impulsions émises via le troisième bloc peut avoir une valeur quelconque, et peut notamment être indifféremment égale à la première fréquence fi ou à la deuxième 1 o fréquence f2. En notant z; le signal complexe reçu en provenance d'une cible sur chaque bloc i, il découle de la relation (8) ci-dessus que la mesure de la différentielle de phase d3cp peut être réalisée en pratique en calculant l'argument du complexe Z; défini par la relation suivante : ,, 2 2 * Zi = zi+4 .z1+3 .zi+1 .z1 Avantageusement, plusieurs échantillons Zi issus de plusieurs motifs élémentaires de blocs d'émission, peuvent être moyennés pour le calcul de la différentielle de phase d3cp, afin d'améliorer la précision du calcul. Il est possible de définir quatre motifs élémentaires pour calculer une 20 valeur de la différentielle de phase d3gp permettant d'éliminer les termes de vitesse et d'accélération radiales relatives. Les quatre motifs élémentaires peuvent s'écrire, selon la formulation adoptée avec la relation (4) ci-dessus, de la manière suivante : - premier motif élémentaire : f2 fi f3 fi f1, ou - deuxième motif élémentaire : fi f2 f3 f2 f2, ou - troisième motif élémentaire : f1 fi f3 fi f2, ou - quatrième motif élémentaire : f2 f2 f3 f2 f~. 30 La figure 2 présente d'une manière synoptique une pluralité N de blocs d'émissions permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une succession de motifs, dans un premier exemple de réalisation de la présente invention. Ainsi que cela est illustré par la figure 2, un mode HFR peut être 35 caractérisé par un motif global caractérisé par une pluralité N de blocs 15 (10). 25 d'émission 1 à N d'impulsions à des fréquences déterminées. Les N blocs d'émission permettent la définition de motifs comprenant chacun 5 blocs d'émission successifs. Au maximum, les N blocs d'émission permettent la définition de N-4 motifs de cinq blocs, permettant l'obtention de N-4 échantillons Z1 à ZN_4. Il est à remarquer que deux motifs successifs sont alors corrélés entre eux à hauteur de quatre blocs sur cinq, ce qui correspond à un taux de corrélation de 80%. Cependant, tous les échantillons Zi ainsi définis ne permettent pas le calcul de la différentielle de phase d3cp. En effet, les motifs correspondants ne peuvent nécessairement pas tous correspondre aux quatre motifs élémentaires permettant le calcul, tels que définis précédemment. L'exemple présenté par la figure 3 illustre cet état de fait. It should be noted that the third transmission block does not intervene in the determination of the phase and the radial distance of the target relative to the carrier. Thus, the third frequency f3 of the pulses transmitted via the third block may have any value, and may in particular be equal to the first frequency fi or the second frequency f2. Noting z; the complex signal received from a target on each block i, it follows from relation (8) above that the measurement of the phase differential d3cp can be carried out in practice by calculating the argument of the complex Z; defined by the following relation: ,, 2 2 * Zi = zi + 4 .z1 + 3 .zi + 1 .z1 Advantageously, several samples Zi coming from several elementary emission block patterns can be averaged for the calculation of the d3cp phase differential, to improve the accuracy of the calculation. It is possible to define four basic patterns for calculating a value of the phase differential d3gp for eliminating the relative velocity and radial acceleration terms. The four elementary patterns can be written, according to the formulation adopted with relation (4) above, in the following manner: - first elementary pattern: f2 fi f3 fi f1, or - second elementary pattern: fi f2 f3 f2 f2 or - third elementary pattern: f1 fi f3 fi f2, or - fourth elementary pattern: f2 f2 f3 f2 f ~. FIG. 2 schematically shows a plurality N of emission blocks for calculating a plurality of phase differences, based on a succession of patterns, in a first embodiment of the present invention. As illustrated in FIG. 2, an HFR mode may be characterized by a global pattern characterized by a plurality N of blocks 15 (10). 1 to N transmit pulses at specific frequencies. The N emission blocks allow the definition of patterns each comprising 5 successive transmission blocks. At most, the N emission blocks allow the definition of N-4 motifs of five blocks, making it possible to obtain N-4 samples Z1 to ZN_4. It should be noted that two successive patterns are then correlated with each other by four blocks out of five, which corresponds to a correlation rate of 80%. However, all the samples Zi thus defined do not allow the calculation of the phase differential d3cp. Indeed, the corresponding patterns can not necessarily all correspond to the four basic patterns for calculation, as defined above. The example presented in Figure 3 illustrates this state of affairs.

La figure 3 présente d'une manière synoptique, un exemple pratique de 16 blocs d'émissions consécutifs permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une succession de motifs, dans le premier exemple de réalisation de l'invention. Dans l'exemple illustré par la figure 3, le motif global d'émission en mode HFR est formé par 16 blocs d'émission d'impulsions à des fréquences égales à la première fréquence f1 ou à la deuxième fréquence f2. Les 16 blocs d'émission permettent de former un maximum de 12 motifs Z1 à z12. Parmi les 12 motifs ainsi formés, seul un certain nombre d'entre eux correspond aux quatre motifs élémentaires précités permettant le calcul de la différentielle de phase d3cp. Les motifs Z1 et Z3 correspondent au troisième motif élémentaire précité. Les motifs Z4 et Z6 correspondent au deuxième motif élémentaire précité. Les motifs Z10 et Z12 correspondent au premier motif élémentaire précité. Les motifs Z7 et Z9 correspondent au quatrième motif élémentaire précité. En ce qui concerne les motifs Z2, Z5, Z5 et Z11, ceux-ci ne correspondent à aucun des quatre motifs élémentaires précités, et par conséquent ne permettent pas le calcul de la différentielle de phase d3cp. Ainsi, selon le modèle d'émission HFR illustré à titre d'exemple non limitatif de l'invention par la figure 3, huit valeurs de Zi présentent un motif valide au sens du calcul de la différentielle de phase, et peuvent être intégrées pour calculer la différentielle de phase d3cp. FIG. 3 is a synopsis of a practical example of 16 consecutive emission blocks for calculating a plurality of phase differences, based on a succession of patterns, in the first embodiment of the invention. . In the example illustrated in FIG. 3, the overall transmission pattern in the HFR mode is formed by 16 pulse transmission blocks at frequencies equal to the first frequency f1 or the second frequency f2. The 16 emission blocks make it possible to form a maximum of 12 patterns Z1 to z12. Of the 12 patterns thus formed, only a certain number of them correspond to the four aforementioned basic patterns for calculating the phase differential d3cp. The patterns Z1 and Z3 correspond to the third elementary pattern mentioned above. The patterns Z4 and Z6 correspond to the second elementary pattern mentioned above. The patterns Z10 and Z12 correspond to the first elementary pattern mentioned above. The patterns Z7 and Z9 correspond to the fourth elementary pattern mentioned above. With regard to the patterns Z2, Z5, Z5 and Z11, these do not correspond to any of the four aforementioned basic patterns, and therefore do not allow the calculation of the phase differential d3cp. Thus, according to the HFR transmission model illustrated by way of nonlimiting example of the invention in FIG. 3, eight values of Zi present a valid pattern in the sense of the calculation of the phase difference, and can be integrated to calculate the d3cp phase differential.

Il est possible de démontrer que le nombre huit correspond au nombre maximal possible de valeurs de Zi à intégrer dans le cas où le mode HFR est caractérisé par 16 blocs d'émission, ainsi que cela est illustré par l'exemple de la figure 3. It is possible to demonstrate that the number eight corresponds to the maximum possible number of Zi values to be integrated in the case where the HFR mode is characterized by 16 transmission blocks, as is illustrated by the example of FIG.

D'une manière générale, pour un nombre N de blocs, le nombre maximal N;nt d'échantillons Zj qu'il est possible d'intégrer pour le calcul de la différentielle de phase d3cp peut être défini par la relation suivante : N1 =Max 1,E ( 3_8 pour N? 5 (II); i E désignant la fonction partie entière. In general, for a number N of blocks, the maximum number N; nt of samples Zj that can be integrated for the calculation of the phase differential d3cp can be defined by the following relation: N1 = Max 1, E (3_8 for N? 5 (II); i E denoting the integer function.

Le motif total de fréquences émises sur les N blocs d'émission peut ainsi être choisi afin de maximiser le nombre de valeurs d'échantillons Zi à intégrer pour le calcul de la différentielle de phase par exemple via un calcul de moyenne portant sur les échantillons ainsi choisis. Par exemple, lorsque le nombre de blocs d'émission est égal à 16, il est possible de démontrer qu'il existe 48 motifs totaux de 16 blocs d'émission qui permettent d'atteindre le nombre maximal de 8 échantillons Zi intégrables pour le calcul par moyenne de la différentielle de phase. La différentielle de phase d3cp peut avantageusement être calculée à 20 partir des N;nt valeurs intégrables de Zj de la manière suivante : Soient E1,4 et E2,3 les ensembles des indices j des valeurs de Zi intégrables correspondant respectivement aux premier et quatrième motifs élémentaires précités, et aux deuxième et troisième motifs élémentaires précités. Il est alors possible de formuler la relation suivante : 25 d3ço = Arg EZj + (12). 3EE1,, jEE, 3 La valeur estimée de la distance radiale entre le porteur et la cible peut alors s'écrire suivant la relation suivante : D= cd3ça 47rAf (13). 30 Avantageusement, il est possible d'utiliser les échantillons Zi pour la réalisation d'une chaîne de détection radar. Dans ce cas, il est par exemple possible de réaliser un calcul de EZJ + EZ; , suivi par exemple d'une 1EEi a JEE2 3 détection à taux de fausse alarme constant, communément désignée suivant le sigle TFAC, de type quadratique ou autre, selon des techniques en elles-mêmes connues. The total frequency pattern transmitted on the N emission blocks can thus be chosen so as to maximize the number of sample values Zi to be integrated for the calculation of the phase differential, for example by means of a calculation of the average over the samples as well as choose. For example, when the number of transmission blocks is equal to 16, it is possible to demonstrate that there are 48 total patterns of 16 transmission blocks that make it possible to reach the maximum number of 8 Zi samples that can be integrated for calculation. by average of the phase differential. The phase differential d3cp can advantageously be calculated from the N; nt integrable values of Zj in the following manner: Let E1,4 and E2,3 be the sets of indices j of integrable values Zi respectively corresponding to the first and fourth patterns these basic elements, and the second and third basic motifs mentioned above. It is then possible to formulate the following relation: ## EQU1 ## 3EE1 ,, jEE, 3 The estimated value of the radial distance between the wearer and the target can then be written according to the following relation: D = cd3ça 47rAf (13). Advantageously, it is possible to use the samples Zi for the realization of a radar detection chain. In this case, it is possible, for example, to perform a calculation of EZJ + EZ; , followed for example by a 1EEi to JEE2 3 constant false alarm rate detection, commonly referred to by the abbreviation TFAC, quadratic type or other, according to techniques themselves known.

Cependant, il est à noter qu'il n'est pas indispensable de réaliser la chaîne de détection avec les échantillons Zi calculés. II est en effet tout à fait possible de conserver la chaîne de détection d'origine du mode radar avec ses performances initiales, puisque la forme d'onde n'a pas été modifiée par le mode HFR. En outre le facteur de forme donc la puissance émise ne sont ~o pas non plus affectés par un tel mode HFR. Ces caractéristiques représentent des avantages conférés par la présente invention. Le premier mode de réalisation de la présente invention décrit ci-dessus en référence à des exemples illustrés par les figures 2 et 3 présente un taux de corrélation élevé entre des motifs d'émission successifs 15 permettant le calcul de la différentielle de phase. II est possible de mettre en oeuvre un deuxième mode de réalisation, présenté ci-après en référence aux figures 4 et 5. Le deuxième mode de réalisation permet d'améliorer la précision de la mesure de distance radiale, en augmentant le nombre d'échantillons intégrés dans le calcul de différentielle de phase pour un 20 même motif global du mode HFR, et en diminuant la corrélation entre des motifs consécutifs. However, it should be noted that it is not essential to carry out the detection chain with the calculated samples Zi. It is indeed quite possible to keep the original radar mode detection chain with its initial performances, since the waveform has not been modified by the HFR mode. In addition, the form factor and therefore the power emitted are not affected by such a mode HFR either. These features represent advantages conferred by the present invention. The first embodiment of the present invention described above with reference to examples illustrated in FIGS. 2 and 3 shows a high correlation rate between successive transmission patterns allowing the calculation of the phase difference. It is possible to implement a second embodiment, presented hereinafter with reference to FIGS. 4 and 5. The second embodiment makes it possible to improve the accuracy of the radial distance measurement by increasing the number of samples. integrated in the phase differential calculation for the same overall pattern of the HFR mode, and decreasing the correlation between consecutive patterns.

La figure 4 présente d'une manière synoptique une pluralité N de blocs d'émissions permettant de calculer une pluralité de différences de 25 phases, sur la base d'une succession de motifs, dans un deuxième exemple de réalisation de la présente invention. Ainsi que cela est illustré par la figure 4, un mode HFR peut être caractérisé par un motif global formé par une pluralité N de blocs d'émission 1 à N d'impulsions à des fréquences déterminées. Les N blocs 30 d'émission permettent la définition de motifs comprenant chacun 3 blocs d'émission successifs. Au maximum, les N blocs d'émission permettent la définition de N-2 motifs de trois blocs, permettant l'obtention de N-2 échantillons Zl à ZN_2. Il est à remarquer que deux motifs successifs sont alors corrélés entre eux à hauteur de deux blocs sur trois, ce qui correspond à un taux de corrélation de 67%. En utilisant des motifs de trois blocs, seul l'effet de la vitesse radiale relative entre le porteur et la cible peut être compensé dans le calcul de différentielle de phase sur l'échantillon correspondant, ce qui introduit un terme d'erreur résiduel lié à l'accélération radiale relative, et donc une erreur sur la mesure de distance réalisée à partir de cet échantillon. Les calculs mis en oeuvre sont décrits en détails ci-après. Selon une spécificité du deuxième mode de réalisation, l'erreur résiduelle peut être compensée en fin ~o d'estimation, au moment du calcul de la différentielle de phase sur l'ensemble des échantillons Zi pris en considération, par une annulation deux à deux des termes de phase liés à l'accélération radiale, grâce à une sommation judicieuse des échantillons. Un avantage significatif offert par le deuxième mode de réalisation, réside dans le fait qu'il est possible de définir 15 des motifs globaux de fréquences émises permettant d'utiliser pour la détermination de la différentielle de phase et la mesure de la distance radiale, l'intégralité des motifs de trois blocs d'émission consécutifs formés. La formulation mathématique du deuxième mode de réalisation présenté ci-dessus est maintenant explicitée. 20 En considérant, pour un motif d'émission, trois phases calculées à partir de trois blocs d'émission successifs, pouvant se formuler, selon la formulation adoptée avec la relation (4) ci-dessus, suivant la notation ci-dessous : f2 fi fi ; 25 où f2 peut s'écrire sous la forme f, +Of , ainsi que dans la relation (5) ci-dessus. Les phases correspondantes peuvent alors s'écrire suivant la relation suivante : 4n (f, + oÎ) D, ,=- çP 4 (14) = ' - Dz 93 ` 4nf, , D3 c où les termes D; désignent la distance radiale de la cible au porteur, aux différents instants de mesure de la phase, aux instants t; correspondant aux débuts respectifs des blocs i. En notant V la vitesse radiale relative du porteur par rapport à la cible, 'y l'accélération radiale relative du porteur par rapport à la cible, fi l'instant de début du premier des trois motifs d'émission et Tb la durée d'un bloc d'émission, alors il est possible de formuler les distances radiales déterminées à partir des la relation suivante : D, =Do+Vt,+2yt,2 D2 =Do +V(t, +Tb)+ 7(t, +Tb)2 D3 = Do + V(t, + 2T6) + 2 y(t, + 2Tb ) En définissant la différentielle de phase d2(p suivant la relation suivante : d 2ç = çp3 -- 2çp2 + sol (16), il est possible, après un calcul basé sur les relations (14) et (15) ci-dessus, de formuler la relation suivante : 29 4~Af 47f, 2 d _- D - 7Tb c c De la sorte, il est possible d'obtenir une mesure de phase uniquement biaisée par l'accélération radiale relative de la cible par rapport au porteur. En notant z; le signal complexe reçu d'une cible pour chaque bloc i, la mesure de la différentielle de phase d2 y peut être réalisée en pratique en calculant l'argument du complexe Z; défini par la relation suivante : 2 Z. = z,+2z;+, z; (18). D'une manière similaire à la description ci-dessus relative au premier mode de réalisation, il existe 4 motifs élémentaires de trois fréquences possibles pour calculer une valeur de la différentielle de phase d2cp, dans FIG. 4 schematically shows a plurality N of emission blocks for calculating a plurality of phase differences, based on a succession of patterns, in a second embodiment of the present invention. As illustrated in FIG. 4, an HFR mode may be characterized by a global pattern formed by a plurality N of transmission blocks 1 to N of pulses at determined frequencies. The N emission blocks 30 allow the definition of patterns each comprising 3 successive transmission blocks. At most, the N emission blocks allow the definition of N-2 three-block patterns, making it possible to obtain N-2 samples Z1 to ZN_2. It should be noted that two successive patterns are then correlated with each other by two blocks out of three, which corresponds to a correlation rate of 67%. By using three-block patterns, only the effect of the relative radial velocity between the wearer and the target can be compensated in the phase differential calculation on the corresponding sample, which introduces a residual error term related to the relative radial acceleration, and therefore an error in the distance measurement made from this sample. The calculations used are described in detail below. According to a specificity of the second embodiment, the residual error can be compensated at the end ~ o of estimation, at the time of calculating the phase differential on all the samples Zi taken into consideration, by a cancellation two by two phase terms related to the radial acceleration, thanks to a judicious summation of the samples. A significant advantage offered by the second embodiment lies in the fact that it is possible to define global patterns of transmitted frequencies making it possible to use for the determination of the phase difference and the measurement of the radial distance. all the patterns of three consecutive transmit blocks formed. The mathematical formulation of the second embodiment presented above is now explained. Considering, for an emission motive, three phases calculated from three successive emission blocks, which can be formulated, according to the formulation adopted with relation (4) above, according to the notation below: f2 fi fi; Where f2 can be written in the form f, + Of, as well as in relation (5) above. The corresponding phases can then be written in the following relation: ## EQU1 ## where D is the term D; designate the radial distance from the target to the carrier, at different moments of measurement of the phase, at times t; corresponding to the respective beginning of the blocks i. Noting the relative radial velocity of the carrier relative to the target, the relative radial acceleration of the carrier relative to the target, the start time of the first of the three emission patterns, and the duration of the transmission. an emission block, then it is possible to formulate the radial distances determined from the following relation: D, = C + Vt, + 2yt, 2 D2 = C + V (t, + Tb) + 7 (t, + Tb) 2 D3 = C + V (t, + 2T6) + 2 y (t, + 2Tb) By defining the phase differential d2 (p according to the following relation: d 2c = çp3 - 2cp2 + sol (16) , it is possible, after a calculation based on relations (14) and (15) above, to formulate the following relation: 29 4 ~ Af 47f, 2 d _- D - 7Tb cc In this way, it is possible to obtain a phase measurement only biased by the relative radial acceleration of the target relative to the carrier By noting z, the complex signal received from a target for each block i, the measurement of the phase differential d2 y can be realized e n practice by calculating the argument of complex Z; defined by the following relation: 2 Z. = z, + 2z; +, z; (18). In a manner similar to the description above relating to the first embodiment, there are 4 elementary patterns of three possible frequencies for calculating a value of the phase differential d2cp, in

(15). (15).

(17). laquelle peut être éliminée la contribution de la vitesse radiale relative de la cible par rapport au porteur. Selon la formulation adoptée dans la relation (4) ci-dessus, les quatre motifs élémentaires peuvent être représentés comme suit : - premier motif élémentaire : fi fi f2, permettant un calcul de la différentielle de phase d2cp suivant la relation (17). which can be eliminated the contribution of the relative radial velocity of the target relative to the carrier. According to the formulation adopted in relation (4) above, the four elementary patterns can be represented as follows: - first elementary pattern: fi fi f2, allowing a calculation of the phase differential d2cp according to the relation

z 4 f 4, z d çP=- D3- yTb (19); c c - deuxième motif élémentaire : f2 fi f1, permettant un calcul de la différentielle de phase d2cp suivant la relation dzça _ - 4eOf - 4rcf; D, yTb ~o c c (20) ; - troisième motif élémentaire : fi f2 f2, permettant un calcul de la différentielle de phase d2cp suivant la relation 4nf, z d 2 yo= 4 ' r ' à f D,- yTb c c (21); - quatrième motif élémentaire : f2 fi permettant un 15 calcul de la différentielle de phase d2cp suivant la relation : 4'fi z dz ço = 4'r°f D3- yTb z 4 f 4, z d β P = - D 3 - y Tb (19); c c - second elementary pattern: f2 fi f1, allowing a calculation of the phase differential d2cp according to the relation dzca - 4eOf - 4rcf; D, yTb ~ o c c (20); - third elementary pattern: fi f2 f2, allowing a calculation of the phase differential d2cp according to the relation 4nf, z d 2 yo = 4 'r' to f D, - yTb c c (21); - Fourth elementary pattern: f2 fi allowing a calculation of the phase differential d2cp according to the relation: 4'fi z dz ço = 4'r ° f D3-yTb

c c D'une manière similaire au premier mode de réalisation décrit précédemment, dans un mode HFR disposant d'une pluralité N de blocs 20 d'émission permettant de calculer plusieurs valeurs de différentielle de phase d2cp, il est avantageusement possible d'établir une moyenne sur la base de plusieurs échantillons Zi issus de plusieurs motifs élémentaires de blocs d'émission, afin d'améliorer la précision de calcul. 25 La figure 5 présente d'une manière synoptique, un exemple pratique de 16 blocs d'émissions consécutifs permettant de calculer une pluralité de différences de phases, sur la base d'une succession de motifs, dans le deuxième exemple de réalisation de l'invention. Dans l'exemple illustré par la figure 5, le motif global d'émission en 30 mode HFR est formé par 16 blocs d'émission d'impulsions à des fréquences égales à la première fréquence fi ou à la deuxième fréquence f2. Les 16 blocs d'émission permettent de former 14 motifs d'émission, soit le maximum de valeurs possibles d'échantillons Zi présentant un motif valide au sens du calcul de la différentielle de phase d2cp, c'est-à-dire correspondant à un des quatre motifs élémentaires décrits ci-dessus. Le motif global des fréquences émises sur les N blocs d'émission peut être toujours choisi afin d'obtenir le nombre maximal de valeurs d'échantillons Zj à intégrer dans le calcul de la différentielle de phase. Il est possible de démontrer, pour le cas où le nombre N de blocs d'émission formant le motif global du mode HFR est égal à 16; qu'il existe 4 motifs globaux permettant d'atteindre ce nombre maximal de 14 échantillons Zj intégrables, un de ces quatre motifs globaux étant présenté dans la figure 5. Pour estimer la différentielle de phase d2cp, il est nécessaire que tous les termes de phases utiles, c'est-à-dire du type ± 4'°f D. , soient du même c signe. Ceci impose de conjuguer par exemple tous les échantillons correspondants aux troisième et quatrième motifs élémentaires définis ci- dessus, avant de les sommer. Il est ainsi possible de former deux sommes SI et S2 calculées de la manière suivante. Soient E1,2 et E3,4 les ensembles des indices j des valeurs de Zi intégrables correspondant respectivement aux premier et deuxième motifs élémentaires, et aux troisième et quatrième motifs élémentaires définis ci- dessus, soit : S, = I Zi et S2 = 1Z; (23). JEEi 2 IEE7,4 DA En définissant un terme de phase utile çPD = 4rr'àf D et un terme de c biais de phase çb = 4 ' 7Tb2 , et en approximant que Vj, ZiI = A, c'est-à-dire In a similar manner to the first embodiment described above, in a HFR mode having a plurality N of transmit blocks for calculating several d2cp phase differential values, it is advantageously possible to average on the basis of several samples Zi from several elementary blocks of emission blocks, in order to improve the calculation accuracy. FIG. 5 schematically shows a practical example of 16 consecutive emission blocks for calculating a plurality of phase differences, based on a succession of patterns, in the second embodiment of FIG. invention. In the example illustrated in FIG. 5, the overall transmission pattern in HFR mode is formed by 16 pulse transmission blocks at frequencies equal to the first frequency f1 or the second frequency f2. The 16 transmission blocks make it possible to form 14 emission patterns, ie the maximum of possible values of samples Zi having a valid pattern in the sense of calculating the phase differential d2cp, that is to say corresponding to a of the four basic patterns described above. The overall pattern of the frequencies transmitted on the N transmission blocks can always be chosen in order to obtain the maximum number of sample values Zj to be integrated in the calculation of the phase differential. It is possible to demonstrate, in the case where the number N of transmission blocks forming the overall pattern of the HFR mode is equal to 16; that there are 4 global patterns making it possible to reach this maximum number of 14 integrable samples Zj, one of these four global patterns being presented in FIG. 5. To estimate the phase difference d2cp, it is necessary that all the phase terms useful, that is to say of the type ± 4 '° f D., are of the same c sign. This makes it necessary to combine, for example, all the samples corresponding to the third and fourth elementary patterns defined above, before summing them. It is thus possible to form two sums SI and S2 calculated in the following manner. Let E1,2 and E3,4 be the sets of indices j of integrable Zi values respectively corresponding to the first and second elementary patterns, and to the third and fourth elementary patterns defined above, namely: S, = I Zi and S2 = 1Z ; (23). JEEi 2 IEE7.4 DA By defining a useful phase term çPD = 4rr'àf D and a phase bias term çb = 4'7Tb2, and approximating that Vj, ZiI = A, that is to say

en supposant que la fluctuation du module des valeurs de Zj est négligeable pendant la durée d'un motif global d'émission, alors il est possible d'écrire la relation suivante : Arg(Sl) = -çoD - çob et Arg(S2) = -çoD + ~b (24). assuming that the fluctuation of the modulus of the values of Zj is negligible during the duration of a global emission pattern, then it is possible to write the following relation: Arg (Sl) = -çoD-çob and Arg (S2) = -coD + ~ b (24).

II découle de la relation (24) ci-dessus que ÇPD = - 2 Arg(S,S2) . La distance peut donc être estimée suivant la relation suivante : D= c Arg(SIS2) (25). 87r Af Avantageusement, il est possible d'utiliser les échantillons Zi pour la réalisation d'une chaîne de détection radar. Dans ce cas, il est nécessaire de rendre la performance de détection indépendante du terme de biais de phase rob = 4' yTb2 , afin de ne pas dégrader la sensibilité du radar à cause de c l'accélération radiale relative entre la cible et le porteur. Pour ce faire, il est nécessaire de calculer la somme des modules IS1 + IS2I , plutôt que le module de la somme de SI et du conjugué de S2 1 SI + SI I comme dans le cas du premier mode de réalisation décrit précédemment. D'une manière similaire au premier mode de réalisation, ce calcul peut être suivi par exemple d'une détection TFAC, de type quadratique ou autre, selon des techniques en elles-mêmes connues. Egalement, d'une manière similaire au premier mode de réalisation décrit précédemment, il est possible de conserver la chaîne de détection d'origine du mode radar avec ses performances initiales, puisque la forme d'onde n'a pas été modifiée par le mode HFR. En outre le facteur de forme donc la puissance émise ne sont pas non plus affectés par un tel mode HFR. En comparaison avec le premier mode de réalisation, le deuxième mode de réalisation apporte une meilleure précision, tout en assurant une performance indépendante de la cinématique du mouvement relatif du porteur par rapport à la cible. A titre d'exemple, des valeurs typiques sont fournies ci-après, relatives aux performances de systèmes radar intégrant respectivement le premier et le deuxième mode de réalisation de l'invention, tels que décrits ci-dessus. It follows from relation (24) above that PPD = - 2 Arg (S, S2). The distance can therefore be estimated according to the following relation: D = c Arg (SIS2) (25). Advantageously, it is possible to use the samples Zi for the realization of a radar detection chain. In this case, it is necessary to make the detection performance independent of the phase bias term rob = 4 'yTb2, so as not to degrade the sensitivity of the radar because of c the relative radial acceleration between the target and the carrier . To do this, it is necessary to calculate the sum of the modules IS1 + IS2I, rather than the module of the sum of SI and the conjugate of S2 1 SI + SI I as in the case of the first embodiment described above. In a manner similar to the first embodiment, this calculation can be followed for example by a TFAC detection, of quadratic or other type, according to techniques known per se. Also, in a manner similar to the first embodiment described above, it is possible to maintain the original detection channel of the radar mode with its initial performance, since the waveform has not been modified by the mode. HFR. In addition, the form factor and thus the transmitted power are not affected by such an HFR mode either. In comparison with the first embodiment, the second embodiment provides better accuracy, while ensuring a performance independent of the kinematics of the relative movement of the carrier relative to the target. By way of example, typical values are given below, relating to the performance of radar systems respectively integrating the first and the second embodiment of the invention, as described above.

Avec une mise en oeuvre du premier mode de réalisation décrit, suivant l'exemple de motif global d'émission tel qu'illustré par la figure 3, sur la base d'un modèle de fluctuation de cible de type Swerling 1, d'un nombre de blocs d'émissions égal à 16, d'un nombre maximal N;nt d'échantillons Zi intégrables pour le calcul de la différence de phase synthétique d3(p égal à 8, il est possible d'obtenir une sensibilité de l'ordre de 6,6 dB avec un écart-type de mesure correspondant de la différence de phase synthétique d3cp égal à 25,3°. Si l'on souhaite par exemple coder une valeur de distance de 80 nmi sur 2n, on obtient alors une valeur du différentiel de fréquences d'émission Af de l'ordre de 1 kHz. L'écart-type de mesure de la distance correspondant est alors de l'ordre de 5,6 nmi. Avec une mise en oeuvre du deuxième mode de réalisation décrit, suivant l'exemple de motif global d'émission tel qu'illustré par la figure 5, sur la base d'un modèle de fluctuation de cible de type Swerling 1, d'un nombre de blocs d'émissions égal à 16, il est possible d'obtenir une sensibilité de l'ordre de 5,7 dB avec un écart-type de mesure correspondant de la différence de phase synthétique d2cp égal à 12°. Si l'on souhaite par exemple coder une valeur de distance de 80 nmi sur 2rn, on obtient alors une valeur ~o du différentiel de fréquences d'émission Af de l'ordre de 1 kHz. L'écart-type de mesure de la distance correspondant est alors de l'ordre de 2,7 nmi. With an implementation of the first embodiment described, according to the example of overall transmission pattern as illustrated in FIG. 3, based on a Swerling 1 type target fluctuation model, a number of emission blocks equal to 16, of a maximum number N; nt of integrable samples Zi for calculating the synthetic phase difference d3 (p equal to 8, it is possible to obtain a sensitivity of the 6.6 dB with a corresponding standard deviation of the synthetic phase difference d3cp equal to 25.3 ° If, for example, it is desired to code a distance value of 80 nmi over 2n, then a value of the transmission frequency differential Δf of the order of 1 kHz, the standard deviation of measurement of the corresponding distance is then of the order of 5.6 nm, with an implementation of the second embodiment. described, according to the example of the overall transmission pattern as shown in FIG. 5, based on a fluctuation model 1 of a number of emission blocks equal to 16, it is possible to obtain a sensitivity of the order of 5.7 dB with a corresponding standard deviation of the difference in synthetic phase d2cp equal to 12 °. For example, if it is desired to code a distance value of 80 nmi over 2rn, then a value ~ o of the transmission frequency differential Δf of the order of 1 kHz is obtained. The standard deviation of measurement of the corresponding distance is then of the order of 2.7 nm.

Claims

CLAIMS1- An airborne radar comprising means for transmitting periodic pulsed signals implementing a high frequency recurrence transmission mode or HFR defined by a global pattern comprising a plurality N of transmission blocks each comprising a plurality of pulses successive periodic signals of a determined frequency (fi, f2) separated by a repetition period TR, the radar comprising means for calculating the radial distance between the radar and a target, the calculation means being characterized in that they are configured to determine a phase differential (d3cp, d2 (p) from at least one phase difference determined by said calculation means from at least one elementary pattern (Zi), the elementary patterns ( Zi) being formed by subdivisions of the overall pattern of a predetermined number of successive transmission blocks, each elementary pattern allowing the calculation of a difference e of phase (d3cp, d2 (p) freeing at least terms relating to the relative radial velocity of the radar relative to the target, the radial distance from the radar to the target being determined by said calculation means from said phase differential (d3cp, d2 (p).

2- airborne radar according to claim 1, characterized in that said elementary patterns (Z1) are defined by five successive transmission blocks comprising signal pulses at at least a first frequency (fi) and a second frequency (f2) belonging to to the group formed by: a first elementary pattern defined by a first pulse-emitting block of a signal at the second frequency (f2) followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency (fi ), a third block of pulses of a signal at any frequency (f3), a fourth block of pulses of a signal at the first frequency (fi) and a fifth block of pulses of a signal at the first frequency (fi), a second elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency (fi) followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency second frequency (f2) of a third block of pulses of one at any frequency (f3), a fourth block of pulses of a signal at the second frequency (f2) and a fifth block of pulses of a signal at the first frequency (f2), a third elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency (fi) followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency (fi), a third block of pulses; pulses of a signal at any frequency (f3), a fourth block of pulses of a signal at the first frequency (fi) and a fifth block of pulses of a signal at the second frequency ( f2), a fourth elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the second frequency (f2) followed by a second block of pulses of a signal at the second frequency (f2), a third block of pulses of a signal at any frequency (f3), a fourth block of pulses of a signal at the second frequency e (f2) and a fifth block of pulses of a signal at the first frequency (fi), the overall pattern being defined to maximize the number of elementary patterns formed.

3 - airborne radar according to claim 2, characterized in that for each elementary pattern, the phase differential is determined as the complex argument Z, = z, + 4.zi + 32.z1 +, 2.zr, z; designating the complex signal received from the target for the block i.

4. An airborne radar according to claim 3, characterized in that a mean differential value is calculated from the set of the global pattern, according to the relation: d 3o = Arg lzj 1EE1,4 jEE2,3 E1,4 and E2, 3 designating the sets of indices j values of the complex Zi respectively corresponding to said first and fourth elementary patterns, and said second and third elementary patterns.

An airborne radar according to claim 1, characterized in that said elementary patterns (Zj) are defined by three successive transmission blocks comprising signal pulses at at least a first frequency (fi) and a second frequency (f2) belonging to to the group formed by: a first elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency (fi) followed by a second block of pulses of a signal at the first frequency (fi) and d a third block of pulses of a signal at the second frequency (f2), a second elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the second frequency (f2) followed by a second block of pulses; pulses of a signal at the first frequency (fi) and a third block of pulses of a signal at the first frequency (fi), a third elementary pattern defined by a first block of pulses of a signal at the first frequency (fi) followed by u n second block of pulses of a signal at the second frequency (f2) and a third block of pulses of a signal at the second frequency (f2), a fourth elementary pattern defined by a first block of pulses a signal at the second frequency (f2) followed by a second block of pulses of a signal at the second frequency (f2) and a third block of pulses of a signal at the first frequency (fi ), the overall pattern being defined to maximize the number of elementary patterns formed.

6- airborne radar according to claim 5, characterized in that for each elementary pattern, the phase differential is determined as the complex Z argument = z; + 2.z + 12.z; z; designating the complex signal received from the target for the block i.

7- airborne radar according to claim 6, characterized in that a mean differential value is calculated from the set of the overall pattern, according to the relation: d 2 ~ = - 2 Arg [S, S2], where S, = IZJ and JEE1, z S2 = EZ * J, E1,2 and E3,4 denoting sets of indices j of JEE3 4 ~ o values of the complex Zi respectively corresponding to said first and second elementary patterns, and to said third and fourth elementary patterns .