FR2863783A1 - Dispositif et procede de dephasage - Google Patents

Abstract

On assure le déphasage Δϕ en modifiant le coefficient diélectrique efficace (εeff), en réglant le coefficient d'étalement (β) de la ligne (20) par des morceaux de lignes (24) partant de la ligne (20) et dont les extrémités sont court-circuitées, ou encore par des tronçons de lignes (26) ou par des segments de lignes (28h, 28n) partant de la ligne.

Description

Domaine de l'invention

La présente invention concerne un dispositif de déphasage sur un substrat ayant une ou plusieurs couches, notamment au moins une couche métallique sur laquelle est appliquée un conducteur de conception planaire, notamment sous la forme d'une borne conductrice ou sous la forme d'un conducteur coplanaire symétrique ou asymétrique ou encore sous la forme d'une microbande conductrice ou sous la forme d'un sillon conducteur ou d'un conducteur à deux bandes coplanaires.

L'invention concerne en outre un procédé de déphasage sur un substrat, au moins une ou plusieurs couches, notamment au moins une couche métallique avec au moins un conducteur de conception planaire et notamment sous la forme d'une bande conductrice ou d'un conducteur coplanaire symétrique ou asymétrique, ou sous la forme d'une microbande conductrice ou d'un sillon conducteur ou d'un conducteur à deux bandes coplanaires.

Etat de la technique Pour les capteurs de distance à base de radars équipant des moyens de transport, notamment des véhicules automobiles, on réalise des antennes micro-onde avec un lobe d'émission qui peut basculer ou commuter de manière électronique, de telles antennes étant habituellement conçues comme des groupes d'antenne.

Dans ce contexte pour des groupes d'antenne commandées en phase (réseau en phase) avec un lobe d'émission basculant et pour le déphaseur, on connaît un grand nombre de concepts et il existe également une littérature très développée. On se reportera notamment aux documents suivants: R.J. Mailloux, Phased Array Antenna Handbook , Artech House, Boston, Londres, 1994; D.M. Pozar, D.H. Schaubert, Microstrip Antennas , IEEE Press, New York, 1995; S.K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", tomes 1 et 2, Artech House, Boston, Londres 1991.

Sur ce substrat micro-onde, on réalise des antennes planaires, par exemples des bi-pôles, des étiquettes ou des sillons; les détails se trouveront par exemple dans le document: P. Bhartia, K.V.S.

Rao, R.S. Tomar, Millimiter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas , Artech House, Boston, Londres, 1991.

Pour commander une telle antenne groupée G (voir figure lA et 1B), une source de signaux Q (figure lA et figure 1B) envoie les signaux d'émission tout d'abord par un diviseur de puissance L (figure lA et 1B) avec une répartition d'amplitude prédéfinie entre les M colonnes et/ou les N lignes de l'antenne groupée G. Le basculement du faisceau se fait dans le plan ou dans les deux plans perpendiculaires aux colonnes ou aux lignes de l'antenne groupée G en déplaçant la phase des signaux émis par les différents éléments d'antenne R (figure lA et figure 1B) par un déphaseur commuté P (figure lA et figure 1B).

La figure lA montre le schéma de principe d'une telle commande d'une antenne groupée G commandée en phase (réseau en 15 phase).

La figure 1B montre l'antenne groupée avec un réseau en phase et un lobe d'émission basculant dans une dimension, c'est-à-dire dans un plan (azimut A) alors que dans la seconde dimension (élévation Z), on utilise les lignes formées par plusieurs éléments d'antenne R1, R2, R3 alimentés en série et formant l'antenne groupée G pour regrouper plus fortement le lobe d'antenne dans la direction d'élévation E. Les figures 2A, 2B, 2C donnent à titre d'exemple d'autres configurations possibles pour l'alimentation des colonnes d'antenne. Les détails se trouveront par exemple dans le document: P. Bhartia, K.V.S. Rao, R.S. Tomar, Millimiter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas , Artech House, Boston, Londres, 1991.Selon ce document: - pour une alimentation en série 22s selon la figure 2A, on remarque entre les éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 des chemins électriques permettant de régler une déviation fixe du faisceau, par exemple en élévation E; - pour une alimentation en phase 22G (alimentation dite groupée) selon la figure 2B, tous les éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 sont alimentés avec la même phase; l'amplitude habituellement symétrique diminue vers l'extérieur pour réduire les lobes auxiliaires; une configuration avec une alimentation série 22s (figure 2A) et une alimentation en phase 22g (figure 2B) correspond à l'alimentation en phase et/ou en amplitude symétrique 22p représentée à la figure 2C; dans ce cas les éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 ne sont pas nécessairement de même phase, mais les déviations de phases et l'occupation en amplitude sont symétriques; de plus le réseau d'alimentation est plus petit que celui d'une alimentation en phase 22g.

Les figures 3A et 3B montrent une autre possibilité de commande d'une antenne groupée G. Les éléments d'antenne R (figure 3A) et les éléments d'antenne R1, R2, R3 (figure 3B) ne sont pas alimentés en parallèle comme à la figure lA ou à la figure 1B, mais en série. Le déphasage n'est pas prévu entre chaque signal d'entrée de signal de la colonne mais de manière relative entre les colonnes.

De manière détaillée, la figure 3A montre le montage de principe d'un réseau en phase avec une source de signal Q assurant l'alimentation en série 22s et des déphaseurs P entre les éléments d'antenne R. A la figure 3B, on a représenté schématiquement la structure d'un réseau en phase avec une alimentation 22s assurée par une source de signal Q et des déphaseurs P entre les éléments d'antenne R1, R2, R3 donnant un lobe de rayonnement basculant dans une dimension (azimut A) ; dans la seconde dimension (élévation E), on utilise les lignes avec plusieurs éléments d'antenne R1, R2, R3.

A titre d'exemple, ces trois types de lignes planaires sont esquissés avec le même tracé de principe du champ électrique du mode de base: - à la figure 4A, comme ligne coplanaire symétrique ou asymétrique, c'est- à-dire un guide d'onde coplanaire; à la figure 4B, comme une microbande conductrice; - à la figure 4C, comme ligne divisée.

Indépendamment des types de conducteurs planaires représentés aux figures 4A, 4B, 4C, il existe un grand nombre d'autres types de conducteurs planaires tels que des bandes conductrices ou des double bandes conductrices comme cela est indiqué par exemple dans le document R.K. Hoffman, Integrierte Milkrowellenschaltungen , Springer-Verlag, Berlin, 1983.

En outre, on peut envisager les modifications suivantes: - métallisation du côté inférieur du substrat; - substrat plusieurs couches avec des couches métalliques; - couche diélectrique couvrant les chemins conducteurs métalliques.

Comme substrat, on utilise des substrats micro-ondes particuliers tels que du verre, de la céramique ou de la matière plastique, avec des charges et des fibres de verre de renforcement ou des éléments analogues.

Dans le cas de déphaseur à commande mécanique, on réalise le principe de la charge électrique connue en soi selon l'état de la technique; possibilité simple de réaliser un déphaseur à cari-mande mécanique et, par exemple, donné dans le document: S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991.

Dans ce cas, le principe de la charge diélectrique de déphaseur à commande mécanique consiste à modifier le coefficient di-électrique effectif d'une ligne. Pour cela, dans ce cas de ligne planaire (voir figure 4A, 4B, 4C) et comme dans les microbandes conductrices (figure 4B), les lignes divisées (page 73 dans le document: S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991 on modifie la matière entourant le conducteur planaire, par exemple comme suit: - on place une plaque de matière diélectrique sur le conducteur et/ou: - on modifie la distance entre cette plaque de matière diélectrique et la surface du conducteur.

Ce principe également peut s'appliquer à d'autres con- ducteurs planaires comme par exemple des conducteurs coplanaires, des conducteurs divisés ainsi qu'un grand nombre de bandes conductrices symétriques et asymétriques. De façon analogue, on peut égale-ment modifier le coefficient diélectrique efficace d'un guide d'onde en déplaçant un morceau de matière diélectrique dans le guide d'onde. A cet effet on se reportera à la page 75 du document: S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991 Le déphasage maximum possible pour une certaine longueur du déphaseur mécanique est relativement limité par l'influence du coefficient diélectrique effectif de la ligne par la matière ambiante; dans le cas d'une ligne planaire, le coefficient di- électrique efficace Eeff: : Eeff: = O,5(Er, Substrat + Er, Couche de recouvrement) Dans cette formule, Er, Substrat est la constante diélectrique du substrat 10 et Sr, Couche de recouvrement est la constante diélectrique de la couche de recouvrement, c'est-à-dire celle de la matière diélectrique 40.

Le déphasage A (p par unité de longueur d'un déphaseur mécanique correspond aux lignes pour des ondes en mode T (onde électromagnétique transversale), c'est-à-dire que sur les lignes, on aura des ondes électromagnétiques sans composante de champ dans la di- rection d'extension (voir document H-G. Unger, Elektromagnetische Wellen auf Leitungen 3me édition, Huthig-Verlag, Heidelberg, 1991) selon la formule: acp/Longueur = (32 - (31 = o ( ogoE2)1/2 - w (toE001/2 = (27t/2o) (S21/2 - E11/2) Dans cette formule: - Si est le premier coefficient diélectrique efficace, (-* pas de couche de recouvrement ou couche de recouvrement d'une première matière et/ou dans une première position, par exemple à une distance importante), - E2 est le deuxième coefficient diélectrique efficace, (-* Couche de recouvrement dans une seconde matière et /ou dans une seconde position par exemple à une faible distance) et 2,0 est la longueur d'onde dans l'espace.

En outre, le déphasage maximum possible d'un déphaseur mécanique travaillant selon le principe de la charge diélectrique est défini par l'adaptation d'erreur maximum tolérée. En modifiant le coefficient diélectrique efficace Eeff de la ligne, on modifie également l'impédance de ligne Z selon la relation: Z2/Z1=(El-E2)''2 On suppose que la variation de la couche de recouvrement n'influence 35 que le revêtement capacitif mais non le revêtement inductif de la ligne.

Pour cela, si s, < s,, on fixe habituellement les impédances de ligne Z1 et Z2 du déphaseur mécanique par les relations Z1>Z0 et Z2<Z0, de façon symétrique par rapport à l'impédance de ligne du système Z0, pour minimiser régulièrement les réflexions pour les deux états de phase.

A côté de la charge diélectrique , on peut également influencer la distribution du champ (et ainsi le coefficient diélectrique efficace) d'une ligne ou conducteur planaire comme suit: - on glisse sur une plaque de matière conductrice à une certaine dis- 10 tance au-dessus de la ligne et/ou: - on modifie la distance entre cette plaque de matière conductrice et la surface de la ligne.

Une autre variante pour réaliser un déphaseur à commande mécanique consiste à influencer le coefficient diélectrique effi- cace d'un guide d'onde diélectrique en modifiant la distance d'un élément conducteur par rapport au guide d'onde.

Ce principe est décrit dans le document WO 00 54368 Al selon l'état de la technique pour basculer le faisceau par un mouvement de relèvement et d'abaissement mécanique d'une plaque conductrice par rapport à un guide d'onde diélectrique (antenne dite de balayage à déphasage à commande mécanique).

La figure 5 montre la structure de principe de ce montage connu selon l'état de la technique sous la forme d'une antenne de balayage T avec un déphasage à commande mécanique par la charge di- électrique d'un guide d'onde diélectrique W avec un élément métallique V. L'antenne T crée un lobe de balayage pour des applications de radar et de communication. Une onde électromagnétique est guidée par le guide d'onde diélectrique W. Une partie de la puissance de l'onde électromagnétique est découplée par les ouvertures U d'une étiquette conductrice S en fonction d'une alimentation série ou en série selon la figure 3A.

En indiquant le réflecteur (élément V) en matière conductrice se déplace alternativement dans la direction du guide d'onde 35 diélectrique W et modifie ainsi l'importance de l'intervalle X entre le guide d'onde diélectrique W réflecteur V. Cela permet de créer un déphasage de l'onde électromagnétique dans le guide d'onde W en modifiant les champs évanescents du guide d'onde diélectrique W en fonction de la position du réflecteur V. Cette structure également connue selon le document WO 0054368A1 crée des problèmes de technique haute fréquence et de fabrication: i La matière du guide d'onde diélectrique W n'est pas spécifiée de sorte que les pertes HF ne sont pas claires; l'adaptation thermique à la matière du substrat doit être appropriée.

ii La fabrication du guide d'onde diélectrique W sur un substrat structuré (c'est-à-dire le découplage de l'étiquette S) ou la mise en structure du substrat après application du guide d'onde W (compatibilité de la matière du guide d'onde W et du procédé de mise en structure).

iii Injection du signal HF habituellement à partir d'un conducteur planaire (microbande) dans le guide d'onde diélectrique.

Par rapport aux solutions connues selon l'état de la technique il convient également de remarquer que le coefficient d'étalement 13 d'une ligne ainsi que l'impédance Z d'une ligne dépendent des revêtements de la ligne, à savoir du revêtement à inductance longitudinale L' et du revêtement capacitif transversal C' : - pour une ligne classique , ces valeurs dépendent de la géométrie de la ligne; - pour des lignes électromagnétiques quasi transversables QTEM, la combinaison se fait suivant la relation L'C' = oEOEeff (voir document H- G. Unger, Elektromagnetische Wellen auf Leitungen , 3ème édition Hüthig-Verlag, Heidelberg, 1991).

Cela signifie que le coefficient d'étalement: f3 = cO (L'C')'% = co ( oEOEeff) 'r2 d'une ligne planaire quasi TEM (quasi électromagnétique transversale) peut seulement se régler dans une telle plage de variation réduite car le coefficient d'étalement R ne peut être influencé que par le coefficient di-électrique efficace Eeff dans la mesure où les matières magnétiques avec un coefficient tr> 1 supérieur à 1 sont exclues pour des raisons pratiques.

Comme le champ électrique de ce conducteur planaire se répartit sensiblement par moitié entre le substrat et l'espace au-dessus du substrat (à l'exception des microbandes conductrices qui ont des composantes sensiblement plus grandes du champ électrique dans le substrat), on a la relation suivante pour le coefficient diélectrique effec- tif Eeff Eeff: = O,5(Er, Substrat + Er, Couche de recouvrement) Ainsi on peut n'influencer que faiblement le coefficient diélectrique effi- cace Eeff par la géométrie de la ligne.

Un conducteur avec une structure dite d'onde lente est celle dont la vitesse d'étalement v = w/(3 est petite par rapport à la vitesse dans une ligne classique dans les mêmes conditions ou limites (dimension, couche de recouvrement, fréquence, métallisation, matière du substrat ou caractère ou signe analogue).

A cet effet, on réalise habituellement des revêtements efficaces de lignes avec des structures macroscopiques et une plus petite par rapport aux longueurs d'onde ou dont la distance respective est fai- ble par rapport à la longueur d'onde. Pour cette raison, ces structures macroscopiques sont également appelées structures ondes faibles, ré- parties (cette notion permet de se délimiter par rapport à une structure à ligne chargée par des tronçons appelée en abrégé structure SLL qui sera décrite ultérieurement.

Dans ce contexte, on peut influencer la vitesse d'étalement o/ R à l'aide de deux principes (i) et (ii) explicités à la figure 6A et à la figure 6B: (i) selon la figure 6A, la ligne coplanaire (20k) présente de courts morceaux de ligne 28h, 28n avec une alternance d'impédance élevée et d'impédance faible; la longueur respective des morceaux de li- gnes 28h, 28n est inférieure à la longueur d'onde; un morceau de ligne 28h d'impédance élevée génère avant tout le revêtement in- ductif (longitudinale) L' efficace; un morceau de ligne 28n à faible impédance génère avant tout le revêtement capacitif (transversal) effectif C' ; selon la figure 6A, on a représenté la structure onde lente formée par la ligne coplanaire 20k avec une alternance de segments 28h d'impédance de ligne élevée et de segments 28n d'impédance de ligne faible.

ii) Selon la figure 6B, on forme le revêtement d'inductance (longitudinal) L', avec une ligne classique (microbarde conductrice 20m) et le revêtement capacitif (transversal) C' est augmenté à l'aide de tronçons de lignes 26 et/ou par des capacités discrètes avec des intervalles périodiques inférieurs à la longueur d'onde, Pour créer l'impédance de ligne Z requise, on utilise ici une ligne classique 20 habituellement fortement ohmique c'est-à-dire plus inductive que l'impédance de ligne requise; selon la figure 6B, dans cette structure d'onde lente avec des microbandes conductrices 20m, étroite, fortement ohmiques et avec de courts tronçons 26 à vide partant de ces microbandes conductrices 20m, on réalise le revêtement capacitif supplémentaire C'.

Le passage entre les deux principes (i) et (ii) est continu et se définit moins par des données physiques (un morceau de ligne 20n élargi, plus court, peut être également interprété comme un tronçon de ligne 26 court et large), mais surtout par des arguments plus pratiques pour la géométrie respective et pour le calcul.

A la place de lignes à vide, on peut également utiliser des lignes dont l'extrémité est court-circuitée. En variante ou en complément, on peut également utiliser des éléments plus discrets tels que des inductances capacités ou des morceaux de conducteur inductif ou ca- pacitif, comme pour les commutateurs déphaseurs microélectromécaniques (MEMS). Pour cela on se reportera par exemple aux pages 72 - 81 du document G.M. Rebeiz, G.-J. Tan, J.S. Hayden: RF MEMS Phase Shifters: Design and Applications , IEE Microwave Magazine, Juin 2002.

Des exemples de structures à onde lente se trouvent dans l'état de la technique, dans les documents suivants: - Le document US 6 242 992 B1 décrit un résonateur avec une ligne coplanaire munie de fentes avec des doigts interdigités partant alternativement de bandes de signal et de bandes de masse (voir éga- lement à cet effet la figure 6A). La structure à onde lente élimine les modes supérieurs du résonateur ou décalent ces modes supérieurs du résonateur vers les fréquences élevées. Cette structure suit le principe (i) c'est-à-dire que dans une ligne coplanaire classique, la fente comporte des capacités formées par des doigts interdigités.

- Le document US 6 313 716 B1 décrit une ligne de retard pour onde lente avec une structure en méandre; les morceaux de conducteur de cette ligne présentent en alternance une impédance haute et une impédance basse (voir le principe (i) décrit ci-dessus).

- Le document WO 91/19329 Al décrit une micro bande conductrice to de type onde lente, ayant des ponts alternant avec des capacités MIM (métal isolant métal) (voir le principe (ii) énoncé ci-dessus).

On connaît également des structures SLL et des clphaseurs à charge de ligne ( loaded line ), répartis ( distributed ) avec des commutateurs MEM, par exemple aux pages 72 à 81 du document G.M. Rebeiz, G.-J. Tan, J. S. Hayden: RF MEMS Phase Shifters: Design and Applications , IEEE Microwave Magazine, Juin 2002. Ces structures correspondent au principe des structures onde lente ( slow wave ).

Les déphaseurs SLL ou structures SLL sont décrits dans le document R.E. Collin, Foundations for Microwave Engineering , 2ème édition, Mc GrawHill International Editions, New York 1992, aux pages 411 et suivantes et ils sont également décrits dans le document S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991 aux pages 408 et suivantes. La fonction de ces déphaseurs repose sur le branchement ou la commutation de deux réactances séries ou de deux réactances parallèles (c'est-à-dire des shunts ) ayant un certain nombre correspondant environ un quart de longueur d'onde.

Les réactances parallèles sont ici formées généralement par des lignes (encore appelées goujons) terminées à leur extrémité par un court-circuit ou par une ouverture (de ralenti). Et de même, on peut également utiliser des inductances discrètes ou des capacités discrètes ou encore des combinaisons de ligne et de réactance discrète.

La conception d'un déphaseur SLL se fait habituellement en appliquant les principes (i) et/ou (ii) correspondant ci-après à la fi- gure 7A pour le premier principe ou le premier type et à la figure 7B pour le second principe ou second type. Le détail des calculs se trouve aux pages 411 et suivantes du document R.E. Collin, Foundations for Microwave Engineering , 2ème édition, Mc Graw-Hill International Edi- tions, New York 1992 et également aux pages 408 et suivantes du document S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991.

(i) Branchement de réactance sur la ligne pour un second état de phase, c'est-à-dire branchement de deux susceptances jB à l'intervalle 0; Dans un premier état de phase, les réactances sont séparées de la ligne; ce principe est représenté à la figure 7A pour une susceptance jB selon un branchement parallèle.

La distance 0 et l'amplitude B des susceptances jB ne peuvent se choisir pour réaliser le déphasage souhaité et adapter de manière idéale à la fois le premier état de phase et le second état de phase. En pratique, on arrive à des déphasages caractéristiques de 45 et le cas échéant on peut atteindre jusqu'à 90 .

(ii) Commutation entre deux réactances de même amplitude et de signes algébriques différents pour les deux états de phase; cela signifie que l'on commute entre les susceptances +jB et -jB à la distance 274: la distance des deux réactances représente un quart de la longueur d'onde À, de la ligne. Les réflexions des deux réactances ne se compensent que pratiquement, contrairement au principe i; ce principe est illustré à la figure 7B pour les susceptances +jB, -jB branchées en parallèle. Le déphasage souhaité est prédéfini par l'amplitude des susceptances +jB, -jB et pas du fait de la mauvaise adaptation, cette solution se limite à des va-leurs faibles pour le principe (i) ; en pratique on atteint des déphasages caractéristiques de 22,5 .

Partant des inconvénients et des défauts de l'état de la technique exposée ci-dessus, la présente invention a pour but de développer un dispositif et un procédé du type défini ci-dessus pour appliquer également les avantages d'une structure d' onde lente à des déphaseurs à commande mécanique.

Exposés et avantages de l'invention A cet effet, l'invention concerne un dispositif et un procé- dé définis ci-dessus caractérisés en ce qu'on règle le déphasage 4cp en modifiant le coefficient diélectrique efficace, notamment les coefficients 5 d'étalement (3 à la ligne par: - des morceaux de ligne partant de la ligne, notamment dont les extrémités respectives sont à vide et/ou sont court-circuitées et/ou par des tronçons de lignes partant de la ligne et/ou une alternance de segments de lignes de forte impédance et de seg-10 ments de lignes de faible impédance et/ou des éléments discrets tels que des inductances, capacités ou des ponts conducteurs capacitifs ou inductifs et/ou notamment des réactances séries et/ou parallèles discrètes et/ou notamment des susceptances jB séries et/ou parallèles discrètes 15 et/ou notamment des revêtements conducteurs efficaces (C', L') tels que des revêtements capacitifs (C'), par exemple des revêtements capacitifs transversaux et/ou des revêtements inductifs (L'), par exemple des revêtements inductifs longitudinaux.

L'invention concerne également un procédé d'application définie ci-dessus caractérisé en ce qu' on règle le déphasage 49 en modifiant le coefficient diélectrique efficace (Eeff), notamment le coefficient d'étalement R de la ligne, par des morceaux de lignes partant de la ligne, notamment à vide et/ou notamment avec des extrémités respectives court- circuitées, et/ou à l'aide de tronçons partant de la ligne, et/ou par une alternance de segments de lignes de forte impédance et de segment de lignes de faible impédance, et/ou - par des éléments discrets tels que les inductances, capacités ou ponts conducteurs inductifs ou capacitifs, et/ou par notamment des réactances séries et/ou parallèles discrètes, et/ou à l'aide d'au moins des susceptances (jB) séries et/ou parallèles dis- 35 crètes, et/ou à l'aide notamment de revêtements conducteurs efficaces (C', L') et L' tels que des revêtements capacitifs (C'), par exemple des revêtements capacitifs transversaux et/ou des revêtements inductifs (L'), par exemple des revêtements inductifs longitudinaux.

Ainsi l'invention utilise ou applique une structure à onde lente ou une structure SLL (qui constitue également une structure à onde lente ) pour des déphaseurs dans un déphaseur à commande mécanique, c'est-à-dire que la base de la présente invention est un déphaseur mécanique avec une structure planaire onde lente lo ainsi qu'un procédé de mise en oeuvre d'un tel déphaseur.

Selon un développement particulièrement intéressant du dispositif et du procédé selon l'invention, on peut influencer mécaniquement le déphaseur par - par la variation de la distance et/ou - la variation de la position latérale - d'un ou plusieurs éléments à constante diélectrique en option très différente, en particulier les capuchons - ou plaques diélectriques électriques, et/ou - des éléments conducteurs, en particulier des capuchons conduc-20 teurs ou des plaques conductrices, - que l'on réalise sur toute la structure du déphaseur ou seulement des parties de cette structure, par exemple seulement sur les goujons (stub).

Les avantages de l'invention résident non seulement dans les applications intéressantes, particulièrement pour les radars d'automobile, mais également dans une course de phase, relativement grande rapportée à la longueur du déphaseur pour une structure d' onde lente en comparaison avec les déphaseurs à commande mécanique travaillant, par exemple, selon le principe de la charge diélectri- que d'une ligne planaire. En même temps, on réalise également de façon simple la structure planaire d' onde lente .

Un autre avantage de l'invention est que le déphaseur mécanique équipé d'une structure planaire d' onde lente a un comportement qui, en bonne approximation, correspond à celui d'un retard en temps réel , c'est-àdire d'une antenne groupée commandée en phase rayonnent tous les composants de fréquence, des signaux de bande large par exemple celle d'un radar impulsionnel à bande ultra large UWB, émettant dans la même direction.

Le présent déphaseur mécanique réalisé avec une struc- turc à onde lente , peut arriver dans les domaines d'applications sui- vantes donnés comme des exemples essentiels de l'invention.

(i) Basculement sur des antennes groupées est commandé en phase, par exemple, dans un radar d'automobile balayant en angle avec basculement du faisceau par le déphaseur mécanique: dans ce cas, le déphaseur onde lente remplace la structure de guide d'onde diélectrique compliquée etpour cette raison relativement coûteuse, dans une antenne à lobe basculant et selon le document WO 00/54368/Al (figure 5).

La phase sur une structure planaire onde lente , se commande aussi précisément que celle du guide d'onde diélectrique, mais la structure à onde lente est beaucoup plus simple et plus économique à fabriquer (procédé de gravure classique sur un substrat microonde, substrat en téflon long mais économique).

(ii) Réglage de l'angle d'élévation du lobe de l'antenne radar par un capuchon ou un radom: La structure onde lente permet ici le déphasage requis dans une liaison directe entre les éléments d'étiquettes (figures 3A, 3B) sans nécessité de lignes de contournement très difficiles à loger dans la place disponible entre l'alimentation des éléments de l'antenne et susceptible d'entraîner des pertes supplémentaire. Pour l'application à un radar à faible portée (radar SR), une structure onde lente selon la figure 7B convient tout particulièrement car une telle structure à onde lente offre une largeur de bande particulièrement importante. On se reportera à la page 410 du do- cument S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991.

(iii) Modification de la largeur du lobe d'émission par une antenne alimentée de manière symétrique en phase (figure 2C). Pour cela on retarde les signaux des éléments extérieurs de l'antenne par un déphaseur onde lente commandé mécaniquement: pour tous les déphaseurs, on utilise la même action mécanique, par exemple en relevant ou abaissant une plaque diélectrique sur le réseau d'alimentation correspondant au déphaseur onde lente . Ainsi il suffit d'un seul actionneur mécanique ou d'une grandeur de réglage.

La présente invention concerne en outre un dispositif d'émission pour émettre et/ou recevoir un rayonnement électromagné- tique notamment un rayonnement électromagnétique radar HF (rayonnement haute fréquence) d'un dispositif tel que défini ci-dessus avec un déphaseur en particulier mécanique onde lente et/ou notamment sous forme de déphaseur mécanique SLL.

La présente invention concerne également l'application d'au moins un dispositif tel que défini ci-dessus et/ou d'un dispositif d'émission du type défini ci-dessus et/ou d'un procédé du type défini ci-dessus dans le domaine automobile, notamment dans le domaine des capteurs de l'environnement d'un véhicule pour, par exemple, mesurer et déterminer la position angulaire d'au moins un objet caractéristique dans le cadre d'une détection précollision pour déclencher un coussin gonflable d'un véhicule automobile.

Par des capteurs, en particulier des capteurs radars, on peut déterminer si une collision est à craindre avec l'objet détecté, par exemple avec un autre véhicule. Si l'on arrive à la collision, on déter- mine en outre la vitesse de celle-ci et le point d'impact pour la collision.

Connaissant ces données, on peut gagner des millisecondes salvatrices pour le conducteur du véhicule car les mesures préparatoires peuvent être effectuées, par exemple, pour commander le coussin gonflable ou tendre la ceinture.

D'autres domaines d'applications du dispositif et du pro-cédé selon la présente invention sont celles des systèmes d'assistance aux manoeuvres de rangement, celles de la détection d'un angle mort ou de la surveillance d'un angle mort ou encore le système marche/arrêt, comme extension d'une installation existante pour la régulation auto- matique adaptative de la vitesse de déplacement ainsi que celle d'un système de commande adaptative de vitesse de croisière (système de régulation de vitesse adaptative).

Ainsi selon la présente invention, on peut utiliser le système de déphasage mécanique avec une structure planaire onde lente , dans le domaine des radars à longue portée, mais aussi dans les systèmes de régulation adaptative de la vitesse, par exemple des systèmes de troisième génération et aussi dans le domaine des radars à courte portée.

Dans ce contexte, l'expression radar longue portée dé- signe de manière générale un radar à longue portée pour des fonctions à distance, utilisées de manière caractéristique pour une fréquence de 77 GHz pour les fonctions de contrôle adaptatif de la vitesse ou régulation adaptative de la vitesse.

En principe, le système de radar à courte portée avec la structure onde lente , planaire selon la présente invention et/ ou la structure SLL qui constitue située également une structure onde lente sur la présente invention peut également s'utiliser, s'il est par exemple nécessaire de régler de manière précise un angle d'élévation.

Cela s'applique également de façon plus importante aux générations futures de radars à courte portée si: - notamment du côté de l'entrée, on veut avoir un plus fort regroupe-ment des faisceaux en élévation, en liaison avec une augmentation de la portée ou, en particulier à des réseaux d'antenne plus grands et ainsi plus for- tement regroupés du côté de l'émission pour diminuer d'autant les lobes accessoires.

Dans ce contexte, on interprétera l'expression radar courte portée de manière générale comme un radar de courte portée pour des fonctions de proximité car d'une manière caractéristique, on les utilise avec une fréquence de 24 GHz pour les fonctions d'assistance aux manoeuvres de rangement, des fonctions de précollision, servant à déclencher un coussin gonflable.

La structure sur la présente invention peut également s'utiliser dans le cas d'un capteur radar à courte portée dont la direc- tion du lobe d'émission est réglée en élévation par au moins un volet diélectrique et/ou conducteur spécifique au véhicule.

Enfin, il existe un grand nombre d'applications civiles et militaires dans le domaine des radars et celui des communications, voir à cet effet le document N. Fourikis, Advanced Array Systems, Applications and RF Technologies , Academic Press, San Diego, 2001). Dessins La présente invention sera décrite ci-après de manière plus détaillée à l'aide des dessins indexés dans lesquels: - la figure lA est une vue schématique d'un premier montage alimenté en parallèle correspondant à l'état de la technique pour la commande par déphaseur d'une antenne groupée commandée en phase avec un lobe basculant dans une telle dimension.

- la figure lB est une vue partielle d'un second montage alimenté en parallèle correspondant à l'état de la technique pour l'alimentation par le déphaseur de l'antenne de commande d'une antenne groupée commandée en phase ayant un lobe de rayonnement basculant dans une direction alors que dans la seconde dimension, on a des lignes formées de plusieurs éléments d'antenne, formant une antenne groupée et qui sont alimentés en série.

- la figue 2A est une vue schématique d'une première possibilité d'alimentation d'éléments d'antenne sous la forme d'une alimentation série ou d'une alimentation en série selon l'état de la technique. la figure 2B est une vue schématique d'une seconde possibilité d'alimentation d'éléments d'antenne sous la forme d'une alimentation en phase selon l'état de la technique.

- la figure 2C est une vue schématique d'une troisième possibilité d'alimentation d'éléments d'antenne sous la forme d'une alimentation symétrique en phase et en amplitude selon l'état de la techni- que.

- la figure 3A est un schéma partiel d'alimentation en série d'un troisième montage selon l'état de la technique pour commander l'antenne groupée avec un lobe d'émission basculant dans une dimension, par le déphaseur selon l'invention.

- la figure 3B inclut une vue schématique partielle d'un quatrième montage alimenté en série correspondant à l'état de la technique pour commander une antenne groupée commandée en phase par l'intermédiaire d'un déphaseur et ayant un lobe basculant dans une dimension, les lignes correspondant à la seconde division étant formées de plusieurs éléments d'antenne formant l'antenne groupée et qui sont alimentés en série.

- la figure 4A est une section (partie supérieure de la figure) et une vue de dessus (partie inférieure de la figure) d'un premier dispositif selon l'état de la technique dont le montage du conducteur planaire est réalisé sous la forme d'un conducteur coplanaire.

- la figure 4B est une vue en coupe (partie supérieure de la figure) et une vue de dessus (partie inférieure de la figure) un second dispositif selon l'état de la technique dont le conducteur planaire est en forme de micro bande conductrice.

- la figure 4C est une vue en coupe (partie supérieure de la figure) et une vue de dessus (partie inférieure de la figure), un troisième dispositif selon l'état de la technique, dont le conducteur planaire est réalisé sous la forme d'un conducteur divisé.

la figure 5 est une vue en perspective d'un quatrième dispositif selon l'état de la technique ( document WO 00/54368 Al) sous la forme d'une antenne de balayage à déphasage mécanique commandé par charge diélectrique d'un guide d'onde diélectrique avec un élément mécanique.

- la figure 6A est une vue en coupe (partie supérieure de la figure) et une vue de dessus (partie inférieure de la figure), d'un cinquième mode de réalisation selon l'état de la technique, dont le conducteur est un conducteur coplanaire avec une alternance de segments conducteurs de forte impédance et de segments conducteurs de faible impédance.

la figure 6B est une vue en coupe (partie supérieure de la figure) et une vue de dessus (partie inférieure de la figure) d'un sixième mode de réalisation correspondant à l'état de la technique et dont le conducteur planaire est une microbande conductrice avec de courts tronçons à vide, créant un revêtement capacitif supplémentaire.

- la figure 7A est une vue schématique d'u premier montage d'un déphaseur SLL selon l'état de la technique.

- la figure 7B est une vue schématique d'un second montage d'un déphaseur SLL selon l'état de la technique.

- la figure 8A est une vue en perspective d'un premier exemple de réalisation du dispositif selon l'invention avec modification de la distance entre une plaque diélectrique (plaque conductrice notamment métallique) par rapport au substrat microonde et/ou une variation de position latérale de la plaque diélectrique (ou plaque conductrice notamment métallique) par rapport au substrat d'un microonde.

- la figure 8B est une vue en perspective d'un second exemple de réalisation du dispositif selon l'invention avec variation de la distance d'une plaque diélectrique (ou plaque conductrice, notamment plaque métallique) par rapport au substrat microonde et/ou un changement de position latérale de la plaque diélectrique (ou plaque conductrice, notamment métallique) par rapport au substrat microonde.

la figure 9A est une vue schématique de la présente invention pour le déphasage d'un déphaseur onde lente , mécanique avec des lignes en mode TEM (lignes électromagnétiques transversales) génériques dans un premier état de phase (la couche de recouvrement génère un premier coefficient diélectrique efficace EA.

- la figure 9B montre une vue schématique de la présente invention pour le déphasage à l'aide d'un déphaseur onde lente mécanique, avec des lignes TEM (lignes électromagnétiques transversales) géné- riques, dans un second état de phase (la couche de recouvrement modifiée génère un second coefficient diélectrique efficace 8A et influence les impédances de ligne ligne).

- la figure 10A est une vue schématique d'un modèle de simulation ADS selon la présente invention.

- la figure 10B est un graphique en deux dimensions donnant la fréquence mesurée en GHz, les résultats de la simulation étant mesurés en décibels pour le modèle de simulation ADS de la figure 10A.

- la figure 10C est une représentation graphique en deux dimensions de l'excursion de phase représentée en fonction de la fréquence me- surée en GHz selon les résultats de la simulation de la figure 10B du modèle de simulation ADS selon la figure 10A.

- la figure 11A est un schéma de principe d'un troisième exemple de réalisation du dispositif en forme de déphaseur mécanique SLL selon la présente invention, dans un premier état de phase (la couche de recouvrement génère un premier coefficient diélectrique efficace si).

- la figure 11B est un schéma de principe du dispositif en forme de déphaseur mécanique SLL de la figure 11A dans un second état de phase (la couche de recouvrement modifiée génère un second coefficient diélectrique efficace s2 et influence les impédances de ligne). la figure 12A est une vue schématique d'un modèle de simulation ADS selon la présente invention pour un déphaseur mécanique SLL selon les figures 11A, 11B.

la figure 12B est une représentation graphique en deux dimensions des résultats de simulation ADS de la figure 12 mesurée en décibels et rapportés à la fréquence mesurée en GHz.

la figure 12C est une représentation graphique en deux dimensions des résultats de simulation du modèle de simulation ADS de la figure 12A, mesurés en décibels et prévue en complément de la figure 12B, les abscisses correspondant à la fréquence mesurée en GHz.

- la figure 12D est un graphique en deux dimensions représentant l'excursion de phase mesurée en fonction de la fréquence en GHz, pour des résultats de simulation du modèle de simulation ADS don-nés aux figures 12A, 12C correspondant au modèle de la figure 12A.

- la figure 13A est un schéma de principe d'un quatrième mode de réalisation d'un pré-dispositif équipé d'un déphaseur mécanique SLL selon la présente invention, dans un premier état de phase (la couche de recouvrement génère une seconde constante diélectrique efficace El).

- la figure 13B est un schéma de principe du dispositif en forme de déphaseur mécanique SLL de la figure 13A dans un second état de phase (la couche de recouvrement modifiée génère une seconde constante diélectrique efficace s2 et influence les impédances de ligne).

- la figure 14A est un schéma de principe d'un cinquième exemple de réalisation d'un dispositif en forme de déphaseur mécanique SLL selon la présente invention, dans un premier état de phase (la couche de recouvrement génère une première constante diélectrique effi- cace El).

- la figure 14B est un schéma de principe du dispositif de la figure 14A en forme de déphaseur mécanique SLL selon la figure 14 dans un second état de phase (la couche de recouvrement modifiée génère un second coefficient diélectrique efficace E2 et influence les impédances de lignes).

- la figure 15A est une vue schématique d'un modèle d'optimisation selon la présente invention pour le déphaseur mécanique SLL des figures 14A, 14B.

- la figure 15B est une représentation graphique en deux dimensions donnant les résultats de simulation du modèle optimum de la figure 15A, mesurés en décibels et représentés en fonction de la fréquence mesurée en GHz.

- la figure 15C est une représentation graphique en deux dimensions donnant les résultats de simulation du modèle d'optimisation de la figure 15A, mesurés en décibels en complément de la figure 15B, les abscisses correspondant à la fréquence mesurée en GHz.

- la figure 15D montre un graphique en deux dimensions de l'excursion de phase en fonction de la fréquence mesurée en GHz selon les résultats de simulation des figures 15B, 15C du modèle optimisé de la figure 15A.

- la figure 15E est un graphique en deux dimensions de l'erreur de phase représentée en fonction de la fréquence mesurée en GHz selon les résultats de simulation des figures 15B, 15C, 15D pour les modèles optimisés de la figure 15A.

- la figure 16 est une vue en perspective d'un exemple de réalisation d'une antenne groupée selon la présente invention avec des déphaseurs mécaniques à onde lente entre les éléments d'antenne selon la présente invention.

- la figure 17 est un graphique en deux dimensions (le diagramme 35 d'antenne en élévation) représentant la directivité en élévation mesu- rée en décibels par rapport à l'angle de déviation du lobe mesuré en degrés, pour le modèle de simulation de la figure 16 avec une plaque diélectrique pour différentes distances (0 micron, 20 microns, 100 microns, 300 microns, 600 microns) par rapport aux réseaux d'alimentation.

Dans la description suivante des figures 1-17, on utilisera les mêmes références pour désigner des éléments et des moyens analogues ou identiques

Description de modes de réalisation de l'invention

On décrira ainsi à titre d'exemple un dispositif radar 100 selon la présente invention destiné à la zone proche (faible portée) ainsi que le procédé correspondant pour la saisie, la détection et/ ou l'exploitation d'un ou plusieurs objets, à titre d'exemple; en principe toutes les combinaisons du principe d' onde lente ou du principe SLL (correspondant également à une structure d' onde lente ). Sont possi- bles tous les concepts d'un déphaseur à commande mécanique.

Dans ce contexte, le dispositif dysfonctionnant comme un déphaseur mécanique avec une structure planaire d' onde lente qui peut être utilisé selon l'invention pour émettre et/ou recevoir un rayon- nement radar électromagnétique HF (rayonnement radar haute fré- quence).

Pour cela, le dispositif 100 comporte une couche de substrat en particulier un substrat microonde 10 ayant une constante diélectrique El. La face inférieure 10u du substrat 10 porte une couche métallisée 12 (voir figure 6B: explication concernant l'état de la technique; voir figure 8A: premier exemple de réalisation du dispositif 100 selon l'invention; voir figure 8B: second exemple de réalisation du dis-positif 100 selon l'invention).

Sur la face supérieure l0o du substrat 10, on a un ré- seau d'alimentation de forme planaire constitué par une ou plusieurs lignes conductrices 20; à titre d'exemple, à la figure 6A (réalisation selon l'état de la technique) et à la figure 8A (premier exemple de réalisation d'un déphaseur mécanique 100 avec une structure planaire onde lente selon la présente invention) et à la figure 8B (second exemple de réalisation d'un déphaseur mécanique 100 avec une structure planaire onde lente selon la présente invention) sont représentés avec chaque fois une microbande conductrice 20m.

Dans ces conditions, la ligne (microbande conductrice 20m) selon la figure 8A comporte de courts tronçons de lignes 28h, 28n avec en alternance une impédance élevée, une impédance basse; la longueur respective des tronçons de conduite 28h, 28n est inférieure à la longueur d'onde de la ligne; un tronçon de conduite 28h d'impédance élevée génère avant tout le revêtement inductif (longitudinal) efficace L' ; un tronçon de conducteur 28n à faible impédance génère avant tout le revêtement capacitif transversal effectif C'.

Cela apparaît à la figure 8A dans laquelle la structure planaire à onde lente à la technologie des microbandes comporte une alternance de segments 28h d'impédance de lignes élevée et des segments 28n d'impédance de lignes faibles.

Selon la figure 8B, on réalise le revêtement inductif (longitudinal) L' par une ligne classique (= microbande conductrice 20m) et le revêtement capacitif transversal C' est augmenté par des tronçons de lignes 26 partant de cette ligne planaire 28n et/ou par des capacités discrètes avec des intervalles périodiques inférieurs à la longueur d'onde. Pour obtenir l'impédance de ligne Z requise, il faut une ligne 20 classique habituellement fortement ohmique, c'est-à-dire plus nductive que l'impédance de ligne requise.

Cela apparaît à la figure 8B dans laquelle la structure planaire onde lente est représentée sous la forme d'un déphaseur SLL 25 en technique de microbande.

Le passage entre le principe de la figure 8A et celui de la figure 8B est continu et se définit moins par des données physiques (un tronçon de conducteur court et élargi 28n peut également être interprété comme un tronçon court et large 26), mais surtout par une argu- mentation et un calcul plus pratique du point de vue géométrique.

Le réseau conducteur planaire 20 peut aller à plusieurs éléments d'antenne de rayonnement 32, 34, 36, 38 (voir figures 2A, 2B, 2C: des explications selon l'état de la technique) également appliqués sur la platine en forme de substrat HF10 (platine haute fréquence) et non représentés de manière explicite à la figure 8A et à la figure 8B pour des raisons de clarté de la représentation.

L'alimentation de ces éléments rayonnants ou éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 peut se faire de différentes manières comme par exemple une alimentation série 22s (voir figures 2A, 3A, 3B: explication selon l'état de la technique). Dans ce cas, pour une telle alimentation série 22s, on a un couplage direct ou capacitif du réseau d'alimentation sur la face supérieure l0o du substrat 10.

En variante d'un tel couplage direct ou capacitif du ré- seau d'alimentation sur la face supérieure l0o du substrat 10, on peut également avoir une alimentation série 22s à partir de la face inférieure l0u du substrat 10 par couplage électromagnétique du réseau d'alimentation à chaque fois par une fente 32s, 34s, 36s, 38s (voir à cet effet la figure 16).

En variante d'un tel couplage électromagnétique du ré-seau d'alimentation à partir de la face inférieure 10u du substrat 10, on peut avoir une alimentation série 22s également à partir du côté inférieur 10u du substrat 10 chaque fois par une traversée électrique 32d, 34d, 36d, 38d.

Un procédé d'alimentation série 22s en variante ou en complément du procédé d'alimentation des éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 et l'alimentation en phase 22g (alimentation groupée; voir figure 2B: explication correspondante à l'état de la technique).

Un autre procédé d'alimentation des éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 par rapport au procédé d'alimentation série 22s et/ou en complément du procédé d'alimentation en phase 22g, est l'alimentation symétrique en phase et en amplitude 22p (voir figure 2C: explication correspondant à l'état de la technique).

Comme le montre la vue de la figure 8A (premier exemple de réalisation) et la vue de la figure 8B (second exemple de réalisation), on peut régler selon invention plus de l'angle du lobe en élévation E, le dispositif 100 prévu pour un véhicule en réglant selon l'invention, en désaccordant de manière précise et intentionnelle la ligne HF, planaire de transmission de signal 20.

Cette ligne de signal HF 20, planaire, désaccordée de manière intentionnelle et précise et l'action intentionnelle et précise sur la différence de phase Acp entre les éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 ainsi que le diagramme d'antenne résultant se fait dans un premier exemple de réalisation de l'invention, selon la figure 8A comme dans un second exemple de réalisation de la présente invention selon la figure 8B en modifiant le coefficient diélectrique efficace E eff, c'est-à-dire le coefficient d'extension de la ligne de signal 20 (charge diélectrique).

Pour cela, on peut procéder comme suit: - modifier la distance d'un capuchon ou d'une plaque en matière di- électrique 40 et ayant une constante diélectrique E2>1 au-dessus de la ligne planaire du signal 20 (changement de position du capuchon diélectrique ou de la plaque dans la direction verticale) et/ou - modifier la position relative du capuchon ou de la plaque en matière diélectrique 40 par rapport au substrat microonde 10 en changeant latéralement cette position (changement de position du capuchon di- électrique ou de la plaque dans la direction horizontale).

Pour le résultat, en augmentant le coefficient diélectrique E, de la matière diélectrique 40 au-dessus de la ligne 20, on augmente le coefficient d'étalement de la ligne 20 et ainsi la différence de phase Acp entre deux éléments rayonnants 32, 34 ou 34, 36 ou 36, 38.

L'élément principal de la présente invention réside dans le déphaseur 100 à structure répartie onde lente et muni de lignes planaires génériques TEM (ligne électromagnétique transversale). Aussi bien que l'on décrira ci-après le principe de fonctionnement du déphaseur onde lente à l'aide d'une construction avec des lignes planaires génériques TEM selon la figure 9A et de façon détaillée sur la figure 9B, ainsi que des alternatives possibles de la solution selon la présente invention.

Au-dessus d'une ligne d'impédance Zo supérieure à l'impédance du système Z1, à la distance 8 = cl/2,.o avec 2 .0 <<2\., on a un grand nombre de tronçons de lignes avec une extrémité à vide qui constitue la structure onde lente , distribuée. La longueur totale du déphaseur est égale à L".

Pour les lignes, on a les relations suivantes: E1: _ O,55(Er, Substrat + Er, Couche de recouvrement) et 131 = L) (Lo'Co')1/2 = w (1-t00E1)1/2 E2: _ O,55(Er,Substrat + Er, Couche de recouvrement) et 131 = (0 (Lo'Co2')1/2 = W ( 00E2)1/2 L'impédance et la longueur des tronçons se règlent pour que dans le premier état de phase (sans couche de recouvrement ou avec une couche de recouvrement d'une première matière et/ou une couche de recouvrement dans la première position), l'impédance de ligne résultante Zo est égale à l'impédance de ligne systématique Z1. Ainsi on a, le cas échéant, également une distance finie entre la couche de recouvrement et/ou les couches multiples de la couche de recouvre- ment sous la forme d'un coefficient diélectrique efficace Er, r, couche de recouvrement.

Les susceptances des tronçons de lignes sont prises en compte dans ce contexte simplement comme revêtement capacitif supplémentaire Csl' de sorte que dans le premier état de phase, on a: - l'impédance de ligne résultante: Zo = (Lo' + Co') 1/2 - pour l'impédance de ligne systématique: Zi = [(Lo' / (Co' + Cs]')] Dans ces relations on a: Cs1' = (110E0)1/2 (27cZs2 5))-1 tan ([31 Ls) et (3eff:,1 = w [(L0' (Co' + Csi')] Dans le second état de phase (avec une couche de re- couvrement dans une seconde matière et/ou une couche de recouvre-ment dans la seconde position de sorte que le second coefficient diélectrique efficace 2 soit supérieur au premier coefficient diélectrique efficace El), on obtient une impédance de ligne systématique: Z2 = [(Lo' / (CO2' + Cs2')] 'i2 avec: C,2' _ (110E0)1/2 (27tZs2 S))-1 tan (R2 L5) f eff:,2 = GJ [(Lo' (CO2' + Cs2')] CO2' Co' s2/El Zr_ = Zs (E, /E2) On suppose que le revêtement inductif Lo' de la ligne ne varie pas en fonction de la couche de recouvrement. Le revêtement capacitif Co' est proportionnel au coefficient diélectrique efficace.

Pour l'excursion de phase, ocp rapportée à la longueur L" du déphaseur, on a la relation suivante: E2 + Zo-\/E2 tan 3 L5 - el + Zo 1 tan pl Ls.

27rZ s 8 2zrZs S agp _ 27r L' i /eff 2.l o Pour la variation des rapports Z2/Zi d'impédance de ligne, on a la relation: Z2 = + ZoVE1 tan 31 L.s / E2 + Zo V z t tan P2 Ls Z1 2rZ,8 276Zy[S La comparaison de l'excursion de phase A p /L" du dé- phaseur et de la relation donnée ci-dessus: Acp/L" = (2n/2 o) (E21/2 - S11/2) pour le principe de la charge diélectrique permet de constater qu'avec le déphaseur on atteint des valeurs beaucoup plus grandes dans la me-sure où la fonction tangente tan ne se trouve pas dans la plage linéaire; l'argument 02Ls doit se situer dans la plage suivante: it/4 < (32L < 7t/2.

Dans la plage linéaire de la fonction tangente dans laquelle la tan X est sensiblement égale à x, on obtient pour excursion de phase Acp parlongueur du déphaseur, aucun avantage par rapport à l'excursion de phase Acp par longueur pour la charge diélectrique. En augmentant l'excursion de phase, on augmente la variation de l'impédance de ligne.

La figure 10A montre un modèle ADS (modèle de système de conception avancé) ; la figure 10B montre les résultats de la simulation d'un déphaseur onde lente , distribué pour un déphasage de 45 et une fréquence de 76,5 GHz. Pour la matière du substrat et la couche de recouvrement, on prend Ro 3003 avec une constante diélectrique s=3.

Pour la dérivation des équations des figures 9A et 9B, on suppose que la couche diélectrique couvre toute la structure, c'est-à-dire également la ligne longitudinale L" dont l'impédance 0 et le coefficient d'étalement 131 varie en fonction de l'impédance Z02 ou le coeffi- cient d'étalement (32; mais on peut avoir également avoir des structures dans lesquelles seuls les tronçons de ligne sont influencés par la couche de recouvrement.

Si les structures influençant le coefficient d'étalement (3 par exemple, les tronçons de lignes occasionnent des variations suffi- samment petites du revêtement capacitif C' et se trouvent à une dis-tance suffisamment faible, on arrive à des déphaseurs à bande très large.

Les tronçons de lignes de la structure de la figure 10A sont écartés les uns des autres pour que l'hypothèse consistant à con- sidérer que les tronçons de lignes sont simplement une variation du revêtement capacitif C', mais justifié que dans une certaine mesure et l'adaptation de la structure n'atteint pas les valeurs théoriquement possibles. Pour cela, il faut diminuer encore plus la distance entre les tron- çons; toutefois, on atteint alors les limites de faisabilité si la largeur requise pour le conducteur n'autorise pas une distance faible correspondante.

La conception d'un troisième exemple de réalisation d'un dispositif 100 selon 1' invention (premier exemple de réalisation d'un dé- phaseur mécanique 100 avec une structure SLL; voir figure 11A et figure 11B: branchement des réactants sur la ligne pour un second état de phase), c'est-à-dire branchement de deux susceptances jB à la dis-tance 0, sur une ligne d'impédance Zo égale à l'impédance de ligne systématique Zi, on a deux tronçons de court-circuit à distance L longitudinale; en principe on peut également utiliser des lignes de marche à vide (tronçons de marche à vide) ou des combinaisons de tronçons avec des éléments discrets.

La longueur des tronçons est un quart de longueur d'onde de ligne 2,1 pour le premier état de phase (sans couche de recou- vrement ou avec une couche de recouvrement d'une première matière et/ou une couche de recouvrement dans une première position) de sorte que le signal sur la ligne n'est plus influencé par les tronçons du premier état de phase.

Dans le second état de phase (avec une couche de recou- vrement de la seconde matière et/ou une couche de recouvrement dans la seconde position de sorte que le second coefficient diélectrique efficace E2 soit supérieur au premier coefficient diélectrique efficace El) alors la longueur efficace du tronçon se raccourcit, de même que sa distance électrique.

Par l'impédance Zs2 des tronçons et la distance entre les tronçons, on peut optimiser l'adaptation et l'excursion de phase du déphaseur mécanique 100.

Les autres degrés de liberté sont le coefficient diélectrique et la distance par rapport à la couche de recouvrement (figure 11A, fi-35 gure 11B, figure 13A, figure 13B, figure 14A, figure 15B: on suppose toujours dans ces figures que la couche de recouvrement couvre l'ensemble de la structure du déphaseur mécanique 100; de la même manière, on peut également envisager des structures dans lesquelles seuls les tronçons sont influencés par la couche de recouvrement).

Si on suit la remarque page 408 et suivantes du document, recopier S.K. Koul, B. Bhat, Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters Tome 1 et Tome 2, Artech House, Boston, Londres, 1991 et en calculant S21 et en tenant compte des chaînes de matrices que l'impédance de la ligne longitudinale varie avec la couche de recou- vrement dans Z02, après des calculs longs on obtient la distance des tronçons: 0, = /2LLong W -180 +ç P = -arctan tan0,(Zo2 + Z0,2 - Zo2Z022B1) + 2Zo2Z02B 2Z0Z0, (1 - Z02B tan 0, ) On arrive ainsi au déphasage: A0 = 02 + ,B, L,,,,,g En présence de la couche de recouvrement, les tronçons sont décrits par leur acceptance jB à l'entrée d'un tronçon. Pour un tronçon de court-circuit et pour la relation des impédances de lignes et du coeffi- cient diélectrique, on a la formule suivante: jB = cot(/3,L,) dans cette formule on a Z,2 = Z, (s, /E2)''2 et Zo2 = Zo (E1 /e2)1/2 Pour les lignes, on utilise de nouveau les mêmes relations 25 que celles qui se trouvent dans le paragraphe 27 en page 2: 1: = O,55(Er, Substrat + Er, Couche de recouvrement) et R1 = CO (Lo'Co') 1/2 = w (p.oEO1)1/2 E2: = 0,S(Er, Substrat + Er, Couche de recouvrement) et (31 = W (Lo'CO2')1/2 = 0J (110E0E2)1/2 Les degrés de liberté pour régler le déphasage sont l'impédance Zs du tronçon et le second coefficient diélectrique efficace 82. La structure dans les deux états de phase est adaptée de manière idéale. La phase d'un signal varie, en bonne approximation, proportionnellement au second coefficient diélectrique efficace E2. Un exemple de 2z 2Z02B(Z02 -Z022 -Z 2Z022B2 _-arctan Z02Zo22B2(2Z0, +Z2oZ022B2 -2Zo2)+ (Z022 Z02)2 La phase dans le premier état de phase est donnée par - (31 LIAng. Pour la phase dans le second état de phase, on a: 8 = arg S g9 et q)>0 réalisation d'un déphaseur mécanique 100 pour 45 avec les mêmes conditions limites qu'aux figures 10A, 10B, 10C est présenté aux figures 12A, 12B, 12C; l'adaptation est idéale pour une fréquence de 76,5 GHz.

La conception d'un quatrième exemple de réalisation d'un dispositif 100 selon la présente invention (second exemple de réalisation d'un déphaseur mécanique 100 avec une structure SLL) est représentée à la figure 13A ainsi qu'à la figure 13B (commutation entre des réactances de même amplitude mais de signal algébrique différent pour les deux états de phase, c'est-à-dire la communication entre les susceptan- lo ces +jB et jB à l'intervalle,/4).

A partir des deux coefficients diélectriques efficaces du premier état de phase et du second état de phase, on calcule une longueur d'onde de ligne moyenne XM (longueur d'onde de ligne 2 M pour un coefficient diélectrique moyen).

La longueur du tronçon et la distance entre les tronçons est fixée à 2 . M/4 c'est-à-dire à un quart de la longueur d'onde moyenne de ligne 234. Ainsi, les tronçons se transforment pour un coefficient di-électrique en une susceptance positive et pour l'autre coefficient diélectrique en une susceptance négative. La distance entre les tronçons se situe dans les deux cas aussi proche que possible d'un quart de la longueur d'onde de la ligne.

Pour régler le déphasage, ils subissent comme degré de liberté, l'impédance Zs du tronçon ainsi que le second coefficient di-électrique efficace E2. L'adaptation de la structure est plus difficile que dans le premier exemple de réalisation d'un déphaseur mécanique 100 avec une structure SLL (voir la figure 11A ainsi que la figure 11B) et il est moins simple d'obtenir des déphasages importants; en pratique, on peut atteindre des déphasages caractéristiques de par exemple 22,5 .

Le principe d'un cinquième exemple de réalisation d'un dispositif 100 selon la présente invention (c'est-à-dire un troisième exemple de réalisation d'un déphaseur mécanique 100 avec une structure générale de SLL) est représenté à la figure 14A ainsi qu'à la figure 14B.

Contrairement à la structure précédente selon les figures 35 11A et 11B et ainsi que contrairement à la structure précédente selon les figures 13A, 13B, pour les longueurs des tronçons ainsi que pour des intervalles entre les tronçons, il n'y aura pas de données prédéfinies.

Les susceptances jBl et jB2 ne sont pas nécessairement de même amplitude et leurs signes algébriques ne sont pas non plus nécessairement différents. La conception de ce déphaseur mécanique général SLL peut être optimisée par des programmes de simulation qui contiennent des routines pour une optimisation non linéaire des para-mètres suivants: distance Liong entre les tronçons; - longueur LS du tronçon; - impédance de ligne Zol; impédance Zs du tronçon.

Ces routines se trouvent dans des systèmes ADS.

Un résultat de simulation à titre d'exemple d'un déphaseur mécanique pour 45 représenté à la figure 15A et correspond aux graphiques des figures 15B, 15C, 15D, 15E; on remarque le bon comportement de retard en temps réel dans une plage de fréquence étendue.

Les déphaseurs mécaniques 100 avec des structures onde lente selon la présente invention conviennent tout particulière-ment également pour influencer l'excursion de phase ou le déphasage du rayonnement émis par les différents éléments d'antenne 32, 34, 36, 38 et/ou le rayonnement électromagnétique reçu où l'angle, notamment l'angle d'élévation, l'émission et/ou la réception du rayonnement électromagnétique et ainsi le diagramme d'antenne d'une antenne radar par un capuchon diélectrique 40 sur le réseau d'alimentation ou par un radom.

La figure 16 montre un modèle de simulation d'un dispo- sitif de rayonnement 200 pour émettre et recevoir un rayonnement électromagnétique, à savoir un rayonnement radar HF, électromagnétique.

Ce dispositif de rayonnement 200 est réalisé comme antenne dans le domaine GHz avec quatre éléments d'étiquettes 32, 34, 35 36, 38 (éléments d'antenne ou éléments rayonnants avec un intervalle à entre eux) sont couplés chaque fois par une fente 32s, 34s, 36s, 38s prévue dans le substrat; avec la microbande conductrice, 20m, on a une épaisseur planaire h. Entre les éléments d'antenne ou de rayonnement 32, 34, 36, 38 selon l'invention, on a des déphaseurs mécaniques onde lente 100 sous la forme du dispositif correspondant à la présente invention: des tronçons de lignes 24 partant de la microbande conductrice 20m, par exemple se terminant à vide ou dont les extrémités respectives sont courtcircuitées.

- par des tronçons 26 partant de la microligne conductrice 20m; - par une alternance: o de tronçons de ligne 28h d'impédance élevée correspondant à un revêtement inductif efficace L', par exemple un revêtement inductif longitudinal efficace et o des tronçons de ligne 28n de faible impédance correspondant à un revêtement capacitif efficace C', par exemple un revêtement capacitif transversal efficace, - par des éléments discrets tels que des inductances, des capacités ou des ponts conducteurs inductifs ou capacitifs; - par des réactances discrètes série et/ou parallèle; - par des susceptances série discrète et/ou parallèle (symbole jB).

La figure 17 montre les résultats de la simulation pour les diagrammes d'antenne en élévation par rapport au dispositif rayonnant 200 de la figure 16. Le paramètre est la distance d'un capuchon diélectrique 40 ayant un coefficient diélectrique efficace c=3 sur le substrat 10. La métallisation est supposée infiniment mince.

Ces résultats permettent de remarquer tout particulière-ment que l'on peut obtenir un basculement du faisceau de 30 (correspondant à un déphasage d'environ 90 entre les éléments d'étiquettes 32, 34, 36, 38) et la longueur du déphaseur onde lente 100 se limite à la distance disponible d'environ 6,5 mm correspondant à environ 2 /2 entres les éléments d'antenne 32, 34, 36, 38.

En résumé, on constate ainsi que le déphaseur mécanique 100 à structure onde lente prévu pour régler un certain dépha-35 sage 4 selon la présente invention, se distingue par rapport au déphaseur mécanique analysé dans le préambule et correspondant à l'état de la technique par une longueur réduite de manière significative, ce qui est nécessaire dans l'objectif d'une miniaturisation des pièces et composants correspondants.

La présente structure selon l'invention peut être identifiée et prouvée à l'aide des composants: - structure d' onde lente par exemple; o sous la forme d'une ligne avec des sections alternées; o sous la forme d'une ligne avec des tronçons (la structure SLL) 10 et/ou - réglage ou déréglage mécanique par exemple o par au moins un élément diélectrique ou métallique déplacé par un moteur en particulier plaque sur la structure onde lente ou o au moins un capuchon ou au moins un radom sur la structure onde lente .

Claims (10)

REVENDICATIONS

1 ) Dispositif (100) de déphasage (A(p) sur un substrat (100) ayant au moins une ou plusieurs couches, notamment une couche métallique, comportant au moins un conducteur planaire (20) notamment sous la forme d'une bande conductrice ou la forme d'un conducteur coplanaire symétrique ou asymétrique (20k) ou sous la forme d'une microbande conductrice (20m) ou sous la forme d'un sillon conducteur (20s), ou sous d'un conducteur à deux bandes coplanaires, caractérisé en ce qu' on règle le déphasage A(p en modifiant le coefficient diélectrique efficace seFF, notamment les coefficients d'étalement [3 à la ligne (20) par: - des morceaux de ligne (24) partant de la ligne (20) notamment les extrémités respectives sont à vide et/ou sont court-circuitées et/ou - par des tronçons de lignes (26) partant de la ligne (20) et/ou - une alternance de segments de lignes (28h) de forte impédance et de segments de lignes (28n) de faible impédance et/ou - des éléments discrets tels que des inductances, capacités ou des ponts conducteurs capacitifs ou inductifs et/ou notamment des réactances séries et/ou parallèles discrètes et/ou 20 notamment des susceptances jB séries et/ou parallèles discrètes et/ou notamment des revêtements conducteurs efficaces (C', L') tels que des revêtements capacitifs (C'), par exemple des revêtements capacitifs transversaux et/ou des revêtements inductifs (L'), par exemple des revêtements inductifs longitudinaux.

2 ) Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'extension ou le dimensionnement respectif des morceaux de lignes (24), des tronçons (26), des segments de lignes (28h, 28n), des éléments discrets, des réactances, des susceptances jB et/ou des revêtements de lignes (C', L') est inférieur à la longueur d'onde de la ligne (20).

3 ) Dispositif selon la revendication 1, 35 caractérisé en ce que les intervalles respectifs notamment en période des morceaux de ligne (24), des tronçons (26), des segments de ligne (28h, 28n), des éléments discrets, des réactances, des susceptances jB et/ou des revêtements de lignes (C', L') sont inférieurs à la longueur d'onde de la ligne (20).

4 ) Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que la ligne (20) comporte au moins deux éléments d'antenne (32, 34, 36, 38) notamment des éléments rayonnants dont notamment l'alimentation série (22s) au moins partiellement et/ou l'alimentation en phase (22g) au moins partiellement et/ou notamment l'alimentation (22p) symétrique au moins partiellement en phase et/ou en amplitude, se fait par exemple - par couplage direct ou capacitif d'au moins un réseau d'alimentation 15 sur la face supérieure (10o) du substrat (10) tourné vers les éléments d'antenne (32, 34, 36, 38) ou - par couplage électromagnétique à travers chaque fois au moins une fente (32s, 34s, 36s, 38s) d'au moins un réseau d'alimentation à partir de la face inférieure (l0u) du substrat (10), à l'opposé des élé-20 ments d'antenne (32, 34, 36, 38), ou - par chaque fois au moins un passage électrique (32d, 34d, 36d 38d), à partir de la face inférieure (l0u) du substrat (10), à l'opposé des éléments d'antenne (32, 34, 36, 38).

5 ) Dispositif selon au moins l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le coefficient diélectrique efficace serf de la ligne (20) et ainsi le déphasage 4 entre les éléments d'antenne (32, 34, 36, 38) se fait par l'installation à distance variable de la matière (40) diélectrique, notamment en forme de capuchon par rapport à la ligne (20) et/ou aux éléments d'antenne (32, 34, 36, 38), sur le côté supérieur (l0o) du substrat (10) tourné vers les éléments d'antenne (32, 34, 36, 38), notamment au-dessus de la ligne (20) avec un intervalle d'air avec la matière diélectrique (40) et la ligne (20) et/ ou - sur la face inférieure (10u) du substrat (10), à l'opposé des éléments d'antenne (32, 34, 36, 38), notamment sous la ligne (20) en laissant un intervalle d'air entre la matière diélectrique (40) et la ligne (20), ce coefficient diélectrique pouvant être ainsi modifié, notamment aug- menté.

6 ) Dispositif selon au moins l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce qu' on modifie et notamment on augmente le coefficient diélectrique efficace (Eeff), la ligne (20) et ainsi le déphasage 4cp entre les éléments d'antenne (32, 34, 36, 38) par l'installation à distance variable par rapport à la ligne (20) et/ou aux éléments d'antenne (32, 34, 36, 38) d'une matière (50) conductrice, notamment réalisée au moins en partie en métal et/ou notamment en forme de capuchon, par exemple sous la forme d'au moins un capuchon en matière plastique partiellement ou totalement métallisé, sur la face supérieure (l0o) du substrat (10) tourné vers les éléments d'antenne (32, 34, 36, 38), notamment au-dessus de la ligne (20) en laissant un intervalle d'air entre l'élément conducteur (50) et le conducteur (20) et/ou - sur la face inférieure (l0u) du substrat (10) à l'opposé des éléments d'antenne (32, 34, 36, 38), notamment en dessous de la ligne (20) en laissant un intervalle d'air entre l'élément conducteur (50) et la ligne (20).

7 ) Dispositif selon au moins l'une des revendications 1 à 6, caractérisé par au moins une couche métallisée (12) sur la face inférieure (l0u) à l'opposé des éléments d'antenne (32, 34, 36, 38).

8 ) Dispositif émetteur (20) pour émettre et/ou recevoir un rayonnement électromagnétique, notamment un rayonnement radar HF électromagnétique ayant au moins un dispositif (100) réalisé notamment comme déphaseur onde lente , mécanique et/ou notamment comme dépha- Beur mécanique SLL selon au moins l'une des revendications 1 à 7.

9 ) Procédé de déphasage Ocp sur un substrat (10) ayant au moins une couche ou plusieurs couches, notamment au moins une couche métallique avec au moins une ligne planaire (20), notamment sous la forme d'une bande conductrice, sous la forme d'un conducteur coplanaire sy- métrique ou asymétrique (20k), ou sous la forme d'une microbande conductrice (20m) ou sous la forme d'un sillon conducteur (20s) ou d'un conducteur à deux bandes coplanaires, caractérisé en ce que on règle le déphasage 4 en modifiant le coefficient diélectrique efficace (Eeff), notamment le coefficient d'étalement f3 de la ligne (20), - par des morceaux de lignes (24) partant de la ligne (20), notamment à vide et/ou notamment avec des extrémités respectives court-cir- cuitées et/ou - à l'aide de tronçons (26) partant de la ligne (20) et/ou - par une alternance de segments de lignes (28h) de forte impédance et de segment de lignes (28n) de faible impédance et/ou - par des éléments discrets tels que les inductances, capacités ou ponts conducteurs inductifs ou capacitifs et/ou - par notamment des réactances séries et/ou parallèles discrètes 20 et/ou - à l'aide d'au moins des susceptances (jB) séries et/ou parallèles discrètes et/ou - à l'aide notamment de revêtements conducteurs efficaces (C', L') et L' tels que des revêtements capacitifs (C'), par exemple des revêtements capacitifs transversaux et/ou des revêtements inductifs (L'), par exemple des revêtements inductifs longitudinaux.

10 ) Application d'au moins un dispositif (100) selon au moins l'une des revendications 1 à 7 et/ou au moins un dispositif émetteur (200) selon la revendication 8 et/ou un procédé selon la revendication 9 pour détecter notamment par radar l'environnement d'un moyen de déplace-ment (200), notamment d'un véhicule automobile, en vue de: - mesurer d'une manière non équivoque la distance et/ou la vitesse d'au moins un objet dans l'environnement du moyen de déplace- ment, - réguler automatiquement la distance et/ou la vitesse du moyen de déplacement, - assurer un fonctionnement stop-and-go du moyen de déplace-ment, - augmenter la sécurité de fonctionnement du moyen de déplacement pour o amorcer un coussin gonflable et/ou un tendeur de ceinture o optimiser l'instant de déclenchement du coussin gonflable et/ou du tendeur de ceinture et/ou l0 o avertir et éviter une collision par exemple avec un autre moyen de déplacement.