FR2794312A1

FR2794312A1 - Procedes d'estimation de caracteristiques de trajets de propagation entre un emetteur et un recepteur radio

Info

Publication number: FR2794312A1
Application number: FR9906788A
Authority: FR
Inventors: Nahas El Homsi Hassan El; Rached Nidham Ben; Alexandre Michel Pierre Jard
Original assignee: Nortel Matra Cellular SCA
Current assignee: Nortel Networks SA
Priority date: 1999-05-28
Filing date: 1999-05-28
Publication date: 2000-12-01
Anticipated expiration: 2019-05-28
Also published as: FR2794312B1; EP1181794A1; WO2000074329A1; WO2000074329A8

Abstract

Pour estimer des retards de propagation (tau i ) entre un émetteur et unrécepteur radio (1, 6), on transforme en fréquence des estimations (CF DESSIN DANS BOPI) de laréponse impulsionnelle du canal, ce qui produit des vecteurs (CF DESSIN DANS BOPI) de mcomposantes, on calcule une moyenne (CF DESSIN DANS BOPI) de la matrice (CF DESSIN DANS BOPI) on calcule unematrice (CF DESSIN DANS BOPI) de taille mxd formée par des vecteurs propres de la matrice (CF DESSIN DANS BOPI) associés à d valeurs propres de modules maximaux, on détermine le vecteur propre [V1 , V2 , Vm-1 ]T associé à la valeur propre de module minimal de lamatrice (CF DESSIN DANS BOPI) désignent les matricesformées par les m-1 premières lignes et par les m-1 dernières lignes de lamatrice (CF DESSIN DANS BOPI) désigne la pseudo-inverse de (CF DESSIN DANS BOPI) on calcule un vecteur (CF DESSIN DANS BOPI) et une matrice (CF DESSIN DANS BOPI) où (CF DESSIN DANS BOPI) est la matrice diagonale formée avec (CF DESSIN DANS BOPI) et on estime les retards à partir des valeurs propres de la matrice (CF DESSIN DANS BOPI)

Description

PROCEDES D'ESTIMATION DE CARACTERISTIQUES DE TRAJETS DE PROPAGATION ENTRE UN EMETTEUR ET UN RECEPTEUR RADIO

La présente invention concerne le domaine des radiocommunications numériques, et plus particulièrement les techniques utilisées pour estimer les caractéristiques de canaux de propagation entre un émetteur radio et un récepteur associé.

La réponse du canal de propagation entre un émetteur et un récepteur radio numériques est généralement caractérisée par sa réponse impulsionnelle hj(t) qu'on peut exprimer sous la forme

Dans cette expression, l'index j fait référence à différentes réalisations de la réponse impulsionnelle, d désigne le nombre de trajets de propagation significatifs entre l'émetteur et le récepteur, indexés par i, les coefficients complexes sij sont des gains associés aux échos reçus suivant les différents trajets, Ti désigne le retard de propagation associé au trajet i, supposé constant pour les différentes réalisations de la réponse impulsionnelle, et a(t) désigne la forme temporelle d'une impulsion élémentaire qui intègre les mises en forme spectrales et les différents filtrages que l'émetteur et le récepteur et le récepteur opèrent sur le signal.

Dans un certain nombre de systèmes, l'estimation des temps d'arrivée définis par les retards de propagation ii sert dans le cadre de la démodulation, notamment à des fins de synchronisation. En particulier, dans les récepteurs en râteau ( rake receiver ) employés dans les récepteurs CDMA ( code division multiple access ), on a besoin de connaître les retards de propagation associés à un certain nombre de trajets, afin de tirer parti de la diversité procurée par les trajets multiples.

Disposer d'une mesure des retards de propagation ii, notamment du plus petit de ces retards, permet également d'effectuer des localisations des terminaux mobiles, par exemple par des méthodes connues de triangulation.

L'évaluation de la réponse du canal peut également servir à des fins d'étude pour l'ingénierie du réseau.

On connaît des techniques d'estimation des temps d'arrivée du signal procédant par une recherche de maxima dans la réponse impulsionnelle. Ces techniques n'ont pas besoin de connaître la forme de l'impulsion de modulation. Mais leur précision reste médiocre, particulièrement pour les transmissions à bande étroite ou moyenne. Cette précision insuffisante est notamment incompatible avec les applications de localisation de terminaux.

D'autres méthodes utilisent la forme de l'impulsion de modulation. L'une de ces méthodes, relativement simple, consiste à maximiser la corrélation directe de la réponse impulsionnelle mesurée avec l'impulsion. La précision des temps d'arrivée ainsi estimée est également assez médiocre. Les retards peuvent encore être évalués au moyen d'estimations selon le maximum de vraisemblance. Ces méthodes, qui sont d'une mise en ceuvre relativement complexe, sont très sensibles aux incertitudes sur la forme de l'impulsion. Elles sont donc également peu précises en pratique puisqu'en dépit des efforts de normalisation, il existe des différences dans la forme des impulsions a(t) selon les constructeurs de l'émetteur et du récepteur.

La présente invention a pour but de proposer de nouveaux procédés d'estimation de caractéristiques de canaux de propagation radio, qui soient d'une bonne précision sans nécessiter de connaître a priori la forme de l'impulsion de modulation/démodulation, afin de procurer une bonne robustesse aux éventuelles variations de la forme de cette impulsion.

L'invention propose ainsi un procédé d'estimation d'au moins un retard associé à un trajet de propagation entre un émetteur radio et un récepteur radio, comprenant les étapes suivantes

- obtenir des estimations de la réponse impulsionnelle d'un canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur ;

- obtenir des vecteurs colonne Hj de m composantes par transformation dans le domaine fréquentiel des estimations de la réponse impulsionnelle, les m composantes des vecteurs Hj se rapportant à des fréquences uniformément espacées ;

- calculer une moyenne R de la matrice Hj HT* pour les différents vecteurs colonne Hj obtenus, (.)T désignant le transposé et (.)* le conjugué ;

- la figure 2 est un organigramme d'un procédé d'estimation de retard mis en #uvre par le récepteur de la figure 1 ;

- la figure 3 est un graphique illustrant la précision de l'estimation des retards selon ce procédé.

L'émetteur 1 représenté sur la figure 1 comporte une source 2 de signal numérique Sn représentant par exemple de la phonie, des données, de la signalisation, ...

Le signal en bande de base Sn est soumis à un modulateur 3 qui effectue une mise en forme spectrale et une transposition autour d'une fréquence porteuse. Le signal radio résultant est amplifié et diffusé par l'antenne 4 de l'émetteur 1.

Comme illustré schématiquement par les flèches F sur la figure 1, il peut exister des trajets de propagation multiples entre l'émetteur 1 et le récepteur associé 6. Chacun des ces trajets a un gain sij et provoque un retard de propagation -c, comme expliqué précédemment en référence à la formule (1). Le signal radio capté par l'antenne 7 du récepteur 6 est la superposition des signaux reçus suivant les différents trajets, comme l'exprime la somme dans la formule(1).

Le démodulateur 8 du récepteur 6, qui traite le signal radio capté par l'antenne 7 et amplifié, comporte trois parties

- un module 9 assure la conversion en bande de base du signal ainsi que les filtrages (analogique et/ou numérique) requis pour optimiser, de façon connue en soi, les performances du récepteur ;

- un module 10 estime la réponse impulsionnelle du canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur, sur la base du signal en bande de base délivré par le module 9 ;

- un module d'égalisation 11 procède à l'estimation des symboles Sn du signal numérique généré par la source 2 de l'émetteur, ce signal numérique estimé ân constituant le signal de sortie du démodulateur 8.

Différentes méthodes classiques peuvent être utilisées par le module 10 pour estimer la réponse impulsionnelle du canal. En particulier, dans la plupart des systèmes, le signal numérique Sn modulé par l'émetteur contient des séquences de synchronisation connues a priori, qui permettent au récepteur d'évaluer la réponse impulsionnelle h,(t) du canal par corrélation. On peut alors obtenir une estimation hj(t) de la réponse impulsionnelle du canal pour chaque section de signal contenant une séquence de synchronisation. L'index j faisant référence à ces sections, on obtient un certain nombre d'observations successives hj(t) de la réponse impulsionnelle du canal. Cette réponse peut varier dans le temps. On considère toutefois que la forme de l'impulsion a(t) est constante et que les retards -ci sont stables sur un certain nombre d'observations de la réponse impulsionnelle : seuls les gains s,j sont sujets aux variations rapides du canal (fading de Rayleigh).

Dans le cas d'un système utilisant les techniques de saut de fréquence entre les sections de signal successives, la statistique d'observation du canal; dont rendent compte les estimations hj(t) pour les différentes sections j, est enrichie par la diversité en fréquence. De même, si le récepteur comporte plusieurs antennes, la réponse impulsionnelle peut être estimée à partir de chacun des signaux captés par les antennes, ce qui procure une diversité spatiale qui enrichit la statistique d'observation de la réponse impuisionnelle.

Le module 11 peut fonctionner selon toute méthode d'égalisation connue. II peut par exemple être un égaliseur de Viterbi.

Le récepteur 6 représenté sur la figure 1 comporte en outre un module 12 d'estimation du retard de propagation Ti provoqué par un ou plusieurs des trajets multiples de propagation F. Ces retards Ti peuvent par exemple être fournis à une unité externe qui procède à la localisation d'un terminal mobile formant l'émetteur 1 (ou le récepteur 6), cette unité fonctionnant sur la base des retards de propagation estimés entre ce terminal mobile et plusieurs stations fixes, par exemple par une méthode classique de triangulation.

Chaque estimation hj(t) produite par le module 10 est une mesure bruitée de la réponse impuisionnelle réelle modélisée par la formule (1)

où nj(t) est un bruit gaussien centré. En appliquant la transformée de Fourier à la formule (2), on obtient la relation

où J est la matrice identité anti-diagonale

Dans la procédure d'estimation des retards mise en ceuvre par le module 12 et illustrée par la figure 2, la première étape 20 consiste, à réception d'une estimation hj(t) de la réponse impulsionnelle du canal produite par le module 10, à en calculer la transformée de Fourier pour former le vecteur colonne Hj, par exemple avec un algorithme classique de transformée de Fourier rapide selon des fréquences d'analyse fp réparties comme indiqué ci- dessus. L'étape suivante 21 est l'estimation de la matrice de covariance R des observations de la réponse impulsionnelle dans le domaine fréquentiel. Cette matrice de covariance est l'espérance mathématique de la matrice Hi Hi , qu'on peut estimer par un calcul de moyenne. A titre d'exemple, la matrice R peut être la moyenne arithmétique des matricesH i Hj obtenues à partir des L dernières estimations de la réponse du canal, le nombre L étant choisi de manière que l'hypothèse de stabilité des retards ii sur la période de calcul de la matrice de covariance soit sensiblement vérifiée.

La diagonalisation de la matrice R peut s'écrire

oùAS et Ab sont les matrices diagonales contenant respectivement les d valeurs propres de plus grands modules et les m-d valeurs propres de plus petits modules de la matrice de covariance, et ES et Eb sont les matrices de tailles mxd et mx(m-d) dont les colonnes sont formées par les vecteurs propres respectivement associés aux valeurs propres contenues dans les matrices As et t1 b.

Le module 12 détermine la matrice ES à l'étape 22, qui peut utiliser toute méthode de diagonalisation classique pour extraire les vecteurs propres

A l'étape 23, le module 12 calcule la matrice II à partir de la matrice ES . II en extrait ensuite (étape 24) le vecteur propre Vmin associé à la valeur propre de module minimal, et il en déduit le vecteur @ selon les relations (16) à l'étape 25. II peut alors obtenir les termes de la matrice Y selon la relation (14) à l'étape 26. En diagonalisant Y par une méthode algébrique classique (étape 27), le module 12 en trouve les valeurs propres gi (1 < _ i < _ d) qui sont les mêmes que celles de la matrice (D, à savoir de la forme e2jm -`j . Les arguments des valeurs propres #Li sont calculés à l'étape 28 et divisés par 2;@A à l'étape 29 pour produire les retards estimés ii.

Les retards estimés -ci (ou seulement le plus petit d'entre eux, déterminé avec la valeur propre #ti d'argument minimal, compris entre 0 et 27', de la matrice `P) peuvent alors être exploités de façon connue en soi, par exemple à des fins de localisation d'un terminal mobile.

La figure 3 illustre les performances du procédé d'estimation du plus petit des retards ii lorsque le rapport signal sur bruit (SNR) varie. Les courbes représentées ont été obtenues par simulation d'un canal radio de type GSIV, dans un exemple à d = 2 échos non corrélés de même puissance, espacés d'un temps symbole Tb. Les ordonnées représentent l'écart type a de l'estimation du plus petit retard rapporté au temps symbole Tb. La courbe I représente la limite théorique (Cramer Rao). La courbe II montre la précision obtenue avec une méthode de sous-espace utilisant au préalable l'information correcte de l'impulsion a(t), et la courbe 111 celle obtenue avec la même méthode fondée sur une connaissance inexacte de la forme de l'impulsion a(t) (impulsion d'origine filtrée passe-bande). On note la forte dégradation des performances dans ce dernier cas. La courbe IV montre la précision de l'estimation du temps d'arrivée obtenue avec le procédé ci-dessus exposé. Le fait que la forme de l'impulsion soit estimée et non connue a priori augmente naturellement l'écart type 6. Mais le procédé procure une bonne robustesse aux incertitudes sur la forme de l'impulsion.

Sur la base des composantes du vecteur déterminé à l'étape 25, on peut également obtenir une estimation de la transformée de Fourier de la forme de l'impulsion a(t). On calcule alors (étape 30 de la figure 2) un vecteur r1 = [rll, 12, - - -, rlm ]T , par la récurrence TI, = 1 (ou un facteur de proportionalïté arbitraire) et rli+1 = rli@i pour 1 < _i < m. Les composantes il, du vecteur r1 sont proportionnelles aux termes a(fi) de la transformée de Fourier discrète d'une estimation de la forme de l'impulsion a(t). En calculant la transformée de Fourier inverse du vecteur -l à l'étape 31, le module 12 peut ainsi estimer la forme de l'impulsion a(t), à un gain et un retard près. Cette forme estimée peut être exploitée, par exemple, dans un autre mode d'estimation des retardsci.

Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé d'estimation d'au moins un retard (-ci) associé à un trajet de propagation entre un émetteur radio (1) et un récepteur radio (6), comprenant les étapes suivantes - obtenir des estimations (hj(t)) de la réponse impulsionnelle d'un canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur ; - obtenir des vecteurs colonne Hi de m composantes par transformation dans le domaine fréquentiel des estimations de la réponse ïmpulsionnelle, les m composantes des vecteurs Hj se rapportant à des fréquences uniformément espacées (fp) ; - calculer une moyenne R de la matrice Hi Hj pour les différents vecteurs colonne Ht obtenus, (.)T désignant le transposé et (.)x le conjugué ; - calculer une matrice ES ayant m lignes et d colonnes formées par des vecteurs propres de la matrice R associés à d valeurs propres de plus grands modules ;

2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel on détermine la valeur propre d'argument minimal, compris entre 0 et 2n, de la matrice 1-P, et on estime un retard minimal (ii) de propagation entre l'émetteur radio (1) et le récepteur radio (6) en divisant ledit argument minimal par 27rA, où A, désigne l'espacement entre lesdites fréquences (fp).

3. Procédé selon la revendication 1, dans lequel on détermine les d valeurs propres de la matrice 1-P, et on estime d retards de propagation (Ti) entre l'émetteur radio (1) et le récepteur radio (6) en divisant par 27A les arguments, compris entre 0 et 27r, des d valeurs propres déterminées de la matrice'Y, où rA désigne l'espacement entre lesdites fréquences (fp).

4. Procédé d'estimation de la forme d'une impulsion (a(t)) associée à au moins un trajet de propagation entre un émetteur radio (1) et un récepteur radio (6), comprenant les étapes suivantes - obtenir des estimations (hi(t) ) de la réponse impulsionnelle d'un canal de propagation entre l'émetteur et le récepteur ; - obtenir des vecteurs colonne Hi de m composantes par transformation dans le domaine fréquentiel des estimations de la réponse impulsionnelle, les m composantes des vecteurs Hj se rapportant à des fréquences uniformément espacées (fp) ; - calculer une moyenne R de la matriceH i Hj pour les différents vecteurs colonne Hj obtenus, (.)T désignant le transposé et (f le conjugué ;