FR2841068A1 - Procede pour decoder des codes espace-temps lineaires dans un systeme de transmission sans fil multi-antennes, et decodeur mettant en oeuvre un tel procede - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un procédé itératif et un décodeur linéaire pour décoder des codes spatio-temporels dans un système de communication multi-antennes à l'émission et à la réception. L'invention est un compromis entre les technique basées sur des algorithmes à annulation d'interférences tel BLAST, qui ont de mauvaises performances en terme de taux d'erreurs fonction du rapport signal à bruit, et des techniques basées sur des algorithmes à maximum de vraisemblance qui sont optimaux en terme de performances, mais d'une grande complexité d'implantation tel que le décodeur par sphères. Pour ce faire on utilise un premier produit matriciel entre le signal reçu (Y) et une matrice de mise en forme (B1), et un second produit matriciel entre une matrice de soustraction (D1) et le vecteur des symboles estimés (S1-1) lors de l'itération précédente. Les symboles estimés lors de l'itération en cours sont générés par un soustracteur (9) recevant les résultats (r1, z1) des deux produits matriciels. Le rôle de la matrice D1 est de soustraire au symbole d'information S1 courant l'interférence due aux autres symboles d'information.
Description
"Procede pour decoder des codes espace-temps lineaires dans un systeme de
transmission sans fil multi-antennas, et decodeur
mettant en mure un tel procede."
La presente invention se rapporte a un procede pour decoder des codes espace-temps linesires dans un systeme de transmission sans fil multiantennas. Wile concerne egalement un decodeur
mettant en uvre ce procede.
L' invention trouve une application particulierement interessante dans le domaine de la transmission ou de la diffusion radio de donnees numeriques, ou de donnees analogiques echantillonnees, notamment dans le cas de transmission avec les mobiles ou bien de facon plus generale, dans le cas de reseau sans fil locaux ou non. D'une maniere plus precise, l' invention peut notamment s'appliquer lorsqu'on desire faire des transmissions sans fils a grand debit. Une premiere categoric d' application concerne les systemes de communication cellulaire avec les mobiles tels que l'UMTS par exemple. Une seconde categoric d' application concerne les reseaux locaux sans firs. Une troisieme categoric d' application
est celle des future reseaux ad hoc.
Les systemes de communication sans fils actuels et a venir requierent une grande qualite de transmission pour des debits en constante augmentation. En effet, ces systemes ont pour objectif la mise en place de services incluant voie, donnees et video de grande qualite. Il existe de nombreuses contraintes liees a la propagation multi-chemins. Cette propagation multiple est due au faite qu'un signal radio atteint une antenne par plusieurs chemins via des reflexions sur l' ionosphere et sur des objets terrestres tels que des montagnes et des batiments par exemple. Les effete de cette propagation multiple vent des interferences constructives et
destructives ainsi que des decalages de phases du signal emis.
Pour elaborer un systeme de communication gable et robuste, on utilise des techniques de diversites spatiales, temporelles et frequentielles. La diversite spatiale consiste notamment en une disposition de plusieurs antennes a ['emission et/ou a la reception. Lorsqu'on y ajoute la diversite temporelle, on cree une - 2 diversite spatio-temporelle necessitant un codage spatio-temporel a ['emission ainsi qutun decodage spatio-temporel a la reception. On salt que les codes espace-temps permettent d' augmenter les debits
dtinformation transmis pour une qualite de service egale.
Des codes spatio-temporels lineaires a grand rendement ont deja ete decodes par des algorithmes de decodage que lton peut crasser en deux families: - les algorithmes a annulation d' interferences tel BLAST ("Bell Laboratories Layered Space-Time")qui ont de mauvaises performances en terme de taux d'erreurs fonction
du rapport signal a bruit.
- les algorithmes a maximum de vraisemblance qui vent optimaux en terme de performances, mais d'une grande
complexite d' implantation tel que le decodeur par spheres.
On connait le document US 6 178 196 (SESHADRI et al) dans lequel est decrit un systeme multi-antennas combinant le decodage a annulation d' interference avec le decodage a maximum de vraisemblance. Le systeme decrit a pour but d'isoler les signaux provenant d'une station donnee en supposant que les symboles des signaux emis par une autre station vent correctement determines
lors d'une estimation preliminaire.
Un decodeur optimal pour les codes spatio-temporels lineaire a grand rendement a ete trouve par Damen, Chkeif et Belfiore [O. Damen, A. Chkeif and J.-C. Belfiore, "Lattice Code Decoder for Space-Time Codes," IEEE Communications Letters, May 2000]. Ses performances depassaient ce que l'on pouvait avoir avec le decodeur "BLAST" [G. D. Golden, G. J. Foschini, R. A. Valenzuela, P. W. Wolniansky, "Detection Algorithm and Initial Laboratory Results using the V-BLAST Space-Time Communication Architecture," IKE Electronics Letters, Jan. 7 1999]. Cependant, il souffre de trots problemes etroitement lies a son implementation: l. Il est d'une complexite assez importante, ce qui rend son implementation a grand debit tres problematique,
2. Sa complexite depend fortement du rayon de la sphere choisie.
Le mot de code decode doit en effet se trouver dans cette sphere si on vout que le decodage ntechoue pas, et de plus, il faut que dans cette meme sphere, on ne trouve pas beaucoup d'autres mots de code, car sinon, la complexite de decodage peut encore
augmenter de facon tres importante.
3. Finalement, la complexite de decodage depend tres fortement du rapport signal a bruit et le bon choix de la sphere aussi. Les algorithmes de choix de la sphere vent eux-memes assez complexes. On volt done qu'il fallait trouver un autre algorithme de
decodage qui ne souffre pas de ce genre de problemes.
La presente invention a pour but l' elaboration d'un nouveau decodeur spatio-temporel lineaire realisant un compromis entre la technique a annulation d' interference et la technique a maximum de vraisemblance. L' invention vise des performances tres proches de la technique a maximum de vraisemblance avec une implantation simplifiee par rapport a celle des algorithmes a annulation
d' interference.
IS On atteint les objectifs precites avec un procede iteratif pour decoder un ensemble de N signaux echantillonnes dans un systeme de communication spatio-temporel a M antennes d' emission et N antennes de reception. Les N signaux vent traites par interval le s de temps T correspondent a la longueur temporel le du
code spatio-temporel lineaire associe aux signaux d'emission.
Dans chaque intervalle de temps T. les signaux echantillonnes recus vent representes sous forme d'une matrice signal Y. Y = ij) i-1,..,N
J=1,..,T
peut etre mis sous la forme Y = H X + W (1) dans loquel X est le mot de code espace-temps emis et est represente par une matrice rectangulaire a M lignes et T colonnes, H est la matrice du canal et est representee par une matrice rectangulaire a N lignes et M colonnes, et enfin W est le bruit, represente par une matrice rectangulaire a N lignes et T
colonnes.
On volt done que les changements de lignes correspondent a des changements d'antennes alors que les changement de colonnes
correspondent a des changements dtinstants d'echantillonnage.
Dans ce modele, les coefficients de la matrice X dependent
lineairement des symboles d' information a transmettre, ctest-a-
dire que les coefficients de la matrice transmise, xij avec i allant de 1 a M et j allant de 1 a T s'ecrivent sous la forme Xij =gijpq Spq p=l q=1 avec Spq etant l es symbole s d' information et gijpq etant de s coefficients qui dependent du code choisi. Ainsi, tout code espace temps lineaire, c'est-a-dire tel que les mots emis X ont leurs coefficients xij qui peuvent etre mis sous la forme
precedente, peut etre decode par le procede selon ['invention.
On va maintenant decrire un modele vectorise sur lequel le procede selon l' invention pourra etre applique. Au lieu de travailler avec des matrices, on peut vectoriser ltexpression du signal recu dans ['equation (l) et ecrire Y = vec (Y) = H X + W (2) Avec X = vec (X) = G S, G est de dimension (MT,MT) H O Et H=. O H H est une matrice (NT,MT) ayant sur la diagonale T fois la
matrice H. les autres coefficients etant nuls.
L' equation (2) est alors equivalente a ltequation (l) et en constitue la version ve-ctorisee. C' est sur cette version que le decodeur de l' invention stappliquera. Il suffit maintenant de definir la matrice du canal etendu
C = H G
que l'on utilisera dans la suite. On peut done reecrire la version vectorisee du signal recu,
Y = C S + W
ou Y est un vecteur colonne a NT composantes, C est une matrice NTxMT, S est le vecteur colonne des symboles a MT composantes et
W est le vecteur colonne bruit a NT composantes.
- 5 Le procede iteratif de decodage selon la presente invention permet d'obtenir une estimation des symboles des signaux emis. Ce procede s'applique en particulier pour N superieur ou egal a M. Selon l' invention, il comprend les etapes suivantes: - Pre-traitement du vecteur Y pour maximiser le rapport signal sur bruit+interference de facon a obtenir un signal r e, - soustraction du signal r e par un signal ze au moyen d'un soustracteur, le signal ze etant obtenu par un post traitement de reconstruction de l' interference entre symboles a partir des symboles estlmes lors de l' iteration precedente, - detection du signal genere par le soustracteur de facon a obtenir, pour l' iteration en cours, l' estimation des
symboles des signaux emis.
L'etape de pre-traitement peut etre realisee en operant une multiplication matricielle entre le vecteur signal Y et une matrice
B. la matrice B etant mise a j our a chaque iteration.
L'etape de post-traitement peut egalement etre realisee en operant une multiplication matriciel le entre le vecteur de s symboles estimes lors de l' iteration precedente et une matrice D,
la matrice D etant mise a j our a chaque iteration.
Selon l' invention, pour chaque iteration, un coefficient de correlation normalise p est calcule, la mise a jour d'une matrice etant obtenu en determinant de nouveaux coefficients de la matrice en fonction du coefficient de correlation obtenu pour l' iteration
precedente.
Suivant un mode de realisation prefere de l' invention, les N signaux vent traites par intervalles de temps T correspondent a la longueur temporel le du code spatio-tempore l l ineai re as soci e aux signaux d'emission, et l'etape de pre-traitement fait intervenir la matrice B pour maximiser le rapport signal sur bruit+interference dont la fonction de transfert est: B =Dia:< i CH ye - 6 avec V'=l iC cH+IdNl; A = diag(CH V' C); e indice d' iteration; p: coefficient de correlation normalise entre les symboles reels et les symboles estimes; No: variance du bruit; Es: energie moyenne d'un symbole; C: matrice du canal etendu. De meme, l'etape de post-traitement peut faire intervenir une matrice D pour la reconstruction de l' interference entre symboles dont la fonction de transfert est: De= Bi. C pe -Diag I l<i<MT Avant la premiere iteration, on a aucune information sur les symboles. La matrice B a pour role de maximiser le rapport signal/(bruit + interference). Le vecteur z est vice. Une representation du vecteur des symboles S peut etre telle que le k ieme symbole est: Sk(re,cu) = Sk(emis) + ZajSj(emis) + bruit A la deuxieme iteration, la matrice B maximise toujours le rapport SINR. La matrice D va mimer l' interference entre symbole, c'est a dire aisi(emis) lors de l' iteration precedente au niveau du signal r sortant de la matrice B. Le soustracteur
permet de retrancher cette interference.
A la derriere iteration, on suppose que les symboles vent correctement estimes, ctest a dire que D permet de reconstruire toute l' interference, de sorte quton estime que: Sk(recu) = Sk(emis) + bruit L' invention est un decodeur pouvant s 'adapter aux codes espace-temps lineaires, quels qu'ils sotent, ctest-a-dire qutelle permet de decoder tout code tel que les sequences emises s'ecrivent comme une combinaison linesire des symboles
d/information.
On peut remarquer que les matrices B et D dependent du coefficient de correlation qui est different pour chaque iteration. Selon une caracteristique avantageuse de l' invention, pour determiner le coefficient de correlation pe, a chaque iteration: - on calcule le rapport signal sur interference SINR a l' entree du detecteur a seuil en utilisant la formule suivante: SINRe=: el -11 1 t;ee E; (:e)) 1-Pe2-1 avec ltexponentiel integrale El (s)=t f dt et e=;2; 5= No - on calcule la probabilite d'erreur symbole Pr, par exemple a l' entree du detecteur a seuil, a partir du rapport signal sur interference SINRt; et on calcule alors le coefficient de correlation pe a partir de la probabilite d'erreur symbole Pr. Pour ce faire, on peut utiliser une formule conventionnelle donnant le coefficient de correlation en fonction de la probabilite d'erreur symbole, cette
formule dependent de la modulation utilisee a ltemission.
On approxime ainsi de facon la plus precise possible le
coefficient de correlation pe.
A la suite dexperimentations, quatre iterations ont suffit pour obtenir de tres bons resultats. Mais on peut aussi definir une valeur minimum (valeur seuil) du coefficient de correlation pour laquelle on interromps les iterations. Ce coefficient est essentiellement fonction de H. qui peut etre estime de facon conventionnelle, et de la variance No. Par consequent, toutes les valeurs du coefficient de correlation p, ainsi que les valeurs des matrices B et D (pour ['ensemble des iterations) peuvent etre calculees avant la premiere iteration. On peut done les stocker
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- 8 avant la premiere iteration dans une memoire de facon a les
ressortir ensuite pour chaque iteration.
De preference, on pose p0 =0.
Par ailleurs, pour calculer la probabilite d'erreur symbole Pr, on peut supposer que le bruit total est gaussien et on peut utiliser la formule correspondent a la constellation d'une modulation lineaire, par exemple pour le systeme d'encodage BPSK ("Binary phase Shift Keying") ou bien utiliser des tables indiquant la probabilite d'erreur en fonction du rapport signal sur bruit. En effet, selon la complexite de la probabilite d'erreur par symbole il peut etre interessant de
tabuler directement la formule.
Avantageusement, pour calculer le coefficient de correlation pe a partir de la probabilite d'erreur symbole Pr, on peut supposer que lorsqu'il y a erreur, le detecteur a seuils
detecte l'un des plus proches voisins du symbole emis.
A titre d'exemple, a l' iteration finale, on peut introduire le signal sortant du soustracteur dans un decodeur a entrees couples. Suivant un mode de mise en uvre prefere de l' invention, les symboles d'information peuvent etre des elements d'une constellation issue d'une modulation d'amplitude en quadrature
MAQ, ou QAM en langue anglaise.
Suivant un autre aspect de ['invention, il est propose un decodeur spatiotemporel pour decoder un vecteur signal Y obtenu a partir de N signaux echantillonnes dans un systeme de communication spatio-temporel a M antennes d' emission et N antennes de reception, avec N superieur ou egal a M, en vue d'obtenir une estimation des symboles des signaux emis. Selon l' invention, ce decodeur comprend: - un module de pre-traitement du vecteur Y pour maximiser le rapport signal sur bruit+interference de facon a obtenir un signal r e, - un soustracteur pour soustraire un signal ze du signal r e, - un module de post-traitement pour la reconstruction de l' interference entre symboles a partir des symboles estimes lors de l' iteration precedente de facon a generer le signal ze, - un detecteur a seuil pour la detection du signal genere par le soustracteur de facon a obtenir, pour l' iteration
en cours, l' estimation des symboles des signaux emis.
Ces modules de pre-traitement et de post-traitement peuvent etre des matrices, B et D, selon les formules indiquees precedemment. D'autres avantages et caracteristiques de l' invention
apparaitront a l'examen de la description detaillee d'un mode de
mise en muvre nullement limitatif, et des dessins annexes sur lesquels: La figure 1 est un schema illustrant quelques elements d'une chaine de transmission au sein d' un emetteur et d' un recepteur, le decodeur spatio-temporel selon l' invention etant integre dans le recepteur; - La figure 2 est un schema general illustrant l' architecture du decodeur spatio-temporel selon ['invention; et - La figure 3 est un schema bloc general du decodeur selon ['invention. Sur la figure 1 est represente un emetteur 1 dote d'une pluralite d'antennes 7. L'emetteur 1 comprend notamment en amont des antennes, un codeur correcteur d'erreurs 3 suivi d'un codeur spatio-temporel lineaire 4. Selon une caracteristique avantageuse de l' invention, le decodeur selon l' invention est apte a s' appliquer a tout code espace-temps lineaire, c' est a dire des codes tels que les sequences emises s'ecrivent comme une
combinaison lineaire des symboles d/information.
Les signaux emis par les antennes 7 vent captes par une pluralite d'antennes 8 au sein d'un recepteur 2. Les signaux recus subissent un traitement au sein d'un decodeur spatio-temporel 5 selon ['invention de facon a estimer les symboles d' information des signaux emis. Le decodeur spatio-temporel 5 presente une sortie souple a laquelle est connecte un decodeur a entree souple pour decoder des codes correcteurs d'erreurs tels que des codes convolutifs, turbo-codes, code de Reed-Solomon,...; le decodage - 10 pouvant se faire par un algorithme de Viterbi, un algorithme MAP (maximum a posterior)) ou LOG-MAP itere, Sur la figure 2 est illustre un schema general de ['architecture du decodeur spatio- temporel selon ['invention. Ce decodeur met en muvre un procede iteratif permettant de determiner les symboles d' information S a la suite d'une decision ferme
generee par un detecteur a seuil 10. Toutefois, le decodeur spatio-
temporel selon l' invention genere egalement des symboles d' information a la suite d'une decision souple apte a etre injecte dans le decodeur 6 a entrees couples, le signal injecte etant le signal obtenu lors de la derriere iteration. L' architecture du decodeur selon l' invention fait principalement intervenir deux modules B et D injectant leurs signaux de sortie dans un soustracteur 9. Le soustracteur 9 genere un vecteur de symbole d' information a la suite d'une decision souple, ces symboles etant ensuite detectes par le detecteur a seuil 10 afin d'obtenir des
symboles estimes par decision ferme.
Les deux modules B et D representent des produits matriciels de leurs signaux d' entree par les matrices Be et Dt, l'indice e traduisant l' iteration en cours. Le module B recoit en entree le signal Y provenant des antennes 8. Le produit de la matrice BL par Y est un signal re auquel on soustrait le signal ze issu du produit matriciel de la matrice De par le signal sel. Les matrices Be et De vent telles que: en reprenant les notations de la figure 2, il vient alors: 7 e =ge.y Se=re_ze ze =De.se En remarquant que dans la detection du symbole si du vecteur s, la iieme composante de ze ne doit pas etre soustraite de re, on impose la contrainte suivante sur De: Dlt =0, l<i n - 11 c'est a dire une diagonale nulle pour ne pas retrancher
symbole utile.
Le detecteur genere la decision cure se a partir de Se ce qui se traduit a l' iteration e par: s e = Be y _De s^e-l =Be (H.s + w)-Di s^e-l La premiere etape a mettre en muvre dans le decodeur itere consiste a determiner les matrices Be et De telle que l'erreur quadratique moyenne a l' entree du detecteur a seuil soit la plus petite possible. Wile est definie a l' iteration l par la grandeur: MSE' (Be, De) = 1l s e - s 11 2 Minimiser ['expression suivante implique que Be et De verifient MSE' (Be, De) _ MSE' (Be, De) _ O bBe De La resolution de ces equations permet d'obtenir, a - l'iteration e en fonction de l' iteration {-1 des matrices Be et De suivantes: B,,,, L<i< 'i D'=B'.C.pe -Dia: No 1<i<AIT Avec: - 12 ve = P4i ÀC ÀCH + IdN] Es et Ae = diag (cH /' c) ou Es est ltenergie moyenne de la constellation MAQ et No est la variance du bruit.
La forme de la matrice De est intuitivement satisfaisante.
En effet, si St-=s tel que Ps = 1, alors la sortie de De reproduit la composante intersymbole pour chaque symbole si, VI<i< M. D'une maniere plus generale, p = 1 indique la confiance que l'on a dans la qualite de l'estime Se-. Si S'- n'est pas gable alors p = 1 sera teas et par consequent une ponderation plus faible sera appliquee a l'estimateur de l' interference inter symbole soustraite de r e. A contrario, si St-i est un excellent estime de s, alors Ps'-> 1et presque toute l' interference inter symbole est soustraite de re. A remarquer egalement qutau premier passage e=l, Ps =Ps=0 et comme il n'y a pas d'estime
St-i =so encore disponible, Be est le filtre adapte.
Dans ces equations, pe designe la valeur, a l' iteration e, de la correlation entre les symboles detectes a l' iteration e, 5 k et les symboles reellement emis. Cette correlation est done pe =: s ou Es est ltenergie moyenne d'un symbole On peut remarquer que les matrices Be et De ont des roles tres differents: - 13 - La matrice Be est une matrice de mise en forme du signal. A l' iteration zero, on constate que Be est le decodeur lineaire qui minimise l'erreur quadratique moyenne. Lorsque la correlation devient grande (tend vers 1), le role de la matrice Be devient marginal. - Le role de la matrice De est de soustraire au symbole dtinformation courant l' interference due aux autres symboles d' information. Son role est marginal a l' iteration zero, mais a mesure que la confiance sur les symboles detectes se croft, son
role devient determinant.
On va maintenant decrire un moyen d'estimer le coefficient
de correlation.
Le calcul de la correlation P = reclame le calcul du s rapport signal sur interferences a l' iteration e, SINR'. Ce rapport signal sur interferences ("Signal to Interference Noise Ratio" en langue anglaise) est d'abord calcule en fonction de la
correlation a l'etape precedente e-1.
1. Calcul de SINRt On montre que: SINRe=( elE ()-1) avec _1-(pst-l) l _NEs N e- g; g- No M No
et El(s)= t dt, 1, exponentielle integrale.
2. Calcul de p' Le calcul de pr se fait en plusieurs etapes: - 14 a- Poser p =0 et [=1 b- Calculer le rapport signal sur interEArences (+ bruit) 1'entrAe du dtecteur seuil compte tenu de la formule:
=F 81 -11 1 2\
(/'2{'163 [-)j c- Calculer la probabilit d'erreur symbole Pr 1'entre du dtecteur seuil partir du SIN en supposant que le bruit total est gaussien eL en utilisant la formule correspondent la constellation, par exemple dans le cas d'une modulation de type m-PSK, on peut utiliser la formule suivante: Pr=2 06ntj j, li Ce calcul rAsulte d'une approximation fort rapport signal bruit pour les probabilitAs d'erreur symbole des modulation m-PSK associAes un dAtecteur seuil symbole par symbole en prsence d'un canal additif de tYpe bruit blanc gaussien. Cette
approximation est liAe la dAfinition du modle Aquivalent.
d- Calculer ['expression de p' la sortie du soustracteur en supposant que lorsqu'il y a erLeur, alors le dtecteur seuils dtecte l'un des plus proches voisins du symbole mis. Dans le cas d'une m-PSK on obtient: /= 12 S2 @) pi
e- Incrmenter (' = ^) et retourner l'6tape b.
Comme on le volt sur la figure 2, l' architecture du dcodeur selon l' invention fait apparaitre des dAcisions souples la sortie du soustracteur 9. Ces dAcisions vent exploites l'itration {inale. Wiles peuvent tre injectes dans un dAcodeur entrAes
souples 6.
- 15 En notant L l' iteration finale, on peut approximer S par l' equation suivante: S = K S + bruit Avec K constante > 0 connue, S le vecteur colonne des symboles a
MT composantes.
Si le decodeur a entrees souples ou ponderees est un algorithme de Viterbi, il nt aura qu'a minimiser la distance euclidienne entre S et KS sur tous les mots du code correcteurs d'erreurs. Sur la figure 3 est represente un schema bloc general du decodeur selon l' invention. Le module de decodage 11 comprend les elements B. D, 9 et 10 de la figure 2. On retrouve en effet le vecteur Y en entree, et une sortie souple S (sortie du soustracteur 9) ainsi que la sortie s' (sortie du detecteur a seuil 10). On distingue un module 12 de calcule des coefficients des matrices B et D. Ce module 12 permet de calculer, a chaque iteration ou de facon global avant le debut des iterations, le coefficient de correlation et les coefficients bE et de des matrices B et D. Ce module 12 recoit en entree la matrice H (estimation du canal de transmission) et la variance No. Il peut generer en sortie le coefficient de correlation que l'on peut utiliser pour interrompre les iterations ou pour toute autre
utilisation.
Bien sur, l' invention ntest pas limitee aux exemples qui viennent d'etre decrits et de nombreux amenagements peuvent etre
apportes a ces exemples sans sortir du cadre de l' invention.
- 16
Claims (15)
1. Procede iteratif pour decoder un vecteur signal Y obtenu a partir de N signaux echantillonnes dans un systeme de communication spatio-temporel a M antennes d' emission et N antennes de reception, avec N superieur ou egal a M, en vue d'obtenir une estimation des symboles des signaux emis; caracteri se en ce que chaque iteration comprend l es etapes suivantes: Pre-traitement du vecteur Y pour maximiser le rapport signal sur bruit+ interference de facon a obtenir un signal r e, - soustraction du signal r e par un signal ze au moyen
d'un soustracteur, le signal ze etant obtenu par un post-
traitement de reconstruction de l' interference entre symboles a 1S partir des symboles estimes lors de l' iteration precedente, - detection du signal genere par le soustracteur de facon a obtenir, pour l' iteration en cours, ltestimation des
symboles des signaux emis.
2. Procede selon la revendication 1, caracterise en ce que l'etape de pretraitement est realisee en operant une multiplication matricielle entre le vecteur signal Y et une matrice B. la matrice
B etant mise a j our a chaque iteration.
3. Procede selon la revendication 1 ou 2, caracterise en ce que ltetape de post-traitement est realisee en operant une multiplication matricielle entre le vecteur des symboles estimes lors de l' iteration precedente et une matrice D, la matrice D etant
mise a j our a chaque iteration.
4. Procede selon la revendication 2 ou 3, caracterise en ce que pour chaque iteration, un coefficient de correlation normalise p est calcule, la mise a j our d'une matrice etant obtenu en determinant de nouveaux coefficients de la matrice en fonction du
coefficient de correlation obtenu pour l' iteration precedente.
5. Procede selon la revendication 1, dans lequel les N signaux vent traites par intervalles de temps T correspondent a la
- 17 -
longueur temporelle du code spatio-temporel lineaire associe aux
signaux d' emission; caracterise en ce que l 'etape de pre-
traitement fait intervenir une matrice B pour maximiser le rapport signal sur bruit+interference dont la fonction de transfert est: Be=Dia; 1.cH/t p2 e + No J L<i< avec v'= N.-] CCH+14N; A =4iag(CH Ve C); e indice dtiteration; p: coefficient de correlation normalise entre les symboles reels et les symboles estimes; No: variance du bruit; Es: energie moyenne d'un symbole; C: matrice du canal etendu; et en ce que l'etape de posttraitement fait intervenir une matrice D pour la reconstruction de l' interference entre symboles dont la fonction de transfert est: D'=B'.C.pe -Dia:< x l<i<
6. Procede selon la revendication 4 ou 5, caracterise en ce que pour determiner le coefficient de correlation p' pour chaque iteration: - on calcule le rapport signal sur interference SINR en utilisant la formule suivante: SINR =;eetE (:e) 1) i_p et en definissant l'exponentiel integrale El (s)=t f dt avec (e=l_l et 5=NEs - 18 - on calcule la probabilite d'erreur symbole Pr a partir du rapport signal sur interference SINRt; et - on calcule alors le coefficient de correlation p a
partir de la probabilite d'erreur symbole Pr.
s
7. Procede selon la revendication ou 6, caracterise en ce qu'on pcse p0 =0
8. Procede selon la revendication 6 ou 7, caracterise en ce que pour calculer la probabilite d'erreur symbole Pr on suppose que
le bruit total est gaussien.
9. Procede selon la revendication 8, caracterise en ce qu'on utilise la formule correspondent a la constellation issue d'une
modulation lineaire a ['emission.
10. Procede selon l'une quelconque des revendications 6 a 9,
caracterise en ce que, pour calculer le coefficient de correlation p' a partir de la probabilite d'erreur symbole Pr, on suppose que lorsqu'il y a erreur, le detecteur a seuils detecte
l'un des plus proches voisins du symbole emis.
11. Procede selon l'une quelconque des revendications
precedentes, caracterise en ce qu'a l' iteration finale, on introduit le signal sortant du soustracteur dans un decodeur a
entrees couples.
l
12. Procede selon l'une quelconque des revendications
precedentes, caracterise en ce que les symboles d' information vent des elements d'une constellation issue d'une modulation
d'amplitude en quadrature.
13. Decodeur spatio-temporel mettant en oeuvre un procede selon
l'une quelconque des revendications precedentes, pour decoder un
vecteur signal Y obtenu a partir de N signaux echantillonnes dans un systeme de communication spatio-temporel a M antennes d'emission et N antennes de reception, avec N superieur ou egal a - 19 M, en vue d'obtenir une estimation des symboles des signaux emis; caracterise en ce qu'il comprend: - un module de pre-traitement du vecteur Y pour maximiser le rapport signal sur bruit+interference de fac,on a S obtenir un signal r e, - un soustracteur pour soustraire un signal z e du signal e - un module de post-traitement pour la reconstruction de l' interference entre symboles a partir des symboles estimes lors de l' iteration precedente de fac,on a generer le signal ze, - un detecteur a seuil pour la detection du signal genere par le soustracteur de fac,on a obtenir, pour l' iteration
en cours, ['estimation des symboles des signaux emis.
14. Decodeur selon la revendication 13, dans lequel les N signaux vent traites par intervalles de temps T correspondent a la longueur temporelle du code spatio-temporel lineaire associe aux
signaux d' emission; caracterise en ce que le module de pre-
traitement consiste en une matrice B pour maximiser le rapport signal sur bruit+interference dont la fonction de transfert est: B r+ L i< avec ve= P i.. H e L CC +IdN]; A =diag(C ÀV C); e indice d' iteration; p: coefficient de correlation normalise entre les symboles reels et les symboles estimes; No: variance du bruit; Es: energie moyenne d'un symbole; C: matrice du canal etendu; et en ce que le module de post-traitement consiste en une matrice D pour la reconstruction de l' interference entre symboles, dont la fonction de transfert est: - 20 D,=B'.C Me l-Dia: AS No Eli<
15. Decodeur selon la revendication 13 ou 14, caracterise en ce qu'il comprend un decodeur a entrees souples relevant le signal
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