FR2922341A1 - Detecteur d'un signal radiofrequence - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un procédé et un circuit de détection d'un signal radiofréquence, comportant au moins un premier transistor MOS à canal d'un premier type, dont la grille est couplée à une borne d'entrée (IN) adaptée à recevoir ledit signal ; un circuit (4, 5, 6) de polarisation du premier transistor, apte à le polariser à un niveau inférieur à sa tension seuil ; et un circuit (8) de détermination de la valeur moyenne du courant dans le premier transistor.

Description

B8559 - 07-RO-328 1 DÉTECTEUR D'UN SIGNAL RADIOFRÉQUENCE

Domaine de l'invention La présente invention concerne le domaine des circuits électroniques et, plus particulièrement, les circuits électroniques comprenant un détecteur de signaux radio fréquence, par exemple, à des fins de démodulation. Exposé de l'art antérieur On connaît plusieurs techniques pour démoduler un signal radiofréquence modulé en amplitude. Une première technique utilise une diode dont l'anode reçoit le signal à démoduler et dont la cathode est reliée en entrée d'un filtre passe-bas fournissant le signal enveloppe. Ce type de détecteur d'enveloppe requiert que le signal à démoduler parvienne à la diode avec une amplitude supérieure au seuil de la diode (plusieurs centaines de millivolts).

Pour détecter des signaux modulés avec une amplitude plus faible, un amplificateur est intercalé en amont et/ou en aval de la diode. Un inconvénient est alors la consommation accrue liée à l'amplificateur. Cette consommation croît avec la fréquence de la porteuse, donc avec le débit de transmission possible. Une autre technique, dite de démodulation cohérente, utilise un amplificateur différentiel recevant le signal à démo- B8559 - 07-RO-328

2 duler. L'amplificateur est suivi d'un multiplieur (des sorties différentielles de l'amplificateur) dont la sortie attaque un filtre passe-bas. Un inconvénient est là encore, la consommation du circuit.

Une autre technique, dite super régénérative, utilise un oscillateur commandé par la sortie d'un amplificateur différentiel recevant le signal à démoduler et dont la sortie est redressée par une diode, en amont d'un filtre passe-bas. Là encore, un problème se pose avec la consommation élevée requise.

Une augmentation du débit de transmission engendre une augmentation de la puissance consommée. Une telle augmentation n'est pas souhaitable pour des questions de consommation. C'est par exemple le cas pour des transpondeurs électromagnétiques équipés d'une source d'énergie embarquée (batterie).

Dans d'autres cas, l'alimentation peut ne pas permettre les débits souhaités. C'est par exemple le cas des transpondeurs électromagnétiques télé-alimentés par un champ haute fréquence rayonné par un terminal de lecture ou d'écriture/lecture. La puissance disponible côté transpondeur est d'autant plus faible que le transpondeur est loin du terminal ou de la borne qui génère le champ haute fréquence. Dans encore d'autres cas, on peut souhaiter détecter qu'un transpondeur (ayant sa propre source alimentation) est dans le champ électromagnétique d'un terminal. Cela revient à détecter, côté transpondeur, la présence du champ. Plus on souhaite détecter tôt un champ lorsqu'un transpondeur s'approche d'un lecteur, plus le niveau à détecter est faible. Résumé de l'invention Ainsi, un mode de réalisation de la présente invention prévoit un circuit de détection d'un signal radiofréquence qui pallie tout ou partie des inconvénients des démodulateurs connus. Un mode de réalisation vise une architecture adaptable à différentes tensions d'alimentation.

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3 Un mode de réalisation vise un circuit insensible aux variations de température ou de technologie de fabrication. Un mode de réalisation vise à réduire la puissance consommée tout en détectant des amplitudes faibles.

Un mode de réalisation vise à détecter la présence d'un champ électromagnétique. Un mode de réalisation vise un démodulateur d'amplitude. Pour atteindre tout ou partie de ces objets ainsi que 10 d'autres, il est prévu un détecteur d'un signal radiofréquence, comportant : au moins un premier transistor MOS à canal d'un premier type, dont la grille est couplée à une borne d'entrée adaptée à recevoir ledit signal ; 15 un circuit de polarisation du premier transistor, apte à le polariser à un niveau inférieur à sa tension seuil ; et un circuit de détermination de la valeur moyenne du courant dans le premier transistor. Selon un mode de réalisation, le circuit de polari- 20 sation comporte : une première impédance formée d'un ou plusieurs deuxièmes transistors MOS à canal d'un deuxième type, en série et montés en diodes ; une première source de courant en série avec ladite 25 première impédance, formée d'un ou plusieurs troisièmes transistors MOS à canal du premier type en série, le nombre de troisièmes transistors étant identique au nombre de premiers transistors ; une deuxième source de courant ; et 30 un circuit d'auto polarisation formé d'un ou plusieurs quatrièmes transistors MOS à canal du premier type, en série et montés en diodes, le ou les premiers et troisièmes transistors formant des miroirs de courant avec le ou les quatrièmes transistors.

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4 Selon un mode de réalisation, la ou les grilles des troisièmes et quatrièmes transistors sont couplées, par un ou plusieurs éléments résistifs, à la ou aux grilles respectives des premiers transistors.

Selon un mode de réalisation, le ou les premiers transistors sont en série avec une deuxième impédance entre deux bornes d'application d'une tension continue d'alimentation, le point milieu de l'association en série étant relié en entrée de l'élément de détermination de la valeur moyenne.

Selon un mode de réalisation, ladite deuxième impédance est formée d'un ou plusieurs cinquièmes transistors MOS à canal du deuxième type en série, le nombre de cinquièmes transistors étant identique au nombre de deuxièmes transistors avec lesquels ils forment respectivement des miroirs de courant.

Selon un mode de réalisation, au moins un limiteur de gain est couplé en parallèle avec ladite deuxième impédance. Selon un mode de réalisation, la ou les grilles respectives des premiers transistors sont couplées à une borne d'entrée destinée à recevoir ledit signal radiofréquence par l'inter- médiaire d'un ou plusieurs éléments capacitifs de découplage. Selon un mode de réalisation, l'élément de détermination de la valeur moyenne comporte un filtre passe-bas. Selon un mode de réalisation, le premier type de canal est N et le deuxième type de canal est P, le ou les premiers transistors étant côté borne d'application du potentiel le plus bas de la tension d'alimentation. Selon un mode de réalisation, le premier type de canal est P et le deuxième type de canal est N, le ou les premiers transistors étant côté borne d'application du potentiel le plus haut de la tension d'alimentation. Il est également prévu un démodulateur d'amplitude, comportant : un détecteur d'un signal radiofréquence dont ladite valeur moyenne fournit l'enveloppe de la modulation ; et B8559 -07-RO-328

un comparateur d'une information liée à ladite valeur moyenne par rapport à un seuil. Il est également prévu un procédé de démodulation d'amplitude, comportant les étapes suivantes : appliquer un signal à démoduler sur la grille d'au moins un premier transistor MOS, polarisé à un niveau inférieur à sa tension seuil ; moyenner une information relative au courant dans le premier transistor ; et en déduire l'enveloppe du signal. Il est également prévu un système de détection d'un signal radiofréquence comportant : une antenne ; un détecteur d'un signal radiofréquence ; et 15 une unité de traitement du signal fourni par le détecteur. Selon un mode de réalisation, le système est inclus dans un transpondeur électromagnétique. Brève description des dessins 20 Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles : la figure 1 est un schéma-blocs d'un système à trans- 25 pondeurs électromagnétiques du type auquel s'applique à titre d'exemple la présente invention ; la figure 2 est un schéma-blocs d'un transpondeur du système de la figure 1 ; la figure 3 est un schéma électrique simplifié d'un 30 détecteur selon un mode de réalisation ; les figures 4 et 5 sont des caractéristiques courant-tension illustrant le fonctionnement du détecteur de la figure 3 ; la figure 6 est un schéma-blocs d'un mode de réali-35 sation d'un circuit de démodulation ; 5 10 B8559 - 07-RO-328

6 les figures 7A, 7B et 7C sont des chronogrammes illustrant des exemples d'allures de signaux du circuit de la figure 6 ; la figure 8 est un schéma électrique détaillé d'un 5 mode de réalisation d'un circuit de détection conforme au schéma de la figure 6 ; les figures 9A, 9B, 9C et 9D sont des chronogrammes illustrant des exemples d'allures de signaux du circuit de la figure 8 ; 10 la figure 10 est un schéma électrique détaillé d'un autre mode de réalisation d'un circuit de détection ; les figures 11 et 12 sont des schémas partiels illustrant des modes de réalisation d'un détail des circuits respectifs des figures 8 et 10 ; et 15 la figure 13 représente un exemple d'architecture d'un circuit de détection selon un mode de réalisation. Description détaillée De mêmes éléments ont été désignés par de mêmes références aux différentes figures. 20 Par souci de clarté, seuls les éléments utiles à la compréhension de l'invention ont été représentés et seront décrits. En particulier, la destination des signaux détectés ou démodulés n'a pas été détaillée, l'invention étant compatible avec toute utilisation usuelle de tels signaux. De plus, les mécanismes de 25 transmission et de codage éventuel n'ont pas non plus été détaillés, l'invention étant là encore compatible avec tout mécanisme de transmission en modulation d'amplitude. La figure 1 représente, de façon très schématique, un exemple de système de communication du type auquel s'applique à 30 titre d'exemple la présente invention. Un terminal 10 (READER) est susceptible de communiquer sans contact avec un ou plusieurs transpondeurs 11 (TAG), par exemple des étiquettes électroniques. Le terminal comporte un circuit oscillant (par exemple un circuit oscillant série) dont 35 l'élément inductif forme antenne 101 de génération d'un champ B8559 - 07-RO-328

7 électromagnétique haute fréquence. Le ou les transpondeurs 11 comportent des circuits oscillants (par exemple des circuits résonnants parallèles) dont les éléments inductifs forment antennes 111. Les circuits oscillants du terminal et des trans- pondeurs d'un même système sont le plus souvent approximativement accordés sur une même fréquence. Les transpondeurs 11 peuvent être télé-alimentés par le terminal, c'est-à- dire tirer l'énergie nécessaire au fonctionnement des circuits qu'ils comportent du champ rayonné par le terminal. Ils peuvent également fonctionner sur batterie. Une transmission dans le sens terminal vers borne s'effectue par exemple en modulation d'amplitude de la porteuse de télé-alimentation, le cas échéant après codage des données à transmettre.

Pour transmettre des données du transpondeur vers le terminal, le transpondeur modifie (par exemple, en commutant une résistance et/ou un condensateur de son circuit résonnant) la charge qu'il constitue sur le champ électromagnétique du terminal. Cette variation est généralement effectuée au rythme d'une sous-porteuse (dite de rétromodulation) de fréquence inférieure à celle de la porteuse de télé-alimentation. En pratique, un terminal émet périodiquement des requêtes. Dès qu'un transpondeur entre dans le champ et capte la requête, il répond à celle-ci, par exemple en envoyant un identifiant. Dans les applications les plus simples, le traitement s'arrête là. Dans d'autres cas, une communication s'établit alors entre le transpondeur et le terminal au cours de laquelle diverses données peuvent être échangées. La figure 2 est un schéma-blocs simplifié d'un exemple 30 de transpondeur du système de la figure 1. L'antenne 111 est reliée en entrée d'un démodulateur 12 (DEMOD) dont la sortie est exploitée par des circuits numériques, par exemple un microcontrôleur 13 (pC). Ces circuits numériques servent aussi à commander un circuit ou étage 14 35 (RETROMOD) de rétromodulation pour émettre des données (par B8559 - 07-RO-328

8 exemple l'identifiant de l'étiquette électronique que constitue le transpondeur). Dans le cas d'un transpondeur téléalimenté, un circuit d'alimentation 15 (ALIM) génère une tension continue Vdd d'alimentation à partir du signal aux bornes du circuit réson- nant (l'antenne 111 plus un ou plusieurs éléments capacitifs non représentés). Sinon, une batterie ou une autre source d'alimentation fournit la tension Vdd. La tension Vdd est appliquée entre deux bornes 151 et 152 auxquelles sont reliées les bornes respectives d'alimentation des différents circuits à alimenter. Le circuit 15 comporte par exemple un ou plusieurs éléments de redressement associés à un élément de stockage, le cas échéant complétés par un régulateur. D'autres circuits numériques non représentés (par exemple, des éléments de mémorisation ou d'autres éléments de traitement) peuvent être alimentés par la tension Vdd. Dans ce genre d'applications, l'énergie disponible côté transpondeur dépend de la distance entre celui-ci et le terminal. De plus, l'énergie requise pour la communication augmente avec la fréquence de transmission (donc en pratique le débit de transmission). Une faible tension d'alimentation a donc pour conséquence soit d'imposer des distances réduites entre l'émetteur et le récepteur, soit de limiter le débit de la communication. De façon plus générale, l'invention concerne la démo- dulation de communications en modulation d'amplitude avec une fréquence de porteuse supérieure à la centaine de kilohertz. Par exemple, l'invention s'applique à des communications de type identification radiofréquence (Radio Frequency IDentification - RFID), de type bande ultra large (Ultra Wide Band - UWB), etc.

De façon encore plus générale, l'invention concerne la détection d'un signal radiofréquence, par exemple une porteuse de transmission ou un champ électromagnétique. Dans de telles applications, il serait souhaitable de réduire la consommation en raison de la faible énergie souvent 35 disponible.

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9 La figure 3 représente, de façon schématique, un mode de réalisation d'un détecteur. L'élément de base est un transistor MOS 20 dont le rôle est de générer de fortes distorsions d'un signal Vin à démoduler, appliqué sur sa grille. Pour cela, le transistor 20 est polarisé à une tension continue Vbias de valeur inférieure à sa tension seuil (Vt). Le transistor 20 est, de plus, en série avec une impédance 30 (par exemple, un élément résistif) entre des bornes 151 et 152 destinées à voir une tension continue d'alimentation. Dans l'exemple, la borne 151 est destinée à se voir appliquer un potentiel positif Vdd et la borne 152 est destinée à être reliée à la masse. Une tension de sortie Vs est prélevée aux bornes du transistor et représente, comme on le verra par la suite, un signal exploitable par les circuits avals.

Le signal Vin est, par exemple un signal sinusoïdal reçu par l'antenne, mais est plus généralement n'importe quel signal symétrique, par exemple une porteuse modulée ou non en amplitude. Les figures 4 et 5 sont des caractéristiques courant- tension représentant l'évolution du courant Ids entre le drain et la source d'un transistor MOS en fonction de la tension Vgs entre sa grille et sa source. L'exemple concerne un transistor MOS à canal N (figure 3), mais se transpose à un transistor MOS à canal P en inversant les signes.

La figure 4 illustre que la caractéristique Ids/Vgs est approximativement linéaire dans une plage de tensions Vgs supérieures à une tension Vt, dite tension seuil du transistor. Cette plage correspond à l'utilisation habituelle d'un transistor en régime dit de saturation où une petite variation du signal sur la grille entraîne une forte variation du courant Ids. La figure 5 est un agrandissement de l'allure de la figure 4 pour des tensions Vgs inférieures à la tension seuil Vt. Le courant Ids n'est alors plus linéaire mais suit une allure exponentielle.

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10 Les inventeurs ont choisi de tirer profit de ce phénomène pour que l'application, sur la grille du transistor, d'un signal symétrique par rapport à un niveau de polarisation Vbias se traduise par un signal dissymétrique par rapport à un courant Ids(bias) correspondant à la tension de polarisation. Cette caractéristique est illustrée en figure 5, en marge du graphe (courant-tension) par deux alternances symétriques illustrant la composante dynamique d'un signal Vin appliqué sur la grille du transistor et le courant correspondant engendré dans le tran- sistor. Il en ressort de façon surprenante que le transistor ainsi polarisé fonctionne comme un générateur de distorsions en présence d'un signal dynamique appliqué sur sa grille. Dans l'exemple de la figure 5, pour l'alternance positive de la tension Vin (par rapport au niveau de polarisation), l'amplitude du courant Ids est plus importante que pour l'alternance négative alors même que les deux alternances sont de même amplitude. Il en découle qu'en présence d'une modulation d'amplitude (de sa composante dynamique) ou d'une porteuse, la valeur moyenne du courant Ids n'est pas égale au courant Ids(bias) fixé par la polarisation Vbias, alors que la valeur moyenne de la tension Vgs est égale à la tension Vbias. Il est donc possible de détecter la porteuse ou la modulation d'amplitude en mesurant une information proportionnelle au courant Ids, de préférence, en connectant le tran- sistor 20 en série avec une impédance résistive (30, figure 3) et en mesurant la tension Vs aux bornes du transistor 20. Dans l'exemple de la figure 5, une variation sinusoïdale de la tension Vgs d'une amplitude de l'ordre de 10 mV engendre une distorsion de l'ordre de 0,1 pA sur le courant. Les valeurs numériques données aux figures 4 et 5 n'ont qu'une vertu d'illustration et dépendent des caractéristiques du transistor. L'utilisation du transistor dans cette plage permet d'exploiter une mesure de modulation sous des courants très faibles, donc avec une faible consommation.

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11 De plus, si l'amplitude du signal reçu est telle que la tension seuil est dépassée, le fonctionnement n'est pas altéré. Cela augmente simplement la distorsion car les alternances positives font que le transistor fonctionne alors dans sa plage linéaire (en saturation). La figure 6 est un schéma-blocs de fonctions contenues dans un mode de réalisation d'un démodulateur. L'étage de distorsion 2 (DISTOR) comportant un ou plu-sieurs transistors MOS en série est couplé en série avec une charge active 3 (AL), ou impédance dynamique, entre les bornes 151 et 152 d'application de la tension d'alimentation continue Vdd. La charge active 3 effectue la polarisation de la borne S2 entre la charge 3 et le générateur 2 à un niveau de repos VO. Elle remplit aussi une fonction de conversion courant-tension.

Par rapport à une résistance, elle apporte une grande résistance dynamique tout en permettant un niveau VO relativement élevé. Une impédance 4 (Z) est en série avec une source de courant 5 (CS) entre les bornes 151 et 152. La charge active 3 et l'impédance 4 (Z) réalisent une fonction de miroir de courant qui permet de polariser la charge active à partir de la source de courant 5. Un circuit d'auto polarisation 6 (AUTO BIAS) est alimenté par un courant IO fourni par une source de courant 69. Les circuits 5 et 6 forment un miroir de courant qui permet la recopie du courant IO dans la source de courant. Les circuits 4, 5 et 6 (et de préférence le circuit 3) sont en pratique formés de transistor MOS. Le ou les transistors du générateur 2 forment également un miroir de courant avec celui ou ceux du circuit 6. Ainsi le circuit 6 impose les tensions de grilles des transistors du générateur 2 et de la source de courant 5. L'impé- dance 4 (en 1/gm) est alors auto polarisée en fonction du courant I0, de même que la charge active 3. Dans le cas d'un bloc 2 à plusieurs transistors, le signal Vin à démoduler (entrée IN) est appliqué (aux grilles des transistors) par des éléments capacitifs C2 de découplage (repré- sentés en pointillés) en raison des niveaux de polarisation dif-B8559 - 07-RO-328

12 férents des différents transistors. Si le bloc 2 ne comporte qu'un transistor, on pourra se passer de capacité de découplage. Le courant dans le bloc 2, converti en tension Vs(RF) grâce à la charge 3, est si besoin filtré par un filtre passe- bas 8 (LPF) pour fournir une tension Vs(DC) correspondant au signal enveloppe de la modulation. La fréquence de coupure du filtre est bien entendu inférieure à la fréquence de la porteuse de la modulation. Un comparateur (COMP) 7 peut fournir l'état du signal démodulé OUT en comparant le niveau Vs(DC) par rapport à un seuil TH, choisi pour que la sortie du comparateur bascule en présence d'une modulation devant être interprétée comme un changement d'état. Le seuil TH peut être variable pour s'adapter à une variation d'amplitude du signal Vs(DC), par exemple en fonction de la distance entre le transpondeur et le lecteur. Selon un autre exemple, le seuil TH est choisi pour être supérieur aux deux niveaux de la modulation tout en étant inférieur au niveau de repos (niveau de polarisation). On obtient alors un détecteur de présence de la porteuse, par exemple un détecteur de présence d'un champ électromagnétique. D'autres circuits d'interprétation du signal enveloppe Vs(DC) peuvent être envisagés. Par exemple, une unité de traitement analogique et/ou numérique. Le caractère optionnel du filtre 8 dépend des consti- tuants du comparateur 7 et de l'impédance 3 par rapport à la fréquence de coupure souhaitée. Une entrée capacitive du comparateur (grille de transistor MOS) associée à l'impédance 3 peut suffire au filtrage passe bas. Les tensions Vs(DC) et Vs(RF) sont, en l'absence de filtre, les mêmes.

On notera que la fréquence de commutation maximale du circuit correspond à celle du signal d'enveloppe (dans le comparateur ou autre circuit en aval) et qu'aucun élément en amont ne commute avec une fréquence supérieure. La consommation des circuits avals s'en trouve réduite.

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13 On peut également équiper le circuit d'un ou plusieurs limiteurs de gain 9 (GL) si l'amplitude de la distorsion générée est trop importante. Un tel élément limiteur de gain peut simplement correspondre à l'adjonction d'une résistance en parai- lèle avec la charge active 4 de façon à diminuer la valeur de la résistance équivalente dynamique en série avec le générateur 2. Des éléments limiteurs de gain servent, par exemple, si l'amplitude du signal Vin est susceptible de varier fortement (par exemple en fonction de la distance qui sépare un transpondeur d'une borne émettrice). Les figures 7A, 7B et 7C sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du démodulateur de la figure 6. La figure 7A illustre un exemple de signal Vin à démoduler. On suppose une modulation d'amplitude en tout ou rien sur une porteuse de période T. La figure 7B illustre l'allure du signal Vs(DC). On constate qu'en présence d'un train sinusoïdal sur l'entrée IN, le signal Vs(DC) passe de son niveau de repos VO, fixé par la polarisation du générateur 2, à un niveau inférieur. L'amplitude Aout de la diminution dépend du niveau de polarisation (point de repos sur la caractéristique de la figure 5) et de l'impédance dynamique 3. La figure 7C illustre l'allure du signal OUT fourni par le comparateur 7 qui représente le signal de données transmises. Dans l'exemple représenté, on suppose un état 1 représenté par un niveau Vdd et un état 0 représenté par un niveau zéro en sortie du comparateur (en négligeant les chutes de tension dans l'étage de sortie du comparateur). L'inverse est bien entendu possible. Le seuil TH du comparateur 7 est ici choisi pour être compris entre le niveau VO et le niveau VO-Aout.

La figure 8 est un schéma électrique détaillé d'un mode de réalisation d'un démodulateur reprenant les fonctions illustrées en figure 6. Le générateur de distorsions 2 comporte 3 transistors MOS à canal N en série N21, N22 et N23, dont les grilles respectives sont couplées à la borne IN par des capacités de B8559 - 07-RO-328

14 découplage C2. Un transistor MOS P41 à canal P forme l'impédance 4. Le transistor P41 est monté en diode (grille et drain reliés) entre la borne 151 et une association de trois transistors MOS à canal N en série N51, N52 et N53 formant la source de courant 5.

Les grilles des transistors N51 à N53 sont reliées aux grilles respectives des transistors N21 à N23 par l'intermédiaire de résistances R5. Les résistances R5 sont de forte valeurs (au moins plusieurs centaines de kilo ohms). Les résistances R5 peuvent, en pratique, être formées de transistors MOS. En variante, les résistances R5 sont remplacées par des inductances dont les valeurs sont choisies pour présenter une impédance élevée aux pulsations de la porteuse et du signal modulant. Trois transistors MOS à canal N en série, N61, N62 et N63 sont montés en diodes entre la source de courant 69 et la masse 152 et forment le circuit 6. Les transistors N61 à N63 et les transistors respectifs N51 à N53 forment des miroirs de courant (grilles interconnectées). Le rôle des résistances R5 est d'empêcher que la composante dynamique ne remonte vers le circuit de polarisation. Chaque résistance R5 forme un filtre passe-bas avec la capacité grille-source du transistor N61 à N63 auquel elle est couplée. Chaque transistor N61 à N63 forme également un miroir de courant avec le transistor N21 à N23 auquel il est couplé (par une résistance R5). L'impédance dynamique 3 est, de préférence, constituée d'un transistor MOS P31, à canal P, couplé entre la borne 151 et la borne S2 fournissant la tension Vs (RF) . En variante, on peut prévoir une résistance passive. Toutefois, la valeur importante requise (de l'ordre du mégohm) engendre un encombrement plus important qu'un transistor. De plus, le recours à une charge active rend le circuit insensible aux variations de température et dérives technologiques. En figure 8, on suppose l'existence d'un filtre passe- bas formé, par exemple, d'un élément résistif R8 en série avec un élément capacitif C8 entre la borne S et la masse 152. Le point milieu entre la résistance R8 et l'élément C8 fournit la B8559 - 07-RO-328

15 tension Vs(DC). L'élément résistif 8 peut être un transistor MOS. Enfin, un élément limiteur de gain 9 est formé d'un transistor MOS P91 à canal P, monté en diode (grille et drain reliés) en parallèle sur le transistor P31. Il en découle l'insertion en parallèle d'une résistance (la résistance drain-source à l'état passant - RdsON du transistor P91) avec la résistance dynamique formée par le transistor P31. Le transistor P91 devient passant dès que la tension au point S2 devient supérieure à son seuil Vt. S'il est seul dans le circuit limiteur de gain, le transistor P91 est choisi pour que son rapport largeur/longueur (W/L) de grille soit inférieur à celui du transistor P41 afin que la diode P91 ne conduise pas pour une tension à ses bornes égale à Vdd-VO (majorée de l'amplitude des distorsions de la modulation d'amplitude). De préférence, l'élément limiteur 9 comporte deux diodes (deux transistors montés en diodes) en série comme on le verra par la suite en relation avec les figures 10 et 13. Cela réduit la contrainte sur le rapport longueur/largeur de grille. Les rapports de surfaces des transistors P41 et P31 sont, de préférence, identiques. Le comparateur (7, figure 6) fournissant le signal OUT n'a pas été illustré en figure 8 mais peut être présent.

Les figures 9A, 9B, 9C et 9D sont des chronogrammes illustrant le fonctionnement du détecteur de la figure 8. La figure 9A est un exemple de signal Vin avec une amplitude de modulation Ain. La figure 9B illustre l'allure correspondante du courant Ids dans le générateur 2. Le courant Ids présente un niveau de repos IO fixé par la source de courant 69 et reproduit les oscillations du signal Vin. La distorsion entre les alternances positives et négatives de la modulation se traduit par des alternances positives (par rapport au niveau I0) d'amplitude supérieure à celle des alternances négatives (par rapport au niveau I0). La figure 9C illustre l'allure de la tension Vs(RF) B8559 - 07-RO-328

16 au noeud S2. Les alternances positives du courant Ids se traduisent par des atténuations du niveau de repos VO de la tension Vs. Enfin, la figure 9D illustre l'allure de la tension Vs(DC) en sortie du filtre passe-bas 8. Chaque train sinusoïdal de la tension Vs(RF) se traduit par un palier de niveau inférieur au niveau de repos VO. L'amplitude Aout du signal d'enveloppe (ou de son inverse) récupéré en figure 9D dépend des dimensionnement des différents constituants. Un avantage est que le gain Aout/Ain de conversion du 10 démodulateur est important pour de faibles amplitudes de modulation, tout en consommant peu. Le niveau VO dépend du courant I0, de la tension Vdd et de la taille du transistor P31. Les niveaux de polarisation respectifs des transistors sont adaptés pour qu'au repos (en 15 l'absence de signal sur l'entrée IN), leurs tensions Vgs respectives soient inférieures à leurs tensions seuil Vt. Cette adaptation est obtenue en choisissant la valeur de la source de courant IO et les tailles des transistors du circuit 6 dont les résistances à l'état passant conditionnent les tensions de 20 grille respectives des transistors du générateur 2. Par exemple, ce choix est effectué en fonction de la tension d'alimentation Vdd minimale que peut recevoir le circuit pour, qu'à cette tension minimale, les transistors du générateur 2 soient tous polarisés en dessous de leurs seuils respectifs Vt. 25 Les inventeurs ont réalisé un détecteur tel qu'illustré en figure 8 et ont obtenu un gain de conversion de l'ordre de 15 à 20 dB pour des amplitudes de modulation d'une dizaine de millivolts et pour une puissance consommée inférieure à 1 pW. La figure 10 représente un autre mode de réalisation 30 basé sur un générateur de distorsions 2 en transistors MOS à canal P. Le générateur 2 comporte deux transistors MOS à canal P, P21 et P22, en série entre la borne 151 et la borne S2, la borne S2 étant couplée à la borne 152 par l'impédance dynamique 35 3 (ici un transistor MOS à canal N N31). Le circuit de polari- B8559 - 07-RO-328

17 sation (circuits 4, 5 et 6) comporte une source de courant 5 formée de deux transistors MOS à canal P, P51 et P52, en série entre la borne 151 et un transistor MOS N41 à canal N relié à la borne 152 et constitutif de l'impédance 4. Le transistor N41 est monté en diode et forme un miroir de courant avec le transistor N31. Deux transistors MOS P61 et P62, à canal P, forment des miroirs de courant avec les transistors P51 et P52, et sont montés en diodes entre la borne 151 et une source de courant 69'. Les grilles des transistors P51 et P61 sont interconnectées et reliées par une résistance R5 à la grille du transistor P21. Les grilles des transistors P52 et P62 sont interconnectées et reliées par une résistance R5 à la grille du transistor P22. Le signal à démoduler Vin est, comme dans les montages décrits précédemment, appliqué sur les grilles respectives des tran- sistors P21 et P22 par l'intermédiaire de condensateurs C2 de découplage. Dans l'exemple de la figure 10, un élément limiteur de gain 9 comporte deux transistors MOS à canal N, N91 et N92, en série entre les bornes S2 et 152. Le filtre passe-bas 8 et le comparateur 7 optionnels n'ont pas été représentés.

Le fonctionnement du montage à base de transistors à canal P pour le générateur de distorsions 2 se déduit de celui du montage à transistors à canal N. Une différence est que les trains de modulation se traduisent par une augmentation de niveau par rapport au niveau de repos VO.

Les figures 11 et 12 sont des schémas électriques partiels illustrant des exemples de réalisation des sources de courant respectives 69 et 69' des montages des figures 8 et 10. La source de courant 69 (figure 11) comporte un transistor MOS P691 à canal P, couplé entre la borne 151 et le transistor N61 (figure 8). Un transistor P692 monté en diode est en série avec un élément résistif R693 entre les bornes 151 et 152. Les transistors P691 et P692 forment un miroir de courant. Le courant IO fixé par la branche P692-R693 est recopié dans la branche du transistor P691 qui le fournit au circuit 6.

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18 La source de courant 69' (figure 12) comporte un transistor MOS N691 à canal N, couplé entre le transistor P62 et la borne 152 (figure 10). Un élément résistif R693 est en série avec un transistor N692 monté en diode, entre les bornes 151 et 152. Les transistors N691 et N692 forment un miroir de courant. Le courant IO fixé par la branche P692-R693 est recopié dans la branche du transistor P691 qui le prélève du circuit 6. Dans les exemples des figures 11 et 12, on suppose que les transistors ont des tailles identiques mais des tailles différentes peuvent fixer un rapport non unitaire entre les deux branches des sources de courant. De plus, ces représentations ne sont que des exemples de source de courant simples, mais n'importe quel schéma de source de courant usuel peut être utilisé (par exemple, avec d'autres branches, avec un montage stable en température, insensible au variations d'alimentation, etc.). La figure 13 est un schéma électrique, généralisant l'architecture du démodulateur de la figure 10, à un nombre n de transistors en série dans le générateur de distorsions 2 et à un nombre m de transistors en série dans l'impédance 4. Les transistors à canal P des circuits 2, 5 et 6 ont été référencés PSi, P6i et P2i, avec i désignant l'index compris entre 1 et n du transistor dans l'association en série. Les transistors à canal N des circuits 3 et 4 ont été référencés N3j et N4j, avec j désignant l'index compris entre 1 et m du transistor dans l'association en série. La figure 13 illustre par ailleurs une variante selon laquelle deux éléments limiteurs de courant sont prévus. Un premier élément limiteur 9 est identique à celui décrit en rela- tion avec la figure 10. Un deuxième élément limiteur 9' comporte q (q supérieur à 2) transistors MOS à canal N N9'1, N9'k (compris dans la figure entre 2 et q-1) et N9'q. Le rôle de cet élément 9' est d'intervenir en cas de tension d'alimentation relativement forte par rapport à celle pour laquelle se déclen- client les diodes de l'élément 9.

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19 Une architecture similaire de généralisation peut être représentée, à partir du schéma de la figure 8, pour un générateur de distorsions 2 à base de transistors MOS à canal N. Les nombres n, m et q de transistors à utiliser dans le montage dépendent de l'application et, en particulier, des tensions d'alimentation escomptées lors du fonctionnement du montage. Un autre avantage est que le signal d'entrée à fréquence relativement haute est converti en un signal de fréquence inférieure (par la valeur moyenne), ce qui permet de réduire la consommation des circuits en aval. Un autre avantage d'un mode de réalisation est que le détecteur est insensible aux variations de température de fonctionnement et aux dispersions technologiques.

Un autre avantage d'un mode de réalisation est l'auto adaptation du démodulateur à la tension d'alimentation disponible. Un autre avantage est que le circuit est adapté à être réalisé dans une technologie CMOS standard.

Des modes de réalisation particuliers de la présente invention ont été décrits. Diverses variantes et modifications apparaîtront à l'homme de l'art. En particulier, bien que l'invention ait été exposée en relation avec un signal modulé en tout ou rien, elle s'applique quel que soit le type de modulation d'amplitude. Par exemple, pour une modulation d'amplitude ayant un taux de modulation différent, on peut adapter le seuil TH du comparateur 7 pour être en mesure de distinguer les deux niveaux. De plus, le choix du nombre de transistors en série dans les différents éléments dépend de l'application et, notam- ment, de la tension d'alimentation attendue et de ses variations possibles. Plus la tension est élevée, plus le nombre de transistors en série peut être grand. Plus les variations attendues sont importantes, plus on prévoira un grand nombre d'éléments limiteurs en parallèle avec des seuils différents.

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20 En outre, le circuit peut être utilisé de façon simplifiée pour détecter la présence d'un champ capté par le transpondeur, par exemple en supprimant tout élément limiteur et en choisissant le seuil TH en dessous du niveau 0 de la modu- lation.

Claims (14)

REVENDICATIONS

1. Détecteur d'un signal radiofréquence, caractérisé en ce qu'il comporte : au moins un premier transistor MOS à canal d'un premier type (N21, N22, N23 , P21, P22 ; P21, P2i, P2n), dont la grille est couplée à une borne d'entrée (IN) adaptée à recevoir ledit signal ; un circuit (4, 5, 6) de polarisation du premier transistor, apte à le polariser à un niveau inférieur à sa tension seuil (Vt) ; et un circuit (8) de détermination de la valeur moyenne du courant (Ids) dans le premier transistor.

2. Détecteur selon la revendication 1, dans lequel le circuit de polarisation comporte : une première impédance (4) formée d'un ou plusieurs 15 deuxièmes transistors MOS à canal d'un deuxième type (P41 ; N41 ; N41, N4j, N4m), en série et montés en diodes ; une première source de courant (5) en série avec ladite première impédance, formée d'un ou plusieurs troisièmes transistors MOS à canal du premier type (N51, N52, N53 ; P51, P52 ; 20 P51, PSi, P5n) en série, le nombre de troisièmes transistors étant identique au nombre de premiers transistors ; une deuxième source de courant (69 ; 69' ; 69') ; et un circuit d'auto polarisation (6) formé d'un ou plu-sieurs quatrièmes transistors MOS à canal du premier type (N61, 25 N62, N63 ; P61, P62 ; P61, P6i, P6n), en série et montés en diodes, le ou les premiers (N21, N22, N23 , P21, P22 ; P21, P2i, P2n) et troisièmes transistors formant des miroirs de courant avec le ou les quatrièmes transistors.

3. Détecteur selon la revendication 2, dans lequel la 30 ou les grilles des troisièmes (N51, N52, N53 ; P51, P52 ; P51, P5i, P5n) et quatrièmes (N61, N62, N63 ; P61, P62 ; P61, P6i, P6n) transistors sont couplées, par un ou plusieurs éléments résistifs (R5), à la ou aux grilles respectives des premiers transistors (N21, N22, N23 ; P21, P22 ; P21, P2i, P2n).B8559 - 07-RO-328 22

4. Détecteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 3, dans lequel le ou les premiers transistors (N21, N22, N23 ; P21, P22 ; P21, P2i, P2n) sont en série avec une deuxième impédance (3) entre deux bornes d'application d'une tension continue d'alimentation (Vdd), le point milieu (S2) de l'association en série étant relié en entrée de l'élément (8) de détermination de la valeur moyenne.

5. Détecteur selon la revendication 4, dans lequel ladite deuxième impédance (3) est formée d'un ou plusieurs cin- quièmes transistors MOS à canal du deuxième type (P41 ; N41 ; N41, N4j, N4m) en série, le nombre de cinquièmes transistors étant identique au nombre de deuxièmes transistors (P41 ; N41 ; N41, N4j, N4m) avec lesquels ils forment respectivement des miroirs de courant.

6. Détecteur selon la revendication 4 ou 5, dans lequel au moins un limiteur de gain (9) est couplé en parallèle avec ladite deuxième impédance (3).

7. Détecteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 6, dans lequel la ou les grilles respectives des premiers transistors (N21, N22, N23 ; P21, P22 ; P21, P2i, P2n) sont couplées à une borne d'entrée (IN) destinée à recevoir ledit signal radiofréquence par l'intermédiaire d'un ou plusieurs éléments capacitifs de découplage (C2).

8. Détecteur selon l'une quelconque des revendications 25 1 à 7, dans lequel l'élément de détermination de la valeur moyenne comporte un filtre passe-bas (8).

9. Détecteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel le premier type de canal est N et le deuxième type de canal est P, le ou les premiers transistors (N21, N22, 30 N23 ; P21, P22 ; P21, P2i, P2n) étant côté borne (152) d'applica- tion du potentiel le plus bas de la tension d'alimentation.

10. Détecteur selon l'une quelconque des revendications 1 à 8, dans lequel le premier type de canal est P et le deuxième type de canal est N, le ou les premiers transistors (N21, N22,B8559 - 07-RO-328 23 N23 ; P21, P22 ; P21, P2i, P2n) étant côté borne d'application du potentiel le plus haut (Vdd) de la tension d'alimentation.

11. Démodulateur d'amplitude, caractérisé en ce qu'il comporte : un détecteur conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 10, ladite valeur moyenne fournissant l'enveloppe de la modulation ; et un comparateur (7) d'une information liée à ladite valeur moyenne par rapport à un seuil (TH).

12. Procédé de démodulation d'amplitude, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : appliquer un signal à démoduler sur la grille d'au moins un premier transistor MOS (N21, N22, N23 ; P21, P22 ; P21, P2i, P2n), polarisé à un niveau inférieur à sa tension seuil (Vt) ; moyenner une information (Vds(RF)) relative au courant (Ids) dans le premier transistor ; et en déduire l'enveloppe du signal.

13. Système de détection d'un signal radiofréquence 20 comportant : une antenne (111) ; un détecteur conforme à l'une quelconque des revendications 1 à 10 ; et une unité de traitement du signal fourni par le détec- 25 teur.

14. Système selon la revendication 13, inclus dans un transpondeur électromagnétique (11).