FR2859336A1 - Ameliorations se rapportant au traitement d'un signal code par saut de frequence - Google Patents

Abstract

Dispositif traitant des composantes codées par déplacement de fréquence (FSK) d'un signal, comprenant un moyen de conversion de fréquence pour convertir le signal en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, un moyen de détection de polarisation pouvant détecter une polarisation du signal en bande de base complexe, et pouvant générer un signal de polarisation pour établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK, un moyen d'autocorrélation (160) pour estimer la polarisation du signal en bande de base complexe, et un moyen de génération de signal de polarisation destiné à générer un signal de polarisation pour établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK.Ainsi, il est possible de détecter un changement de tons du signal. Un changement durable permet de trouver le message à modulation FSK.

Description

AMELIORATIONS SE RAPPORTANT AU TRAITEMENT D'UN SIGNAL CODE

PAR SAUT DE FREQUENCE

La présente invention se rapporte à des techniques destinées à être utilisées pour traiter un signal de communications reçu. L'invention peut particulièrement convenir à un traitement d'un signal reçu sans fil (par exemple un signal de verrouillage/déverrouillage à distance pour un véhicule ou une alarme de véhicule), mais l'invention n'est pas limitée à un environnement sans fil. Un aspect de l'invention peut se rapporter à une technique pour traiter et démoduler un signal codé par une modulation à codage par déplacement de fréquence (FSK).

Dans la modulation FSK, des bits ou des séquences de bits sont représentés par des signaux d'au moins deux fréquences différentes. En raison de contraintes techniques, les propriétés de modulation ne sont pas toujours stables dans le temps. Par exemple, des propriétés de modulation peuvent être affectées par des variations de température, des variations d'alimentation, des tolérances des composants, et un déplacement relatif entre l'émetteur et le récepteur. En particulier, dans le cas par exemple d'un système de sécurité de véhicule, l'émetteur est monté de façon caractéristique dans un porte-clé ou une poignée de clé, et constitue un circuit miniature à faible coût (tolérances médiocres), alimenté par une pile miniature. Avec un tel émetteur, il est difficile de prédire précisément des fréquences qui seront générées par l'émetteur. Les fréquences peuvent également fluctuer durant une seule émission. De même, les instants auxquels les signaux à modulation FSK seront transmis peuvent être inconnus au niveau du récepteur.

Des techniques non cohérentes sont connues pour démoduler de tels signaux imprévisibles à modulation FSK. Cependant, de même qu'elles présentent une forte surcharge de calcul, les techniques non cohérentes classiques sont extrêmement vulnérables aux effets d'une interférence provenant d'autres signaux dans la même plage de fréquences que les signaux d'intérêt à modulation FSK. Les techniques non cohérentes peuvent être particulièrement affectées par une interférence cohérente sous forme d'une ou plusieurs fréquences d'interférence relativement stables. Une telle interférence cohérente est souvent engendrée par un éclairage électrique ou par un équipement électronique, par exemple des circuits numériques présentant une fréquence d'horloge stable. Dans un environnement de véhicule, il existe de nombreux circuits indépendants qui peuvent produire une interférence à une fréquence proche de celle du signal d'intérêt. Des techniques sont connues pour réduire les effets du bruit et de l'interférence. Cependant, la plus efficace de ces techniques repose sur une source de référence du bruit ou de l'interférence à réprimer. Par exemple, la source de référence peut être un second récepteur à un emplacement différent d'un premier récepteur pour fournir un signal reçu différent dans l'espace. Cependant, un tel second récepteur ajoute un coût significatif et il est souvent fortement incommode à mettre en oeuvre. La source de référence peut en variante prendre la forme d'un générateur de signal préprogrammé ou d'une modélisation mathématique. Cependant, l'utilisation d'une référence préprogrammée suppose une connaissance préalable de l'interférence. De même, une référence préprogrammable n'est pas adaptable à la modification des conditions ni même à une plage de conditions différentes.

En résumé, il subsiste de nombreux problèmes pour produire une technique fonctionnant avec des émetteurs classiques à tolérance médiocre, fournissant un traitement et une démodulation efficaces à faible coût, robustes, et procurant une immunité relativement importante aux interférences proches du signal d'intérêt.

Un aspect de l'invention se rapporte à une technique pour 30 traiter et/ou démoduler de façon non cohérente et/ou détecter un signal à modulation FSK.

Le dispositif concerné par l'invention comprend: un moyen de conversion de fréquence destiné à convertir le signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, un moyen de détection de polarisation destiné à détecter une polarisation du signal en bande de base complexe, un moyen d'autocorrélation (160) pour estimer la polarisation du signal en bande de base complexe, et un moyen de génération de signal de polarisation 3 2859336 destiné à générer un signal de polarisation pour établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK.

L'invention concerne également un récepteur de signal de communication ainsi qu'un récepteur destiné à un système de commande à distance, dans lequel le récepteur comprend un tel dispositif.

En outre, l'invention concerne un procédé de traitement de composantes codées par déplacement de fréquence (FSK) d'un 10 signal de communication reçu, le procédé comprenant: la conversion du signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, la détection d'une polarisation du signal en bande de base complexe, l'autocorrélation destinée à estimer la polarisation du signal en bande de base complexe, et la génération d'un signal de polarisation afin d'établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK.

De plus, l'invention concerne un dispositif destiné à traiter un signal de communication reçu afin d'extraire des composantes codées par déplacement de fréquence (FSK), le dispositif comprenant: un moyen de conversion de fréquence destiné à convertir le signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, un filtre adaptatif destiné à éliminer les composantes autres que celles du signal d'intérêt dans la bande de base complexe, le filtre adaptatif pouvant être mis en oeuvre dans un premier mode adaptatif, dans lequel les coefficients du filtre s'adaptent à des variations du signal, et dans un second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode, un moyen de détection de polarisation destiné à détecter une polarisation du signal en bande de base complexe, et destiné à générer un signal de polarisation afin d'établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK, et une section de détection et de classification destinée à traiter le signal de polarisation pour détecter un signal d'intérêt, et destinée à générer un signal de commande en vue de sélectionner le mode du filtre adaptatif.

L'invention concerne en plus un procédé de traitement d'un signal de communication reçu pour extraire des composantes codées par déplacement de fréquence (FSK), le procédé comprenant la conversion du signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, le filtrage du signal en bande de base complexe pour éliminer les composantes autres que celles du signal d'intérêt, l'étape de filtrage pouvant être commandée dans un premier mode adaptatif dans lequel le filtrage est auto-adaptatif vis-à-vis des variations du signal, et dans un second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode, la détection d'une polarisation du signal en bande de base complexe, et la génération d'un signal de polarisation pour établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK, et le traitement du signal de polarisation pour détecter un signal d'intérêt, et la génération d'un signal de commande pour sélectionner le mode de filtrage pour l'étape de filtrage.

En effet, la polarisation peut être utilisée pour identifier le point de début et/ou de fin d'un message à modulation FSK. En l'absence d'un signal à modulation FSK, (ou d'un signal cohérent quelconque), la polarisation variera de façon aléatoire avec le bruit. En présence d'un signal à modulation FSK (ou d'un signal cohérent), la polarisation se stabilisera. Un signal à modulation FSK peut être identifié par la détection d'une stabilisation du signal de polarisation.

La polarisation dans la bande de base complexe peut être déterminée sur la base d'une estimation en utilisant une fonction d'autocorrélation. En présence de l'une des fréquences stables de modulation FSK, la polarisation devrait tendre à être constante, permettant d'identifier les points de début et de fin du message à modulation FSK.

De préférence, le signal reçu est en outre traité pour éliminer des signaux d'interférence qui pourraient affecter le traitement sur la base de la polarisation du signal dans la bande de base complexe.

2859336 Un mode de réalisation préféré et non limitatif de l'invention est maintenant décrit, à titre d'exemple uniquement, en faisant référence aux dessins annexés dans lesquels: La figure 1 est un schéma simplifié représentant les principes d'un suppresseur d'interférence optionnel.

Les figures 2(a) à (e) sont des diagrammes de spectre de fréquence simplifiés illustrant des exemples du fonctionnement du suppresseur de la figure 1.

La figure 3a montre un exemple d'un cercle trigonométrique ayant 12 indices répartis le long de la périphérie du cercle.

La figure 3b montre schématiquement la recherche d'un indice le plus proche par transposition de quadrant.

La figure 3c montre schématiquement le premier quadrant d'un cercle trigonométrique divisé en trois secteurs à peu près 15 égaux.

La figure 4 est un schéma synoptique simplifié représentant un processeur de signal d'un récepteur de communications.

Les figures 5(a) à (c) sont des diagrammes de spectre de fréquence simplifiés illustrant un exemple d'un signal à des stades de traitement différents du processeur de signal de la figure 4.

La figure 6 est un schéma synoptique simplifié représentant des stades de traitement d'informations dans une première section de conditionnement du processeur de signal de la figure 4.

La figure 7 est un schéma synoptique simplifié représentant des stades de traitement d'informations dans un détecteur du processeur de signal de la figure 4.

La figure 8 est un schéma simplifié représentant des exemples d'un signal dans le détecteur et le générateur de signal de commande du processeur de signal de la figure 4.

La figure 9 est un schéma synoptique simplifié représentant des stades de traitement d'informations dans un générateur de signal de commande du processeur de signal de la figure 1.

La figure 10 est un schéma synoptique simplifié représentant les principes d'un filtre de Wiener.

La figure 11 est un schéma synoptique simplifié représentant l'agencement d'une disposition de filtres série parallèle utilisant des filtres à réponse impulsionnelle finie, et La figure 12 est un tableau simplifié donnant la liste des stades mathématiques du filtre d'élimination d'interférence.

Avant de décrire en détail le mode de réalisation préféré entier, les principes d'un suppresseur optionnel d'interférence 20 sont tout d'abord brièvement décrits en faisant référence aux figures 1 et 2. Le suppresseur d'interférence 20 comprend d'une façon générale un filtre adaptatif 22 recevant un signal d'entrée 24 et un signal de commande 26, et générant un signal de sortie 28. A titre d'exemple, le filtre adaptatif 22 peut être du type à soustraction, par exemple un filtre de type Wiener. Le filtre 22 peut être réalisé de façon numérique et peut fonctionner dans un environnement d'échantillonnage pour traiter une séquence d'échantillons numérisés du signal. Le filtre 22 peut comprendre une première ligne de signal 30, une seconde ligne de signal 32 comprenant un retard, et un soustracteur 34, afin de combiner de manière soustractive les composantes du signal provenant de la première et de la seconde ligne de signal 30 et 32, conformément aux coefficients du filtre. La seconde ligne de signal (retardée) 32 peut fournir un signal de référence présentant une certaine relation de phase pour des signaux cohérents par rapport à la première ligne de signal 30. Le filtre 22 peut en outre inclure un estimateur de coefficient 36 sensible au signal de sortie 28 afin de mettre à jour dynamiquement les coefficients du filtre pour tendre vers la suppression de toutes les composantes cohérentes du signal à la sortie 28. Un exemple détaillé du filtre de Wiener est décrit plus loin, bien que l'on se rendra compte que les principes suivants peuvent être appliqués à tout filtre adaptatif.

L'entrée de commande 26 commande le fait que le filtre 22 est dans un mode adaptatif dans lequel l'estimateur 36 fonctionne pour mettre à jour les coefficients, ou le fait que le filtre 22 est dans un mode non adaptatif dans lequel l'estimateur 36 n'est pas actif, et/ou les coefficients du filtre sont bloqués à leurs dernières valeurs mises à jour.

Suivant la réalisation particulière, le signal de commande peut être un signal binaire, et un état (soit confirmé soit infirmé) peut indiquer le mode adaptatif, et l'autre état (soit infirmé soit confirmé, respectivement) peut indiquer le mode non adaptatif ou bloqué. Le signal de commande 26 est généré par un détecteur 38 pour détecter la présence d'un signal d'intérêt dans le signal d'entrée. Avant qu'un signal d'intérêt soit détecté, le filtre adaptatif 22 fonctionne dans son mode adaptatif de sorte que toutes les composantes cohérentes du signal d'entrée 24 sont annulées de façon active. L'estimateur 36 met continuellement à jour les coefficients du filtre pour compenser une variation quelconque, une création ou une disparition des composantes cohérentes. Lorsqu'un signal d'intérêt est détecté, le détecteur 38 bascule le signal de commande 26 pour bloquer les coefficients du filtre. Le filtre est donc efficace pour continuer à soustraire toutes les composantes cohérentes précédentes, mais il est empêché d'éliminer de manière adaptative le nouveau signal d'intérêt. Lorsque le signal d'intérêt n'est plus détecté, le détecteur peut à nouveau basculer le signal de commande 26 pour commuter le filtre 22 à nouveau dans son mode adaptatif.

Le détecteur 38 peut être positionné en aval du filtre adaptatif 22 (comme illustré dans l'exemple préféré), ou en amont du filtre adaptatif 22 (comme illustré en pointillé en 38'). Le détecteur 38 peut présenter une réponse plus rapide que la réponse d'adaptation du filtre 22, de préférence pour assurer que le détecteur 38 puisse commuter le filtre 22 dans son mode non adaptatif avant que le filtre 22 ne s'adapte pour annuler les composantes correspondant au nouveau signal d'intérêt, à partir du signal d'entrée 24. Dans le présent exemple, le détecteur 38 est situé en aval du filtre adaptatif 22, pour bénéficier de la réduction d'interférence effectuée par le filtre adaptatif 22.

Le suppresseur 20 peut être continuellement fonctionnel, ou bien il peut n'être fonctionnel qu'à des intervalles périodiques, par exemple si le circuit contenant le suppresseur 20 est dans un mode d'économie d'énergie et n'est que périodiquement activé. Par exemple, un tel mode d'économie d'énergie peut être utilisé pour des applications dans les véhicules où le circuit est alimenté à partir d'une batterie.

Dans un tel mode, il est préféré que le filtre 22 présente un temps de réponse d'adaptation inférieur à la durée pendant laquelle le circuit est activé à chaque cycle d'activation. Un tel temps de réponse peut permettre au filtre 22 d'éliminer de façon adaptative une nouvelle interférence détectée au début d'un cycle d'activation. Par exemple, le filtre peut avoir un 8 2859336 temps de réponse d'adaptation inférieur à environ un dixième de la durée pendant laquelle le circuit est activé.

Suivant la nature du filtre 22, même s'il n'existe pas de signaux d'interférence dans le signal d'entrée 24, il peut être souhaitable d'ajouter au moins un signal d'interférence artificiel (décrit de façon simplifiée en 40), pour assurer qu'au moins un signal d'interférence existe, auquel le filtre 22 sera toujours adapté. Ceci permet d'assurer que le filtre 22 ne comporte pas un ensemble de coefficients purement aléatoires, ce qui pourrait se produire si aucun signal auquel le filtre soit adapté n'était présent. Un risque potentiel avec des coefficients aléatoires est que les coefficients puissent correspondre par coïncidence avec la fréquence du signal d'intérêt, de sorte que le signal d'intérêt pourrait être éliminé immédiatement ou très rapidement par le filtre 22. Si les coefficients devaient se trouver coïncider de façon aléatoire avec le signal d'intérêt, alors même la commutation du filtre 22 dans son mode non adaptatif ne pourrait pas empêcher le signal d'intérêt d'être éliminé, car les coefficients seraient alors bloqués, en coïncidence avec le signal d'intérêt.

La figure 2 illustre l'effet du suppresseur 20. La figure 2(a) représente le spectre de fréquences du signal d'entrée 24.

Le spectre peut inclure une composante d'interférence 42, qui peut être une interférence externe ou bien le signal d'interférence artificiel 40. Dans le cas où le signal 24 n'est pas reconnu comme contenant un signal d'intérêt, le filtre 22 est réglé dans son mode adaptatif. Les figures 2(b) et (c) représentent le signal de sortie 28 lorsque le filtre 22 s'adapte pour annuler de façon active la composante d'interférence 42 en un laps de temps inférieur à certain temps de réponse d'adaptation. La figure 2(d) représente le spectre de fréquences du signal d'entrée contenant la composante d'interférence 42 et un signal d'intérêt 44 (sur la figure 2(d), le signal d'intérêt 44 est décrit sous la forme de deux fréquences d'une modulation FSK, bien que l'on se rendra compte qu'une seule fréquence de modulation FSK sera présente à un moment instantané quelconque). Lorsque le signal d'intérêt 44 est détecté par le détecteur 38, le filtre 22 est basculé dans son état non adaptatif. Les coefficients du filtre sont bloqués, de sorte que le filtre 22 continue à éliminer la composante 9 2859336 d'interférence préexistante 42. Cependant, le filtre 22 ne s'adapte pas pour éliminer le signal d'intérêt 44, et le signal de sortie 28 est constitué entièrement, ou au moins de façon prédominante, du signal d'intérêt 44.

Les principes ci-dessus permettent de fournir une technique extrêmement efficace pour réduire une interférence qui présente une cohérence plus longue que celle d'un signal d'intérêt. La technique peut permettre la réduction d'une interférence qui est proche en fréquence du signal d'intérêt (comme cela est illustré sur les figures 2(d) et (e)), et peut aussi valider la suppression de signaux d'interférence non strictement sinusoïdaux.

De même, avant de décrire le mode de réalisation préféré entier en détail, les principes d'une technique de traitement et de démodulation FSK sont décrits ci-après. Les fréquences ou fréquences de modulation FSK d'un signal d'entrée en modulation FSK peuvent être généralement définies par Fc +/- Ft, où F, est une fréquence centrale ou porteuse, et 2Ft est la différence de fréquence entre les fréquences. Le signal à modulation FSK peut être traité par un convertisseur de fréquence pour convertir le signal à modulation FSK en un signal en bande de base complexe, de sorte que la fréquence Fc devient une fréquence nulle. Le convertisseur de fréquence peut inclure un étage de conversion, ou des étages de conversion multiples en cascade. Le signal complexe en bande de base est centré à une fréquence nulle, de sorte que la fréquence de modulation FSK supérieure (à l'origine F, + Ft) devient Ft, et la fréquence à modulation FSK inférieure (à l'origine F, - Ft) devient -Ft. Dans la bande de base complexe, la fréquence haute Ft présente une première polarisation (par exemple positive). La fréquence basse -Ft correspond à un signal présentant une seconde polarisation (par exemple négative).

Une section de traitement peut traiter le signal en bande de base complexe pour extraire des informations du signal d'intérêt conformément à la polarisation du signal en bande de base complexe. La polarisation peut être estimée ou déduite en utilisant une fonction d'autocorrélation. En filtrant le signal d'autocorrélation, il est possible d'obtenir un signal complexe permettant d'identifier le point de début et/ou de fin d'un message à modulation FSK et ensuite la démodulation du signal, comme cela sera expliqué plus en détail ci-après. En l'absence d'un signal à modulation FSK, (ou d'un signal cohérent quelconque), la polarisation variera de façon aléatoire avec le bruit. En présence d'un signal à modulation FSK (ou d'un signal cohérent), la polarisation se stabilisera selon le fait que la fréquence du signal est positive ou négative dans la bande de base complexe. Un signal à modulation FSK peut être identifié par la commutation de polarisation à l'intérieur d'un intervalle prédéterminé. Un ou plusieurs signaux de commande peuvent être générés'pour indiquer une détection d'un signal à modulation FSK en vue de commander d'autres traitements.

Un ou plusieurs filtres peuvent être utilisés en amont de la section de traitement et/ou du convertisseur de fréquence, et/ou à l'intérieur du convertisseur de fréquence. Le filtre ou les filtres peuvent agir pour réduire une interférence qui pourrait affecter la détection et/ou la démodulation de la modulation FSK. Le filtre ou les filtres peuvent inclure un filtre pour réduire une interférence cohérente, telle que le suppresseur d'interférence décrit ci-dessus en faisant référence aux figures 1 et 2. Dans le cas d'un suppresseur d'interférence 20 tel que cité précédemment, l'un des signaux de commande peut être utilisé pour faire basculer le suppresseur d'interférence 20 entre ses modes adaptatif et non adaptatif. Un tel filtre 20 permet d'améliorer les performances en éliminant les composantes d'interférences cohérentes préexistantes qui pourraient sinon interférer avec la polarisation résultante du signal en bande de base complexe.

Après avoir décrit les principes de certaines caractéristiques optionnelles utilisables dans la présente invention, le mode de réalisation préféré est maintenant décrit en détail. Les mêmes références numériques que celles ci-dessus sont utilisées lorsqu'il convient.

En se référant à la figure 4, un processeur de signal 60 est illustré pour traiter un signal de communications reçu à modulation FSK 62 dans un récepteur 64. Le récepteur 64 peut être un récepteur sans fil, par exemple un récepteur radio, hyperfréquence ou infrarouge. Une application du présent mode de réalisation réside dans le domaine de la commande à distance des systèmes de sécurité, par exemple pour des systèmes de sécurité de véhicule (par exemple une alarme, un dispositif d'immobilisation et/ou de verrouillage de porte) ou bien les systèmes de sécurité des immeubles (par exemple une alarme et/ou des verrous de porte). Le processeur de signal 60 peut être réalisé sous forme matérielle, ou sous forme d'un logiciel exécuté sur un processeur, ou bien d'un mélange de matériel et de logiciel. Le processeur de signal 60 peut comprendre un mélange de circuits de traitement analogique et numérique.

Le processeur de signal 60 peut comprendre d'une façon générale une première section de conditionnement 52 destinée à filtrer par un filtrage passe-bande le signal reçu 62 et à convertir la fréquence du signal reçu en bande de base complexe, une seconde section 22 destinée à éliminer des signaux d'interférence cohérents dans la bande de base, et une troisième section 66 destinée à traiter le signal résultant pour obtenir des informations se rapportant à un signal d'intérêt à modulation FSK. La première section peut inclure l'étage de conversion de fréquence 52 décrit ci-dessus. La troisième section 66 peut combiner le détecteur 38 et la section de traitement de modulation FSK décrite ci-dessus.

Comme on l'a mentionné ci-dessus, les composantes de modulation FSK 44 (également 44a et 44b) peuvent être représentées sous la forme d'une fréquence centrale ou porteuse F, plus ou moins un décalage de modulation FSK Ft. Par exemple, Fc peut être de 314 MHz pour le Japon ou de 433 MHz pour l'Europe. Ft peut être d'environ 30 kHz, de sorte que la différence entre les deux fréquences de modulation FSK 44 est d'environ 60 kHz.

En se référant à la figure 6, dans la première section 52, le signal 62 peut tout d'abord être filtré par un filtre passe-bande grâce à un premier filtre passe-bande analogique 70.

D'une manière caractéristique, la largeur de la bande passante du filtre 70 est d'environ 10 % de la fréquence porteuse F,.

Après un filtrage passe-bande, le signal est fourni à un mélangeur de fréquences 72 en vue d'un changement de fréquence vers une fréquence intermédiaire pour un filtrage ultérieur par un second filtre passe-bande analogique 74. La fréquence intermédiaire peut être de façon caractéristique de 10,7 MHz, car une large gamme de circuits de filtre 74 est actuellement déjà disponible sur la base. du standard de fréquence intermédiaire de 10,7 MHz. Le signal filtré par un filtrage passe-bande résultant peut présenter de façon caractéristique une 12 2859336 bande passante d'environ 600 kHz. Il peut être difficile d'obtenir une bande passante plus étroite en utilisant d'autres filtres analogiques. Pour cette raison, dans le présent mode de réalisation, le signal est numérisé par un étage numériseur 78, en vue d'un traitement numérique supplémentaire. Par exemple, le signal peut être échantillonné à une fréquence d'échantillonnage, par exemple d'environ 1,3 MHz (environ le double de la largeur de bande du signal). La figure 5(a) illustre le signal numérisé 76, centré sur une fréquence d'environ 320 ou 330 kHz en tant que résultat de l'échantillonnage (effet de repliement de spectre). Le signal comprend les fréquences de modulation FSK 44, et potentiellement une ou plusieurs composantes d'interférences 42 qui sont relativement proches des fréquences de modulation FSK 44 (c'est-à-dire à l'intérieur de la largeur de bande de 600 kHz).

Le signal numérisé est alors changé en fréquence vers la bande de base par l'étage 79, et filtré par un étage de filtre numérique 80, qui peut rétrécir davantage la bande passante, par exemple à environ 120 à 130 kHz. Enfin, le signal est décimé par un étage sous-échantillonneur 84, par exemple, d'un facteur d'environ 5 ou 10.

La figure 5(b) illustre le signal décimé résultant 82 dans la bande de base. Comme on peut le voir sur la figure 5(b), les différentes fréquences de modulation FSK 44a et 44b sont situées respectivement au- dessus et en dessous de la fréquence zéro dans la bande de base, en tant que résultat du module de décalage de fréquence (étage 79). Ceci est vrai quand la déviation de la fréquence porteuse Fc est faible (inférieure à la moitié de l'écart entre les fréquences de la modulation FSK). Toutefois, dans la pratique, cette fréquence Fc varie suffisamment pour qu'il soit nécessaire d'analyser la polarisation du signal dans la bande de base complexe, comme cela sera expliqué plus en détail ci-après. De même, les composantes dusignal 82 à l'extérieur de la bande de 120 à 130 kHz (centrées sur la fréquence nulle) sont au moins partiellement atténuées, en tant que résultat du filtre numérique (étage 80). Une telle bande passante étroite permet de fournir un grand degré de réjection du bruit, de sorte que les techniques de suppression d'interférence ultérieures puissent être utilisées plus efficacement pour réduire une interférence d'une fréquence proche (c'est-à-dire proche des fréquences du signal de modulation FSK intéressant), et des techniques relativement simples peuvent être utilisées pour la détection d'une modulation FSK, une classification et une démodulation des fréquences de modulation FSK 44a et 44b. Enfin, un avantage de la décimation du signal est la réduction du coût du traitement ultérieur. En général, le coût et la complexité des circuits de traitement numérique dépendent de la fréquence d'échantillonnage employée. L'utilisation d'un signal en bande de base permet d'obtenir des avantages significatifs pour réduire le coût et la complexité du processeur de signal 60.

On se rendra compte que le mode de réalisation précédent du conditionnement du signal n'est simplement qu'un exemple, et que de nombreuses autres techniques de conditionnement et/ou de filtrage de largeur de bande et/ou de conversion de fréquence peuvent être utilisées.

En se référant aux figures 4 et 5(b), la seconde section 20 traite le signal 82 dans la bande de base complexe pour éliminer des composantes d'interférences cohérentes 42 non reconnues comme un signal d'intérêt. La seconde section 20 est fondée sur un filtre de Wiener, présentant une entrée de signal 90, qui correspond au signal 82, et une entrée de référence 92 obtenue par l'intermédiaire d'un retard 94. Le filtre peut être similaire à celui déjà décrit en faisant référence à la figure 1, et en outre décrit plus loin en faisant référence aux figures 10 à 12. La seconde section 20 reçoit un signal de commande 26 de la troisième section 66. Dans ce mode de réalisation, le signal de commande est confirmé (à l'état haut) pour placer le suppresseur 20 dans son mode adaptatif, et infirmé (à l'état bas) pour placer le suppresseur 20 dans son mode non adaptatif ou bloqué. Dans le mode adaptatif, le suppresseur 20 s'adapte de façon active pour annuler les composantes d'une interférence préexistante 42. Lorsqu'un signal d'intérêt est détecté par la troisième section 66, et que le suppresseur 20 est basculé dans son mode non adaptatif, le suppresseur 20 continue à annuler les composantes d'interférences préexistantes 42, mais pas les nouvelles composantes du signal d'intérêt (les composantes de modulation FSK 44a et 44b sur la figure 5(d)).

Ld troisième section 66 peut comprendre une section de démodulation 100, une section de détection 102 et un générateur de signal de commande 104.

Dans la section de démodulation 100, la démodulation est fondée sur le fait que les deux fréquences de démodulation d'un signal d'intérêt ont un certain écart. Il est donc possible de détecter un changement d'une première fréquence de démodulation FSK Fh, appelée un premier ton, à une seconde fréquence de démodulation FSK Fu appelé un second ton, en comparant cet écart à une valeur de seuil pour déterminer si le signal contient des changements de tons de Fh à F1 ou de F1 à Fh, . Notons Af la différence entre un ton et la fréquence porteuse (précédemment noté Ft). Ainsi la différence entre les deux fréquences de démodulation FSK, c'est-à-dire l'écart entre les deux tons, est 2*Af.

Une autocorrélation du signal est utilisée pour estimer la polarisation. Un moyen d'autocorrélation 160 est prévu à l'entrée de la section de démodulation pour appliquer d'abord une fonction d'autocorrélation au signal filtré sortant du suppresseur 20.

Cette fonction d'autocorrélation peut être la suivante: F(t 1) = Sbb 0* Sbb /t Fs Fs où t désigne le temps, Fs la fréquence d'échantillonnage, Sbb le signal complexe d'entrée en bande de base, et S*bb le conjugué de Sbb.

Un moyen de normalisation peut être utilisé pour normaliser l'autocorrélation, par exemple pour que la démodulation ait un coefficient d'utilisation symétrique (50%-50%). L'algorithme utilisé pour cette normalisation peut par exemple consister à diviser I' par sa norme moyennée ou instantanée, ou par exemple consister à calculer le signe de la partie réelle de I' et le signe de la partie imaginaire de F. Le moyen d'autocorrélation comprend un filtre, non représenté, pour filtrer le signal d'autocorrélation. Avantageusement, on peut utiliser un filtre moyenneur à fenêtre exponentielle. Un exemple de l'algorithme utilisé pour ce filtre est le suivant: k+i = (1-p) ' où p est un facteur d'oubli compris entre 0 et 1, yk est le signal de sortie à l'instant k xx est le signal d'entrée à l'instant k.

En présence d'un ton FSK, le signal d'autocorrélation est dans des conditions idéales proportionnel à exp (j 2it (AFc Af) /Fs) , où exp désigne la fonction exponentielle, j désigne le nombre complexe d'affixe (0,1) AFc représente la déviation de la fréquence porteuse par 15 rapport à la fréquence nominale Lorsqu'un signal d'intérêt est présent dans le signal sortant du suppresseur, le signal d'autocorrélation est un signal complexe qui prend deux valeurs spécifiques correspondant aux deux tons Fh et F1 et écartées par 2*Af. Ces deux valeurs sont donc stables durant la présence de chacun des deux tons. Dans un cas pratique, la valeur de Af est entre 20 kHz et 45 kHz, et la valeur de Fs peut être entre 120 et 160 kHz selon les spécification techniques souhaitées.

Selon l'invention, on utilise une méthode d'ensemble fini de points de référence on définit N points de référence équidistants sur la périphérie du cercle trigonométrique, auxquels on attribue un indice, de 0 à N-1. On associe ensuite à chaque échantillon de l'autocorrélation l'indice correspondant au point de référence le plus proche du signal complexe d'autocorrélation. Un traitement est ensuite appliqué aux indices obtenus pour détecter des changements de tons (stables) entre Fh et F1, comme cela est expliqué en détail dans la suite.

Le nombre de points de référence N est établi en fonction des spécifications techniques, en particulier il dépend des valeurs minimales et maximales de AFc et Af. En fait, le démodulateur doit pouvoir détecter des changements de tons entre Fh et F1. L'écart entre les deux tons étant de 2*Af, cela correspond à un angle de 2n*2*Of/F5 sur le cercle trigonométrique. Si le nombre N de points est élevé, il est plus aisé de détecter des sauts d'angle. Toutefois, si le nombre N de points est faible, la complexité du système est moindre. Il est donc nécessaire de choisir un nombre N de points fournissant le meilleur compromis. Si la fréquence d'échantillonnage Fs est de l'ordre de 130 kHz, chaque quadrant du cercle trigonométrique correspond à une plage de fréquence de FS/4 = 32,5 kHz.

Or, comme mentionné ci-dessus, Af est compris dans un cas pratique entre 20 et 45 kHz. Donc, l'écart d'angle correspondant à 2*Af est au moins 110 et au maximum 250 sur le cercle trigonométrique. Si la fréquence d'un ton oscille entre deux points de référence à cause du bruit, l'autocorrélation oscille entre les deux indices correspondant aux deux points de référence les plus proches. Afin de pouvoir détecter un réel changement de tons, l'écart 2*Af doit alors correspondre à un saut de plus de deux indices.

Pour des raisons d'application technique et de la complexité du système, le nombre N doit être de préférence un multiple de 4. Un nombre N = 8 permet en principe de détecter l'écart minimal, mais ce nombre s'avère insuffisant dans des conditions de bruit élevé. Un nombre N = 12 convient mieux pour des conditions de bruit élevé tout en permettant de garder un système relativement simple. Donc, dans cet exemple, on utilise le nombre N = 12.

L'utilisation d'une conversion du signal d'autocorrélation en un nombre entier (indice)a pour avantage que l'indice n'a pas de dimension. Ainsi, le système de traitement d'information d'indices peut être simple. La figure 3a montre un exemple d'un cercle trigonométrique ayant 12 indices, et où l'on voit les deux tons du signal d'autocorrélation auxquels doivent être attribués un indice.

La recherche de l'indice le plus proche à la valeur de l'autocorrélation peut se faire sur la base d'un calcul classique où l'on minimise par exemple.

mink { I l s refk* I I -1} ou mink { I atan (s) - ek I} où s est le signal d'autocorrélation complexe, refk* est le complexe conjugué du point de référence k, Ok est l'angle du point de référence k (=atan(refk)) . Ci-après on indiquera la partie 17 2859336 réelle du signal complexe s par Re(s) et sa partie imaginaire par Im(s).

En fait, la recherche de l'indice le plus proche peut être grandement simplifié et consister en deux étapes. D'abord, la valeur du signal d'autocorrélation complexe est transposée dans le quadrant du cercle trigonométrique où la partie réelle et la partie imaginaire sont positives, donc dans le quadrant A indiqué à la figure 3b. Ceci peut être fait par la détermination du quadrant dans lequel la valeur du signal s se trouve en observant le signe de la partie réelle et de la partie imaginaire du signal complexe s. Pour le quadrant A, Re(s) est positif, Im(s) est positif. Pour quadrant le B, Re(s) est négatif, Im(s) est positif. Pour le quadrant C, Re(s) est négatif, Im(s) est négatif. Pour le quadrant D, Re(s) est positif, Im(s) est négatif. Si nécessaire, une rotation de 90 , 1800 ou 270 doit être effectuée, par exemple en changeant les signes appropriées des parties réelle et imaginaire. L'information du quadrant initial est stockée afin de pouvoir trouver l'indice le plus proche. Par exemple, si le signal s est initialement dans le quadrant D, l'indice initial 9 est mémorisé, car l'indice est au moins 9 dans ce quadrant (voir figure 3b).

La deuxième étape consiste à trouver le point de référence le plus proche dans le quadrant A pour la valeur transposée s'.

Le quadrant A est divisé en trois secteurs quasiment égaux chacun délimitant une région autour d'un indice, tel que montré à la figure 3c. Deux lignes correspondant aux équations y=2x et 2y=x sont utilisées dans cet exemple pour démarquer les régions, x représentant Re(s') et y représentant Im(s'). L'attribution de l'indice dans le quadrant A est ainsi très simple puisqu'il suffit de comparer 2*Re(s') avec Im(s') et éventuellement 2 * Im (s') avec Re (s') . L'indice final est donc l'indice trouvé dans le quadrant A ajouté à l'indice initial, dans notre exemple, l'indice du quadrant A est 1, et l'indice initial est 9, de sorte que l'indice le plus proche est 10. Donc ind(s) = 9+ind(s') = 9+ 1=10 step 1 step2 VU ind(s) représente l'indice correspondant au point de référence le plus proche du signal complexe s.

Ainsi, on peut trouver l'indice le plus proche pour chaque valeur du signal complexe s. Afin de pouvoir déterminer si le signal de polarisation contient un signal d'intérêt, il faut encore détecter si un changement de tons a lieu, c'est-à-dire si l'indice le plus proche change (d'au moins deux indices).

La distance entre deux indices (i, j), appelée la distance circulaire, permet de calculer le nombre d'indices séparant i et j. Cette distance peut être déterminée par la formule suivante: dist(i, j) = N/2 - I (i-j) modulo N - N/2I Grâce à l'utilisation de la distance circulaire entre deux indices, la méthode d'ensemble fini de points de référence fonctionne toujours de la même façon indépendamment de la situation des tons sur le cercle trigonométrique. Donc, en utilisant cette méthode il est possible de démoduler le signal FSK indépendamment des valeurs AFc et Of, c'est-à-dire indépendamment des spécifications techniques du système. En fait, la seule limitation qui existe concerne la grandeur 2*Af qui doit être suffisamment grande pour permettre une détection de changement de tons.

Le principe de la démodulation utilisant la méthode d'ensemble fini telle que décrite ci-dessus est de détecter des sauts significatifs entre deux indices stables. Pour déterminer si un indice est stable, on peut le comparer à un indice de référence qui correspond à l'indice stable précédent. Ainsi, si pendant un certain laps de temps, la distance circulaire entre l'indice actuel et l'indice de référence est plus grande qu'une valeur de seuil, qui est choisie afin de correspondre à un saut significatif, on peut considérer que le nouvel indice est stable, et donc qu'il y a eu un changement de ton FSK. En détectant chaque saut significatif, c'est-à-dire chaque changement de ton, on peut démoduler le signal de modulation FSK.

Le laps de temps ci-dessus pendant lequel la distance circulaire doit être plus grande qu'un certain seuil est choisi de telle sorte que seuls les changements de ton stables sont considérés. Ainsi, les changements dus à du bruit peuvent être éliminés. Par exemple, ce laps de temps peut être choisi comme 19 2859336 étant environ un tiers de la période (durée d'une période de la modulation FSK). Ainsi, si Tchip est 780 ps et la fréquence d'échantillonnage est 130 kHz, ce laps de temps correspond à 30 échantillons. La détection d'un indice stable se fait dans cet exemple par la définition d'une machine à état.

Le principe d'une machine à état étant bien connu de l'homme du métier, on n'explique son fonctionnement que brièvement ci-après. La machine à état a deux états possibles: - L'état 0 (inactif) :la machine à état reste dans l'état 0 tant qu'on ne détecte pas de saut significatif, et L'état 1 : une fois qu'un saut significatif est détecté, la machine à état reste dans l'état 1 tant que le saut significatif se confirme et jusqu'à ce qu'il soit confirmé un certain nombre de fois consécutivement (30 dans notre exemple). A tout moment, si le saut d'indice n'est plus considéré comme significatif, la machine à état retourne à l'état 0 . Autrement, si le saut significatif est confirmé un certain nombre de fois consécutivement, le changement de tons est alors considéré stable, le signal d'intérêt contenant le message FSK est démodulé, et l'indice de référence change pour prendre la valeur de l'indice actuel stable. Ensuite la machine à état retourne à l'état 0 en attendant un nouveau saut détecté Donc, selon l'invention, on compare le signal de polarisation au moment t(n) à l'ensemble fini de N points afin d'établir un premier indice correspondant au point le plus proche dudit ensemble fini, ensuite on compare le signal de polarisation au moment t(n+i), où i est un nombre entier représentatif du laps de temps entre t(n) et t(n+i), à l'ensemble fini afin d'établir un deuxième indice correspondant au point le plus proche de l'ensemble fini. Ensuite, on calcule la distance circulaire entre le deuxième indice et le premier indice, et l'on compare la distance circulaire à une valeur de seuil afin de détecter un saut de fréquence du signal de polarisation.

2859336 On comprend ainsi que le bruit blanc (gaussien) peut être éliminé par l'autocorrélation et le bruit impulsionel peut être filtré (éliminé) par la machine à état.

La section de détection 102 agit pour détecter l'occurrence d'un signal d'intérêt. Il est préféré que la section de détection 102 agisse pour détecter un signal d'intérêt rapidement, de manière à ce que le suppresseur 20 puisse être rapidement commuté dans son état non adaptatif. Il peut également être préféré que la section de détection comprenne une certaine hystérésis, pour assurer que le basculement de la fréquence dans le signal de modulation FSK ne soit pas détecté par erreur comme une fausse fin de message. En d'autres termes, la section de détection 102 peut avoir une réponse rapide pour détecter le début d'un signal d'intérêt et une réponse plus lente pour détecter la fin d'un signal d'intérêt.

Pour obtenir une estimation de détection robuste, l'algorithme de détection peut utiliser les mêmes informations que celles utilisées pour l'estimation des changements de tons FSK dans la section de démodulation 100.

Pour obtenir une détection claire du fait qu'un signal cohérent est présent ou non, l'autocorrélation est à nouveau utilisée. En se référant aux figures 7 et 8, deux variables de détection moyennées sont définies: detec haute et detec basse Sur cette dernière figure, la courbe 110 représente le signal d'entrée vers la section de détection 102. Le signal d'exemple comprend une première partie 110a sans signal d'intérêt, une seconde partie 110b comprenant un signal de modulation FSK et une troisième partie 110c qui suit le signal d'intérêt. La courbe 112 représente la variable de détection detec haute, et représente une moyenne de l'autocorrélation du signal d'entrée sur une période relativement courte. La courbe 112 représente donc le degré de cohérence dans le signal d'entrée sur une courte période, et convient particulièrement pour détecter le début d'un signal d'intérêt (110b).

Comme on peut le voir sur la figure 8, le premier signal de détection 114 fournit une indication rapide pour détecter le début du signal d'intérêt (110b). Cependant, le premier signal de détection 114 peut être vulnérable à une fausse détection de la fin du signal d'intérêt, car l'adaptation rapide du signal detec haute (courbe 112) peut amener detec haute à chuter en dessous du premier seuil 116 pour chaque variation de la fréquence de modulation FSK. De ce fait, la variable d'adaptation lente detec_basse est utilisée pour fournir un second signal de détection Détection 2 qui donne une certaine hystérésis à la détection. Sur la figure 8, la courbe 118 représente la variable de détection detec_basse, et représente une moyenne de l'autocorrélation du signal d'entrée sur une période plus longue. Comme on peut le voir sur la figure 8, la courbe 118 est plus lente à répondre à des variations du signal d'entrée et est moins affectée par le basculement de fréquence de la fréquence de modulation FSK.

Un premier signal de détection Détection 1 (indiqué par la courbe 114) est obtenu par l'application d'un seuil à la variable de détection detec haute (Seuil 1) 116 en utilisant la fonction suivante: Si detec haute> Seuil 1 alors Détection 1=1 sinon Détection 1=0 Un second signal de détection Détection 2 (indiqué par une ligne 120) est obtenu en appliquant un seuil à la variable de détection detec basse (Seuil 2) 122 en utilisant la fonction suivante: Si detec basse > Seuil 2 alors Détection 2=1 sinon Détection 2=0 Comme on peut le voir sur la figure 8, le second signal de détection 120 reste actif durant la durée entière du signal d'intérêt (110b).

Le signal de détection final 124 peut être généré en combinant les premier et second signaux de détection 114 et 120, 30 par exemple par une combinaison OU logique.

Détection =Détection 1 ou Détection 2 De ce fait, le signal de détection final 124 peut présenter les propriétés suivantes: une réponse rapide au début d'un signal d'intérêt (fourni par le premier signal de détection 114), et une détection continue pendant toute la durée du signal d'intérêt (fournie par le second signal de détection 120).

Les premier et second seuils peuvent être déterminés expérimentalement. Des valeurs d'exemple sont: Seuil 1= 0.7, Seuil 2= 0. 2 5.

Comme on l'a mentionné ci-dessus, le signal de détection 124 représente l'occurrence d'un signal d'intérêt, indépendamment du fait que le signal est un véritable signal à modulation FSK, ou simplement un nouveau signal d'interface cohérent qui n'a pas encore été supprimé par le suppresseur 20. Le générateur de signal de commande 104 est sensible au signal de détection 124 pour générer le signal de commande 26 à partir de celui-ci. Le générateur de signal de commande 104 n'infirme le signal de commande 26 (mode non adaptatif) que lorsque, durant un signal de détection active 124, une ou plusieurs caractéristiques du signal d'entrée sont détectées, représentatives d'un signal de modulation FSK.

Dans le présent mode de réalisation, le générateur de signal de commande 104 détecte des variations périodiques du signal d'entrée. Une propriété d'un signal de modulation FSK caractéristique est que le signal de modulation FSK basculera toujours entre les deux fréquences différentes en moins d'un certain intervalle maximum. En se référant aux figures 8 et 9, une différentielle du signal d'entrée est calculée (courbe 130), et contient des pics ou des "marqueurs de changement d'état" 132 à chaque changement du signal de modulation FSK (110b). Une fonction d'amortissement moyenne est appliquée au signal différentiel 130, pour générer un signal différentiel décroissant (courbe 134) pour les marqueurs détectés durant le signal de détection actif 124. Un troisième seuil (Seuil 3) 136 est appliqué au signal de moyenne décroissante 134 pour générer le signal de commande 26. Le signal de commande 26 est confirmé (mode adaptatif) lorsque la moyenne décroissante 134 est en dessous du troisième seuil 136, et est infirmée (mode non adaptatif) lorsque la moyenne décroissante 134 est au-dessus du troisième seuil 136. Sur la figure 9, une sortie inverseuse de la fonction de seuil 136 est représentée, pour indiquer que l'état est généralement opposé à celui expliqué pour les première et seconde fonctions de seuil 116 et 122.

En utilisation, lorsque le signal d'intérêt 110b est un signal à modulation FSK, le signal de détection 124 passe à l'état actif au début de la détection du signal d'intérêt, et le basculement de fréquence dans le signal de modulation FSK résulte en des "marqueurs de changement d'état suffisamment fréquents", 132 qui sont générés pour maintenir la moyenne 23 2859336 décroissante 134 au-dessus du troisième seuil 136 et maintenir ainsi le signal de commande 26 infirmé. De ce fait, le suppresseur 20 ne s'adapte pas pour supprimer de façon active les composantes de modulation FSK, et le message à modulation FSK complet peut être démodulé par la section de démodulation 100. A la fin du message à modulation FSK, le signal de détection 124 est désactivé (après le court délai fourni par le second signal de détection 120), ce qui empêche des "pics" supplémentaires quelconques 132 d'être ajoutés à la moyenne décroissante 134. Après une autre courte période, la moyenne décroissante 134 chute en dessous du troisième seuil 136, et le signal de commande 26 est à nouveau confirmé pour faire basculer le suppresseur 20 dans son mode adaptatif.

Si le signal d'intérêt 110b se révélait être une nouvelle composante d'interférence cohérente (n'appartenant pas à la modulation FSK), alors le signal de détection 124 serait encore activé au début du signal d'intérêt, et un premier marqueur de changement d'état 132 sera généré, provoqué par le début du signal d'intérêt. En conséquence, comme avec l'exemple de la modulation FSK, le signal de commande 26 serait infirmé en tant que réponse rapide au signal d'intérêt, pour faire basculer le suppresseur 20 dans son mode non adaptatif. Cependant, la nouvelle interférence cohérente ne basculerait pas en fréquence (comme le ferait un signal de modulation FSK), et aucun autre marqueur de changement d'état 132 ne sera généré. En l'absence de marqueurs de changement d'état supplémentaires 132, la moyenne décroissante 134 chutera rapidement en dessous du troisième seuil 136, en amenant le signal de commande 26 à être à nouveau confirmé, pour faire revenir le suppresseur 20 à son mode adaptatif. Dans le mode adaptatif, le suppresseur 20 s'adapte pour annuler de façon active la nouvelle composante dans le signal. De ce fait, le signal 110 tend vers zéro, et le signal de détection 124 est désactivé (après le court délai fourni par le second signal de détection 120).

D'après ce qui précède, on peut se rendre compte que, lorsqu'un signal d'intérêt est détecté, le signal de commande 26 est toujours infirmé avec une réponse rapide. Cependant, sauf si le signal d'intérêt continue à changer d'état à des intervalles prédéterminés indicatifs d'un signal de modulation FSK, le signal de commande 26 est bientôt à nouveau confirmé pour faire 24 2859336 basculer le suppresseur 20 à nouveau dans son mode adaptatif, pour annuler de façon active le signal détecté . En d'autres termes, le signal détecté est à nouveau classé comme n'étant pas intéressant, et cette nouvelle classification fait basculer le suppresseur 20 à nouveau dans son état adaptatif. Le signal de commande 26 peut donc représenter l'état réel du fait qu'un signal est ou non actuellement considéré comme étant un signal d'intérêt.

Les mêmes principes peuvent s'appliquer si, durant la réception d'une modulation FSK, le signal de réception est affecté par une nouvelle composante d'interférence cohérente. Si la nouvelle composante d'interférence cohérente est suffisamment forte pour noyer le signal de modulation FSK, alors la valeur du signal d'entrée se trouvera noyée par l'interférence cohérente et ne changera plus d'état. De ce fait, aucun autre marqueur de changement d'état 132 ne sera généré, et la moyenne décroissante 134 chutera bientôt en dessous du troisième seuil 136. Dès que ceci se produit, le signal de commande 26 est à nouveau confirmé, pour faire basculer le suppresseur dans son mode adaptatif. Dans le mode adaptatif, le suppresseur 20 s'adapte pour annuler de façon active à la fois la modulation FSK et la nouvelle composante d'interférence qui noie la modulation FSK. De ce fait, la détection de la modulation FSK est arrêtée.

Le signal de détection 124 et le signal de commande 26 peuvent également être utilisés pour établir la distinction entre des signaux de modulation FSK valides et non valides. Au début du signal d'intérêt, le signal de détection 124 est activé, et le signal de commande 26 est infirmé. Si le signal de commande 26 se trouve à nouveau confirmé alors que le signal de détection 124 est encore actif, ceci est indicatif d'un signal d'intérêt invalide. Soit le signal d'intérêt n'est pas une modulation FSK, soit un signal de modulation FSK est noyé par une nouvelle composante d'interférence débutant durant le message à modulation FSK. Si le signal de détection 124 est désactivé avant une nouvelle confirmation du signal de commande 26, ceci est indicatif d'un message à modulation FSK valide. Un second signal de commande 138 indicatif d'un message à modulation FSK valide peut être généré par une combinaison logique appropriée (140 sur la figure 9) du signal de détection 124 et du signal de commande 26. Le second signal de commande 1'2Q peut être Lextrêmement avantageux pour éviter une interprétation erronée d'un signal de modulation FSK invalide démodulé par la section de démodulation 100.

Le processeur de signal 60 peut fonctionner par intermittence dans un mode d'économie d'énergie. Par exemple, le processeur de signal 60 peut être activé environ toutes les 200 ms pendant une période d'environ 10 ms. La réponse rapide de l'étage de détection 102 et de l'étage de génération du signal de commande 104, permet que le suppresseur 20 soit rapidement basculé dans son mode non adaptatif lorsqu'un signal d'intérêt est détecté.

La figure 10 illustre les principes d'utilisation d'un filtre de Wiener pour annuler une interférence cohérente dans le signal reçu 24, sur la base d'une référence de bruit cohérente 150. La référence de bruit 150 peut être obtenue à partir du signal reçu 24, retardé d'un retardapproprié, comme expliqué davantage ci-dessous. Le principe de Wiener consiste à estimer un filtre linéaire 152 qui permet la génération d'un signal qui peut être soustrait du signal reçu 24 par le soustracteur 154.

Après la soustraction, seules les composantes du signal non associées à la référence de bruit 150 subsistent.

Des filtres à réponse impulsionnelle finie (FIR) ou des filtres à réponse impulsionnelle infinie (IIR) peuvent être utilisés pour le filtre linéaire. Les filtres de type FIR présentent un avantage en termes de stabilité. Cependant, certaines limitations des filtres à réponse FIR peuvent résulter en une complexité et un coût de traitement supplémentaires. De manière à pouvoir annuler l'effet de l'interférence proche d'un signal d'intérêt, le nombre de coefficients du filtre à réponse FIR doit être augmenté pour obtenir le degré approprié de liberté pour le filtre. Par exemple, de manière à pouvoir annuler jusqu'à 5 composantes d'interférences, le nombre minimum de coefficients théoriques du filtre est de 10. En pratique, en raison des effets du bruit, ce nombre doit être augmenté, habituellement jusqu'à environ 30. Le nombre de coefficients peut être directement associé à la complexité et au coût du traitement, et doit de préférence être aussi faible que possible pour réduire la charge de calcul.

En général, un filtre à réponse IIR peut fournir une 40 réalisation plus efficace avec une plus grande souplesse. De manière à éviter les problèmes de stabilité, il peut être préféré que le filtre à réponse IIR soit réalisé d'une manière série-parallèle, comme indiqué sur la figure 11. Les stades de traitement mathématique figurent dans le tableau de la figure 12.

Le retard de temps Z- peut être réglé à une valeur du même ordre que les longueurs des filtres. Il peut être préféré de réduire le retard Z- autant que possible, pour permettre une adaptation relativement rapide du filtre pour annuler les composantes du signal. Le retard minimum peut être un retard supérieur au nombre de coefficients par filtre. Par exemple, si chaque filtre contient 15 coefficients, alors le retard est équivalent à 16 échantillons.

Comme on l'a mentionné ci-dessus, et à titre d'illustration, le nombre de coefficients de chaque filtre peut être d'environ 15 (ce qui donne un total de 30 coefficients effectifs pour l'agencement série-parallèle). Si la fréquence d'échantillonnage est de 130 kHz (décimation d'un facteur de 10), le retard Z- est équivalent à approximativement (1+15)/(130 000) =0, 12 ms.

Lorsque l'agencement du filtre est utilisé dans un mode d'économie d'énergie actionné par intermittence, les coefficients provenant du cycle d'activation précédent sont conservés en tant qu'historique des composantes d'interférences et sont utilisés en tant que coefficients initiaux pour le cycle d'activation suivant.

L'algorithme destiné à mettre à jour les coefficients du filtre dans le mode adaptatif peut être un algorithme du type des moindres carrés (LMS). L'algorithme tente de minimiser la corrélation entre la sortie du signal et la référence de bruit (version retardée dans le temps du signal d'entrée), pour mettre à jour les coefficients du filtre pour chaque point reçu. Cette "innovation" est multipliée par un coefficient a et est ajoutée à la valeur de la prise précédente. L'amplitude de l'innovation dépend du module du signal avant la convergence de l'algorithme.

A la convergence, cette corrélation tend vers O. La vitesse de convergence est donc une fonction du coefficient a et de l'amplitude du signal. Certaines limites existent pour a en vue d'assurer la stabilité de l'algorithme. Pour obtenir un algorithme robuste avec une vitesse de convergence constante, un algorithme par les moindres carrés normalisé peut être utilisé.

Un algorithme normalisé peut être particulièrement avantageux si aucune commande de gain automatique n'est employée dans le récepteur 64. Dans un algorithme normalisé, l'innovation est multipliée par un facteur a/puissance(t), où puissance(t) représente la puissance du signal. Le terme puissance(t) peut être estimé en utilisant une expression stochastique: puissance(t + 1) = puissance(t) + )puissance (ScF (t + 1) ScF* (t + 1) - puissance (t) ) Oë Ppuissance représente un facteur d'oubli. Le facteur d'oubli peut être réglé de manière à ce que la puissance instantanée représente approximativement la puissance moyenne sur une période déterminée.

D'autres algorithmes appropriés pour mettre à jour les coefficients du filtre peuvent être utilisés, par exemple, un algorithme récursif par les moindres carrés. Un algorithme récursif par les moindres carrés peut donner une vitesse de convergence plus rapide, mais au prix d'une charge de calcul supplémentaire. L'algorithme LMS (normalisé) peut fournir une efficacité de calcul au prix d'une convergence plus lente. Cependant, une vitesse de convergence plus lente peut encore être tout à fait satisfaisante.

Comme on l'a mentionné précédemment, il peut être souhaitable d'ajouter une composante d'interférence artificielle au signal reçu, de manière à ce que les coefficients du filtre ne soient jamais complètement aléatoires. En l'absence d'une composante d'interférence quelconque, il pourrait y avoir un risque que les coefficients soient aléatoires et par coïncidence, dans un état tel qu'ils annulent un signal d'intérêt. Dans un tel état, il peut y avoir un temps insuffisant pour que le détecteur 102 détecte le signal d'intérêt et fasse basculer le filtre dans son état non adaptatif avant que le filtre agisse pour annuler le signal d'intérêt. Il peut y avoir une différence de vitesse de réaction du filtre entre une situation dans laquelle le filtre n'est pas en train d'annuler activement une composante d'interférence existante (une vitesse de réaction de filtre relativement rapide lorsqu'un nouveau signal arrive, lorsque le filtre présente un degré de liberté complet), et une situation dans laquelle le filtre est déjà en train d'annuler activement une composante d'interférence existante (une vitesse de réaction du filtre relativement plus lente, dans la mesure où le filtre a moins de 28 2859336 degré de liberté pour s'adapter à des composantes multiples du signal). Une manière commode d'ajouter la composante d'interférence artificielle consiste à ajouter une valeur constante (fréquence=O) dans la bande de base complexe, soit à la partie réelle, soit à la partie imaginaire du signal.

Comme cela est illustré dans le mode de réalisation préféré, l'invention peut fournir des techniques pour une réduction simple et cependant extrêmement efficace d'une interférence cohérente dans un signal reçu, par un basculement entre les modes de filtre adaptatifs et non adaptatifs en fonction de la présence d'un signal d'intérêt. L'invention peut également fournir des techniques modulation FSK en bande une classification et pour traiter efficacement un signal à de base complexe, et pour une détection, une démodulation non cohérentes d'un signal à modulation FSK, calcul. Lorsqu'ils sont synergiques comprennent la sans imposer une forte charge de utilisés ensemble, les avantages capacité de fournir un traitement de modulation FSK robuste qui peut être immunisé vis-à-vis des composantes d'interférences, et même des composantes d'interférences cohérentes proches des fréquences de modulation FSK.

29 2859336

Claims (26)

REVENDICATIONS

1. Dispositif destiné à traiter des composantes codées par déplacement de fréquence (FSK) d'un signal de communication 5 reçu, le dispositif comprenant: un moyen de conversion de fréquence (52; 70 à 84) destiné à convertir le signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, un moyen de détection de polarisation (100 à 104) destiné à détecter une polarisation du signal en bande de base complexe, un moyen d'autocorrélation (160) pour estimer la polarisation du signal en bande de base complexe, et un moyen de génération de signal de polarisation destiné à 15 générer un signal de polarisation pour établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK.

2. Dispositif selon la revendication 2, dans lequel le moyen d'autocorrélation (100 à 104) comprend un moyen destiné à appliquer une fonction de moyenne décroissante à une fonction du résultat de l'autocorrélation, et un moyen de normalisation pour normaliser l'autocorrélation.

3. Dispositif selon l'une quelconque des revendications précédentes, comprenant en outre une section de détection et de classification de signal (102, 104) destinée à détecter le début et la fin d'un signal de modulation FSK, sur la base du signal de polarisation.

4. Dispositif selon la revendication 3, dans lequel la section de détection et de classification comprend une section de détection (102) destinée à détecter un signal d'intérêt conformément à la stabilité de la polarisation, et destinée à générer un signal de détection (124).

5. Dispositif selon la revendication 4, dans lequel la section de détection (102) présente une hystérésis telle que le temps de réponse pour détecter un début de cohérence est inférieur à un temps de réponse pour détecter une fin de cohérence.

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6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel la section de détection (102) comprend un premier canal de détection (112, 114) destiné à détecter une cohérence sur une première période courte, et un second canal de détection (118, 120) destiné à détecter une cohérence sur une seconde période plus longue, et un moyen destiné à combiner des signaux provenant des premier et second canaux de détection.

7. Dispositif selon la revendication 4, 5 ou 6, dans lequel la section de détection et de classification comprend une section de classification (104) destinée à établir une classification indiquant si un signal d'intérêt correspond à un signal de modulation FSK, et destinée à fournir en sortie un signal de commande de classification (26).

8. Dispositif selon la revendication 7, dans lequel la section de classification (104) comprend un moyen destiné à détecter une séquence de variations de cohérence correspondant au basculement des première et seconde composantes de modulation FSK dans le signal de communication reçu.

9. Dispositif selon la revendication 7, comprenant en outre un moyen (140) destiné à générer un signal de validité (138) indicatif du fait qu'un signal d'intérêt est ou non un signal de modulation FSK valide, le signal de validité indiquant une modulation FSK valide lorsque le signal de détection (124) s'arrête avant que le signal de classification s'arrête (26), et le signal de validité (138) indiquant une modulation FSK invalide lorsque le signal de classification (26) s'arrête avant que le signal de détection (124) s'arrête.

10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 4 à 9, comprenant en outre un filtre (20, 22) destiné à réduire des composantes autres qu'un signal d'intérêt dans le signal de communication reçu.

11. Dispositif selon la revendication 10, dans lequel le filtre comprend un filtre adaptatif (22) pouvant être mis en 40 oeuvre dans les premier et second modes suivant le signal de classification (26), le premier mode étant un mode adaptatif dans lequel le filtre s'adapte aux variations du signal de communication reçu pour éliminer des composantes, et le second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode.

12. Dispositif selon la revendication 11, dans lequel le second mode est un mode non adaptatif dans lequel les coefficients du filtre ne s'adaptent pas à des variations du signal de communication reçu.

13. Dispositif selon la revendication 10, 11 ou 12, dans lequel le filtre (20, 22) est placé entre le moyen de conversion de fréquence (52; 70 à 84) et le moyen de détection de polarisation (100 à 104).

14. Récepteur de signal de communication (64) comprenant un dispositif tel que défini dans l'une quelconque des revendications précédentes.

15. Récepteur (64) destiné à un système de commande à distance, dans lequel le récepteur comprend un dispositif tel que défini dans l'une quelconque des revendications 1 à 13.

16. Procédé de traitement de composantes codées par déplacement de fréquence (FSK) d'un signal de communication reçu, le procédé comprenant les étapes suivantes: la conversion du signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, et la détection d'une polarisation du signal en bande de base complexe, l'autocorrélation destinée à estimer la polarisation du 35 signal en bande de base complexe, et la génération d'un signal de polarisation afin d'établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK.

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17. Procédé selon la revendication 16, comprenant en outre les étapes suivantes: la définition d'un ensemble fini de points de référence prédéfinis, la comparaison du signal de polarisation au moment t(n) à l'ensemble fini afin d'établir un première indice correspondant au point le plus proche dudit ensemble fini, la comparaison du signal de polarisation au moment t(n+i) (i étant un nombre entier) à l'ensemble fini afin d'établir un deuxième indice correspondant au point le plus proche dudit ensemble fini, le calcul d'une distance circulaire entre le deuxième indice et le première indice, la comparaison de la distance circulaire à une valeur de 15 seuil afin de détecter un saut de fréquence du signal de polarisation.

18. Procédé selon la revendication 17, comprenant en outre les étapes suivantes: la définition d'une machine à état afin d'établir si la distance calculée dépasse la valeur de seuil pendant une durée prédéterminée.

19 Procédé selon la revendication 16, dans lequel l'étape 25 d'autocorrélation comprend en outre l'application d'une fonction de normalisation à une fonction du résultat d'autocorrélation.

20. Procédé selon la revendication 16, dans lequel l'étape d'autocorrélation comprend en outre l'application d'une fonction 30 de moyennage à une fonction du résultat d'autocorrélation.

21. Procédé selon la revendication 16, 17, 18, 19, ou 20, comprenant en outre une étape de détection et de classification de signal destinée à détecter le début et la fin d'un signal de modulation FSK, sur la base du signal de polarisation.

22. Procédé selon la revendication 21, dans lequel l'étape de détection et de classification de signal comprend la génération d'un signal de détection lorsqu'un signal d'intérêt est détecté conformément à une cohérence détectée dans le signal 33 2859336 de polarisation, et la génération d'un signal de classification conformément à des caractéristiques de modulation FSK dans le signal de polarisation.

23. Procédé selon la revendication 21 ou 22, comprenant en outre un filtrage adaptatif du signal de communication reçu, l'étape du filtrage adaptatif étant commandée dans un premier mode ou dans un second mode par le résultat de l'étape de détection et de classification de signal, le premier mode étant un mode adaptatif dans lequel le filtrage est autoadaptatif vis-à-vis des variations du signal de communication reçu, et le second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode.

24. Procédé selon la revendication 23, dans lequel le second mode est un mode non adaptatif dans lequel le filtrage n'est pas auto-adaptatif vis-àvis des variations du signal de communication reçu.

25. Dispositif destiné à traiter un signal de communication reçu afin d'extraire des composantes codées par déplacement de fréquence (FSK), le dispositif comprenant: un moyen de conversion de fréquence destiné à convertir le signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, un filtre adaptatif destiné à éliminer les composantes du signal dans la bande de base complexe, le filtre adaptatif pouvant être mis en oeuvre dans un premier mode adaptatif, dans lequel les coefficients du filtre s'adaptent à des variations du signal, et dans un second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode, un moyen de détection de polarisation destiné à détecter une polarisation du signal en bande de base complexe, et destiné à générer un signal de polarisation afin d'établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK, et une section de détection et de classification destinée à traiter le signal de polarisation pour détecter un signal d'intérêt, et destinée à générer un signal de commande en vue de sélectionner le mode du filtre adaptatif.

26. Procédé de traitement d'un signal de communication reçu pour extraire des composantes codées par déplacement de fréquence (FSK), le procédé comprenant: la conversion du signal de communication reçu en un signal en bande de base complexe ayant une première composante de démodulation FSK et une seconde composante de démodulation FSK, le filtrage du signal en bande de base complexe pour éliminer les composantes de signal, l'étape de filtrage pouvant être commandée dans un premier mode adaptatif dans lequel le filtrage est auto-adaptatif vis-à-vis des variations du signal, et dans un second mode présentant une adaptabilité au moins réduite par comparaison au premier mode, la détection d'une polarisation du signal en bande de base complexe, et la génération d'un signal de polarisation pour établir la distinction entre les première et seconde composantes de modulation FSK, et le traitement du signal de polarisation pour détecter un signal d'intérêt, et la génération d'un signal de commande pour 20 sélectionner le mode de filtrage pour l'étape de filtrage.