FR2920926A1

FR2920926A1 - INTEGRATED ACTIVE DEPHASEUR.

Info

Publication number: FR2920926A1
Application number: FR0706280A
Authority: FR
Inventors: Patrick Gremillet; Bruno Louis; Borgne Christine Le; Claude Auric
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2007-09-07
Filing date: 2007-09-07
Publication date: 2009-03-13
Anticipated expiration: 2027-09-07
Also published as: EP2034550A1; FR2920926B1

Abstract

La présente invention concerne un déphaseur à somme vectorielle.Le déphaseur comporte, sur un même substrat semi-conducteur :- un élément de déphasage constant ;- deux amplificateurs à gain variable et à commande analogique ;- deux convertisseurs numérique-analogique ;- un élément de sommation.Les convertisseurs numérique-analogique permettent de commander numériquement les amplificateurs afin de faire varier le déphasage.Application : antennes à balayage électroniqueThe phase-shifter comprises, on the same semiconductor substrate: a constant phase shift element, two variable-gain amplifiers with analog control, two digital-analog converters, an element The digital-to-analog converters enable the amplifiers to be digitally controlled in order to vary the phase shift. Application: electronic scanning antennas

Description

DEPHASEUR ACTIF INTEGRE La présente invention concerne un déphaseur à somme vectorielle intégré sur un même substrat semiconducteur. Elle s'applique par exemple dans le domaine des antennes à balayage électronique. The present invention relates to an integrated vector sum phase shifter on the same semiconductor substrate. It applies for example in the field of electronic scanning antennas.

Les antennes à balayage électronique sont principalement utilisées dans le domaine des systèmes de détection et d'écoute, comme les radars par exemple. Elles permettent d'orienter agilement un faisceau d'onde électromagnétique par réfraction ou réflexion du faisceau par un réseau d'éléments rayonnants. L'angle de réfraction du faisceau varie avec le déphasage relatif du champ rayonné par les éléments disposés en réseau. Pour réaliser cela, il faut contrôler précisément la phase et l'amplitude des signaux reçus ou émis par chacun des éléments rayonnants. Les éléments rayonnants peuvent être des guides d'ondes intégrant notamment des déphaseurs pour ajuster la phase du signal émis à partir du signal reçu. Il existe différentes possibilités pour réaliser des déphaseurs. Les déphaseurs passifs comportent un certain nombre d'éléments passifs élémentaires dont les caractéristiques sont constantes, du type lignes à retard ou filtres, lesquels sont commutés en fonction du déphasage recherché. Des déphaseurs actifs sont basés sur le contrôle direct de la phase du signal, grâce à un élément actif comme un varactor ou un transistor. La présente invention concerne plus particulièrement un autre type de déphaseurs actifs, basé sur la somme vectorielle du signal reçu et d'un ou plusieurs signaux obtenus par déphasage du signal reçu. Le principe de la somme vectorielle sera explicité par la suite. Le brevet américain US 4,398,161 divulgue un déphaseur actif basé sur la somme vectorielle du signal reçu et d'un signal déphasé. Dans ce brevet, le déphasage est obtenu en ajustant de manière analogique l'amplitude du signal. Cependant, les lois de commande du balayage électronique étant calculées par des processeurs numériques, il peut être pratique de commander le déphasage de façon numérique. C'est ce que suggère le brevet US 4,398,161 sans toutefois décrire un mode de réalisation. Or, si l'on considère le très haut niveau d'intégration requis pour ce type de déphaseur, sa réalisation avec commande numérique n'est pas sans poser de nombreuses difficultés. En effet, les procédés semiconducteurs pour réaliser des circuits intégrés, couramment appelés Microwave Monolithic Integrated Circuits ou MMIC selon la terminologie anglo-saxonne, sont adaptés à l'intégration sur un même substrat d'éléments hyperfréquence actifs comme des amplificateurs et d'éléments hyperfréquence passifs comme des lignes à retard ou des filtres. Mais ces procédés ne sont pas adaptés à l'intégration de circuits de commande numériques ou analogiques, comme des convertisseurs numérique-analogique, pour des fréquences de travail supérieures à quelques gigahertz. Par exemple, la technologie GaAs sur substrat en Arseniure de Gallium ne permet pas d'intégrer économiquement sur un même substrat des amplificateurs, des lignes à retard, des filtres et surtout des circuits de commande numérique complexes, comme le nécessiterait un déphaseur actif à commande numérique. Il s'agit là d'un problème technique auquel la présente invention se propose de répondre. Des solutions existent pour tenter de réaliser de la façon la plus intégrée possible des déphaseurs actifs à somme vectorielle, en particulier des amplificateurs à gain variable. Une solution consiste à réaliser un déphaseur sous forme d'éléments discrétisés, comme plusieurs sources de courant débitant dans une charge fixe ou une source de courant fixe débitant dans plusieurs charges, commutables avec une commande numérique pour obtenir le gain recherché. Dans ce cas, il est difficile d'intégrer plus de quelques éléments discrétisés sur un même substrat. Or, plus le pas de discrétisation est faible, plus l'écart par rapport à la loi analogique idéale de commande du déphasage est élevé. Une autre solution consiste à réaliser une commande analogique directe, par exemple de la source de courant, avec une conversion numérique-analogique réalisée par un composant externe. Dans ce cas le niveau d'intégration n'est pas suffisant, car il est nécessaire de disposer d'un convertisseur numérique-analogique externe pour chacun des déphaseurs. The electronic scanning antennas are mainly used in the field of detection and listening systems, such as radars for example. They allow to orient an electromagnetic wave beam by refraction or reflection of the beam by an array of radiating elements. The refraction angle of the beam varies with the relative phase shift of the field radiated by the elements arranged in a network. To achieve this, it is necessary to precisely control the phase and the amplitude of the signals received or emitted by each of the radiating elements. The radiating elements may be waveguides incorporating in particular phase shifters for adjusting the phase of the signal emitted from the received signal. There are different possibilities for making phase shifters. The passive phase shifters comprise a number of elementary passive elements whose characteristics are constant, of the type delay lines or filters, which are switched according to the desired phase shift. Active phase shifters are based on the direct control of the signal phase, thanks to an active element such as a varactor or a transistor. The present invention relates more particularly to another type of active phase shifter, based on the vector sum of the received signal and one or more signals obtained by phase shift of the received signal. The principle of the vector sum will be explained later. US Patent 4,398,161 discloses an active phase shifter based on the vector sum of the received signal and a phase shifted signal. In this patent, the phase shift is obtained by analogically adjusting the amplitude of the signal. However, since the control laws of the electronic scanning are calculated by digital processors, it may be convenient to control the phase shift digitally. This is suggested by US Pat. No. 4,398,161 without, however, describing an embodiment. However, if we consider the very high level of integration required for this type of phase shifter, its realization with numerical control is not without posing many difficulties. Indeed, semiconductor processes for producing integrated circuits, commonly known as Microwave Monolithic Integrated Circuits or MMICs according to the English terminology, are suitable for integration on the same substrate of active microwave elements such as amplifiers and microwave elements. liabilities such as delay lines or filters. But these methods are not suitable for the integration of digital or analog control circuits, such as digital-to-analog converters, for working frequencies greater than a few gigahertz. For example, the Gallium Arsenide substrate GaAs technology does not make it possible to economically integrate on the same substrate amplifiers, delay lines, filters and above all complex digital control circuits, as would be required by a controlled active phase shifter. digital. This is a technical problem which the present invention proposes to answer. Solutions exist to try to achieve as integrated as possible active phase shifters vector sum, especially variable gain amplifiers. One solution consists in producing a phase-shifter in the form of discretized elements, such as several current sources discharging in a fixed load or a fixed current source discharging in several loads, switchable with digital control to obtain the desired gain. In this case, it is difficult to integrate more than a few discretized elements on the same substrate. However, the smaller the discretization step, the greater the deviation from the ideal analog law phase shift control is high. Another solution is to achieve direct analog control, for example of the current source, with a digital-to-analog conversion performed by an external component. In this case, the integration level is not sufficient, since it is necessary to have an external digital-to-analog converter for each of the phase shifters.

L'invention a notamment pour but d'intégrer sur un même substrat de type MMIC un déphaseur actif utilisant des amplificateurs à gain variable à commande analogique ainsi que des convertisseurs numérique-analogique permettant de faire varier numériquement le gain des amplificateurs et ainsi de contrôler numériquement le déphasage. A cet effet, l'invention a pour objet un déphaseur à somme vectorielle. Il comporte, sur un même substrat semi-conducteur, un élément de déphasage constant, deux amplificateurs à gain variable et à commande analogique, deux convertisseurs numérique-analogique et un élément de sommation. Les convertisseurs numérique-analogique permettent de commander numériquement les amplificateurs afin de faire varier le déphasage. Dans un mode de réalisation, il peut comporter des registres de conversion série- parallèle en entrée des convertisseurs numérique-analogique. 15 Avantageusement, les amplificateurs peuvent être commandés numériquement par un processeur. Par exemple, le substrat peut être un substrat de type semiconducteur III-V, comme en Arséniure de Gallium (GaAs). Le substrat peut également être un substrat de type semiconducteur IV, comme en 20 Silicium-Germanium (SiGe). Le substrat peut aussi être un substrat silicium. Par exemple, le déphaseur peut être utilisé dans une antenne à balayage électronique. The aim of the invention is in particular to integrate on the same MMIC-type substrate an active phase-shifter using analog-controlled variable gain amplifiers as well as digital-to-analog converters making it possible to vary the gain of the amplifiers numerically and thus to control numerically the phase shift. For this purpose, the invention relates to a vector sum phase shifter. It comprises, on the same semiconductor substrate, a constant phase shift element, two amplifiers variable gain and analog control, two digital-to-analog converters and a summing element. The digital-to-analog converters enable the amplifiers to be digitally controlled in order to vary the phase shift. In one embodiment, it may include serial-to-parallel conversion registers at the input of the digital-to-analog converters. Advantageously, the amplifiers can be digitally controlled by a processor. For example, the substrate may be a III-V semiconductor substrate, such as Gallium Arsenide (GaAs). The substrate may also be a semiconductor substrate IV, such as Silicon-Germanium (SiGe). The substrate may also be a silicon substrate. For example, the phase shifter can be used in a scanning antenna.

25 Outre le fait de fournir un déphaseur à commande numérique totalement intégré, la présente invention a encore pour principaux avantages que l'utilisation de technologies numériques amène un haut niveau de précision et permet d'approcher de très près la loi idéale de commande du déphasage. L'erreur par rapport à la loi idéale peut être très faible, 30 puisqu'elle n'est limitée que par la résolution des convertisseurs numérique-analogique, qui peut atteindre facilement 8 ou 10 bits alors que les réalisations courantes de déphaseurs discrétisés atteignent au mieux des résolutions de 5 à 6 bits. Cette haute résolution permet également de corriger finement les dérives du déphasage en fonction de conditions 35 extérieures comme la température. Il suffit d'enregistrer ces dérives à l'avance et d'en déduire une loi de compensation numérique qui peut être stockée dans une mémoire externe ou interne. Cette loi de compensation est alors utilisée pour envoyer les commandes numériques. In addition to providing a fully integrated digital phase shifter, the present invention also has the major advantages that the use of digital technologies provides a high level of accuracy and allows the ideal phase shift control law to be closely approximated. . The error with respect to the ideal law can be very small, since it is limited only by the resolution of the digital-to-analog converters, which can easily reach 8 or 10 bits whereas the current embodiments of discretized phase shifters reach better resolutions of 5 to 6 bits. This high resolution also makes it possible to finely correct the drifts of the phase shift as a function of external conditions such as temperature. Simply record these drifts in advance and deduce a digital compensation law that can be stored in an external or internal memory. This compensation law is then used to send digital commands.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent : la figure 1, une illustration par un synoptique du principe des 10 déphaseurs à somme vectorielle ; la figure 2, une illustration par un synoptique d'un exemple de circuit mettant en oeuvre un déphaseur à somme vectorielle selon la présente invention ; la figure 3, une illustration géométrique du signal obtenu en sortie 15 d'un déphaseur à somme vectorielle selon l'invention. Other features and advantages of the invention will become apparent with the aid of the following description made with reference to appended drawings which represent: FIG. 1, an illustration by a block diagram of the principle of vector sum phase shifters; FIG. 2, an illustration by a block diagram of an exemplary circuit implementing a vector sum phase-shifter according to the present invention; FIG. 3, a geometric illustration of the signal obtained at the output of a vector sum phase-shifter according to the invention.

La figure 1 illustre par un synoptique le principe des déphaseurs à somme vectorielle. Un signal E est reçu en entrée d'un déphaseur. Un 20 module 1 permet de déphaser le signal E d'une valeur pour obtenir en sortie du module 1 un signal déphasé E'. Un amplificateur 2 à gain variable reçoit en entrée le signal E'. A un instant donné, le gain de l'amplificateur 2 vaut B où B est un coefficient réel compris entre -1 et 1. Un amplificateur 3 à gain variable reçoit en entrée le signal E. A un instant donné, le gain de 25 l'amplificateur 3 vaut A où A est un coefficient compris entre -1 et 1. Par exemple, si c vaut 90 degrés et si A et B varient entre -1 et 1 en respectant la condition A2 + B2 = 1, alors un signal S = A.E+B.E' obtenu en sommant les sorties des amplificateurs 2 et 3 correspond au signal E déphasé d'une valeur variant de û 90 degrés à + 90 degrés respectivement. Comme 30 explicité précédemment, il est souvent souhaitable de commander le déphasage de façon numérique, car les lois de commande du balayage électronique sont calculées par des processeurs numériques. Il est très difficile d'intégrer sur un même substrat des amplificateurs comme les amplificateurs 2 et 3 lorsque ceux-ci sont à commande numérique, respectant la condition A2 + B2 = 1 et permettant d'assurer des écarts minimaux par rapport à la loi idéale. Figure 1 illustrates by a synoptic the principle of phase shifters vector sum. A signal E is received at the input of a phase shifter. A module 1 makes it possible to phase out the signal E by one value in order to obtain at the output of the module 1 a phase-shifted signal E '. A variable gain amplifier 2 receives the signal E 'as input. At a given moment, the gain of the amplifier 2 is B where B is a real coefficient between -1 and 1. A variable gain amplifier 3 receives the signal E at the input. At a given instant, the gain of 25 amplifier 3 is equal to A where A is a coefficient between -1 and 1. For example, if c is 90 degrees and if A and B vary between -1 and 1 while respecting the condition A2 + B2 = 1, then a signal S = A.E + BE 'obtained by summing the outputs of the amplifiers 2 and 3 corresponds to the signal E shifted by a value varying from 90 degrees to + 90 degrees respectively. As explained above, it is often desirable to control the phase shift digitally since the control laws of the electronic scan are calculated by digital processors. It is very difficult to integrate on the same substrate amplifiers such as amplifiers 2 and 3 when they are digitally controlled, satisfying the A2 + B2 = 1 condition and ensuring minimal deviations from the ideal law .

La figure 2 illustre par un synoptique un exemple de circuit mettant en oeuvre un déphaseur à somme vectorielle selon la présente invention. Le circuit regroupe, sur un même substrat MMIC, un élément 4 de déphasage, deux amplificateurs 5 et 6, deux convertisseurs numérique-analogique 7 et 8 et un élément 9 de sommation. L'élément 4 fournit un déphasage constant. FIG. 2 illustrates, by a block diagram, an exemplary circuit implementing a vector sum phase shifter according to the present invention. The circuit groups, on the same substrate MMIC, a phase shift element 4, two amplifiers 5 and 6, two digital-to-analog converters 7 and 8 and a summing element 9. Element 4 provides a constant phase shift.

Avantageusement, les deux amplificateurs 5 et 6 peuvent être à gains variables et à commande analogique. Le substrat MMIC peut être de type semiconducteur III-V ou plus avantageusement encore de type semiconducteur IV. De manière à réduire le nombre des entrées numériques du circuit de la figure 2, les entrées parallèles des convertisseurs numérique- analogique 7 et 8 peuvent avantageusement là encore être transformées en entrées série en ajoutant des registres de conversion série-parallèle en entrée des convertisseurs numérique-analogique 7 et 8. Ces registres ne sont pas représentés sur la figure 2. Des valeurs angulaires 01 et 02 permettent de représenter le déphasage constant généré par l'élément 4. Par exemple, un signal E appliqué à l'entrée de l'élément 4 est déphasé de 90 degrés en ajustant OI et 12 de sorte que 02-01 = 90. Des coefficients ri et r2 permettant de représenter les pertes dues au déphasage par l'élément 4, des signaux El et E2 en sortie de l'élément 4 vérifient respectivement les égalités (1) et (2) suivantes : E1=r,.E.exp(jcD1) (1) E2=r2.E.expQ12) (2) Les signaux El et E2 sont appliqués respectivement en entrée des amplificateurs 5 et 6. En supposant que les amplificateurs 5 et 6 à gains variables génèrent des déphasages DA et cB lorsque leurs gains valent A et B respectivement, alors des signaux SI et S2 en sortie des amplificateurs 5 et 6 respectivement vérifient les égalités (3) et (4) suivantes : S1=A.E1.expOc A)=A.r1.E.exP(J(~,+DA)) S2= B. E2. exp(jcl)B)=B. r2. E.exp(j(l:)2+cB)) Les signaux SI et S2 sont appliqués en entrée de l'élément 9 de sommation de sorte à additionner les sorties SI et S2 des amplificateurs 5 et 6 à gains variables. Si des valeurs angulaires 0'1 et W2 permettent de représenter le déphasage généré par l'élément 9, alors idéalement W2-cl)'1=0. Des coefficients r'1 et r'2 permettant de représenter les pertes dues au déphasage par l'élément 9 des signaux SI et S2 d'un angle de 0'2-0'1 degrés, un signal S en sortie de l'élément 9 de sommation vérifie les égalités (5) et (6) suivantes : S=r'1.S1.exp(jcP'1)+r'2.S2.exp(jcD'2) (5) Advantageously, the two amplifiers 5 and 6 can be variable gain and analog control. The MMIC substrate may be of the III-V semiconductor type or more advantageously of the IV semiconductor type. In order to reduce the number of digital inputs of the circuit of FIG. 2, the parallel inputs of the digital-to-analog converters 7 and 8 can advantageously again be converted into serial inputs by adding serial-parallel conversion registers to the input of the digital converters. 7 and 8. These registers are not shown in FIG. 2. Angular values 01 and 02 make it possible to represent the constant phase shift generated by the element 4. For example, a signal E applied to the input of the element 4 is phase shifted by 90 degrees by adjusting OI and 12 so that 02-01 = 90. Coefficients ri and r2 making it possible to represent the losses due to the phase shift by the element 4, signals E1 and E2 at the output of the element 4 satisfy respectively the following equations (1) and (2): E1 = r, .E.exp (jcD1) (1) E2 = r2.E.expQ12) (2) The signals E1 and E2 are respectively applied as input amplifiers 5 th Assuming that amplifiers 5 and 6 with variable gains generate phase shifts DA and cB when their gains are equal to A and B respectively, then signals S1 and S2 at the output of amplifiers 5 and 6 respectively verify the equalities (3) and (4) S1 = A.E1.expOc A) = A.r1.E.exP (J (~, + DA)) S2 = B. E2. exp (JCL) B) = B. r2. E.exp (j (l:) 2 + cB)) The signals S1 and S2 are applied at the input of the summing element 9 so as to add the outputs S1 and S2 of the amplifiers 5 and 6 with variable gains. If angular values 0'1 and W2 make it possible to represent the phase shift generated by the element 9, then ideally W2-cl) '1 = 0. Coefficients r'1 and r'2 making it possible to represent the losses due to the phase shift by the element 9 of the signals S1 and S2 by an angle of 0'2-0'1 degrees, a signal S at the output of the element 9 of summation satisfies the following equations (5) and (6): S = r'1.S1.exp (jcP'1) + r'2.S2.exp (jcD'2) (5)

S=E.[A.r1.r'1.exp(j(c1+11)'1+(PA))+B. r2. r'2.exp(j(cP2+0'2+cAB))l (6) S = E. [A.r1.r'1.exp (j (c1 + 11) '1+ (PA)) + B. r 2. r'2.exp (j (cP2 + 0'2 + cAB)) 1 (6)

La figure 3 illustre géométriquement le signal S donné par la relation (6) et obtenu en sortie du déphaseur de la figure 2. Selon la règle du parallélogramme, il vient les relations (7) et (8) suivantes : FIG. 3 geometrically illustrates the signal S given by the relation (6) and obtained at the output of the phase shifter of FIG. 2. According to the rule of the parallelogram, the following relations (7) and (8) come:

~SI2=~E~2.[Az.r12.r'12+Bz.r22.r'22+2.A.r1.r'~.B.r2.r'2.cos(~2 +0'2-01'+CPB-tA)l (7) tgD=[A.r1.r'1.sin(cP1+ D'1+cDA)+B.r2.r'2.sin(cP2+cD'2+c8)l/[A.r1.r'1.cos(cl)1+D'1+cPA)+B. r2.r'2.cos(D2+ CP'2+CeB)] (8) Les valeurs A et B sont alors calculées en fonction du déphasage recherché 30 0, elles sont données par les relations (9) et (10) suivantes : A=ISI/[I El. r1. r'1. (1 +sin2(0-01-cl)'1-cAA)/sin2(cl>-02-1)'2-cDB)-2. sin(cD-cl)1-O'1-cl)A)/sin(O-02-cl)'2- 0B).cos(CI)2+ 2+CP8-01-q)'1-OA)) 1/Z1 (9) (3) (4)25 B=-ISI/[IEI. r2. r'2. (1 +sine(cl)-cl)2-cP'2-1)B)/sin2((P-(D1-ck)'1-1)A)-2. sin(O-(t)2-cl)'2-11)B)/sin(cD-cP1-1:'1-OA).00s(02+0'2+COB-Ce1-D'1-PA))1iz] (10) ~ SI2 = ~ E ~ 2. [Az.r12.r'12 + Bz.r22.r'22 + 2.A.r1.r '~ .B.r2.r'2.cos (~ 2 +0' 2-01 '+ CPB-tA) l (7) tgD = [A.r1.r'1.sin (cP1 + From 1 + cDA) + B.r2.r'2.sin (cP2 + cD'2 + c8) l / [A.r1.r'1.cos (cl) 1 + 1 + cPA) + B. r2.r'2.cos (D2 + CP'2 + CeB)] (8) The values A and B are then calculated as a function of the desired phase shift 30 0, they are given by the following relations (9) and (10): A = ISI / [I El, r1. r'1. (1 + sin2 (0-01-cl) '1-cAA) / sin2 (cl> -O2-1)' 2-cDB) -2. sin (cD-cl) 1-O-1Cl) A) / sin (O-O-Cl) '2- (B) .cos (Cl) 2+ 2 + CP8-01-q)' 1-OA) ) 1 / Z1 (9) (3) (4) B = -ISI / [IEI. r2. r '2. (1 + sine (cl) -cl) 2-cP'2-1) B) / sin2 ((P- (D1-ck) '1-1) A) -2. sin (O- (t) cl-2) '2-11) B) / sin (cD-cP1-1:' 1-OA) .00s (02 + 0'2 + COB Ce1-D'1-PA )) 1iz] (10)

A et B prenant des valeurs quantifiées, l'erreur de quantification est 5 évidemment d'autant plus faible que la résolution de A et B est élevée, d'où l'intérêt de l'approche avec commande analogique et convertisseur numérique-analogique intégré. A and B taking quantized values, the quantization error is obviously all the lower as the resolution of A and B is high, hence the interest of the approach with analog control and integrated digital-analog converter. .

Dans le cas idéal où : 10 r1=r2='/Z, r' 1=r 2, 0'1=0'2, In the ideal case where: r1 = r2 = '/ Z, r' 1 = r 2, 0'1 = 0'2,

02-01=90 degrés, 15 il vient simplement les relations (11) et (12) suivantes : 02-01 = 90 degrees, 15 it simply comes the following relationships (11) and (12):

S2=E2.[A2 + B2]/2 (11) tgc=B/A (12) Et si les commandes A et B sont telles que A=cosa et B=sina, il vient alors les relations (13) et (14) suivantes : S2 = E2. [A2 + B2] / 2 (11) tgc = B / A (12) And if the commands A and B are such that A = cosa and B = sina, then the relations (13) and ( 14):

S2=E2/2 (13) 25 =a (14) S2 = E2 / 2 (13) = a (14)

Il faut noter que le circuit de la figure 2 peut être implanté sur un substrat semiconducteur III-V du type GaAs. Mais dans ce cas, le circuit 30 présente un encombrement très important, ce qui pose d'abord des difficultés d'industrialisation puis des difficultés d'intégration. Plus avantageusement, le circuit de la figure 2 peut être implanté sur un substrat semiconducteur IV de type silicium ou mieux SiGe, adapté aux fréquences élevées. L'utilisation d'un substrat de type SiGe permet notamment de diminuer le coût de 35 réalisation d'un déphaseur à commande numérique selon l'invention. 20 It should be noted that the circuit of FIG. 2 can be implanted on a III-V semiconductor substrate of the GaAs type. But in this case, the circuit 30 has a very large footprint, which firstly poses difficulties of industrialization and integration difficulties. More advantageously, the circuit of FIG. 2 can be implanted on a semiconductor substrate IV of silicon or better SiGe type, adapted to high frequencies. The use of a SiGe type substrate makes it possible in particular to reduce the cost of producing a numerically controlled phase shifter according to the invention. 20

Claims

1. vector phase shifter characterized in that it comprises, on the same semiconductor substrate: a constant phase shift element (4); two variable gain amplifiers and with analog control (5, 6) two digital-to-analog converters (7, 8); a summation element (9); the digital-to-analog converters for digitally controlling the amplifiers to vary the phase shift.

2. phase shifter according to claim 1 characterized in that it comprises serial-parallel conversion registers input digital-analog converters (7, 8).

3. Phase shifter according to claim 1 characterized in that the amplifiers (5, 6) are digitally controlled by a processor.

4. phase shifter according to claim 1 characterized in that the substrate is a III-V semiconductor type substrate.

5. Phase shifter according to claim 4 characterized in that the substrate is gallium arsenide (GaAs).

6. Phase shifter according to claim 1 characterized in that the substrate is a semiconductor type IV substrate.

7. phase shifter according to claim 6 characterized in that the substrate is silicon-germanium (SiGe).

8. Phase shifter according to claim 1 characterized in that the substrate is a silicon substrate.

9. phase shifter according to claim 7 characterized in that it is used in an electronic scanning antenna.