FR2947060A1 - Capteur de champ magnetique a effet hall - Google Patents

Abstract

La présente invention concerne un capteur de champ magnétique à effet Hall (10) comportant un module de mesure (20) pourvu d'une cellule de Hall (40) intégrée en technologie CMOS, comportant deux paires de contacts (HB, GD) disposées sur un cercle, symétriques, et couplées à des moyens de commutation (50) agencés pour inverser à une fréquence de commutation donnée la paire de contacts de mesure et la paire de contacts de polarisation. Ce capteur est caractérisé en ce que les moyens de commutation (50) du module de mesure (20) sont raccordés aux paires de contacts (HB, DG) pour délivrer, dans un premier cycle de commutation (P1) un signal utile tel que : V = V +V et lors d'un second cycle de commutation (P2) un signal utile tel que : V = -V +V . Ce capteur comporte également un premier étage d'amplification d'un gain déterminé (G1), suivi d'un étage de commutation de sortie (C1) agencé pour délivrer une valeur exploitable (V ) du signal de la tension de Hall (V ) amplifié du gain (G1).

Description

CAPTEUR DE CHAMP MAGNÉTIQUE A EFFET HALL

Domaine technique : La présente invention concerne un capteur de champ magnétique à effet Hall comportant au moins un module de mesure pourvu au moins d'une cellule de Hall agencée pour délivrer un signal de tension de Hall (VH) représentatif du champ magnétique à mesurer, et au moins un module de traitement agencé pour traiter ledit signal de tension de Hall et délivrer une valeur exploitable par un appareil de mesure, ladite cellule de Hall comportant au moins une couche résistive pourvue d'au moins deux paires de contacts ohmiques disposées sur un cercle et symétriques, la première paire de contacts dite de polarisation servant à injecter un courant de polarisation dans la cellule de Hall, et la seconde paire de contacts dite de mesure servant à recueillir la tension de Hall (VH) additionnée de tensions parasites (Voff), les deux paires de contacts étant identiques, interchangeables, et couplées à des moyens de commutation agencés pour inverser à une fréquence de commutation donnée la paire de contacts de mesure et la paire de contacts de polarisation.

Technique antérieure : Les capteurs de champ magnétique à effet Hall sont bien connus et exploitent l'effet Hall pour produire une tension de Hall quasi proportionnelle au champ magnétique vu par le capteur. Lorsque l'on souhaite mesurer des champs magnétiques faibles de l'ordre de quelques dizaines de micros Teslas ( T), le résultat de la mesure peut être fortement perturbé par des tensions parasites aléatoires et variables en fonction de la température. Ces tensions parasites proviennent essentiellement de la tension de décalage du capteur, appelée communément offset , et des fluctuations à basses fréquences connues sous le nom de bruit en 1/f .

Un capteur à effet Hall peut être fabriqué selon des procédés divers tels que par câblage, circuit imprimé ou circuit intégré. La présente demande s'attache plus particulièrement à un capteur de champ magnétique à effet Hall intégré en technologique CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor). Le capteur à effet Hall est constitué d'une cellule de Hall obtenue en créant dans une plaque de silicium (puce) une couche résistive pourvue d'au moins deux paires de contacts, une paire de contacts pour la mesure de la tension de Hall et une paire de contacts pour le courant de polarisation. En raison notamment de la piézorésistivité du silicium, le capteur de champ magnétique à effet Hall intégré en technologie CMOS est très sensible aux contraintes de cisaillement qui, malheureusement, sont inévitables après encapsulation de la puce électronique. L'offset d'un capteur à effet Hall est donc en général très élevé et dérive avec la température. D'autre part, à basses fréquences, le bruit en 1/f dégrade la résolution du capteur à effet Hall, d'autant plus que sa sensibilité reste limitée par la faible mobilité des électrons dans le silicium.

La technique du spinning-current (courant tournant) est la méthode utilisée dans l'industrie pour limiter l'offset et le bruit en 1/f des capteurs à effet Hall (voir notamment la publication A. Bilotti, G. Monreal, R. Vig, "Monolithic magnetic Hall sensor using dynamic quadrature offset cancellation", IEEE Journal of Solid-State Circuits, June 1997, pp. 829-836). Cette technique utilise des capteurs symétriques par rotation de 90° ou de 45°, selon le nombre de contacts, et repose sur le fait que la piézorésistivité dépend de la direction selon laquelle circule le courant. Ainsi, si les contacts de polarisation et de mesure sont échangés, l'offset est inversé, contrairement au signal de Hall VH. Il suffit donc d'inverser périodiquement les contacts de polarisation et de mesure, à une fréquence donnée fp, appelée fréquence de spinning, pour décaler l'offset et le bruit en 1/f du capteur vers cette fréquence Îp et ses harmoniques 3fp. Le signal de Hall VH étant inchangé, on applique un filtre passe-bas pour supprimer, mais en réalité pour atténuer, l'offset et le bruit en 1/f, et ne conserver que le signal de Hall utile VH.

La figure 1 représente le schéma des moyens de commutation 5 dans l'implémentation conventionnelle de la technique du spinning-current. Pl et P2 représentent les cycles de commutation des interrupteurs, généralement sans recouvrement, commandés par des horloges. Les interrupteurs peuvent être réalisés soit par de simples transistors NMOS ou PMOS, soit par des portes de transmission. Dans cette configuration, le signal en sortie du capteur à effet Hall est donné par VIN=VH Voff où VH représente la tension de Hall et Voff l'offset et le bruit en 1/f. La sensibilité typique d'un capteur de Hall intégré dans cette technologie est de l'ordre de 90mV/T, ce qui conduit à une tension de Hall VH de 900nV pour 10 T. Pour être exploitable, par exemple par un convertisseur analogique/numérique, cette tension doit être amplifiée pour atteindre quelques dizaines de V au moins, ce qui implique une amplification d'un facteur 100 ou plus. L'offset typique d'une cellule Hall dans cette technologie est de l'ordre de 0,5mV à lmV, correspondant à un champ magnétique allant de 5,5mT à 1lmT. Les amplificateurs, réalisés en circuits intégrés, présentent aussi un offset pouvant atteindre jusqu'à 10mV, dépendant de manière non prévisible de la température. Cet offset représente l'équivalent d'une centaine de mT, alors que le signal utile n'est que de quelques dizaines de T. Il est donc nécessaire d'utiliser des techniques permettant de s'affranchir à la fois de l'offset du ou des amplificateurs et de l'offset de la cellule Hall lorsque l'on désire mesurer de très faibles inductions magnétiques.

La stabilisation par découpage est une technique qui sert à atténuer l'offset et les fluctuations à basses fréquences (bruit en 1/0 d'un amplificateur (voir notamment la publication C. Enz, G. Temes, Circuit techniques for reducing the effects of op-amp imperfections : autozeroing, correlated double sampling, and chopper stabilization", Proceedings of the IEEE, vol. 84, Nov. 1996, pp. 1584-1614). Le principe et son implémentation conventionnelle sont représentés à la figure 3. Le signal utile VIN en bande de base ou bande passante (bande de fréquence dans laquelle on veut faire la mesure) est tout d'abord découpé c'est-à-dire multiplié par un signal carré d'amplitude +1 à une fréquence de découpage feh, au moyen d'un premier étage de commutation Cl, qui inverse les deux fils portant le signal utile. Le signal résultant est ensuite amplifié par le gain G d'un amplificateur, puis multiplié à nouveau et de manière synchrone par le même signal carré +1 à la même fréquence de découpage feh par un second interrupteur. Ayant été multiplié deux fois par +1, le signal de sortie VAUT correspond au signal utile VIN amplifié du gain G. Du point de vue fréquentiel, en entrée, le signal utile VIN module en amplitude le signal carré +1 et le premier interrupteur décale le spectre de VIN autour de la fréquence de découpage f h et de ses harmoniques. Le deuxième interrupteur, quant à lui, démodule le signal utile VIN qui se retrouve en bande passante et amplifié du gain G. Contrairement au signal utile VIN, l'offset de l'amplificateur, lui aussi est amplifié du gain G et n'est multiplié par le signal carré +1 qu'une seule fois en sortie. Il est donc décalé autour de la fréquence de découpage f h et de ses harmoniques. Il suffit alors de mettre un filtre passe-bas pour le supprimer ou plus exactement pour l'atténuer. De même, le bruit en 1/f de l'amplificateur, qui peut être vu comme un offset fluctuant à basse fréquence, est aussi décalé autour de la fréquence de découpage f h et sera atténué par le filtre passe-bas, à condition que la fréquence de découpage f h soit au moins égale à f + fb où fb représente la bande passante du signal utile VIN et f la fréquence de coude (corner frequency) du bruit en 1/f. En pratique, la fréquence de découpage f h doit être choisie au moins égale à 10 fois (fc + fb) pour laisser une bande de transition suffisante au filtre passe-bas. En outre, si l'horloge de découpage ne présente pas un rapport cyclique parfaitement stable et égal à 50%, une partie du signal parasite sera toujours présente dans la bande du signal utile après l'opération de reconstruction du signal.

Les inconvénients majeurs de ces deux techniques de spinning-current et de stabilisation par découpage sont que : 1) l'offset et le bruit en 1/f sont amplifiés du gain G avant d'être atténués par un filtre passe-bas. Comme le filtre passe-bas ne peut pas avoir un taux d'atténuation infini, il reste un niveau non négligeable de signal parasite autour de la fréquence feh et de ses harmoniques, 2) ces filtres passe-bas, étant par ailleurs réalisés avec des amplificateurs, réintroduisent un offset et du bruit en 1/f dans la bande utile du signal, 3) la bande passante ou bande de base du signal utile VIN doit être assez faible et/ou que la fréquence de découpage feh doit être choisie grande pour que la bande de transition du filtre passe-bas ne soit pas trop étroite et que ce dernier puisse être implémenté en pratique, et 4) l'horloge de découpage doit présenter un rapport cyclique de 50% parfaitement stable.

Ces inconvénients conduisent en général à utiliser des filtres passe-bas d'ordre élevé qui, lorsqu'ils sont intégrés sur une puce de silicium, occupent une surface importante, ce qui augmente le coût du capteur. Cet inconvénient est particulièrement présent lorsqu'il faut utiliser des gains d'amplification élevés, puisque ceux-ci ne peuvent dans la pratique pas être réalisé avec un seul étage d'amplification : en effet, l'amplification directe conduirait d'une part à amplifier l'offset à des niveaux provoquant la saturation de l'électronique, et d'autre part à utiliser des amplificateurs dont le produit gain-bande passante est très élevé, ce qui n'est pas souhaitable, à cause du coût et de la consommation de tels amplificateurs.

En conclusion, les solutions actuelles ne sont pas satisfaisantes étant donné qu'elles ne traitent que partiellement le problème des tensions parasites et que, pour éliminer les offsets en haute fréquence, on utilise des filtres passe-bas qui réintroduisent des offsets résiduels liés aux amplificateurs des filtres eux-mêmes.

Exposé de l'invention : La présente invention vise à pallier ces inconvénients en proposant une nouvelle architecture d'un capteur à effet Hall et de son électronique de conditionnement, basée sur la combinaison de la technique du spinning-current et celle de la stabilisation par découpage, pour optimiser la résolution globale du capteur et obtenir un signal de sortie VOUT égal au signal utile VIN amplifié d'un gain G, avec un offset résiduel négligeable et maitrisable car insensible aux variations de température, ce capteur pouvant être produit de manière fiable, reproductible et à un coût réduit.

Dans ce but, l'invention concerne un capteur de champ magnétique à effet Hall du genre indiqué en préambule, caractérisé en ce que les moyens de commutation du module de mesure sont raccordés aux paires de contacts pour délivrer, dans un premier cycle de commutation (Pl) un signal utile tel que : VIN = VH+Voff et lors d'un second cycle de commutation (P2) un signal utile tel que : VIN = -VH+Voff, et en ce que le module de traitement comporte au moins un premier étage d'amplification d'un gain déterminé, suivi d'un étage de commutation de sortie agencé pour délivrer ladite valeur exploitable du signal de la tension de Hall amplifié.

Ainsi, ce nouveau montage permet de conserver les tensions parasites dans les très basses fréquences, à l'inverse d'un montage traditionnel où les tensions parasites sont transférées dans les hautes fréquences. Cette astuce permet, au moyen d'un traitement du signal plus simple et moins coûteux, de supprimer totalement ces tensions parasites et d'obtenir une résolution optimisée du capteur.

Description sommaire des dessins : La présente invention et ses avantages apparaîtront mieux dans la description suivante de plusieurs modes de réalisation donnés à titre d'exemple non limitatif, en référence aux dessins annexés, dans lesquels:25 - les figures 1 et 2 représentent un capteur de champ magnétique à effet Hall à un étage d'amplification, respectivement selon l'état de la technique et selon l'invention, - les figures 3 et 4 représentent un capteur de champ magnétique à effet Hall à deux étages d'amplification, respectivement selon l'état de la technique et selon l'invention, et - les figures 5A à 5D représentent quatre configurations possibles d'une cellule de Hall.

Illustrations de l'invention :

Les figures 1 et 2 représentent respectivement un capteur de champ magnétique à effet Hall 1 de l'état de l'art et un capteur de champ magnétique à effet Hall 10 selon l'invention comportant un étage d'amplification G1. Chacun comporte au moins un module de mesure 2, 20 pourvu au moins d'une cellule de Hall 4, 40 agencée pour délivrer un signal de tension de Hall VH représentatif du champ magnétique à mesurer, et au moins un module de traitement 3, 30 agencé pour traiter le signal de tension de Hall VH et délivrer une valeur exploitable VOUT par un convertisseur analogique/numérique pour être lue par tout type d'appareil de mesure permettant de traiter et d'afficher la valeur numérique de VouT. Ce type de capteur à effet Hall permet aussi de mesurer un courant électrique sans contact, et, d'une manière générale, peut être utilisé dans de nombreuses applications telles que la mesure, le comptage, la protection, la détection de défauts différentiels, etc.

La cellule de Hall 4, 40 est de préférence réalisée sous la forme d'un circuit intégré en technologie CMOS et comporte au moins une couche résistive intégrée dans un substrat tel qu'une plaque de silicium de petite taille, appelée communément une puce. Elle est pourvue d'au moins deux paires de contacts HB et GD ohmiques disposées sur un cercle, symétriques, identiques et interchangeables. Une première paire de contacts dite de polarisation HB sert à injecter un courant de polarisation via une broche VDD dans la cellule de Hall 4, 40, et une seconde paire de contacts dite de mesure GD sert à recueillir la tension de Hall (VH). Cette tension de Hall (VH) est perturbée par des tensions parasites (Voff) induites par la construction de la cellule de Hall, sensibles aux variations de température, et représentées par une tension de décalage appelée offset et des fluctuations appelées bruit en 1/f , dont l'explication a été fournie dans l'introduction.

Cette cellule de Hall 4, 40 peut avoir différentes configurations et sa couche résistive peut être réalisée sur un substrat autre qu'un substrat de circuit intégré comme par exemple un substrat de circuit imprimé. Les figures 5A à 5D illustrent quatre configurations possibles de la cellule de Hall données uniquement à titre d'exemple non limitatif. Dans les figures 5A à 5C, la cellule de Hall comporte deux paires de contacts disposées en croix, soit aux extrémités des branches d'un substrat en forme de croix (cf. fig. 5A), soit dans les côtés d'un substrat en forme de carré (cf. fig. 5B), soit dans les coins d'un substrat en forme de carré (cf. fig. 5C). Dans la figure 5D, la cellule de Hall comporte quatre paires de contacts disposées dans les côtés d'un substrat en forme d'octogone. Toute autre configuration est possible sous réserve que les paires de contacts ohmiques soient disposées sur un cercle, symétriques, identiques et interchangeables.

Les deux paires de contacts HB et GD sont couplées à des moyens de commutation 5, 50 agencés pour inverser à une fréquence de commutation donnée, appelée fréquence de spinning Îp, la paire de contacts de mesure GD et la paire de contacts de polarisation HB. Ces moyens de commutation 5, 50 comportent quatre interrupteurs raccordés chacun à un contact de chacune des paires selon un branchement tel que le signal utile VIN délivré en sortie des moyens de commutation 5, 50 soit égal à : Dans l'état de l'art (cf. fig. 1) : - dans un premier cycle de commutation (P1) : VIN = VH+Voff - dans un second cycle de commutation (P2) : VIN = VH-Voff Dans l'invention (cf. fig. 2) : - dans un premier cycle de commutation (P1) : VIN = VH+Voff - dans un second cycle de commutation (P2) : VIN = -VH+Voff Les interrupteurs peuvent être réalisés soit par de simples transistors NMOS ou PMOS, soit par des portes de transmission, et sont pilotés par une ou plusieurs horloges (non représentée(s)).

10 Dans l'état de l'art (cf. fig. 1), le module de traitement 3 comporte un premier étage de commutation Cl pour découper le signal utile VIN à une fréquence de découpage f h et l'envoyer dans les hautes fréquences, suivi d'un premier étage d'amplification d'un gain déterminé G1 pour amplifier le signal utile VIN du gain G1. Un deuxième étage de commutation C2 redécoupe le signal utile amplifié VINxGl à une fréquence 15 de découpage f h et le ramène dans les basses fréquences (bande de base). Un filtre passe-bas FB1 permet de supprimer les signaux parasites en hautes fréquences et d'obtenir un signal de sortie exploitable VOUT = VINxGl .

Dans l'invention (cf. fig. 2), le module de traitement 30 comporte directement un 20 premier étage d'amplification d'un gain déterminé G1 pour amplifier le signal utile VIN du gain G1, suivi d'un filtre passe-haut FH1 pour supprimer tous les signaux parasites en basses fréquences (bande de base). Un étage de commutation de sortie Cl découpe le signal utile amplifié à une fréquence de découpage feh pour le ramener dans les basses fréquences (bande de base) et obtenir un signal de sortie exploitable VOUT = 25 VINxG1.

La différence de qualité du signal obtenu entre la solution de l'invention (cf. fig.2) et l'art antérieur (cf. fig. l) est expliquée en détail en référence aux figures 3 et 45 10 Meilleure manière de réaliser l'invention :

Les figures 3 et 4 représentent respectivement le capteur de champ magnétique à effet Hall 1 de la figure 1 selon l'état de l'art et le capteur de champ magnétique à effet Hall 10 de la figure 2 selon l'invention, comportant deux étages d'amplification G1, G2, ce nombre d'étages d'amplification n'étant pas limitatif Dans ces figures, les signaux sont représentés sur des diagrammes A à F pour comparer ce qui se passe à chaque étage du module de traitement 3, 30 et visualiser l'intérêt de l'invention.

Dans le capteur 1 de l'état de l'art (cf fig. 3), le signal utile VIN à la sortie du module de mesure 2 est égal à : - dans un premier cycle de commutation (P1) : VIN = VH+Voff - dans un second cycle de commutation (P2) : VIN = VH-Voff Les moyens de commutation 5 sont commandés par une ou plusieurs horloges Hl à une fréquence de spinning fp. Dans cette configuration, le signal de la tension de Hall VH reste en basses fréquences correspondant à la bande de base de la mesure et les tensions parasites Voff sont envoyées en hautes fréquences correspondant à la fréquence de spinning fp et à ses harmoniques 3f p (cf. diagramme A). Dans le module de traitement 3, le signal utile VIN est découpé à une fréquence de découpage fh par un premier étage de commutation Cl, qui ramène les tensions parasites Voff en basses fréquences (bande de base) et envoie la tension de Hall VH en hautes fréquences correspondant à la fréquence de découpage fh et à ses harmoniques 3feh (cf diagramme B). La fréquence de découpage fh est de préférence égale à la fréquence de spinning fp et commandée par une ou plusieurs horloges H2. Le signal résultant est ensuite amplifié par un premier étage d'amplification d'un gain G1, puis découpé à nouveau par un deuxième étage de commutation C2 à la même fréquence de découpage fh. La tension de Hall amplifiée VHxG1 est ramenée en basses fréquences (bande de base) et les tensions parasites, amplifiées du gain G1 et additionnées de l'offset intrinsèque de l'amplificateur VoffxG1 sont envoyées à la fréquence de découpage feh et à ses harmoniques 3feh (cf. diagramme C). Un premier filtre passe-bas FB1 est prévu pour supprimer ces tensions parasites amplifiées VoffxGl Comme l'atténuation du filtre ne peut pas être infinie, il reste toujours des tensions parasites résiduelles Voff résiduel autour de la fréquence de découpage feh et à ses harmoniques 3feh. Et de part sa construction, le filtre FB1 réintroduit des tensions parasites Voff tbl en bande de base indissociables du signal utile VH.xGl (cf. diagramme D). Compte tenu des faibles valeurs de champ magnétique mesurées, il est souvent indispensable de prévoir au moins un deuxième étage d'amplification G2, voire plus, pour éviter la saturation des amplificateurs. Dans l'exemple représenté, le module de traitement 3 comporte avant et après le second étage d'amplification G2 un troisième étage de commutation C3, équivalent à Cl, et un quatrième étage de commutation C4, équivalent à C2. En sortie, la tension de Hall ramenée en basses fréquences (bande de base) a été amplifiée deux fois et les tensions parasites introduites par le filtre FB1 amplifiées du gain G2, conduisant à un signal en bande de base donné par VHxGlxG2 + Voff f,lxG2. L'offset intrinsèque de l'amplificateur G2, Voff g2 amplifié du gain G2, Voff g2xG2est quant à lui envoyé à la fréquence de découpage f h et à ses harmoniques 3f h (cf. diagramme E). Un deuxième filtre passe-bas FB2 est prévu pour supprimer ces tensions parasites amplifiées Voff g2xG2. Son atténuation ne pouvant être infinie, il reste néanmoins des tensions parasites résiduelles Voff résiduel autour de la fréquence de découpage f h et à ses harmoniques 3f h comme en sortie du premier filtre FB1. Et de part sa construction, le filtre FB2 réintroduit à nouveau des tensions parasites Voff fb2 en bande de base, indissociables du signal utile. À la sortie du module de traitement 3, le signal exploitable en bande de base VOUT est égal à VOUT VHxGlxG2 + Voff f,lxG2 + Voff tb2 (cf. diagramme F) auquel s'additionnent les tensions parasites résiduelles dues aux filtres passe-bas FB1 et FB2 situées autour de la fréquence de découpage f h et à ses harmoniques 3f h. L'ensemble de toutes ces tensions parasites réduit la résolution du capteur 1.

Dans le capteur 10 de l'invention (cf. fig. 4), le signal utile VIN à la sortie du module de mesure 20 est égal à : - dans un premier cycle de commutation (P1) : VIN = VH+Voff - dans un second cycle de commutation (P2) : VIN = -VH+Voff Les moyens de commutation 50 sont commandés par une ou plusieurs horloges Hl à une fréquence de spinning fp. Dans cette configuration, le signal de la tension de Hall VH est envoyé en hautes fréquences correspondant à la fréquence de spinning fp et à ses harmoniques 3fp et les tensions parasites Voff restent en basses fréquences correspondant à la bande de base de la mesure (cf. diagramme A). Dans le module de traitement 30, le signal utile VIN est directement amplifié par un premier étage d'amplification d'un gain G1. Le signal de la tension de Hall VH reste dans son spectre de fréquence et est amplifié du gain G1, VHxGl. Les tensions parasites Voff restent également dans leur spectre de fréquence, sont amplifiés du gain G1 et additionnées de l'offset intrinsèque de l'amplificateur G1, (Voff+Voff gi)xG1 (cf. diagramme B). Un premier filtre passe-haut FH1 permet de supprimer les tensions parasites amplifiées en basses fréquences, sans ajouter de tensions parasites intrinsèques. Les tensions parasites (Voff+Voff gi)xG1 dans la bande de base ont totalement disparu et reste le signal de la tension de Hall amplifié VHxG1 à la fréquence de spinning fp et à ses harmoniques 3fp (cf. diagramme C). Ce filtre passe-haut FH1 est avantageusement un filtre du premier ordre, constitué d'un circuit passif comprenant au moins un condensateur et une résistance et n'introduisant aucune tension de décalage (offset) ni aucune fluctuation en basses fréquences (bruit en 1/f). Le module de traitement 30 comporte un deuxième étage d'amplification d'un gain G2. Le signal de la tension de Hall déjà amplifié une première fois VHxG1 reste dans son spectre de fréquence et est amplifié une seconde fois VHxGlxG2. Toutefois, ce deuxième étage d'amplification G2 introduit des nouvelles tensions parasites Voff en bande de base dues à l'offset intrinsèque de l'amplificateur G2 Voff g2xG2 (cf. diagramme D). Un deuxième filtre passe-haut FH2 permet de supprimer ces nouvelles tensions parasites en basses fréquences. Ce deuxième filtre passe-haut FH2 est équivalent au premier filtre passe- haut FH1, c'est à dire un filtre du premier ordre, constitué d'un circuit passif comprenant au moins un condensateur et une résistance, et n'introduisant aucune tension de décalage (offset) ni aucune fluctuation en basses fréquences (bruit en 1/f). Les tensions parasites Voff g2xG2 dans la bande passante ont totalement disparu et reste le signal de la tension de Hall amplifié deux fois VHxGlxG2 à la fréquence de spinning fp et à ses harmoniques 3f. (cf. diagramme E). Un étage de commutation de sortie Cl permet de découper le signal de la tension de Hall amplifié VHxGlxG2 et de le ramener en basses fréquences (bande de base). La fréquence de découpage fh est de préférence égale à la fréquence de spinning fp et commandée par une ou plusieurs horloges H2. Avec cette nouvelle architecture, l'offset du capteur magnétique à effet Hall 10 selon l'invention est en théorie rigoureusement nul et le bruit en 1/f très fortement atténué. En pratique, les commutateurs sont toujours le siège d'injections de charges qui ne sont pas parfaitement symétriques et qui conduisent à un signal parasite à la fréquence de spinning fp et à ses harmoniques 3fp. En particulier, le premier étage de commutation 50 est le siège de telles injections. En sortie, le signal parasite est démodulé par le deuxième étage de commutation Cl induisant alors un offset résiduel dans la bande de base du signal utile. C'est la seule source potentielle d'offset, qui a néanmoins l'avantage de ne pas dériver en température. En effet, les injections de charges dépendent des capacités parasites dans le commutateur, capacités dont les valeurs ne dépendent pas de la température. Cet offset résiduel existe aussi dans le capteur 1 de l'art antérieur, mais reste en général inférieur aux autres sources d'offset déjà discutées et totalement éliminées dans le capteur 10 de l'invention. À la sortie du module de traitement 30, le signal exploitable en bande de base VAUT est égal à VAUT = VHxGlxG2 auquel se superpose un offset résiduel indépendant de la température Voff résiduel (cf. diagramme F). L'offset résiduel en provenance des injections de charges dans le commutateur de sortie Cl, autour de la fréquence de découpage fh et à ses harmoniques 3feh, est quant à lui totalement négligeable en ce point de la chaîne par rapport au niveau du signal utile VOUT. La présente invention permet donc d'optimiser considérablement la résolution du capteur 10.

Bien entendu, le capteur de champ magnétique à effet Hall de l'invention n'est pas limité à un ou à deux étages d'amplification G1 et G2. Le module de traitement 30 peut comporter un nombre N d'étages d'amplification et un nombre N de filtres passe-haut disposés chacun à la suite d'un étage d'amplification. Il peut aussi comporter un nombre N-1 de filtres passe-haut intercalés chacun entre deux étages d'amplification consécutifs. En effet, le dernier filtre passe-haut peut être optionnel, puisque l'offset lié au dernier étage d'amplification est rejeté en hautes fréquences par l'étage de commutation de sortie Cl et que suivant l'application, le niveau de ce signal parasite peut être considéré comme tolérable.

A la sortie du module de traitement 30, le signal exploitable VOUT peut être exploité par tout moyen approprié en fonction de l'utilisation souhaitée de ce signal et notamment par un convertisseur analogique/numérique. Ce convertisseur analogique/numérique peut être avantageusement un modulateur de type sigma delta (EA) ou équivalent, qui est destiné à fournir une valeur numérique du champ magnétique à mesurer facilitant les traitements du signal en aval du capteur 1.

Possibilités d'application industrielle :

Les principaux composants du capteur de champ magnétique à effet Hall 10 selon l'invention sont avantageusement réalisés sous la forme de circuits intégrés en technologie CMOS, autorisant une production industrielle fiable, reproductible et à coûts réduits. Bien entendu toute autre technologie ou combinaison de technologies équivalentes est possible.

Il ressort clairement de cette description que l'invention permet d'atteindre les buts fixés. Notamment, grâce à la technologie du courant tournant spinning-current en mode inversé et à l'utilisation de filtres passe-haut passifs, le capteur de champ magnétique à effet Hall selon l'invention ne requiert que deux étages de commutation, quel que soit le nombre d'étages d'amplification, à savoir l'étage de commutation 50 couplé à la cellule de Hall dans le module de mesure 20 et l'étage de commutation Cl en sortie du module de traitement 30. A l'inverse, l'état de l'art nécessite au moins deux étages de commutation par étage d'amplification, soit cinq étages de commutation dans l'exemple de la figure 3, ce qui augmente l'offset résiduel dû à la dissymétrie des injections de charges dans les commutateurs. Dans le capteur 10 de l'invention, on utilise moins d'étages de commutation et on introduit moins d'offset résiduel lié à la dissymétrie des injections de charges dans chaque commutateur à chaque cycle de commutation.

Les avantages de cette nouvelle implémentation sont notamment que : 1) l'offset de la cellule de Hall 40 et des amplificateurs G1 et G2 est parfaitement supprimé par le découplage capacitif des filtres passe-haut passifs du ter ordre FH1 et FH2, 2) les filtres passe-haut FH1 et FH2 sont extrêmement simples puisqu'il s'agit de circuits RC (résistif et capacitif). A noter qu'il ne faut surtout pas utiliser un filtre actif qui réintroduirait un offset résiduel. 3) le seul offset résiduel qui existe provient des seuls commutateurs 50 et Cl et est lié à leur mode de fabrication en circuit intégré CMOS. Cet offset est néanmoins indépendant de la température, ce qui est tout à fait intéressant pour les capteurs de champ magnétique à effet Hall et les applications métrologiques en général, puisque cet offset peut être calibré une fois pour toute, 4) la ou les horloges de découpage Hl et H2 n'ont pas besoin d'avoir un rapport cyclique de 50% parfaitement stable, 5) le capteur magnétique à effet Hall obtenu selon l'invention présente une très grande précision dans une bande passante allant du continu à quelques kHz et une large dynamique de mesure.

La fréquence de coupure des filtres passe-haut FH1 et FH2 doit être choisie supérieure à la fréquence de corner de la technologie CMOS, fc, et inférieur à feh, pour supprimer (atténuer) aussi le bruit en 1/f des amplificateurs G1 et G2. En pratique, une fréquence de quelques kilohertz suffit.

La présente invention n'est pas limitée aux exemples de réalisation décrits mais s'étend à toute modification et variante évidentes pour un homme du métier tout en restant dans l'étendue de la protection définie dans les revendications annexées.

Claims (10)

1. Revendications1. Capteur de champ magnétique à effet Hall (10) comportant au moins un module de mesure (20) pourvu au moins d'une cellule de Hall (40) agencée pour délivrer un signal de tension de Hall (VH) représentatif du champ magnétique à mesurer, et au moins un module de traitement (30) agencé pour traiter ledit signal de tension de Hall et délivrer une valeur exploitable par un appareil de mesure, ladite cellule de Hall (40) comportant au moins une couche résistive pourvue d'au moins deux paires de contacts (HB, GD) ohmiques disposées sur un cercle et symétriques, la première paire de contacts (HB) dite de polarisation servant à injecter un courant de polarisation dans la cellule de Hall (40), et la seconde paire de contacts (GD) dite de mesure servant à recueillir la tension de Hall (VH) additionnée de tensions parasites (Voff), les deux paires de contacts étant identiques, interchangeables, et couplées à des moyens de commutation (50) agencés pour inverser à une fréquence de commutation donnée (4) la paire de contacts de mesure et la paire de contacts de polarisation, caractérisé en ce que les moyens de commutation (50) dudit module de mesure (20) sont raccordés aux dites paires de contacts (HB, GD) pour délivrer, dans un premier cycle de commutation (P1) un signal utile tel que : VIN = VH+Voff et lors d'un second cycle de commutation (P2) un signal utile tel que : VIN = -VH+Voff., et en ce que ledit module de traitement (30) comporte au moins un premier étage d'amplification d'un gain déterminé (Gl), suivi d'un étage de commutation de sortie (Cl) agencé pour délivrer ladite valeur exploitable du signal de la tension de Hall amplifié.
2. 2. Capteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit module de traitement (30) comporte, après ledit premier étage d'amplification (Gl) et avant ledit étage de commutation de sortie (Cl), un premier filtre passe-haut (FH1).
3. 3. Capteur selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit module de traitement (30) comporte, après le premier filtre passe-haut (FH1) et avant l'étage de 17commutation de sortie (Cl), au moins un second étage d'amplification d'un gain déterminé (G2).
4. 4. Capteur selon la revendication 3, caractérisé en ce que ledit module de traitement (30) comporte après ledit second étage d'amplification (G2) et avant ledit étage de commutation de sortie (Cl), un second filtre passe-haut (FH2).
5. 5. Capteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit module de traitement (30) comporte, avant l'étage de commutation de sortie (Cl), un nombre N d'étages d'amplification et un nombre N-1 de filtres passe-haut intercalés chacun entre deux étages d'amplification consécutifs.
6. 6. Capteur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit module de traitement (30) comporte, avant l'étage de commutation de sortie (Cl), un nombre N d'étages d'amplification et un nombre N de filtres passe-haut disposés chacun à la suite d'un étage d'amplification.
7. 7. Capteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ledit module de traitement (30) comporte, après l'étage de commutation de sortie (Cl), un convertisseur analogique/numérique.
8. 8. Capteur selon la revendication 7, caractérisé en ce que ledit convertisseur analogique/numérique est un modulateur de type sigma delta (EO).
9. 9. Capteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que ladite cellule de Hall (40) est intégrée dans une plaque de silicium en technologie CMOS.
10. 10. Capteur selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que lesdits filtres passe-haut (FH1, FH2) sont constitués de circuits passifs comprenant au moins un condensateur et une résistance.