FR2885749A1 - Dispositif de traitement de signal, en particulier pour un signal de position d'une pedale d'accelerateur de vehicule - Google Patents

Abstract

Le dispositif de traitement de signal (pr) comprend :- un soustracteur (4) apte à déterminer une différence entre un signal d'entrée (pr) et un signal aval ;- au moins deux branches de traitement (61 - 6n), le dispositif étant agencé pour envoyer la différence (epsilon) sur l'une des branches en fonction de la différence, pour produire un signal aval ; et - une boucle (12) reliant une sortie des branches au soustracteur.

Description

L'invention concerne le traitement de signaux, notamrnent à bord des

véhicules automobiles.

Un problème classique en conditionnement et traitement du signal consiste à réduire l'amplitude des signaux indésirables tout en conservant les signaux pertinents. Un exemple classique est celui dans lequel le signal indésirable est un bruit large bande, et le signal pertinent contient des fronts raides.

Lorsque la bande fréquentielle de l'information pertinente est inférieure à celle du bruit, un simple filtrage linéaire passe-bas permet de rejeter le bruit indésirable.

Malheureusement, les signaux indésirables et pertinents appartiennent en général à la même bande de fréquence. Dans ce cas, seule l'amplitude permet de discriminer le signal pertinent du signal indésirable.

L'invention a pour objectif d'atténuer les signaux de fréquence f et de faible amplitude, et de laisser passer les signaux de même fréquence f, mais de plus grande amplitude. Elle vise aussi à fournir si possible la dérivée de ce signal filtré, sans utiliser de circuit dérivateur.

En termes de traitement du signal, le problème revient à changer la fréquence de coupure d'un filtre passe-bas en fonction de l'amplitude du signal à traiter. Une formulation de cette fonction est la suivante: la fréquence de coupure du filtre passe-bas augmente avec l'amplitude du sigr al à traiter. Ce filtre passe-bas serait alors suivi d'un système dérivateur (Ln filtre passe-haut) afin de calculer la dérivée du signal filtré par le filtre passe-bas non-linéaire.

Dans le meilleur des cas, le problème est, actuellement, partiellement résolu. Nous rappelons ci-après plusieurs approches déjà connues.

Un filtre linéaire passe-bas (éventuellement numérique) peut réduire cette composante haute fréquence indésirable. Un filtre du premier ordre, de fréquence de coupure fc bien choisie, atténue le bruit. La solution est très simple mais les fronts du signal sont aussi filtrés: toute l'information transitoire est atténuée. Cette solution n'est donc ni satisfaisante pour estimer la dérivée du signal, ni pertinente si les composantes hautes fréquences de grande amplitude sont importantes.

Une solution par réduction de bruit Dolby a été décrite dans le document GB-1 120 541. Elle a pour objectif la diminution dia bruit audio ou 5 vidéo. Elle repose sur la notion de compression et d'expansion du signal. C'est une solution à deux entités complémentaires: un compresseur et un expanseur. Cette solution ne fournit pas la dérivée du signal.

On connaît aussi la solution par réduction de bruit Dr\ R (DNR signifie dynamic noise réduction). Cette approche a été décrite dans les brevets US- 3 678 416 et US-3 753 159. Elle a pour objectif la diminutior du bruit audio. Elle repose sur le pilotage de la bande passante d'un filtre passe-bas. Ce pilotage tient compte des propriétés psychoacoustiques du système auditif humain. Elle ne peut s'appliquer à d'autres types de signaux. De plus, cette solution ne fournit pas la dérivée du signal.

Une réalisation mettant en oeuvre une solution par réduction de bruit HUSH a été divulguée dans le document US-4 647 876. La réalisation utilise un filtre commandé par tension (voltage controlled filter ou '/CF) piloté par une fonction du signal à traiter, par exemple, le rapport signal sur bruit du signal entrant. Une estimation du rapport signal sur bruit peut Être calculée par le dispositif du document US-5 263 091; cette estimation peu.: servir à piloter un tel réducteur de bruit. L'idée générale a été présentée dais le document US-5 124 657. Elle est basée sur le pilotage de la bande passante d'un filtre passe-bas. La fréquence de coupure est fonction du signal à traiter, et non pas fonction d'une version filtrée du signal à traiter.

La solution par résolution d'équations aux dérivée: partielles est aussi connue. Cette famille de solutions inclut la méthode dite de Perona-Malik et les solutions d'équations aux dérivées partielles (EDP) comme celle de la diffusion de la chaleur. Ces méthodes de filtrage, souvent utilisées dans le domaine de la réduction de bruit des signaux à deux dimensions (exemple: les images de luminance) reposent sur la résolution d'EDP. Dans le cas le plus simple, l'approche revient à effectuer un filtrage linéaire. Il a été montré que la résolution de l'EDP de la diffusion de la chaleur équivalait à traiter l'image par convolution avec une gaussienne. Dans des cas plus complexes, la prise en compte de la dérivée du signal à filtrer permet de modifier la fréquence de coupure du filtre équivalent. Dans le oas des signaux 2D, cela permet de conserver, voire d'amplifier les contour; de l'image (le contour étant habituellement obtenu par un filtrage passe-haut) tout en filtrant les signaux de type bruit.

La résolution des EDP est basée sur un échantillonnage du signal et sur un calcul numérique. Cette solution a pour avantage que le filtrage non linéaire permet de conserver les contours et rejette le bruit dans les zones sans contour. La méthode peut permettre d'extraire les contours (donc la dérivée). Mais cette approche, coûteuse en calcul, ne se prête pas à une application en grande série. Elle nécessite a priori des moyens (stations de travail, machines de calcul parallèles) non disponibles dan:> le monde de l'électronique embarquée automobile. De par la quantité d'informations qu'elles traitent, les approches développées dans le domaine du traitement numérique des images ont toujours été très consDmmatrices de temps de calcul. C'est la raison pour laquelle le traitement des images est étroitement lié aux moyens technologiques disponibles. Toutefois, grâce à la puissance de plus en plus grande de ceux-ci (citons par exemple le cas des stations de travail) , le facteur temps de calcul a été sensiblement réduit, pour ne pas dire éliminé pour une certaine classe de problèmes où le parallélisme a été aussi introduit, et n'est plus une raison pour écarter a priori les approches à base de traitement d'images.

La solution par filtrage non linéaire numérique non récursif, par exemple appliquée dans le contexte de la synthèse d'images, est basée sur la convolution par une fonction dépendant du signal à filtrer. C'est donc typiquement un filtrage non linéaire. La réalisation utilise des filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR). Les zéros de la fonction de transfert du filtre sont imposés par des algorithmes liés aux propriétés visuelles de l'image à traiter. Une autre réalisation utilise différentes fonctions mathématiques liées au filtrage anisotropique classiquement utilisé dans les méthodes par EDP.

Elle a pour avantage que le filtrage non linéaire permet de conserver les contours et rejette le bruit dans les zones sans contours. La méthode peut permettre d'extraire les contours (donc la dérivée). Mais les algorithmes fixant la bande passante du filtre sont liés à l'application de traitement d'image, et ne peuvent être facilement étendus à d'autres domaines. De plus, à bande passante équivalente, le type de filtre employé (FIR), donc sans pôle, est bien plus coûteux en calcul que des filtres de type IIR (avec des pôles). Le coût d'une réalisation avec des FIR serait prohibitif pour une application sur véhicule automobile en série.

La solution par filtrage non linéaire numérique récursif est basée sur un filtrage récursif non linéaire du signal. La non-linéarité est statique, et le système est implanté sous forme d'un algorithme récursif. II est donc aisé de régler ou d'ajuster le système par simple changement de coefficients. Mais la méthode élimine les fronts raides et conserve le signal dont la dérivée est faible, ce qui est contraire à ce que nous recherchons.

Un but de l'invention est d'améliorer le traitemert des signaux bruités, tels que celui représentant le mouvement d'une pédale d'accélérateur dans un véhicule automobile, ou l'accélération du véhicule.

A cet effet, on prévoit selon l'invention un dispositif dé traitement de signal, comprenant des moyens formant: - un soustracteur apte à déterminer une différence entre un signal d'entrée et un signal aval; - au moins deux branches de traitement, le dispositif étant agencé pour envoyer la différence sur l'une des branches en fonction de la différence, pour produire le signal aval; et - une boucle reliant une sortie des branches au soustracteur.

Les applications de l'invention incluent: - le conditionnement d'un signal capteur d'angle d'une pédale d'accélérateur. L'angle et la vitesse angulaire sont calculés par le circuit; - le conditionnement d'un signal capteur d'accélération. L'accélération et le jerk (dérivée de l'accélération par rapport au temps) sont calculés par le circuit; - le traitement d'un signal électrique quelconque afin de diminuer les signaux 5 indésirables ou bruit (denoising en anglais) ; - le conditionnement d'un signal capteur échantillonné, bloqué et numérisé. La version filtrée, ainsi que sa dérivée, sont calculées par l'algorithme présenté ; - le traitement d'un signal électrique échantillonné, bloqué et numérisé afin 10 de diminuer les signaux indésirables ou bruit.

Dans la suite de ce document, nous emploierons le terme de signal échantillonné pour désigner un signal échantillonné, bloqué et numérisé.

Le dispositif selon l'invention pourra présenter en outre au moins 15 l'une quelconque des caractéristiques suivantes: - le nombre de branches est limité à deux; - au moins l'une des branches comprend un opérateur non linéaire; - chacune des branches comprend un opérateur non linéaire; - les opérateurs non linéaires sont agencés pour appliquer respectivement 20 les fonctions NUI et NL2 suivantes: JNL1(x)=xsi_xcr NL(x)=0_six-6 JNL2(x)=0_six6 NL2(x)=x_six-< o où 6 est une valeur prédéterminée; l'opérateur non linéaire ou au moins l'un des opérateurs non linéaires est 25 agencé pour appliquer la fonction NL suivante: JNL (x)=x 6 si x6 NL (x)=0_six-<a- où c est une valeur prédéterminée; -l'opérateur non linéaire ou au moins l'un des opérateurs non linéaires est agencé pour appliquer la fonction NL suivante: NL (x)=0_si_x>--6 NL (x)=x+6_si_x 6 où a est une valeur prédéterminée; - chaque branche comprend un opérateur linéaire, tel qu'un amplificateur; - l'une des branches comprend seulement un opérateur linéaire; - les moyens forment au moins un sommateur agencé pour sommer des signaux émanant des branches; - les moyens forment un intégrateur, disposé en aval des branches et en amont d'une extrémité amont de la boucle; - la boucle comprend un filtre; - les moyens forment une branche d'envoi de la différence et un sommateur apte à additionner une sortie de cette branche et le signal aval; - la branche d'envoi comprend un filtre tel qu'un filtre passe-bas; - il s'agit d'un dispositif à électronique analogique; - il s'agit d'un calculateur; - il s'agit d'un dispositif de véhicule; - le signal est un signal de position angulaire d'une pédale; et - le signal est un signal d'un capteur d'accélération.

On prévoit également selon l'invention un procédé de traitement d'un signal dans lequel on effectue au moins une fois le cycle suivait: -on détermine une différence entre un signal d'entrée et un siç nal aval; et on fait subir à la différence un traitement, choisi en fonction cle la différence parmi plusieurs traitements, en vue de générer le signal aval.

Le procédé selon l'invention pourra présenter en outre au moins l'une quelconque des caractéristiques suivantes: - on recueille une dérivée après le traitement; - on intègre un signal provenant des branches pour générer le signal aval; - on intègre le signal en échantillonné en mettant en oeuvre la fonction: G(z)=Te/(z-1) où z est l'opérateur de la transformée en z et 1/Te e;;t la fréquence d'échantillonnage; - on recueille le signal aval en tant que signal de sortie; - on additionne le signal aval et un signal fonction de la différence; et - le signal fonction de la différence résulte du filtrage de la différence à travers un filtre tel qu'un filtre passe-bas.

On prévoit enfin selon l'invention un signal caractérisé en ce qu'il résulte d'un traitement au moyen du procédé de l'invention.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore dans la description suivante de plusieurs modes de réalisation donnés à titre d'exemples non limitatifs en référence aux dessins annexés sur lesquels: - la figure 1 illustre la structure de principe d'un filtre non linéaire utilisé dans le dispositif de l'invention; - la figure 2 illustre la structure d'un filtre analogue simplifié ; - la figure 3 illustre la structure d'un filtre analogue avec compensation du décalage; - la figure 4 illustre la structure d'un filtre générique selon l'invention; - les figures 5 à 8 sont des schémas illustrant respectivement la constitution de l'intégrateur, du soustracteur, d'un module de non linéarité active et d'un module de compensation dynamique du décalage dans un mode de mise en oeuvre de l'invention; - la figure 9 est un graphique montrant un signal issu du capteur de position de pédale d'accélérateur à bord d'un véhicule; - la figure 10 montre ce signal tel que filtré au moyen de l'invention; la figure 11 est une vue à plus grande échelle du front montait du signal de la figure 9; - la figure 12 illustre le signal de la figure 11 filtré au moyen de l'invention; - la figure 13 est une vue à plus grande échelle du front descendant du signal de la figure 9; - la figure 14 illustre le signal de la figure 13 filtré au moyen de 'invention; - la figure 15 illustre la fonction dérivée brute et filtrée du signal de la figure 9, la figure 16 illustre le signal issu d'un capteur d'accélération du véhicule; - la figure 17 illustre le signal de la figure 16 filtré au moyen de l'invention; - la figure 18 illustre la dérivée brute et filtrée du signal de la figure 16; - les figures 19 et 20 illustrent respectivement la position de l'invention dans son contexte général et dans un contexte particulier; - les figures 21 et 22 présentent respectivement les structures de principe et générique du filtre non linéaire échantillonné utilisé dans des dispositifs selon d'autres modes de réalisation de l'invention; - les figures 23 et 24 illustrent respectivement la mise en oeuvre de ces modes de réalisation dans un contexte général et dans un contexte particulier; et - les figures 25 à 27 illustrent dans le cadre de ces mode:; de réalisation respectivement des signaux de pédale d'accélérateur bruts et filtrés, un zoom du front montant et un zoom du front descendant.

Pour ce qui concerne les figures 1 à 20, la réalisation est effectuée en électronique analogique et ne requiert donc pas de microprocesseur ni de calcul numérique.

Un exemple de configuration générale pour l'agencement du dispositif du traitement de signal de l'invention a été illustré à la figure 4.

Le dispositif 2 comprend un soustracteur 4 apte à ,léterminer une différence entre un signal d'entrée pr, et un signal de sortie p. Le dispositif comprend plusieurs branches de traitement 61, 62, ..., 6r agencées en parallèle les unes aux autres. Le dispositif est agencé peur envoyer le résultats de la différence effectuée au bloc 4 sur au choix l'une de ces branches en fonction de la valeur de la différence. Les signaux provenant des différentes branches sont additionnés les uns aux autres au moyen d'au moins un sommateur 8 (voire de plusieurs sommateurs en cascade). Le signal émanant du sommateur peut être directement prélevé dans la mesure où il constitue une dérivée par rapport au temps dp/dt du signal de sortie p. Ce même signal passe ensuite sur un filtre 10 situé en aval du sommateur 8 et qui constitue un intégrateur. Le signal émanant de ce filtre 3st le signal de sortie p. Ce signal est réinjecté dans le bloc 4 pour constituer 'un des termes de la différence s via une boucle de rétroaction 12 comprenant un filtre qui est en l'espèce un filtre passe-bas 14.

Chacune des branches 61 - 6n comprend un opérateur linéaire KI, K2, Kn constitué par exemple par un amplificateur associé à un gain prédéterminé. Sur la première branche 61, cet opérateur est le seul de la branche. Certaines (et ici chacune) des autres branches comprennent un opérateur non linéaire NL2, NL3 jusqu'à NLn.

Comme on le voit sur les exemples des figures 1, 2 et 3, le nombre de branches peut être limité à 2. Dans l'exemple de la figure '1, chacune des branches 61, 62 est pourvue d'un opérateur non linéaire et d'un opérateur linéaire. Dans les exemples des figures 2 et 3, la première branche est pourvue d'un opérateur non linéaire et d'un opérateur linéair , tandis que la deuxième branche comprend seulement un opérateur linéaire.

Dans l'exemple de la figure 3, le dispositif comprend en outre une branche 16 qui prélève la valeur de la différences en sortie du bloc 4 pour l'envoyer à un sommateur 18 disposé en aval de l'intégrateur G. Cette branche est pourvue d'un filtre F, tel qu'un filtre passe-bas. Le signal de sortie p est dans ce cas l'addition du signal sortant de l'intégrateur G et du signal émanant de la branche 16.

Après ces généralités, on va présenter l'invention plus en détails.

Dans les figures 1 à 20, l'invention met en oeuvre un traitement de signal non-linéaire réalisé par un système électronique analogique. Ce système, présenté dans sa version la plus générique en figure 4, repose sur les éléments listés ci-dessous: - des opérateurs de filtrage linéaires (F, G, KI, K2, K3, Kn, F,) ; - des opérateurs arithmétiques (sommateurs et soustracteurs) ; - des opérateurs non-linéaires {NL1, NL2, NL3, NLn). i0

Notons s l'opérateur de Laplace et considérons le schéma de principe de la figure 1 avec: G (s) = 1/s (1) F (s) = 1 (2) Les paramètres de réglage du système linéaire (i.e. avec NL1 = 1 et NL2 = 0) sont KI et K2 - Dans notre cas, il s'agit de gains: K1 = kl et K2 = k2. La fonction de transfert T du système linéaire s'écrit: T(s)=1 /(1 +s/ki) (3) Les non- linéarités présentées dans le schéma de principe formant l'exemple de la figure 1 sont définies par les équation (4) et 5) avec 6 réel positif: JNL,(x)=x_six__>. NL, (x) = 0 _si _ x -< JNL2(x) =0_si_x6 NL2(x) =x_si_x-< La valeur du coefficient ici est calculée en connaissant la pulsation de coupure wc1 à -3 dB caractérisant le système pour supérieur ou égal à 6 (grâce à : kl = w ci. w et est fournie par le cahier des charges).

La valeur du coefficient k2 est calculée en connaissant a pulsation de coupure WC2 à -3 dB caractérisant le système pour s inférieur ou égal à 6 grâce à : k2 = wC2 (wC2 est fournie parle cahier des charges).

Notons que le signal filtré p est disponible en sortie cle G. G est un intégrateur: la dérivée dp/dt du signal filtré est donc disponible directement à l'entrée de G (voir la figure 1).

Le principe de fonctionnement du système présenté en figure 1 est le suivant: lorsque l'erreur entre p et pr est supérieure à a (donc positive) , cette (4) (5) 2885749 Il erreur est amplifiée par le gain k1 (via la non-linéarité NL1). Ce gain kl a été choisi de manière à assurer une large bande passante pour le:système bouclé, afin de conserver l'information haute fréquence de grande amplitude du signal p. Lorsque l'erreur est inférieure au seuil, elle est amplifiée per le gain k2. La bande passante est réduite grâce au choix de w2< wI, donc dia k2 < ici afin de rejeter les composantes de hautes fréquences et de petites amplitudes.

La version simplifiée présentée en figure 2 n'utilise qu'une nonlinéarité pour des raisons de réalisation pratique. La non-linéarité utilisée dans cette version est définie par l'équation (6).

NL (x)=x a'_si_x 6 (6) NL (x)=0_si_x-<6 Le principe de fonctionnement du système présenté en figure 2 est le suivant: lorsque l'erreur g entre p et pr est inférieure au seuil 6, cette erreur est amplifiée par le gain k4. Ce gain a été choisi de manière à obtenir une faible bande passante du système bouclé ; le filtre ainsi constitué rejette donc les signaux hautes fréquences de petite amplitude. Lorsque l'erreur g est supérieure à 6 (elle est donc positive), la bande passante est augmentée. En effet, l'équation (7) est vérifiée avec s - 6 > O. dp/dt=k4E+k3(E-6) (7) L'augmentation de la bande passante du système bouclé permet de conserver les signaux hautes fréquences de grande amplitude Dans le cas où g est très supérieure à 6, l'équation (7) peut être approchée par l'équation (8) .

dp/dt((k4+k3) (8) A partir de l'approximation (8), les gains k3 et k4 sont calculés à partir des valeurs de k1 et k2 grâce à k3=k-k2etk4=k2 Les systèmes des figures 1 et 2 peuvent conduire à un décalage de la tension de sortie par rapport à l'entrée. Ce décalage est non constant. Un moyen de compenser ce décalage consiste à ajouter, au signal de sortie, une version filtrée du signal d'erreurs par le filtre passe-bas du premier ordre FI. Trois remarques peuvent être faites: - la compensation du décalage par addition d'une version filtrée passe-bas de l'erreurs ne change pas la valeur de la dérivée dp/dt; - cette compensation augmente légèrement l'amplitude des oscillations du signal filtré p et réduit donc légèrement la qualité du filtrage non-linéaire. Un compromis entre dégradation et compensation du décalage est possible grâce au choix de la fréquence de coupure de FI; - cette compensation n'est nécessaire que dans les applications qui ne peuvent tolérer un faible décalage.

La version générique du filtre, présentée en figure 4, est une extension du système de la figure 2 et utilise un plus grand nombre de nonlinéarités caractérisées par des seuils différents. Cela permet de spécifier plus finement qu'avec une ou deux non-linéarités le comportement pour différents signes et amplitudes de l'erreur. Le système de compensation du décalage peut aussi être utilisé dans ce dernier cas.

Comme on l'a vu, la structure de principe du filtre non-linéaire est présentée en figure 1.

La version simplifiée du filtre non-linéaire est présentée en figure 2. Elle se compose d'un soustracteur, représenté par le cercle sur la figure 2, d'un système non-linéaire NL3, de deux gains (ou amplificateurs) k3 et k4, d'un filtre G et d'un filtre F. La version simplifiée avec compensation du décalage de la tension de sortie est présentée en figure 3. Cette version comporte, er plus, un filtre passe-bas F, et un additionneur en sortie.

La figure 4 présente la structure générique du filtre non-linéaire. Elle se compose de (n 1) non-linéarités et de n gains.

Les figures suivantes présentent des réalisations des différents modules du filtre non-linéaire avec des composants électroniques.

La figure 5 présente le schéma d'un système intégral:eur (G au gain près sur la figure 2) basé sur un amplificateur opérationnel. Le système présenté en figure 5 réalise, à un gain près, la fonction G de la figure 1. Sa fonction de transfert est donnée par l'équation (9).

Vout / Vin = -1 / R1C1s (9) La figure 6 présente le schéma d'un système soustracteur basé sur un amplificateur opérationnel. Le système présenté en figue 6 réalise la fonction soustraction de la figure 1. Sa fonction de transfert sst donnée par l'équation (10).

Vout = (R2 / R1) (V2-V1) (10) La figure 7 présente le schéma d'un système non-linéaire (NL2, NL3, KI, K2 et K3 sur la figure 4) basé sur des diodes. Le système présenté en figure 7 réalise deux fonctions non-linéaires NL2 et NL3, l'add tionneur, ainsi que les gains K1, K2 et K3 de la figure 4.

Soit a réel positif la tension de seuil de la diode Dl et a' réel positif, celle de D2, les deux fonctions non-linéaires réalisées par le système de la figure 7 sont alors données par les équations (11) et (12).

JNL (x)=x 6_si_x6 (11) NL (x)=0six-< 6 (12) NL (x)=0_six>.--6' NL (x)=x+6' si x 6' Les valeurs des composants R2 et R4 sont choisies de manière à obtenir le gain Ici = R2 / R4. La valeur de R3 est tout d'abord calculée grâce au gain du circuit aux grands signaux (lorsque la tension de seuil de la diode est négligeable, c'est-à-dire que s est très supérieur à a) : k1+k2=R2/R4+R2/R3 La valeur de R3 est ensuite ajustée de manière à satisfaire le cahier des charges sur la montée du signal.

La valeur de R5 est tout d'abord calculée grâce au gain du circuit aux grands signaux lorsque la tension de seuil de la diode est négligeable, i. e. est très inférieur à -a', k1+k3=R2/R4+R2/R5 La valeur de R5 est ensuite ajustée de manière à satisfaire le cahier des charges sur la descente du signal.

Le circuit de la figure 8 réalise la compensation dynamique du décalage. Ce décalage n'est pas constant. La compensation est réalisée par addition au signal de sortie d'une version filtrée de l'erreur (, erreur qui représente le décalage. Le filtrage réalisé par le système de la figure 8 est un filtrage passe-bas du premier ordre. Sa fonction de transfert est donnée par l'équation (13).

V = R2 (R3 +Ra)\ 1 Vz _ R4 V, (13) R3 (R, + Rz) i 1 + sCz RI R2 R3 R, +R2 Les figures 9 à 18 présentent deux types de signaux traités par le système présenté dans ce document. II s'agit de la version générique de la figure 4 avec deux non-linéarités et sans le système de compensation du décalage.

Le premier signal (figure 9) est un signal de tension issu du capteur d'angle de pédale d'accélération d'un véhicule, enregistré alors que le véhicule roule. La figure 10 présente le signal filtré par l'invetion. La figure 11 présente un zoom sur le signal, alors que le conducteu - appuie sur la pédale de l'accélérateur (front montant). La figure 12 présente le signal en sortie du système lors de ce front montant. La figure 13 préserte un zoom sur le signal, alors que le conducteur relâche la pédale de l'acc:élérateur (front descendant). La figure 14 présente le signal en sortie du système lors de ce front descendant. La figure 15 présente la dérivée brute et la dérivée filtrée, par le système, du signal de la figure 9. La figure 16 présente un signal provenant d'un capteur d'accélération enregistré sur le véhicule. Les figures 17 et 18 présentent les signaux résultant du traitement par l'invention.

Le dispositif 2 de l'invention est présenté dans son contexte le plus général, à savoir le conditionnement d'un signal électrique x, en figure 19.

L'invention fournit à l'application une version filtrée xf du signal, ainsi que la dérivée de ce signal filtré dxf / dt. L'application peut être l'obtention d'un signal représentatif de la position angulaire de la pédale d'accélérateur ainsi que l'obtention de la vitesse angulaire de cette même pédale.

Une autre application est le conditionnement d'un signal électrique issu d'un accéléromètre. L'invention fournit alors un signal plus représentatif de l'accélération, ainsi que le jerk. Le jerk est une grandeur utile car elle est ressentie, tout comme l'accélération, par le corps humain. L'invention peut aussi être appliquée à n'importe quelle pédale, et, de manière générale, à n'importe quel capteur comme illustré à la figure 20.

L'invention peut traiter des signaux de fréquences très différentes (de quelques millièmes de hertz pour des signaux issus de capteurs de pédale, à des dizaines de milliers, voire des centaines de milliers de hertz).

Cette réalisation permet de résoudre le problème clu filtrage d'un signal de capteur de pression, de position, d'accélération (liste non limitative) 20 avec quatre avantages: - des versions très performantes peuvent êtreréalisées à très faible surcoût en augmentant le nombre de non-linéarités (voir la figure 4) ; - elle est plus facile à mettre au point, et donc plus flexible, grâce à ses réglages 6, k3 et k4 dans le système de la figure 2, et les (n -- 1) seuils des non-linéarités et les n gains kl à kn dans le système de la figure 4; - elle permet de filtrer le signal de manière asymétrique: le ternps de montée du système n'est pas forcément le même que le temps de descente; - elle peut être utilisée sans le système de compensation du décalage. La raison est la suivante: la non- linéarité augmente le gain de boucle du circuit, ce dernier ne peut donc être nul. Le seul décalage provient du déphasage du système. La conséquence est, dans la version analogique du filtre, l'utilisation d'un amplificateur opérationnel de moins, donc un coût plus faible.

Cette solution peut filtrer de manière symétrique ou asymétrique. De manière qualitative, cela permet de traiter différemment les fronts montants et les fronts descendants.

Elle présente aussi les avantages suivants: - le traitement est réalisé de manière purement analogique: il peut donc s'intégrer dans le conditionnement du signal du capteur; - le traitement proposé est réalisable à très faible coût (inférieur à une solution avec un système échantillonné mettant en oeuvre un processeur de 10 traitement du signal ou un microprocesseur) ; - des versions très performantes peuvent être réalisées à très faible surcoût en augmentant le nombre de non-linéarités (voir la figure 4) ; - le signal pr ainsi traité fournit directement la dérivée du signa filtré dp/dt; - de manière générale, la solution fournit un signal électrique de dérivé plus représentatif que la dérivée du signal d'entrée, signal entaché de signaux parasites.

Dans les modes de réalisation des figures 21 à 27, l'approche repose sur un traitement du signal non-linéaire réalisé par un calculateur (microcontrôleur, microprocesseur, processeur de traitement du signal ou DSP, circuit numérique dédié, etc.). Ce système, présenté dans sa version la plus générique en figure 22, repose sur les éléments listés cidessous: - un opérateur de filtrage linéaire échantillonné, G qui est un intégrateur 10, - un opérateur arithmétique 4 (soustracteur) ; - des opérateurs non-linéaires (gains dépendant de l'amplitude et du signe de l'erreur s).

La structure de principe du filtre non-linéaire est Drésentée en figure 21. Elle se compose d'un soustracteur, représenté par le cercle 4 sur la figure 1, d'un seuil suivis de deux gains (ou amplificateurs) KI et K2, et d'un filtre G = Te / (z 1).

La figure 22 présente la structure générique du filtre non-linéaire. Elle se compose de n 1 seuils et de n gains.

Notons z l'opérateur de la transformée en z. Soit Fe = 1/Te la fréquence d'échantillonnage, z -1 est alors l'opérateur retard de Te avec z = ei2rzfTe et f la fréquence en Hertz.

Considérons le schéma de principe de la figure 1 avec: G(z)=Te/(z-1) (1) L'opérateur G réalise l'intégration en échantillonné iu signal issu de la non-linéarité. En effet, si x est le signal à l'entrée de G et y le signal à la sortie de G, d'après (1), nous avons: y/x = Te) (z-1) soityz - y=xTe soit, en passant aux échantillons: y[k + 1] = y[k] + x[k] Te avec k entier naturel.

La fonction de transfert T du système linéaire (i.e. avec KI = K2 = k,) s'écrit: T(z)=k1/[(ki 1)+z] (2) Le paramètre de réglage du système linéaire est donc le gain KI = ki. La valeur du coefficient Ici est calculée en connaissant la pulsation de coupure wc1 à -3dB caractérisant le système pour î 6 grâce à l'équation (3), avec E = In Out.

k, _ -1 + cos coc, + \/(cos coi, 4 * cos coc, +3) (3) La valeur wc1 est fournie par le cahier des charges.

La valeur du coefficient k2 est calculée en connaissant la pulsation de coupure wc2 à -3 dB caractérisant le système pour E < 6 grâce à l'équation (4).

k2 = -1 + cos coc2 + \/(cos o 4 * cos wc2 +3) (4) La valeur wc2 est fournie par le cahier des charges.

Notons que le signal filtré Out est disponible en sortie de G, rappelons que G est un intégrateur: la dérivée dOut/dt du signal filtré est donc disponible directement à l'entrée de G (voir la figure 21).

Le principe de fonctionnement du système présenté en figure 21 est le suivant: lorsque l'erreurs entre ln et Out est supérieure ou égale à a avec a réel positif, cette erreur est amplifiée par le gain k1. Ce gain Ici a été choisi de manière à assurer une large bande passante pour le système bouclé, afin de conserver information liée à la montée (car a > 0) haute fréquence de grande amplitude du signal ln. Lorsque l'erreur est inférieure au seuil a, elle est amplifiée par le gain k2. La bande passante est réduite (grâce au choix de w2<w,, donc de k2 < k1) afin de rejeter les composantes de hautes fréquences et de petites amplitudes (signal indésirable).

La version générique du filtre est présentée en figure 22. Elle est une extension du système de la figure 21 et elle utilise un plus grand nombre de non-linéarités caractérisées par des seuils et des gains différents. Cela permet de spécifier plus finement qu'avec un seuil a et deux gains K1 et K2 le comportement pour différents signe: et amplitudes de l'erreur.

Les paramètres de réglage du système générique pie la figure 22 sont les n gains (KI, K2... Kn) et les (n - 1) valeurs des seuils (al, a2. .. a _1 avec a; E R Vi e [1, ..., n 1]).

La réalisation est effectuée grâce à un système de calcul numérique. Elle se différencie donc de la solution analogique que nous avons présentée plus haut, car elle repose sur un algorithme. Les intérêts de cette approche numérique sont: - les réglages sont aisés: il sont effectués par modification des coefficients de l'algorithme. Le système peut donc être adapté à de nombreuses applications; - les résultats issus de la simulation sont exactement les résultats obtenus sur le système (les nonlinéarités sont parfaites, contrairement aux non-linéarités réalisées avec des diodes dans les précédents modes de réalisation. Ces dernières introduisent une chute de tension à leurs bornes).

Les avantages de cette mise en oeuvre sont: - elle permet de filtrer le signal de manière asymétrique: le temps de montée du système n'est pas forcément le même que le temps de descente; - le temps de montée peut changer selon l'amplitude de le montée. Il en est de même pour la descente; - la réalisation du traitement proposé est réalisable à faible puissance de calcul; - des versions très performantes peuvent être réalisées sans surcoût en augmentant le nombre de seuils et de gains (voir la figure 22) ; et - le signal ln ainsi traité fournit directement la dérivée du signal filtré dOut/dt: L'invention repose sur des calculs numériques. Ces calculs peuvent être effectués avec des nombres entiers ou avec des nombres flottants. Cela conduit à deux variantes.

Ainsi, une variante, basée sur des nombres entiers de 16 bits et n'utilisant aucune division, a été mise en oeuvre avec succès. La classique méthode des décalages à droite des nombres entiers a été utilisée pour approximer la division (par des puissances entières de deux) . Cela explique pourquoi cette solution utilise peu de puissance de calcul.

L'autre variante utilise les nombres flottants (et des divisions).

La figure 23 présente l'invention dans son contexte le plus général, à savoir le traitement d'un signal échantillonné à des fins de filtrage nonlinéaire.

La figure 24 présente un cas particulier d'application: le denoising d'un signal échantillonné issu d'un capteur.

La figure 25 présente le signal de tension issu du capteur de la pédale de l'accélérateur (véhicule roulant). Est superposé au signal brut le signal filtré par l'invention. La figure 26 présente un zoorn sur un front montant du signal de la figure 25: la forte pente est bien conservée, alors que les signaux indésirables sont atténués. La figure 27 présente le signal descendant brut et filtré par l'invention.

On observe que la solution retenue est Lne solution échantillonnée: elle est donc soumise, comme tcut système échantillonné, au théorème de l'échantillonnage (Shannon, Nyquist). La fréquence d'échantillonnage doit être au moins deux fois plus élevée que la fréquence la plus haute du signal à traiter. Dans la pratique, un facteur de cinq à dix est plus réaliste.

Les applications de cette mise en oeuvre vont du traitement d'un signal capteur (comme présenté dans les figures 25, 26 et 27) au traitement de signaux numériques. De manière générale, l'invention permet de conserver les fronts montants et/ou descendants (leur amplitude comme leur pente) tout en atténuant le reste du signal (les signaux indésirés). Des champs d'application potentiels sont: le denoising de signaux sismiques, le denoising de signaux de télémétrie ultrasonique, le traitement de signaux issus de capteurs d'accélération, etc. Bien entendu, on pourra apporter à l'invention de nombreuses modifications sans sortir du cadre de celle-ci. On pourra l'Eppliquer à des calculs sur des nombres flottants.

Claims (27)

REVENDICATIONS

1. Dispositif de traitement de signal (pr), caractérisé en ce qu'il comprend des moyens formant: - un soustracteur (4) apte à déterminer une différence entre un signal d'entrée (pr) et un signal aval; - au moins deux branches de traitement (61 6n), le disposilif étant agencé pour envoyer la différence (s) sur l'une des branches en fonction de la différence, pour produire le signal aval; et - une boucle (12) reliant une sortie des branches au soustracteur.

2. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le nombre de branches (61,62) est limité à deux.

3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que au moins l'une des branches comprend un opérateur non linéaire (NL1 NLn).

4. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, 20 caractérisé en ce que chacune des branches comprend un opérateur non linéaire (NL1 NLn).

5. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que les opérateurs non linéaires sont agencés pour appliquer respectivement les 25 fonctions NL1 et NL2 suivantes: JNL,(x)=x_si_x6 NL, (x)=0_si_x-< 6 NL2(x)=0si_xa NL2(x)=x_six-< 6 où Q est une valeur prédéterminée.

6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que l'opérateur non linéaire ou au rnoins l'un des opérateurs non linéaires est agencé pour appliquer la fonction NL suivante: N L (x)=x 6 si x>6 NL (x)=0si_x-< où Q est une valeur prédéterminée.

7. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que l'opérateur non linéaire ou au moins l'un des opérateurs non linéaires est agencé pour appliquer la fonction NL suivante: J NL (x)=0si_x>- -6 NL (x)=x+6 si x5 6 où u est une valeur prédéterminée.

8. Dispositif selon l'une quelconque des revendicatiors précédentes, caractérisé en ce que chaque branche comprend un opérateur linéaire (KI K,,), tel qu'un amplificateur.

9. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'une des branches comprend seulement un opérateur linéaire.

10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens forment au moins un sommateur (8) agencé pour sommer des signaux émanant de:; branches.

11. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens forment un intégrateur (10), disposé en aval des branches et en amont d'une extrémito amont de la boucle (12).

12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que la boucle (12) comprend un filtre (14).

13. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens forment une branche (16) d'envoi de la différence (s) et un sommateur (18) apte à additionner une sortie de cette branche et le signal aval.

14. Dispositif selon la revendication précédente, caractérisé en ce que la branche d'envoi (16) comprend un filtre (FI) tel qu'un filtre passe- bas.

15. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il s'agit d'un dispositif de vésicule.

16. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il s'agit d'un dispositif à électronique analogique.

17. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 15, caractérisé en ce qu'il s'agit d'un calculateur.

18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, caractérisé en ce que le signal est un signal de position 25 angulaire d'une pédale.

19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 1 à 17, caractérisé en ce que le signal est un signal d'un capteur d'accélération.

20. Procédé de traitement d'un signal (pr), caractérisé en ce qu'on effectue au moins une fois le cycle suivant: - on détermine une différence (s) entre un signal d'entrée (Dr) et un signal aval; et - on fait subir à la différence un traitement, choisi en fonction de la différence parmi plusieurs traitements, en vue de générer le signal aval.

21. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce qu'on recueille une dérivée après le traitement.

22. Procédé selon l'une quelconque des revendications 20 à 21, 10 caractérisé en ce qu'on intègre un signal provenant des branches pour générer le signal aval.

23. Procédé selon l'une quelconque des revendications 20 à 22, caractérisé en ce qu'on intègre le signal en échantillonné en mettant en 15 oeuvre la fonction: G(z)=Te/(z-1) où z est l'opérateur de la transformée en z et 1/Te es: la fréquence d'échantillonnage.

24. Procédé selon l'une quelconque des revendica.:ions 20 à 23, caractérisé en ce qu'on recueille le signal aval en tant que signal de sortie.

25. Procédé selon l'une quelconque des revendications 20 à 23, caractérisé en ce qu'on additionne le signal aval et un signal fonction de la 25 différence.

26. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le signal fonction de la différence résulte du filtrage de la différence à travers un filtre tel qu'un filtre passe-bas.

27. Signal, caractérisé en ce qu'il résulte d'un traitement au moyen d'un procédé conforme à l'une quelconque des revendication:. 20 à 26.