FR2853168A1 - Circuit de communication sans fil - Google Patents
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Abstract
L'invention comprend un circuit de communication (54), et un procédé de communication par signaux sans fil, qui se caractérise par la fourniture d'un circuit oscillant final (88) comportant un inducteur (56) connecté en parallèle avec un circuit capacitif (92). Le circuit capacitif comprend une paire de capacités (92a, 92b) couplées en série. Chacune des capacités (92a, 92b) est reliée à la masse commune, et présente une valeur capacitive associée. Un réseau à réaction (94) est connecté afin de décaler sélectivement le circuit oscillant final (88) et produire un signal présentant une amplitude. L'amplitude du signal est fonction du rapport des valeurs capacitives associées au circuit capacitif (92). La fréquence du signal est définie par l'inducteur (56) et le circuit capacitif (92). Le circuit oscillant final (88) est multifonctions, en ce qu'il peut être polarisé afin de fonctionner comme émetteur et comme récepteur.
Description
CIRCUIT DE COMMUNICATION SANS FIL
Domaine de l'invention La présente invention concerne en général l'analyse des formations géologiques, en vue de l'exploitation des réservoirs d'hydrocarbures présents dans celles-ci. Plus particulièrement, la présente 5 invention est orientée sur un circuit de communication sans fil adapté à une utilisation dans l'analyse des formations géologiques.
Les formations géologiques définissant un réservoir destiné à l'accumulation d'hydrocarbures dans 10 le sous-sol de la Terre, recèlent un réseau de voies interconnectées dans lesquelles sont disposés les fluides qui entrent ou sortent du réservoir. Afin de déterminer la nature et le comportement des fluides dans le réseau précédemment mentionné, on a besoin 15 d'une connaissance de la formation géologique, comme la pression du réservoir, et la perméabilité de la roche poreuse du réservoir. Les opérations actuelles analysent ces caractéristiques, soit au travers de relevés en ligne via un outil "testeur de formation", 20 soit au travers de tests avec des tiges de forage. Les deux types de tests sont appropriés à une utilisation avec des applications pour des "trous non tubés" ou des "trous tubés". Cependant, ces tests ne permettent pas une acquisition de données en temps réel, du fait qu'il 25 n'est possible d'exécuter ces tests qu'une fois que les équipements de forage ont été enlevés du trou, ce que l'on réfère comme une manoeuvre.
Typiquement, une manoeuvre implique d'enlever le train de tiges de forage du puits de forage, d'envoyer un testeur de formation dans le trou de forage afin d'acquérir les données de formation, puis, après avoir 5 récupéré le testeur de formation, de renvoyer à nouveau le train de tiges de forage dans le puits de forage pour continuer le forage. Bien évidemment, "effectuer une manoeuvre du puits" diminue le débit et, comme tel, ceci est typiquement évité. Résultat, l'acquisition des 10 données se fait habituellement lorsque cela est pratique, par exemple lors d'un changement de trépan, ou bien lorsque le train de tiges de forage doit être enlevé pour une quelconque autre raison non liée au forage, ou bien lorsque les données d'acquisition sont 15 suffisamment importantes pour justifier une manoeuvre supplémentaire.
L'obtention de données sur la formation du réservoir en temps réel est souhaitable, et bénéfique.
Résultat, il y a eu des tentatives de faites, dans 20 l'art antérieur, pour acquérir diverses données de formation en provenance d'une zone d'intérêt située sous la surface alors que le train de tiges de forage est présent dans le trou de forage. Une tentative de l'art antérieur est décrite par Ciglenec et Al., dans 25 le brevet US n' 6 028 534, lequel est assigné au cessionnaire de la présente invention. Ciglenec et Al.
décrivent un capteur à distance contenant une instrumentation de détection et son électronique associée, déployé par balistique dans une formation. 30 L'électronique contenue dans le capteur à distance facilite le transfert des données entre le capteur et une masse-tige adjacente en rotation. A cette fin, l'électronique permet de déterminer l'orientation spatiale souhaitée entre la masse-tige et le capteur avant que ne se produise la communication des données.
C'est pourquoi, il existe un besoin pour fournir une électronique appropriée en vue d'une utilisation avec les circuits de communication sans fil déployés dans les formations géologiques.
Résumé de l'invention L'invention comprend un circuit de communication, et un procédé de communication par signaux sans fil, qui se caractérise par la fourniture d'un circuit oscillant final comportant un inducteur connecté en 15 parallèle avec un circuit capacitif. L'inducteur est l'antenne du circuit de communication, et, de ce fait, fonctionne toujours en résonance, même lorsque les composants du circuit oscillant final changent avec la température. L'antenne peut, de ce fait, fonctionner à 20 un facteur Q élevé avec une consommation de puissance minimale lorsqu'elle émet. Le circuit capacitif comprend une paire de capacités couplées en série.
Chacune des capacités est reliée à la masse commune, et présente une valeur capacitive associée. Un réseau à 25 réaction est connecté afin de décaler sélectivement le circuit oscillant final et produire un signal, tout en minimisant la puissance requise pour produire le signal.
Le circuit à réaction fonctionne afin de maximaliser l'oscillation d'amplitude du signal produit au travers 30 de l'antenne. L'amplitude asymétrique du signal de chaque côté de l'antenne est fonction du rapport des valeurs capacitives associées au circuit capacitif, et de la fréquence du signal défini par l'inducteur et le circuit capacitif. Le circuit oscillant final est multifonctions, en ce qu'il peut être décalé afin de 5 fonctionner comme émetteur et/ou comme récepteur. En outre, le circuit oscillant final peut se voir adjoindre des circuits supplémentaires qui définissent plus clairement la fréquence d'émission ou de réception, aussi bien que de pourvoir une source d'alimentation à 10 distance pour celui-ci. Ces modes de réalisation, et d'autres modes, sont plus complètement débattus cidessous.
Brève description des dessins
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront plus clairement à la lecture de la description ci-après, faite en référence aux dessins annexés, sur lesquels: la figure 1 est un schéma de masse-tige 20 positionnée dans un trou de forage, et équipée d'une unité d'émission/réception orientable selon la présente invention; la figure 2 est une illustration schématique de l'unité d'émission/réception orientable de la masse25 tige de la figure 1, montrant un système destiné à mettre en place un capteur à distance à partir du trou de forage dans une formation de sous-sol sélectionnée; la figure 3 schématise les circuits électroniques de l'unité d'émission/réception orientable de la figure 30 1, destinés à la réception des signaux de données, et à la transmission des signaux vers le capteur à distance la figure 4 est un schéma électronique de principe illustrant l'électronique d'un capteur à distance; la figure 5 est une illustration schématique d'un circuit de communication montré sur la figure 4, selon un premier mode de réalisation; la figure 6 est une illustration schématique d'un circuit de communication montré sur la figure 4, selon un deuxième mode de réalisation; la figure 7 est une illustration schématique d'un 10 circuit de communication montré sur la figure 4, selon un troisième mode de réalisation; la figure 8 est une illustration schématique d'un circuit de communication montré sur la figure 4, selon un quatrième mode de réalisation; la figure 9 est une illustration schématique d'un circuit de communication montré sur la figure 4, selon un cinquième mode de réalisation; la figure 10 est une illustration schématique d'un circuit de communication montré sur la figure 4, selon 20 un sixième mode de réalisation; et la figure 11 est un schéma de principe illustrant, de manière conceptuelle, le fonctionnement de l'unité d'émission/réception orientable en conjonction avec le capteur à distance, selon la présente invention. 25
Description détaillée de l'invention
En se référant à la figure 1, une utilisation exemplaire de la présente invention implique une massetige 10, comprenant un train de tiges de forage (non 30 montré) destiné à forer un puits de forage 12. La massetige 10 est pourvue d'une section sonde 14 comprenant un circuit d'acquisition de données 16, montré sur la figure 2, incorporant le circuit d'émission/réception 18 de la figure 3.
En se référant à la figure 2, la masse-tige 10 5 comprend une jauge de pression 20, dont le capteur de pression 22 est exposé à la pression du trou de forage dans le puits de forage 12 via un passage de masse-tige 24. La jauge de pression 20 capte la pression ambiante à la profondeur d'une formation de sous-sol 10 sélectionnée, et est utilisée pour vérifier l'étalonnage en pression des capteurs à distance. Des signaux électriques (non montrés), représentant la pression ambiante du puits de forage, sont transmis via la jauge de pression 20 au circuit d'acquisition de 15 données 16. Le circuit d'acquisition de données 16 réalise alors un étalonnage en pression d'un capteur à distance 26, mieux montré sur la figure 1, lequel est déployé à cette profondeur particulière du puits de forage.
La masse-tige 10 est également pourvue d'un ou de plusieurs réceptacles de capteurs à distance 28, également montrés sur la figure 1. Chaque réceptacle de capteur 28 contient un capteur à distance 26 destiné à être positionné dans une formation de sous-sol 25 sélectionnée présentant un intérêt, et intersectée par le puits de forage 12. Comme cela sera encore bien débattu ci-dessous, dans ce mode de réalisation, le capteur à distance 26 est positionné alors que le puits de forage 12 est en train d'être foré. Il faut 30 cependant noter que le capteur à distance 26 peut être mis en place à l'avance, et utilisé en conjonction avec l'unité d'émission/réception orientable de la présente invention. Dans de tels modes de réalisation, il faudra typiquement faire des efforts pour identifier l'emplacement du capteur à distance 26, comme cela est plus complètement débattu ci-dessous.
Les capteurs à distance 26 sont des capteurs "intelligents" encapsulés, qui sont déplacés depuis la masse-tige 10 jusqu'à une position dans la formation entourant le puits de forage 12. Les capteurs à 10 distance 26 détectent les caractéristiques de la formation telles que la pression, la température, la perméabilité de la roche, sa porosité, sa conductivité, et sa constante diélectrique, entre autres. Les capteurs à distance 26 sont encapsulés de manière 15 appropriée dans un logement de capteur offrant une intégrité structurale suffisante pour résister aux dommages pouvant survenir au cours du déplacement depuis la masse-tige 10 jusqu'à l'encastrement latéral dans la formation de sous-sol entourant le puits de 20 forage 12.
En se référant à nouveau à la figure 1, un capteur à distance 26 unique est montré encastré dans une formation, selon une orientation grossièrement perpendiculaire au puits de forage 12, et, par 25 conséquent, à la masse-tige 10. L'homme du métier bénéficiant de cette description, appréciera qu'un tel déplacement latéral pour encastrement n'a pas besoin d'être réalisé perpendiculairement au puits de forage 12, mais peut l'être selon divers angles d'attaque dans 30 la position de la formation désirée. Le déploiement du capteur peut être réalisé en utilisant une ou plusieurs des techniques suivantes: (1) forage dans la paroi du trou de forage 30, puis placement du capteur à distance 26 dans la formation; (2) perforage et presse des capteurs à distance 26 encapsulés dans la formation 5 avec une presse hydraulique ou un autre assemblage mécanique de pénétration; ou (3), tir des capteurs à distance 26 dans la formation en utilisant des charges propulsives. Toutes ces techniques sont appropriées, en fonction de leur mise en oeuvre. Par exemple, bien que 10 le mode de réalisation illustré utilise un mécanisme hydraulique (plus complètement débattu ci-dessous), un mode de réalisation en variante met en place de manière balistique le capteur à distance 26, décrit plus complètement dans le brevet US n06 467 387, délivré à 15 Espinosa et Al., lequel est assigné au cessionnaire de la présente invention.
En se référant à nouveau à la figure 2, un piston actionné hydrauliquement 32, déploie le capteur à distance 26, forçant celui-ci à pénétrer dans la 20 formation de sous-sol afin de faciliter la détection des caractéristiques de la formation. Pour déployer le capteur, une massetige 10 est pourvue d'une âme cylindrique interne 34, dans laquelle est positionné un élément de piston 36 doté du piston 32, disposé de 25 façon à pouvoir entraîner le capteur à distance intelligent encapsulé 26. L'élément de piston 36 est soumis à la pression hydraulique communiquée à une chambre de piston 38 à partir d'un système hydraulique 40, via un passage d'alimentation hydraulique 42. Le 30 système hydraulique 40 est activé de manière sélective par le circuit d'acquisition de données 16, de façon à ce que le capteur à distance 26 puisse être étalonné en fonction de la pression ambiante du trou de forage à la profondeur de la formation, comme décrit ci-dessus. Le capteur à distance 26 peut alors être déplacé depuis le 5 réceptacle 28 dans la formation, au-delà de la paroi 30 du trou de forage, de façon à ce que les caractéristiques de pression de la formation puissent être dégagées de l'influence du trou de forage.
En se référant maintenant à la figure 3, le 10 circuit d'acquisition de données 16 de la masse-tige 10, montré sur la figure 1, comprend une unité d'émission/réception 44 pilotée par un circuit pilote de puissance pour émission/réception 46 (par exemple, un amplificateur de puissance), à une fréquence 15 déterminée par un circuit oscillant 48. L'unité d'émission/réception 44 recevra les signaux qui seront émis vers la section de sonde 14 de la masse-tige 10 par le capteur à distance 26, comme cela sera plus complètement débattu ci-dessous. Il faut noter que le 20 rapport de 2 à 1 n'est pas nécessaire pour la pratique de l'invention, et que d'autres rapports peuvent être employés. L'unité d'émission/réception 44 comprend une antenne réseau 50, et un ou plusieurs émetteurs/récepteurs 52, en fonction de la mise en 25 oeuvre.
En faisant référence à la figure 4, le circuit électronique du capteur à distance 26, montré sur la figure 1, comprend un circuit de communication 54 comportant au moins un enroulement de réception 56, ou 30 une antenne RF. Une sortie 58 du circuit de communication 54 est connectée à un circuit de contrôle 60. Le circuit de contrôle 60 est prévu d'être chargé par une jauge de pression 64 sur l'une de ses sorties de contrôle 62, de façon à ce que les signaux de sortie de la jauge puissent être conduits vers un 5 convertisseur analogique numérique ("ADC", ou CAN) à mémoire 66, lequel reçoit les signaux en provenance de la jauge de pression 64 via un conducteur 68, et reçoit également les signaux de contrôle en provenance du circuit de contrôle 60 via un conducteur 70. Une 10 batterie 72 est connectée aux différents composants du circuit du capteur à distance 26, par des conducteurs d'alimentation 76, 78 et 80. Une sortie de mémoire 82 du circuit CAN à mémoire 66 est chargée sur un circuit de contrôle 84 de l'enroulement de réception. Le 15 circuit de contrôle 84 de l'enroulement de réception fonctionne comme un circuit pilote via le conducteur 86, de façon à ce que l'antenne 56 transmette les données au circuit d'émission/réception 18, montré sur la figure 3.
En se référant à la figure 5, dans un mode de réalisation, le circuit de communication 54 est formé à partir d'un circuit oscillant final 88 comprenant l'antenne 56 connectée en parallèle avec un circuit capacitif 92. Le circuit capacitif 92 comprend une 25 paire de capacités, montrées comme les capacités 92a et 92b, lesquelles sont couplées en série. Les capacités 92a et 92b sont mises à la masse commune, montrée en 92c. Un réseau à réaction 94 est également compris dans le circuit de communication 54. Le réseau à réaction 94 30 est connecté de façon à décaler sélectivement le circuit oscillant final 88, afin de produire un ou plusieurs signaux, montrés comme le signal 96, aux ports 88a et 88b, respectivement.
Le réseau à réaction 94 comprend un premier et un second circuit à réaction. Le premier circuit à 5 réaction comprend un transistor bipolaire 98, dont l'émetteur 98a est connecté à un pôle d'un commutateur 100. Les autres pôles du commutateur 100 sont connectés à la tension d'alimentation VALIM ("VSUPPLY"), et à une entrée MDAENTREE ("ASKIN") . La base 98b du transistor 98 10 est connectée en commun avec une résistance 102 et une capacité 104. La résistance 102 est connectée en série entre la base 98b et la masse 92c. La capacité 104 est connectée en série entre la base 98b et le port 88a du circuit oscillant final 88. Le second circuit à 15 réaction comprend un transistor bipolaire 106, dont l'émetteur 106a est connecté à la masse. La base 106b du transistor 106 est connectée en commun avec une résistance 108 et une capacité 110. La résistance 108 est connectée en série entre la base 106b et la tension 20 d'alimentation VALIM Le collecteur 106c du transistor 106 est connecté à un pôle d'un commutateur 112 à travers une capacité 112a, le collecteur 106c et la capacité 112a étant connectés en commun avec le port 88a du circuit oscillant final 88. Les autres pôles du 25 commutateur 112 sont connectés à la masse, et à une entrée MDFENTREE ("FSKIN") . La capacité 110 est connectée en série entre la base 106b et le port 88b du circuit oscillant final 88.
Avec cette configuration, l'antenne 56 fonctionne 30 en tant qu'inducteur du circuit oscillant final 88, ce qui permet au circuit de communication 54 de fonctionner en permanence à la fréquence de résonance désirée, c'est-à-dire que l'antenne 56 se trouve toujours en résonance avec le circuit oscillant final 88. Résultat, le temps de stabilisation du circuit de 5 communication 54 est minimisé, augmentant de ce fait le débit des données tout en minimisant la puissance requise pour la transmission des données. La fréquence de résonance du circuit de communication 54 est dominée par la valeur de l'antenne 56 et du circuit capacitif 10 92. Les transistors 98 et 106, et les capacités 104 et du premier et du second circuit à réaction, respectivement, mettent en oeuvre une boucle de réaction du circuit oscillant final 88. Spécifiquement, chacun des premier et second circuits à réaction fournit 3600 15 de réaction au circuit oscillant final 88. Lorsqu'elles sont activées, la résistance 102 polarise en sens direct le transistor 98 du premier circuit à réaction, et la résistance 108 polarise en sens direct le transistor 106 du second circuit à réaction. Le 20 résultat est qu'on obtient sur l'antenne 56 une tension maximale aux ports 88a et 88b, due à l'inversion de 1800 du signal d'antenne 56. En comprenant que les transistors 98 et 106 ne sont conducteurs que pendant un très court laps de temps, la puissance consommée 25 pour générer la tension maximale d'antenne 56 s'avère minimale.
Le rapport C1/C2 des valeurs des capacités 92a et 92b définit la stabilité du circuit oscillant final 88, et l'amplitude du signal 96 lorsque C1 est la valeur de 30 la capacité 92a, et C2 est la valeur de la capacité 92b.
Lorsque les valeurs Cl et C2 sont sensiblement égales, le circuit oscillant final 88 fonctionne en état stable, les amplitudes du signal d'antenne 56 devenant sensiblement égales et oscillant entre masse et VALIMEn dehors de cette égalité des valeurs Cl et C2, le 5 circuit oscillant final 88 fonctionne en état instable, aboutissant à des différences d'amplitude du signal d'antenne 56. Sans tenir compte du fonctionnement en état stable ou instable du circuit oscillant final 88, le niveau de tension différentielle du signal d'antenne 10 56, mesuré aux ports 88a et 88b, n'est relativement pas affecté. Résultat, la puissance de transfert des données est la même aux ports 88a et 88b, c'est-à-dire que la perte de puissance est minimisée. Ainsi, le circuit de communication 54 est approprié à une 15 utilisation à la fois comme émetteur en mode différentiel, et comme récepteur en mode commun, ce qui sera débattu plus complètement ci-dessous.
Le premier circuit à réaction facilite la communication des données en employant des techniques 20 de modulation par déplacement d'amplitude ("ASK", ou MDA) . A cette fin, le commutateur 100 est activé pour connecter l'émetteur 98a à l'entrée MDAENTREE. Un signal détecté à l'entrée MDAENTREE active et désactive le circuit oscillant final 88, pourvoyant de ce fait 25 l'antenne 56 en courant de transmission. De cette manière, le signal 96 produit par l'antenne 56 est codé, et comprend l'information reçue à MDAENTREE. Par exemple, la jauge de pression 64, montrée sur la figure 4, peut transmettre un signal à l'entrée MDAENTREE. Ceci oblige 30 le circuit oscillant final 88 à émettre des signaux 96 en réponse à celui-ci, transmettant de ce fait l'information obtenue à partir de la jauge de pression 64 vers un récepteur (non montré), disposé à distance par rapport au circuit de communication 54. Dans un mode de réalisation, l'information issue de la jauge de pression 64 se trouve sous forme numérique.
En variante, le signal 96 peut être codé pour contenir de l'information en employant des techniques de modulation par déplacement de fréquence ("FSK", ou MDF) avec le second circuit à réaction. A cette fin, le 10 circuit oscillant final 88 est commuté de façon à osciller en permanence, en utilisant le commutateur 100 pour connecter l'émetteur 98a à la tension d'alimentation VALIM. Un signal, tel que celui généré par la jauge de pression 64, peut être détecté à 15 l'entrée MDFENTREE ("FSKIN" ) . Le signal à l'entrée MDFENTREE connecte sélectivement la capacité 112 en parallèle avec la capacité 92a, modifiant de ce fait la fréquence de résonance du circuit oscillant final 88. De cette manière, le signal 96 peut être produit afin de 20 transmettre l'information présente à l'entrée MDFENTREE.
En se référant à la figure 6, avec des modifications mineures apportées au premier circuit à réaction, le circuit de communication 154 peut fonctionner comme récepteur de signaux modulés en 25 employant des techniques MDF. A cette fin, une capacité de redressement 114 est connectée entre l'émetteur 98a et la masse. La connexion commune entre l'émetteur 98a et la capacité de redressement 114 définit le port d'entrée 116 auquel un commutateur de puissance 30 pourrait être connecté et fonctionner à distance sur réception d'un signal d'activation, comme cela est bien connu dans l'art.
Lorsqu'un signal présentant une amplitude plus grande que le seuil émetteur/base du transistor 98, est 5 reçu au port 88b, le transistor 98 fonctionne en mode inverse. Résultat, la capacité de redressement 114 est chargée à travers la diode base/collecteur du transistor 98, lorsque le signal présent au port 88b est élevé. La capacité de redressement 114 est chargée 10 au même niveau que la tension présente au port 88b, moins la tension de saturation base/collecteur du transistor 98. Comme le niveau de tension du signal 96 au port 88b chute, et que le niveau de tension du signal 96 au port 88a s'élève, la tension sur la base 15 98b devient positive par rapport à la tension sur le collecteur 106c. Cet agencement de polarisation du transistor 98 bloque le courant collecteur/émetteur, et empêche la tension sur l'émetteur 98a de chuter tant qu'aucun signal supplémentaire n'est détecté par 20 l'antenne 56.
En se référant à la figure 7, la fonction du circuit de communication 254 peut être inversée entre émission et réception, en couplant un pôle d'un commutateur 160 à l'émetteur 98a, avec les deux pôles 25 restants du commutateur 160 couplés à la tension d'alimentation VALIM et à la capacité de redressement 114. De cette manière, le circuit de communication 254 peut fonctionner en tant qu'émetteur avec le couplage de l'émetteur 98a à la tension d'alimentation VALIM, en 30 utilisant le commutateur 160 et les techniques de transmission MDF précédemment mentionnées. Pour que le circuit de communication 254 fonctionne en tant que récepteur, le commutateur 160 est positionné de façon à coupler l'émetteur 98a à la capacité de redressement 114, et fonctionner comme débattu ci-dessus par rapport à la figure 6.
En se référant à la figure 8, un autre mode de réalisation du circuit de communication 354 comprend un démodulateur d'enveloppe 120, connecté en commun avec l'antenne 56 et la capacité 92b. Le démodulateur 10 d'enveloppe 120 comprend une capacité de redressement 122 et une résistance 124 connectées en parallèle entre la masse et la cathode d'une diode 126. Une anode de la diode 126 est connectée en commun avec l'antenne 56 et la capacité 92b du circuit oscillant final 88. Le 15 circuit oscillant final 88 présente une plus grande sensibilité aux signaux détectés par l'antenne 56 lorsque les valeurs des capacités 92a et 92b sont choisies de façon à placer le circuit oscillant final 88 en état instable, par exemple lorsque la capacité 20 92a présente une valeur supérieure à celle de la capacité 92b. Ceci fournit un signal 96 au port 88a avec un niveau de tension, par rapport à la masse, beaucoup plus grand que le niveau de tension du signal 96 au port 88b. Ceci facilite la détection de signaux 25 beaucoup plus petits, en comparaison avec la configuration de récepteur débattue ci-dessus par rapport à la figure 6. Si cela est souhaité, un circuit comparateur peut être connecté entre la cathode de la diode 126 et la résistance 124 au point 126a, afin de 30 convertir le signal redressé en un signal logique.
En se référant à la figure 9, afin d'augmenter la sensibilité du circuit de communication 454 lorsqu'il fonctionne en tant que récepteur, un circuit à couple de diodes accordées 128 est connecté en commun avec la 5 capacité 92b et l'antenne 56. Le circuit à couple de diodes accordées 128 comprend un amplificateur opérationnel 130 et une première et une seconde diode 132a et 132b, dont les anodes sont connectées en commun avec une capacité de couplage 134 et une résistance de 10 polarisation 136. Une résistance 138 est connectée en série entre la cathode de la diode 132b et la masse, la cathode de la diode 132a étant connectée en commun avec une entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel 130 et la résistance 138. Un réseau RC 140, lequel 15 comprend un transistor 140a connecté en parallèle avec une capacité 140b, est connecté en série entre la masse et la cathode de la diode 132a. La cathode de la diode 132a et le réseau RC 140 sont connectés en commun avec une entrée de non inversion V+, de l'amplificateur 20 opérationnel 130.
En se référant à la fois aux figures 4 et 9, un mode de réalisation exemplaire, la valeur de la résistance 138 est légèrement plus grande que la valeur de la résistance 140a. En l'absence d'un signal 25 d'antenne 56, une chute de tension au travers de la diode 132a est plus importante que la chute de tension au travers de la diode 132b, du fait d'un courant de polarisation en sens direct légèrement plus élevé. La tension s'élève avec le courant de polarisation. 30 Lorsqu'un signal est détecté par l'antenne 56, ce signal est redressé par la diode 132a et non par la diode 132b. L'amplificateur opérationnel 130 ignore la composante alternative du signal à l'entrée d'inversion V_. La tension continue à l'entrée V de l'amplificateur opérationnel 130 est supérieure à la tension continue à 5 l'entrée V+ de l'amplificateur opérationnel 130.
Résultat, l'amplificateur opérationnel 130 change d'état. Lorsque le signal d'antenne 56 se termine, la capacité 140b se décharge, et l'amplificateur opérationnel 130 retourne à son état initial. De cette 10 manière, des signaux numériques sont produits sur une sortie, O/P, de l'amplificateur opérationnel 130, en réponse aux signaux détectés par l'antenne 56. Les signaux sur O/P peuvent être transmis au circuit de contrôle 60 en vue d'un autre traitement. Grâce à la 15 configuration à diodes accordées, l'amplificateur opérationnel 130 peut fonctionner àbasse fréquence, par exemple dans la bande des kilohertz, et, de ce fait, on peut employer des amplificateurs opérationnels de faible puissance et à petite largeur de bande pour 20 fournir économiquement une puissance significative.
Afin d'augmenter la sensibilité du circuit de réception 128, un préamplificateur supplémentaire (non montré) peut être connecté de façon à ce que la capacité 134 soit connectée en commun sur les entrées de celui-ci, 25 et que la sortie du préamplificateur (non montré) soit connecté en commun sur les anodes des diodes 132a et 132b.
Un avantage supplémentaire lié au circuit à couple de diodes accordées 128, est que celui-ci fournit une 30 relative stabilité lorsqu'il est soumis à un cycle de température, c'est-à-dire que la tension différentielle, la tension à l'entrée V+ moins la tension à l'entrée V-, est relativement indépendante de la température. Les courants de polarisation de la diode 132a et de la diode 132b sont I 1 et I2. Les valeurs de la capacité 5 140b et de la résistance 128 sont R1 et R2, respectivement. Le rapport I1/I2 est défini par le rapport de R1/R2. Résultat, la différence dans les tensions de polarisation en sens direct des diodes 132a et 132b, AVD, peut être définie comme suit:
UDI
______à_ V R4 keTi AV, (1) 4 ( 1uT eUT R5 D, R5 u_Is en Ur 1e IlUr la résolution de l'équation 1 fournissant la solution suivante pour AVD: (2) AVD = /UT In (-4) R5 o T est le coefficient d'émission, valant approximativement 2 dans le présent exemple, pour des diodes polarisées en sens direct. La variable UT est définie comme suit: kr (3) UT = k q En supposant que la température de fonctionnement du circuit oscillant final 88 se situe entre 300 K et 400 K, nous trouvons pour UT les valeurs suivantes: 25 (4) UT(300K)=26mV (5) UT (450K)=39mV Il est souhaitable d'avoir la tension de détection de seuil d'entrée minimum inférieure à la tension de décalage d'entrée maximum. En supposant que la tension de décalage d'entrée de l'amplificateur opérationnel 5 130 est inférieure à 3 mV, un rapport R1/R2 peut être défini comme suit: (6) AVD =3mV =52mVIn (R4 R5 ce qui donne la valeur suivante 3mV R5 Ainsi, dans l'exemple montré ci-dessus, avec des résistances non appariées à 6%, le rapport donne en fonction des équations (1) à (7), une valeur pour AVD de 3 mV à 300 K, et de 4,5 mV à 450 K. Comme montré, la 15 tension différentielle AVD est très stable dans tout le domaine de température. La petite augmentation de la valeur de seuil peut être un résultat souhaité, étant donné que la tension de décalage d'entrée des amplificateurs opérationnels tend, en général, à 20 s'élever avec la température.
En se référant à la fois aux figures 4 et 10, le circuit de communication 554 comprend un circuit multiplicateur de tension 142, connecté au circuit oscillant final 88. Le circuit multiplicateur de 25 tension 142 comprend une capacité de couplage 144, connectée en commun avec la cathode d'une première diode 146, et l'anode d'une seconde diode 148. Une capacité de redressement 150 est connectée en série entre la cathode de la seconde diode 148 et la masse.
L'anode de la première diode 146 est connectée au port 88a. Le circuit multiplicateur de tension 142 augmente la valeur du signal détecté par l'antenne 56. Lorsque l'antenne 56 détecte un signal, la capacité de 5 redressement 150 se charge. Une fois que la capacité de redressement 150 est chargée, la capacité de couplage 144 est employée pour démoduler les données. Les diodes 146 et 148 redressent le signal avec les données démodulées et redressées présentes à la sortie 152, 10 lesquelles peuvent être transmises vers d'autres circuits, tels que le circuit de contrôle 60. Les données démodulées peuvent ensuite être utilisées directement avec un régulateur de tension. Si cela est souhaité, des circuits multiplicateurs de tension 142 15 multiples peuvent être couplés ensemble, en étages, entre le circuit oscillant final 88 et la sortie 152.
Lorsque la capacité de redressement 150 est chargée par courtes rafales, le circuit oscillant final 88 peut être employé pour recevoir simultanément alimentation -20 et données.
En se tournant vers les figures 2 et 11, en fonctionnement, une fois que le capteur à distance 26 est mis en place, celui-ci commence à collecter des données. Dans un mode de réalisation particulier, le 25 capteur à distance 26 comprend un minuteur qui initialise périodiquement une montée en puissance du capteur à distance 26. Le capteur à distance 26 acquiert alors des données, les stocke dans le circuit CAN à mémoire 66, montré sur la figure 4, puis retourne 30 en position de repos. Lorsque l'antenne réseau 50 est alignée avec l'antenne 56 du capteur à distance 26, l'émetteur 162 de la masse-tige, laquelle contient un amplificateur de puissance (non montré), envoie un ordre d'activation au capteur à distance 26 via l'antenne réseau 50. L'ordre d'activation est émis à 5 une fréquence située dans la bande de fréquence du circuit oscillant final 88, montré sur la figure 10, laquelle est proche de la fréquence de résonance du capteur à distance 26. Le capteur à distance 26 reçoit l'ordre via son antenne 56, si l'antenne réseau 50 est 10 suffisamment proche, détecte le signal reçu via l'électronique du récepteur d'activation (non montrée), puis s'active si le signal se trouve à la bonne fréquence. Le capteur à distance 26 envoie alors un signal d'accusé de réception à l'émetteur 162 de la 15 masse-tige, et attend la réception d'une instruction.
Lorsqu'il est activé par l'émetteur 162 de la masse-tige, le capteur à distance 26 est capable de recevoir et d'exécuter un certain nombre d'instructions, telles que l'acquisition de données, la transmission de 20 données, la lecture de mémoire, et l'écriture de mémoire. Plus communément, l'émetteur 162 de la massetige donnera des instructions au capteur à distance 26 afin de transmettre des données. Le capteur à distance 26 transmet les données de mesure via l'antenne 56 à un 25 circuit d'émission/réception 18, puis retourne en position de repos. Le récepteur 156, dans le circuit d'émission/réception 18, amplifie, démodule, et décode les données. Un duplexeur 158, dans l'électronique de la masse-tige, protège le récepteur 156 situé dans 30 cette masse-tige 10. L'antenne réseau 50, située dans la masse-tige 10, est accordée pour entrer en résonance à la fréquence d'émission du capteur à distance 26 grâce, entre autre, à un circuit d'accord 164 connecté entre l'antenne réseau 50 et le duplexeur 158.
Plus particulièrement, la masse-tige 10 est 5 positionnée à proximité immédiate du capteur à distance 26. Dans quelques applications, la masse-tige 10 est en réalité utilisée pour mettre en place le capteur à distance 26, auquel cas la masse-tige 10 se trouvera à proximité du capteur à distance 26. Si le capteur à 10 distance 26 a été antérieurement mis en place, sa localisation peut être déterminée à partir des enregistrements concernant son emplacement. En dernier recours, l'unité d'émission/réception 44, montrée sur la figure 3, peut être utilisée pour localiser le 15 capteur à distance 26 en montant et descendant rapidement la masse-tige 10 dans le trou de forage 12.
Une onde électromagnétique est émise depuis le circuit d'émission/réception 18 situé dans la masse-tige 10, afin d'activer le capteur à distance 26, et de conduire 20 ce capteur à distance 26 à retourner un signal codé d'identification. Ce processus de "prise de contact" peut être utilisé pour identifier l'emplacement du capteur à distance 26, étant donné que la réception du signal de prise de contact provenant du capteur à 25 distance 26 indiquera que la masse-tige 10 est positionnée de manière suffisamment proche de l'emplacement du capteur à distance 26.
L'emplacement du capteur à distance 26 peut être pisté, une fois que cet emplacement est identifié. Les 30 communications entre la masse-tige 10 et le capteur à distance 26 se produiront typiquement au cours des opérations de forage, bien que cela ne soit pas nécessaire pour la pratique de l'invention. Typiquement, et de ce fait, il y aura des mouvements de translation et de rotation de quelques degrés entre l'unité 5 d'émission/réception 44 et le capteur à distance 26, et ces mouvements devraient pouvoir être pistés. Ceci peut être accompli tel que cela est débattu dans la demande de brevet US n 09/899 243, titrée "Steerable Transceiver Unit for Downhole Data Acquisition in a 10 Formation" (Unité d'émission/réception orientable destinée à l'acquisition de données enfouies dans une formation).
Un processus de prise de contact initialise l'électronique du capteur à distance 26 pour le faire 15 entrer en mode d'acquisition et transmission, et les données de pression, les données autres représentant les caractéristiques de la formation choisie, aussi bien que le code d'identification du capteur, sont obtenus au niveau du capteur à distance 26. Il faut 20 noter que, dans quelques modes de réalisation, le capteur à distance 26 pouvait acquérir des données en continu pendant que l'émetteur est inactif, par exemple tels ceux o l'antenne réseau 50 est absente. En même temps, les données de la jauge de pression (pression et 25 température), et d'autres caractéristiques de la formation choisie, sont acquises, et l'électronique du capteur à distance 26 convertit ces données en un ou plusieurs signaux numériques série. Ce signal numérique, ou ces signaux, selon le cas, est transmis à partir du 30 capteur à distance 26 en retour vers la masse-tige 10, via le circuit d'émission/réception 18. Ceci est réalisé en synchronisant et en codant chaque bit individuel de données dans une séquence de temps spécifique. L'acquisition et la transmission des données, ou du moins leur transmission (selon le mode 5 de réalisation), se termine après que des lectures stables de pression et de température aient été obtenues et transmises avec succès sur les circuits internes de la masse-tige 10.
A chaque fois qu'est initialisée la séquence supra, 10 le circuit d'émission/réception 18 placé dans la massetige 10 est actionné par le circuit pilote de puissance pour émission/réception 46. Une onde électromagnétique est émise depuis la masse-tige 10 à une fréquence déterminée par le circuit oscillant 48. La fréquence 15 peut être choisie dans la bande des 10 kHz à 50 MHz.
Aussitôt que le capteur à distance 26 rentre dans la zone d'influence du circuit d'émission/réception 18, l'antenne 56 placée dans le capteur à distance 26 rayonnera en retour une onde électromagnétique à deux 20 fois la fréquence originelle, au moyen du circuit de contrôle 84 de l'enroulement de réception, et de l'antenne 56.
Ceci conclue la description détaillée des modes de
réalisation particuliers. Les modes de réalisation 25 particuliers décrits ci-dessus ne le sont qu'à titre d'illustration, étant donné que l'invention peut être modifiée et pratiquée de manières différentes, mais équivalentes, évidentes pour l'homme du métier bénéficiant de ces enseignements. En outre, aucunes 30 limitations ne sont prévues pour les détails de fabrication ou de conception montrés ici, autres que celles décrites dans les revendications ci-dessous.
C'est pourquoi, il est évident que les modes de réalisation particuliers décrits ci-dessus peuvent être altérés ou modifiés, et que de telles variantes sont 5 considérées dans la portée de l'invention telle que revendiquée. En conséquence, la protection présentée ici est telle que selon les revendications ci-dessous.
Les modes de réalisation de la présente invention décrits ci-dessus sont exemplaires. De nombreux 10 changements et modifications peuvent être apportés à la description faite ci -dessus, tout en restant dans la portée de l'invention. C'est pourquoi, la portée de l'invention devrait être déterminée non pas en faisant référence à la description ci-dessus, mais, à la place, 15 devrait être déterminée en faisant référence aux revendications annexées accompagnées de leur pleine étendue d' équivalences.
Claims (25)
1. Circuit de communication sans fil (54), comprenant: une antenne (56) un circuit capacitif (92) connecté en parallèle 5 avec ladite antenne, définissant un circuit oscillant final (88) comportant un premier et un second port (88a, 88b), ledit circuit capacitif comprenant une paire de capacités (92a, 92b) couplées en série, ladite paire de capacités étant connectée à la masse commune; et un réseau à réaction (94) connecté audit circuit oscillant final.
2. Circuit de communication selon la revendication 1, dans lequel ledit réseau à réaction fournit une 15 réaction de 360 sur chacun desdits premier et second ports.
3. Circuit de communication selon la revendication 1, dans lequel ledit réseau à réaction est connecté 20 afin de maximaliser l'oscillation d'amplitude du signal produit au travers de ladite antenne.
4. Circuit de communication selon la revendication 1, dans lequel chaque capacité de ladite paire de 25 capacités présente des valeurs sensiblement identiques.
5. Circuit de communication selon la revendication 1, dans lequel chaque capacité de ladite paire de capacités présente des valeurs différentes.
6. Circuit de communication selon la revendication 1, dans lequel ledit circuit oscillant final définit un signal, et ledit réseau à réaction est connecté pour 5 recevoir des données afin de coder sélectivement ledit signal avec lesdites données.
7. Circuit de communication selon la revendication 1, dans lequel ledit circuit oscillant final définit un 10 signal, et ledit réseau à réaction comprend en outre un premier et un second circuit à réaction afin de permettre le codage sélectif dudit signal, ledit premier circuit à réaction étant connecté audit circuit oscillant final afin de coder sélectivement ledit 15 signal en utilisant des techniques de modulation par déplacement d'amplitude, et ledit second circuit à réaction étant connecté audit circuit oscillant final afin de coder sélectivement ledit signal en utilisant des techniques de modulation par déplacement de 20 fréquence.
8. Circuit de communication selon la revendication 1, comprenant en outre un circuit de redressement connecté en parallèle audit circuit oscillant final 25 afin de redresser les signaux détectés par ladite antenne.
9. Circuit de communication selon la revendication 1, comprenant en outre un circuit démodulateur 30 d'enveloppe (120) connecté en commun avec une capacité de ladite paire de capacités et ladite antenne.
10. Circuit de communication selon la revendication 1, comprenant en outre un circuit de réception à couple de diodes accordées (128) connecté 5 en commun avec une capacité de ladite paire de capacités et ladite antenne.
11. Circuit de communication selon la revendication 1, comprenant en outre un circuit 10 multiplicateur de tension (142) connecté en commun avec une capacité de ladite paire de capacités et ladite antenne.
12. Circuit de communication selon la revendication 1, comprenant: un circuit oscillant final (88) comportant un inducteur (56) connecté en parallèle avec un circuit capacitif (92), ledit circuit capacitif comprenant une paire de capacités (92a, 92b) connectées en série, 20 ladite paire de capacités présentant une première et une seconde valeur associées avec celui-ci, et étant connectée à la masse commune; et un réseau à réaction (94) connecté audit circuit oscillant final, afin de polariser sélectivement ledit 25 circuit oscillant final pour qu'il fonctionne comme émetteur et comme récepteur.
13. Circuit de communication selon la revendication 12, dans lequel ledit circuit oscillant 30 final définit un signal, et ledit réseau à réaction comprend en outre un circuit à réaction afin de permettre le codage sélectif dudit signal.
14. Circuit de communication selon la revendication 12, dans lequel ledit circuit oscillant final définit un signal, et ledit réseau à réaction comprend en outre un premier et un second circuit à réaction afin de permettre le codage sélectif dudit signal, ledit premier circuit à réaction étant connecté 10 audit circuit oscillant final afin de coder sélectivement ledit signal en utilisant des techniques de modulation par déplacement d'amplitude, et ledit second circuit à réaction étant connecté audit circuit oscillant final afin de coder sélectivement ledit 15 signal en utilisant des techniques de modulation par déplacement de fréquence.
15. Circuit de communication selon la revendication 13, comprenant en outre un circuit 20 démodulateur d'enveloppe (120) connecté en commun avec ledit inducteur et une capacité de ladite paire de capacités.
16. Circuit de communication selon la revendication 13, comprenant en outre un circuit de redressement connecté en parallèle audit circuit oscillant final, afin de redresser les signaux détectés par ledit inducteur.
17. Circuit de communication selon la revendication 16, comprenant en outre un circuit de réception à couple de diodes accordées (128) connecté en commun avec une capacité de ladite paire de capacités et ledit inducteur.
18. Circuit de communication selon la revendication 16, comprenant en outre un circuit multiplicateur de tension (142) connecté en commun avec une capacité de ladite paire de capacités et ledit inducteur.
19. Procédé de communication par signaux sans fil avec un circuit oscillant final (88) connecté à un réseau à réaction, ledit procédé comprenant: la formation dudit circuit oscillant final en 15 connectant une antenne (56) en parallèle avec un circuit capacitif (92), de façon à ce que ladite antenne fonctionne toujours en résonance; et la production d'un signal oscillatoire en polarisant sélectivement ledit circuit oscillant final 20 avec ledit réseau à réaction.
20. Procédé selon la revendication 19, comprenant en outre de pourvoir une réaction de 3600 audit circuit oscillant final avec ledit réseau à réaction. 25
21. Procédé selon la revendication 19, comprenant en outre la réception d'un signal de données contenant de l'information, et le codage dudit signal oscillatoire avec ladite information.
22. Procédé selon la revendication 19, comprenant en outre la réception d'un signal de données contenant de l'information, et le codage dudit signal oscillatoire avec ladite information, en employant des 5 techniques MDF de modulation par déplacement de fréquence.
23. Procédé selon la revendication 19, comprenant en outre la réception d'un signal de données contenant 10 de l'information, et le codage dudit signal oscillatoire avec ladite information, en employant des techniques MDA de modulation par déplacement d'amplitude.
24. Procédé selon la revendication 19, comprenant en outre la détection de signaux en mode commun, et la production d'un signal de sortie numérique.
25. Procédé selon la revendication 19, comprenant 20 en outre, en alternance, la détection d'un signal en mode commun avec ladite antenne, et l'émission de signaux en mode différentiel avec ladite antenne.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US10/249,223 US7158049B2 (en) | 2003-03-24 | 2003-03-24 | Wireless communication circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2853168A1 true FR2853168A1 (fr) | 2004-10-01 |
| FR2853168B1 FR2853168B1 (fr) | 2009-03-06 |
Family
ID=32068131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR0450579A Expired - Fee Related FR2853168B1 (fr) | 2003-03-24 | 2004-03-23 | Circuit de communication sans fil |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7158049B2 (fr) |
| CN (1) | CN100353676C (fr) |
| CA (1) | CA2459975C (fr) |
| DE (1) | DE102004014811A1 (fr) |
| FR (1) | FR2853168B1 (fr) |
| GB (1) | GB2399961B (fr) |
| MX (1) | MXPA04002195A (fr) |
| RU (1) | RU2353055C2 (fr) |
Families Citing this family (46)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8010091B2 (en) * | 2005-09-30 | 2011-08-30 | Abtin Keshavarzian | System, method and apparatus employing tone and/or tone patterns to indicate the message type in wireless sensor networks |
| US7720465B2 (en) * | 2005-09-30 | 2010-05-18 | Robert Bosch Gmbh | System, method and apparatus employing tones and/or tone patterns to indicate the message type in wireless sensor networks |
| US8056619B2 (en) * | 2006-03-30 | 2011-11-15 | Schlumberger Technology Corporation | Aligning inductive couplers in a well |
| US7735555B2 (en) * | 2006-03-30 | 2010-06-15 | Schlumberger Technology Corporation | Completion system having a sand control assembly, an inductive coupler, and a sensor proximate to the sand control assembly |
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| CN101529276B (zh) | 2006-09-08 | 2013-03-20 | 雪佛龙美国公司 | 用于监视钻井的遥测装置和方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20121130 |