FR2952494A1 - Procede de demodulation d'un signal composite et dispositif correspondant - Google Patents

Abstract

L'invention vise un procédé de démodulation d'un signal composite complexe formé par des données véhiculées via une première et une deuxième voies dont les débits respectifs sont proportionnels, et modulé à l'aide de trois valeurs de phase distinctes, comprenant une réception (10) dudit signal composite complexe. Ledit procédé comprend : - une détection (20) d'une porteuse résiduelle du signal composite complexe reçu, - une première démodulation (30) du signal composite complexe reçu à l'aide de la porteuse résiduelle, - un filtrage principal (40) du signal composite complexe démodulé, de façon à rejeter les bruits parasites, - une détection (50) du rythme de synchronisation du signal composite complexe filtré, et - une seconde démodulation (60) du signal composite complexe filtré en lui appliquant le principe de maximum de vraisemblance en fonction dudit rythme de synchronisation, de façon à déterminer simultanément les données véhiculées par chacune des deux voies.

Description

Procédé de démodulation d'un signal composite et dispositif correspondant.

L'invention porte sur la démodulation de signaux, plus précisément des signaux modulés selon une modulation dite « tri-phase multiplex». Ce type de modulation encore peu utilisé, est basé sur trois états de phase et permet de transmettre simultanément sur le même canal de fréquence plusieurs liaisons binaires. Ces signaux sont particulièrement adaptés pour une utilisation dans le domaine des télécommunications spatiales. L'emploi de cette modulation permet, dans le cas d'une liaison entre un satellite et une 1 o balise, de garder la compatibilité avec une liaison existante de type biphase de faible indice de modulation. II permet également l'accroissement du débit lié à l'ajout d'équipements supplémentaires et de leurs liaisons. Plus précisément, l'émetteur satellite comprend un dispositif apte à moduler les signaux selon une modulation « tri-phase ». Cette modulation 15 comprend notamment la génération d'un signal : d'une part, à partir de données véhiculées par une première voie, à un premier débit donné, et d'autre part, à partir de données véhiculées par une deuxième voie, à un deuxième débit proportionnel au 20 premier débit. La phase du signal modulé émis peut alors prendre trois valeurs de phase, par exemple 2 , selon l'information à transmettre. La modulation triphase (non antipodale) maintient la présence du spectre de la liaison existante (porteuse résiduelle et informations) : elle 25 assure donc la compatibilité avec la liaison existante à faible indice de modulation. Classiquement ces signaux ainsi modulés sont, une fois reçus par la balise réceptrice (par exemple), démodulés à l'aide de deux moyens de démodulation autonomes. Chacun des deux moyens est respectivement apte à démoduler le signal pour extraire les données liées à la première voie d'une part et les données liées à la deuxième voie d'autre part. En outre, chacun de ces moyens est associé à un filtre connecté en amont, ainsi qu'à un moyen de poursuite de la porteuse et du rythme de synchronisation des données véhiculées par chacune des voies. En outre, les filtres précités diminuent fortement l'énergie du signal à démoduler, plus particulièrement l'énergie par bit de la première voie dégradant le résultat de la démodulation (perte de données...) Un but de l'invention est de résoudre les problèmes précités. A cet effet, il est proposé selon un premier aspect, un procédé de démodulation d'un signal composite complexe formé par des données véhiculées via une première et une deuxième voies dont les débits respectifs sont proportionnels, et modulé à l'aide de trois valeurs de phase distinctes.

Ce procédé comprend une réception dudit signal composite complexe. Selon une caractéristique générale de ce premier aspect, ledit procédé comprend : - une détection d'une porteuse résiduelle du signal composite complexe reçu, - une première démodulation (correspondant à une transposition en fréquence) du signal composite complexe reçu à l'aide de la porteuse résiduelle, - un filtrage principal du signal composite complexe démodulé, de façon à rejeter les bruits parasites, - une détection du rythme de synchronisation du signal composite filtré complexe, et - une seconde démodulation du signal composite complexe filtré (correspondant à un décodage) en lui appliquant le principe de maximum de vraisemblance en fonction dudit rythme de synchronisation, de façon à déterminer simultanément les données véhiculées par chacune des deux voies.

En d'autres termes, au lieu de démoduler chaque signal un par un, à l'aide de deux moyens de démodulation distincts, cet aspect de l'invention propose une démodulation simultanée des signaux à l'aide du principe de vraisemblance.

Un avantage de cet aspect est d'améliorer d'au moins 2dB la puissance des signaux démodulés, d'où une meilleure récupération des données véhiculées par les signaux démodulés. De préférence, le procédé peut comprendre en outre un filtrage auxiliaire du signal composite reçu, préalablement à la détection de la 1 o porteuse résiduelle du signal composite. Par exemple, chaque filtrage peut être effectué à l'aide d'un filtre de Nyquist. De préférence, les données véhiculées par la première voie sont codées selon le code de Manchester. 15 Selon un mode de mise en oeuvre, un seul flux de données est véhiculé par la première voie et N bits sont véhiculés par la deuxième voie pour chaque bit transmis sur la première voie, N étant un entier pair, chacun desdits N bits étant modulé par une sous-porteuse de fréquence choisie, telle que : fsspti= Dbtl*k*N, où -fsspti est la fréquence de la sous-porteuse de chaque flux véhiculé par la deuxième voie, -Dbtl est le débit du flux de données véhiculé par la première voie, -k est un entier strictement positif choisi de façon à assurer la compatibilité entre les spectres de modulation des données respectivement véhiculées par la première et la deuxième voie. De préférence, le procédé comprend en outre un filtrage de type 30 intégrateur, des données issues du filtrage principal, de façon à extraire pour 20 25 chaque bit véhiculé par l'ensemble des deux voies, au moins un vecteur représentatif de la valeur prise par ledit bit considéré, ledit principe de vraisemblance étant appliqué sur chaque vecteur. Selon un autre aspect de l'invention, il est proposé un dispositif de démodulation d'un signal composite complexe formé par des données véhiculées via une première et une deuxième voies dont les débits respectifs sont proportionnels, et modulé à l'aide de trois valeurs de phase distinctes, comprenant une antenne de réception apte à recevoir ledit signal composite complexe. ~o Selon une caractéristique générale de cet autre aspect, ledit dispositif est caractérisé par le fait qu'il comprend - un premier moyen de détection (correspondant à un moyen de transposition de fréquence pour l'homme du métier) apte à détecter une porteuse résiduelle du signal composite complexe reçu, 15 - un premier moyen de démodulation apte à démoduler le signal composite complexe reçu à l'aide de la porteuse résiduelle, - un filtre principal apte à filtrer le signal composite complexe, de façon à rejeter les bruits parasites, - un deuxième moyen de détection apte à détecter le rythme de 20 synchronisation du signal composite complexe filtré, et - un deuxième moyen de démodulation apte à effectuer une seconde démodulation du signal composite complexe filtré en appliquant le principe de maximum de vraisemblance en fonction dudit rythme de synchronisation, de façon à déterminer et délivrer simultanément les données véhiculées par 25 chacune des deux voies. Selon un mode de réalisation, le dispositif peut comprendre en outre un filtre auxiliaire couplé en amont du premier moyen de démodulation, et apte à filtrer le signal composite reçu. Selon un mode de réalisation, la première voie est apte à véhiculer 30 un seul flux de données, et la deuxième voie est apte à véhiculer N bits pour chaque bit transmis sur la première voie, N étant un entier pair, chacun desdits N bits étant modulé par une sous-porteuse de fréquence choisie, telle que : fsspti= Dbtl *k*N, où -fsspti est la fréquence de la sous-porteuse de chaque flux véhiculé par la deuxième voie, -Dbtl est le débit du flux de données véhiculé par la première voie, -k est un entier strictement positif choisi de façon à assurer la compatibilité entre les spectres de modulation des données 10 respectivement véhiculées par la première et la deuxième voie. De préférence, un banc de filtres intégrateurs est incorporé entre le filtre principal et le deuxième moyen de démodulation, ledit banc de filtres intégrateurs étant apte à extraire pour chaque bit véhiculé par l'ensemble des deux voies, un vecteur représentatif de la valeur prise par ledit bit considéré, 15 ledit deuxième moyen de démodulation étant apte à appliquer le principe de vraisemblance sur chaque vecteur. De préférence, chaque filtre auxiliaire et principal est un filtre de Nyquist. De préférence, la première voie est apte à véhiculer un flux de 20 données codées selon le code de Manchester. De préférence, un banc de filtres à réponse finie est incorporé entre le filtre principal et le deuxième moyen de démodulation, de façon à délivrer p vecteurs, p étant un entier, combinés selon les données formant le signal complexe filtré par le filtre principal et en fonction des conventions du code 25 de Manchester, ledit principe du maximum de vraisemblance étant appliqué sur les p vecteurs. Selon un autre aspect, il est proposé une utilisation d'un dispositif tel que décrit ci-avant, incorporé au sein d'un système de télécommunication spatiale. 30 D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de mise en oeuvre et d'un mode de réalisation selon l'invention, nullement limitatifs, et des dessins annexés sur lesquels : la figure 1 illustre un exemple d'un dispositif de modulation apte à moduler un signal pouvant être démodulé par un dispositif de démodulation selon l'invention, la figure 2 illustre un exemple de données transmises par le signal modulé, les figures 3 et 4 représentent les données véhiculées par les première et deuxième voies du dispositif de modulation, les figures 5 et 6 illustrent les hypothèses de démodulation considérées respectivement pour la première et la deuxième voie, la figure 7 illustre de manière très simplifiée un mode de mise en oeuvre d'un procédé selon l'invention, la figure 8 illustre un mode de mise en oeuvre d'un procédé selon l'invention, la figure 9 représente des signaux mis en oeuvre par l'invention, de façon à illustrer le principe du maximum de vraisemblance, et la figure 10 illustre une représentation de Fresnel des signaux de la figure 9. On se réfère à présent à la figure 1. La référence DMOD désigne un dispositif de modulation. Celui-ci est incorporé au sein d'un émetteur EM, par exemple un satellite. Le dispositif de modulation DMOD est couplé à une antenne ANT apte à émettre le signal, une fois celui-ci modulé par le dispositif de modulation DMOD. Le dispositif de modulation DMOD comprend un générateur dit « triphase » GEN. Celui-ci génère un signal composite SC élaboré à partir de données Dl et D2 (une suite de bits) respectivement véhiculées par une 30 première et une deuxième voie V1 et V2.

De préférence, la première voie ne véhicule qu'un flux de données, tandis que la deuxième voie transmet N bits par bits transmis par la première voie, N étant un entier pair. Par la suite, sauf indication contraire, N est égal à 2.

Les flux de données sont transmis par l'intermédiaire de deux signaux dont les débits respectifs sont proportionnels. Un exemple de ces signaux référencés SE1 et SE2 est représenté sur la figure 2. Le premier signal SE1 correspond aux données D1 et a par exemple un débit de 400 bits/s, imposé par un signal d'horloge H1 (voir 10 figure 2). Le deuxième signal SE2 correspond aux données D2 et a par exemple un débit de 800 bits/s, imposé par un signal d'horloge H2 (voir figure 2). On se réfère de nouveau à la figure 1. De préférence, le signal 15 SE1 est en bande de base. Il est codé à l'aide de deux valeurs de phase (par exemple C 4 , 41) selon le code Manchester par un codeur COD. Le signal SE2 module quant à lui une sous-porteuse Ssp au sein d'un premier moyen de modulation de phase MOD1 (ce qui correspond à l'application d'une fonction « OU exclusif », incorporé au générateur GEN. 20 Dans cet exemple, on considère que la fréquence de la sous-porteuse fsp est égale à 4800Hz. On note que dans le cas où la deuxième voie véhicule N bits par bit véhiculé sur la première voie, il vient : fsspt;= Dbtl *k*N, où 25 -fsspt; est la fréquence de la sous-porteuse de chaque flux véhiculé par la deuxième voie, -Dbt1 est le débit du flux de données véhiculé par la première voie, -k est un entier strictement positif choisi de façon à 30 assurer la compatibilité entre les spectres de modulation des données respectivement véhiculées par la première et la deuxième voie. Un multiplieur MUL également incorporé au générateur multiplie le signal codé SIC et le signal modulé S2M, de façon à délivrer le signal composite SC. L'allure de ce signal composite SC est étudiée plus en détail ci-après. Le signal composite SC est ensuite filtré à l'aide d'un filtre passe-bas FPB. Celui-ci est par exemple de type de Butterworth (bien connu de l'homme du métier), de deuxième ordre, et ayant ici une fréquence de coupure égale à 10kHz. De façon à pouvoir être transmis, le signal composite filtrée SCF module un signal de porteuse Sp au sein d'un deuxième moyen de modulation MOD2 de l'ordre 400MHz, par exemple 460MHz dans cet exemple.

Le signal modulé est ensuite amplifié par un amplificateur AMP avant d'être émis via l'antenne ANT. On se réfère à présent à la figure 3 qui illustre un exemple du signal composite SC généré par le générateur GEN. Les signaux H1 et H2 représentent respectivement les signaux 20 d'horloge associés aux données D1 et D2. Le signal composite SC est représenté en trait discontinu. On considère ici la transmission d'un bit B1 des données D1 et de deux bits b21 et b22 des données D2. Le bit B1 est transmis durant une durée T pendant laquelle est 25 émis environ douze pseudo-créneaux. Les bits b21 et b22 sont chacun transmis durant une durée T/2 pendant laquelle sont émis environ six pseudo-créneaux. La démodulation du signal composite SC permet de déterminer les valeurs des bits B1 et b21 et b22. 30 Considérons tout d'abord la détermination du bit B1. On rappelle que les données D1 sont codées à l'aide du code de Manchester. La figure 5 illustre la convention associée selon une représentation de Fresnel, bien connue de l'homme du métier. La convention utilisée dans cet exemple est : une transition du signal SC de « 0 » à « 1 » pendant la durée T correspond à un bit B1 de valeur « 0 », et une transition du signal SC de « 1 » à « 0 » pendant la durée T correspond à un bit B1 de valeur « 1 ». Dans l'exemple de la figure 3, le signal SC passe d'une valeur « moyenne » approximativement égale à -0,8 (entre 0 (point 1 de l'abscisse) et T/2 (point 26 de l'abscisse)) à +0,8 (entre T/2 (point 27 de l'abscisse) et T (point 48 de l'abscisse)). On précise que pour obtenir la valeur de -0,8, on considère la valeur moyenne prise par les six pseudo-créneaux entre 0 et T/2. De même, pour obtenir la valeur de +0,8, on considère la valeur moyenne prise par les six pseudo-créneaux entre T/2 et T. Si l'on se réfère au cadran de la figure 5, le fait de passer de -1 à +1 (valeurs entourées) fait réaliser une transition du demi-cadran référencé « 0 » (gris clair) au demi-cadran référencé « 1 » (gris foncé). Selon la convention énoncée ci-dessus, le bit B1 a donc pour valeur « 0 ».

On considère à présent le décodage des valeurs des bits b21 et b22. La convention adoptée est alors : une valeur du signal SC de « 0 » au temps 0 ou T/2 selon le bit considéré, correspond à une valeur du bit b2j égale à « 0 », sinon, la valeur du bit b2j est égal à « 1 », j étant égal à 1 ou 2.

La figure 6 illustre cette nouvelle convention selon une représentation de Fresnel, bien connue de l'homme du métier. En premier lieu, nous déterminons la valeur du bit b21. A l'instant 0 (point 1 de l'abscisse), le signal SC est égal à « 0 ». Si l'on se réfère au cadran de la figure 6, la valeur « 0 » 30 (entourée), se situe dans la portion de cadran référencée « 0 » (gris clair). Le bit b21 est donc égal à « 0 ».

En second lieu, nous déterminons la valeur du bit b22. A T/2 (point 25 de l'abscisse), le signal SC est égal à « 0 ». De même, la valeur « 0 » (entourée), se situe dans la portion de cadran référencée « 0 » (gris clair). Le bit b22 est donc égal à « 0 ».

La figure 4 illustre un autre exemple du signal SC. La détermination des valeurs de B1, b21 et b22 se fait selon les mêmes conventions que celles énoncées ci-dessus. Il vient alors : B1=0, b21= 1 et b22=1. Bien entendu, toute autre convention peut être adoptée.

On se réfère à présent à la figure 7 qui illustre de façon très simplifiée un exemple d'un procédé de démodulation d'un signal « tri-phase multiplex » selon l'invention Tout d'abord, au cours d'une première étape 10, est reçu le signal composite modulé tel qu'expliqué ci-avant. Une porteuse résiduelle est détectée au sein du signal composite reçu 20. Cette porteuse résiduelle est due au fait que le codage des données de la première voie n'est pas antipodal. Autrement dit, la façon de coder le bit « 0 » n'est pas l'opposé de la façon de coder le bit « 1 ». Le signal composite reçu est démodulé une première fois à l'aide 20 de cette porteuse résiduelle 30. Puis le signal composite démodulé est alors filtré à l'aide d'un filtre principal adapté décrit plus en détail ci-après 40. Le rythme de synchronisation du signal composite est alors détecté 50. Le rythme de synchronisation comprend : 25 la détection du rythme des données véhiculées par la première voie, la détection du rythme des données véhiculées par la deuxième voie, et la détection du rythme de la porteuse modulée par les données 30 véhiculées par la deuxième voie.

Parallèlement, les données sont de nouveau filtrées lors d'une étape 55, à l'aide d'une banque de filtres adaptés (décrits plus en détail ci-après), de façon à extraire des vecteurs représentatifs de la valeur des bits véhiculés par les deux voies.

A partir du rythme de synchronisation, les données véhiculées par la première et la deuxième voie sont simultanément démodulées 60 à l'aide du principe du maximum de vraisemblance, bien connu de l'homme du métier. Plus précisément, ce principe est appliqué sur les vecteurs extraits à l'issue de l'étape 55. Un exemple de ce principe selon l'invention sera détaillé 1 o ci-après. On se réfère à présent à la figure 8 qui illustre un mode de réalisation d'un dispositif de démodulation DIS selon l'invention. De préférence, le dispositif DIS est réalisé de façon logicielle. Celui-ci comprend une antenne de réception ANTR. Cette antenne 15 est couplée à un filtre auxiliaire FLAUX. Ce filtre de type passe-bande, a simplement pour rôle de mettre en forme le signal composite en éliminant les signaux bruits parasites avant la détection (ou la « poursuite ») de la porteuse résiduelle par un premier moyen de détection MPP. Par exemple, le filtre auxiliaire FLAUX peut être un filtre de 20 Nyquist du deuxième ordre avec : - un paramètre de largeur de bande r égal à 0,3 et - une fréquence de coupure fc égale à environ 620Hz. On rappelle qu'un filtre de Nyquist passe-bande H est défini en fonction de la fréquence réduite f par : 25 H(f)=1 si f fc(1-r), H(f)=0 si f > fc(1 +r), et H(f)=0,5+0,5*cos(rr*(f-fc(1-r))/(2r*fc)) ailleurs. On note que f=IFrf-Fcentralel tel que : Fil est la fréquence du signal considéré, et 30 Fcentrale est la fréquence centrale du filtre.

Une fois filtré, le signal est traité par le premier moyen de détection de porteuse MPP. Ce module bien connu par l'homme du métier peut être par exemple réalisé à l'aide d'une boucle à verrouillage de phase de deuxième ordre. Il a pour fonction de détecter la porteuse résiduelle au sein du signal délivré par l'antenne ANT et filtré. On note que la fréquence de coupure fc du filtre auxiliaire FLAUX est choisie en fonction de la porteuse détectée par le premier moyen de détection MPP. La porteuse résiduelle détectée est alors délivrée à un mélangeur MEL qui reçoit également sur une autre entrée, le signal délivré par l'antenne ANT. Ce mélangeur MEL (ou premier moyen de démodulation) a alors pour fonction de démoduler le signal délivré par l'antenne ANT à l'aide de la porteuse résiduelle. Une fois démodulé le signal est de nouveau filtré à l'aide d'un filtre principal FPR. Celui-ci peut également être réalisé à l'aide d'un filtre de Nyquist dont la fréquence centrale est égale à 0, la fréquence de coupure est sensiblement égale à 7000kHz, et le paramètre de largeur de bande r égal à 0,15. La fréquence de coupure du filtre principal FPR est choisie en 20 fonction d'un deuxième moyen de démodulation DEM connecté en aval du filtre principal FPR. Une sortie du filtre principal FPR est reliée à un moyen de poursuite du rythme MPR lié aux première et deuxième voies précitées. Plus précisément, ce moyen de poursuite de rythme MPR a pour 25 fonction de détecter en continu : - le rythme des données véhiculées par la première voie (par exemple 400 bits/s), - le rythme des données véhiculées par la deuxième voie (par exemple 800 bits/s) et 30 - la fréquence de la sous-porteuse modulant les données véhiculées par la deuxième voie (ici égale à 4800 Hz).

Ces données sont transmises via un banc de filtres RIF1, ..., RIF2N, au deuxième moyen de démodulation DEM de façon à pouvoir démoduler le signal transmis par le filtre principal FPR. Le banc de filtres RIF1, ..., RIF2N est formé d'un ensemble de 5 filtres à réponse finie (ou filtres intégrateurs) de configuration bien connu de l'homme du métier. Ces derniers sont aptes à échantillonner le signal filtré issu du filtre principal FPR à la fréquence de la sous-porteuse. Plus précisément, le banc de filtres est apte à délivrer des 10 vecteurs représentatifs de la valeur de chaque bit véhiculé par les voies. Par exemple, si la fréquence de la sous-porteuse fsp est égale à 800Hz, les paramètres des quatre filtres RIF1, RIF2, RIF3 et RIF4 peuvent être respectivement : - RIF1 : coefficient égal à 1 et retard nul ; 15 - RIF2 : coefficient égal à 1 et retard de un échantillon ; - RIF3 : coefficient égal à 1 et retard de deux échantillons ; - RIF4 : coefficient égal à 1 et retard de trois échantillons. Un autre exemple est illustré ci-dessous dans le cas où la fréquence de la sous-porteuse fsp est égale à 4800Hz. 20 On considère que pour chaque bit véhiculé par la première voie, la deuxième voie en véhicule deux. La valeur du premier bit véhiculé par la deuxième voie référencé b21, est représentée par deux vecteurs S1 et S2. La valeur du deuxième bit véhiculé par la deuxième voie référencé 25 b22, est représentée par deux vecteurs S3 et S4. La valeur du bit véhiculé par la première voie, simultanément aux bits b21 et b22, est représentée par les quatre vecteurs S1, S2, S3 et S4. On considère dans cet exemple, que les bits transmis sont B1=1, b21=1 et b22=1. 30 Le filtre intégrateur RIF1 dont les paramètres sont repris dans le tableau ci-dessous, filtre les données de façon à extraire le premier vecteur Si. Les valeurs réelle et imaginaire du vecteur Si prises dans ce cas sont listées dans ce même tableau. 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 RIF1 : En considérant la somme des produits partiels, il vient : si S1 De même, pour le vecteur S2 extrait par le filtre RIF2, RIF2 : reel imaj 0,0 1,0 Coefficients filtre 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 S2 reel 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 S2 imaj o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 10 S2 reel 1,0 S2 imaj o,o pour le vecteur S3 extrait par le filtre RIF3, RIF3 : Coefficients filtre 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 S3 reel o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 S3 imaj o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 Coefficients filtre 0,17 0,17 0 0,17 0 S1 reel o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 S1 imaj 0,17 0,17 0,00 0,17 0,00 15 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 S3 S3 reel imaj o,o -1,0 et pour le vecteur S4 extrait par le filtre RIF4. RIF4 : Coefficients filtre 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 0 S4 reel o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 S4 imaj o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 o,00 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,17 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 0,00 S4 S4 reel imaj 1,0 o,o Le tableau ci-dessous récapitule les valeurs prises par les vecteurs Si, S2, S3 et S4 selon les valeurs prises par les bits B1, b21 et 1 o b22 : 15 voiel B1 0 0 0 0 1 1 1 1 voie2 b21 0 0 1 1 0 0 1 1 b22 0 1 0 1 0 1 0 1 Si 1+j*0 1+j*0 0-j*1 0-j*1 1+j*0 1+j*0 0+j*1 0+j*1 S2 0-j*1 0-j*1 1+j*0 1+j*0 0+j*1 0+j*1 1+j*0 1+j*0 S3 1+j*0 0+j*1 1+j*0 0+j*1 1+j*0 o-j*1 1+j*0 0-j*1 S4 0+j*1 1+j*0 0+j*1 1+j*0 0-j*1 1+j*0 0-j*1 1+j*0 Selon l'invention, le deuxième moyen de démodulation DEM est apte à démoduler le signal en appliquant le principe du maximum de vraisemblance sur les vecteurs délivrés par les filtres intégrateurs.

Ce principe du maximum de vraisemblance appliqué à l'invention est détaillé ci-dessous. Pour cela, on se réfère à titre d'exemple à la figure 9 qui illustre de manière simplifiée l'évolution de deux signaux respectivement associés aux voies 1 et 2 telles que mentionnées ci-avant. Dans cet exemple simplifié on considère que N=2, k=1 et que la 1 o fréquence de la sous-porteuse est égale à 800Hz. Dans cet exemple, on considère un bit pour la voie 1 (codée sur quatre symboles ici des vecteurs : S1, S2, S3 et S4) et deux bits pour la voie 2 (chaque bit étant codé sur deux vecteurs, S1 et S2 pour le premier bit de la voie 2 et S3 et S4 pour le deuxième bit de la voie 2). 15 On note que pour réduire la charge de calcul, sont utilisées des approximations de calcul liées à une conversion logarithmique (approximations analogues à celles du décodage de Viterbi : une multiplication devient une somme, une addition devient un minimum). Comme le bruit est supposé gaussien la probabilité P que la 20 phase du vecteur S1 vaille 0 est donnée par : P(S1=1) = exp[-(IS1 -1 I)2/(2*sigma2)]. P(S1=1) signifie plus exactement que les coordonnées de S1 sont (1,0) ou 1+0*j en écriture complexe, ce qui équivaut à une phase égale à 0 comme illustré sur le disque de Fresnel de la figure 10.

A une constante multiplicative près, le logarithme de P(S1=1) vaut log{ exp[-(IS1-11)2/(2*sigma2)]}, IS1-112 correspondant à la distance de la distance au carré entre le vecteur S1 et le point de coordonnées (1,0). Par conséquent, le calcul de {LPOi} correspondant au logarithme des probabilités de Si (i étant un entier variant de 1 à 4) tel que la phase soit nulle, peut s'écrire à une constante additive près : • LP01=distance(S1-1)2; • LP02= distance(S2-1)2, • LP03= distance(S3-1)2, et • LPO4= distance(S4-1)2.

De la même façon on peut calculer: - {LPP} : logarithme des probabilités que Si soit de phase rr/2, et - {LPM} : logarithme des probabilités que Si soit de phase - n/2. II vient : • LPP1= distance(S1-j)2, • LPM1= distance(S1 +j)2, • LPP2= distance(S2-j)2; • LPM2= distance(S2+j)2, • LPP3= distance(S3-j)2, • LPM3= distance(S3+j)2, • LPP4= distance(S4-j)2, • LPM4= distance(S4+j)2. Il est alors possible de démoduler la voie 1 à partir de logarithme de la probabilité que le bit de la première voie soit égal à 1, référencé {LPV11 } ou soit égal à 0, alors référencé {LPV11 }.

On cherche alors la valeur de la probabilité la plus élevée de la valeur des vecteurs Si, par conséquent la valeur la plus fiable du logarithme de cette probabilité. • LPV11=min(LPP1+LP02+LPM3+LPO4, LPP1 +LP02+LP03+LPM4 , LP01 +LPP2+LPM3+LPO4 LP01+LPP2+LP03+LPM4), chaque somme correspondant à une façon possible que le bit de la première voie soit égal à 1. • LPVO1=min(LPM1+LP02+LPP3+LPO4 LPM1+LP02+LP03+LPP4 , LP01+LPM2+LPP3+LPO4 , LP01 +LPM2+LP03+LPP4); chaque somme correspondant à une façon possible que le bit de la première voie soit égal à 0. D'où la valeur du bit détecté de la première voie, dit « B1 » est 15 égale à la valeur à laquelle est associée la plus élevée des probabilités. Autrement dit, si LPV11 <LPV01, alors B1=0, sinon, B1=1. Le calcul du logarithme de la probabilité que les bits de la deuxième voie soit égale à 1 ou soit égale à 0 est réalisé de la même façon. Soit LPV211 le logarithme de la probabilité que le premier bit 20 détecté de la deuxième voie soit égal à 1. Il vient : • LPV211=min(LPVI I+LPP1+LP02 , LPVOI+LPM1+LP02); Soit LPV201 le logarithme de la probabilité que le premier bit détecté de la deuxième voie soit égal à 0. Il vient : • LPV201=min(LPV11 +LP01 +LPP2 , LPV01 +LP01 +LPM2); 25 Soit LPV212 le logarithme de la probabilité que le premier bit détecté de la deuxième voie soit égal à 1. Il vient : • LPV212=min(LPVI I+LPM3+LPO4 , LPVOI+LPP3+LPO4); Soit LPV202 le logarithme de la probabilité que le premier bit détecté de la deuxième voie soit égal à 0. Il vient : 30 • LPV202=min(LPVI I+LP03+LPM4 , LPV01+LP03+LPP4); 10 D'où la valeur du premier bit détecté de la deuxième voie, dit b21 est égale à la valeur à laquelle est associée la plus élevée des probabilités. Autrement dit, si LPV211 <LPV201, alors b21=0, sinon, b21=1. De même, la valeur du deuxième bit détecté de la deuxième voie, dit « b22 » est égale à la valeur à laquelle est associée la plus élevée des probabilités. Autrement dit, si LPV212<LPV202, alors b22=0, sinon, b22=1.

Claims (14)

1. REVENDICATIONS1. Procédé de démodulation d'un signal composite complexe formé par des données véhiculées via une première et une deuxième voies dont les débits respectifs sont proportionnels, et modulé à l'aide de trois valeurs de phase distinctes, comprenant une réception (10) dudit signal composite complexe, ledit procédé étant caractérisé par le fait qu'il comprend : - une détection (20) d'une porteuse résiduelle du signal composite complexe reçu, - une première démodulation (30) du signal composite complexe reçu à l'aide de la porteuse résiduelle, - un filtrage principal (40) du signal composite complexe démodulé, 15 de façon à rejeter les bruits parasites, - une détection (50) du rythme de synchronisation du signal composite complexe filtré, et - une seconde démodulation (60) du signal composite complexe filtré en lui appliquant le principe de maximum de vraisemblance en fonction dudit 20 rythme de synchronisation, de façon à déterminer simultanément les données véhiculées par chacune des deux voies.
2. 2. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel l'application du principe de vraisemblance comprend : - un calcul du logarithme des probabilités que les données 25 véhiculées par les deux voies prennent simultanément l'ensemble des valeurs possibles, et - une détermination du minimum du logarithme des probabilités calculées, ledit minimum correspondant aux valeurs des données véhiculées par chacune des deux voies.
3. 3. Procédé selon l'une des revendications précédentes, comprenant en outre un filtrage auxiliaire du signal composite reçu, préalablement à la détection de la porteuse résiduelle du signal composite.
4. 4. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel 5 chaque filtrage est effectué à l'aide d'un filtre de Nyquist.
5. 5. Procédé selon la revendication précédente, dans lequel les données véhiculées par la première voie sont codées selon le code de Manchester.
6. 6. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel io un seul flux de données est véhiculé par la première voie et N bits sont véhiculés par la deuxième voie pour chaque bit transmis sur la première voie, N étant un entier pair, chacun desdits N bits étant modulé par une sous-porteuse de fréquence choisie, telle que : fsspti= Dbt1 *k*N, où 15 -fsspti est la fréquence de la sous-porteuse de chaque flux véhiculé par la deuxième voie, -Dbtl est le débit du flux de données véhiculé par la première voie, -k est un entier strictement positif choisi de façon à 20 assurer la compatibilité entre les spectres de modulation des données respectivement véhiculées par la première et la deuxième voie.
7. 7. Procédé selon la revendication précédente, comprenant en outre un filtrage (55) de type intégrateur, des données issues du filtrage principal, 25 de façon à extraire pour chaque bit véhiculé par l'ensemble des deux voies, au moins un vecteur représentatif de la valeur prise par ledit bit considéré, ledit principe de vraisemblance étant appliqué sur chaque vecteur.
8. 8. Dispositif de démodulation d'un signal composite complexe (SC) formé par des données véhiculées via une première et une deuxième voies 30 dont les débits respectifs sont proportionnels, et modulé à l'aide de trois valeurs de phase distinctes, comprenant une antenne de réception (ANT)apte à recevoir ledit signal composite complexe, ledit dispositif étant caractérisé par le fait qu'il comprend : - un premier moyen de détection (MPP) apte à détecter une porteuse résiduelle du signal composite complexe reçu, - un premier moyen de démodulation (MEL) apte à démoduler le signal composite complexe reçu à l'aide de la porteuse résiduelle, - un filtre principal (FPR) apte à filtrer le signal composite complexe, de façon à rejeter les bruits parasites, - un deuxième moyen de détection (MPR) apte à détecter le rythme 10 de synchronisation du signal composite complexe filtré, et - un deuxième moyen de démodulation (DEM) apte à effectuer une seconde démodulation du signal composite complexe filtré en appliquant le principe de maximum de vraisemblance en fonction dudit rythme de synchronisation, de façon à déterminer et délivrer simultanément les 15 données véhiculées par chacune des deux voies.
9. 9. Dispositif selon la revendication précédente, comprenant en outre un filtre auxiliaire (FLAUX) couplé en amont du premier moyen de démodulation, et apte à filtrer le signal composite reçu.
10. 10. Dispositif selon l'une des revendications 8 ou 9, dans lequel la 20 première voie est apte à véhiculer un seul flux de données, et la deuxième voie est apte à véhiculer N bits pour chaque bit transmis sur la première voie, N étant un entier pair, chacun desdits N bits étant modulé par une sous-porteuse de fréquence choisie, telle que : fsspti= Dbtl *k*N, où 25 -fsspti est la fréquence de la sous-porteuse de chaque flux véhiculé par la deuxième voie, -Dbtl est le débit du flux de données véhiculé par la première voie, -k est un entier strictement positif choisi de façon à 30 assurer la compatibilité entre les spectres de modulation desdonnées respectivement véhiculées par la première et la deuxième voie.
11. 11. Dispositif selon la revendication précédente, dans lequel un banc de filtres intégrateurs (RIF1, ..., RIF2N) est incorporé entre le filtre principal (PFR) et le deuxième moyen de démodulation (DEM), ledit banc de filtres intégrateurs (RIF1, ..., RIF2N) étant apte à extraire pour chaque bit véhiculé par l'ensemble des deux voies, au moins un vecteur représentatif de la valeur prise par ledit bit considéré, ledit deuxième moyen de démodulation (DEM) étant apte à appliquer 10 le principe de vraisemblance sur chaque vecteur.
12. 12. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 11, dans lequel chaque filtre auxiliaire et principal (FLAUX, FPR) est un filtre de Nyquist.
13. 13. Dispositif selon l'une des revendications 8 à 12, dans lequel la première voie est apte à véhiculer un flux de données codées selon le code 15 de Manchester.
14. 14. Utilisation d'un dispositif selon l'une des revendications 8 à 13, incorporé au sein d'un système de télécommunication spatiale. 20