FR2791198A1 - Procede et dispositif de generation d'un signal impulsionnel a impulsions de largeur modulable - Google Patents
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Abstract
On génère un signal de consigne que l'on compare à un signal de contrôle de façon à obtenir le signal impulsionnel. Lorsque le signal de contrôle Vc est un signal logique à deux états, on compare le signal de contrôle avec une première tension de référence VRef1 prise en tant que signal de consigne, la différence de niveau entre la première tension de référence et le signal logique étant supérieure à la tension de décalage du comparateur COMP2 effectuant ladite comparaison, et lorsque le signal de contrôle Vc est une tension analogique continue, on fait varier le signal de consigne entre la première tension de référence VRef1 et une deuxième tension de référence VRef2 prédéterminée supérieure à la ladite première tension de référence.
Description
I Procédé et dispositif de génération d'un signal impulsionnel à
impulsions de largeur modulable.
L'invention concerne la génération d'un signal impulsionnel à impulsions de largeur modulable, également connu par l'homme du métier sous la dénomination habituelle de "signal PWM" ("Pulse Width
Modulation", en langue anglaise).
Les applications de tels signaux impulsionnels sont multiples, et englobent notamment la commande de transistors de puissance contrôlant la valeur du courant traversant un moteur électrique, par exemple ceux utilisés dans l'industrie automobile pour la commande de vitres
électriques, de toits ouvrants ou d'essuie-glaces.
Classiquement, on génère un signal de consigne à l'aide d'un oscillateur, en général un signal en "dent de scie", que l'on compare dans un comparateur à une tension de contrôle. La sortie du comparateur fournit alors le signal impulsionnel dont le rapport cyclique est déterminé
par la valeur de la tension de contrôle.
Dans certaines applications, il peut être envisagé d'utiliser en tant que signal de contrôle, soit une tension analogique continue, soit un signal logique à deux états, 0 ou 1, se traduisant par un signal de contrôle
impulsionnel dont les deux niveaux sont par exemple 0 et 5 Volts.
En d'autres termes, il peut être nécessaire d'effectuer un contrôle
PWM dit "analogique" ou bien un contrôle PWM dit "logique".
Or, les circuits classiques de génération de signaux impulsionnels PWM, s'ils fonctionnent correctement lorsque le signal de contrôle est une tension analogique continue, comportent des problèmes de fonctionnement lorsque l'on présente un signal logique en entrée du comparateur en tant que signal de contrôle, en raison notamment d'instabilités sur le signal PWM lorsque les deux entrées du comparateur
sont égales par exemple à O Volt.
L'invention vise à apporter une solution à ce problème.
Un but de l'invention est de permettre d'effectuer un contrôle PWM logique ou analogique en utilisant un même circuit électronique. L'invention a encore pour but de permettre une génération d'un signal impulsionnel PWM dont le rapport cyclique soit indépendant de la température. L'invention a donc pour objet un procédé de génération d'un signal impulsionnel à impulsions de largeur modulable, dans lequel on génère un signal de consigne que l'on compare à un signal de contrôle de
façon à obtenir ledit signal impulsionnel.
Selon une caractéristique générale de l'invention, lorsque le signal de contrôle est un signal logique à deux états, on compare le signal de contrôle avec une première tension de référence prise en tant que signal de consigne, la différence de niveau entre la première tension de référence et le signal logique étant supérieure à la tension de décalage (offset) du comparateur effectuant ladite comparaison; et lorsque le signal de contrôle est une tension analogique continue, on fait varier le signal de consigne entre la première tension de référence et une deuxième tension de référence prédéterminée supérieure à ladite première tension de référence. L'utilisation de deux tensions de référence permet ainsi notamment de s'affranchir du risque d'états indéterminés lorsque l'on utilise un mode de contrôle logique, et permet également un
fonctionnement correct dans un mode de contrôle analogique.
Selon un mode de mise en oeuvre du procédé selon l'invention, lorsque le signal de contrôle est une tension analogique continue, on génère la première tension de référence de façon flottante en connectant une première source de tension entre une première entrée du comparateur et un condensateur connecté à la masse. Lorsque le signal de contrôle est un signal logique à deux états, on relie à la masse la borne de la première
source de tension reliée au condensateur. En d'autres termes, on court-
circuite ledit condensateur.
L'invention a également pour objet un dispositif de génération d'un signal impulsionnel à impulsions de largeur modulable, comprenant des premiers moyens de g6nération d'un signal de consigne, des deuxièmes moyens de g6nération d'un signal de contrôle, un comparateur possédant une première entrée recevant le signal de consigne et une deuxième entrée recevant le signal de contrôle et délivrant en sortie ledit
signal impulsionnel.
Selon une caractéristique générale de l'invention, les premiers moyens de génération du signal de consigne comportent: - une première source de tension apte à générer une première tension de r6férence, - une deuxième source de tension apte à générer une deuxième tension de réf6rence supérieure à la première, - des moyens de traitement poss6dant un premier état de fonctionnement dans lequel ils élaborent à partir des deux tensions de référence, le signal de consigne variant entre les deux tensions de référence, et un deuxième état de fonctionnement dans lequel ils appliquent la première tension de référence en tant que signal de consigne
sur la première entrée du comparateur.
Les deuxièmes moyens de génération du signal de contrôle sont aptes à générer une tension analogique continue ou un signal logique à deux états, la différence de niveau entre la première tension de référence et ce signal logique étant supérieure à la tension de décalage du comparateur. Les premiers moyens de génération du signal de consigne comportent en outre des moyens de contrôle aptes à conférer aux moyens de traitement leur premier état de fonctionnement lorsque les deuxièmes moyens de génération délivrent la tension analogique continue en tant que signal de contrôle, et leur deuxième 6tat de fonctionnement lorsque les deuxièmes moyens de génération délivrent le signal logique en tant que
signal de contrôle.
Le dispositif selon l'invention fonctionne donc parfaitement quel que soit le mode de contrôle logique ou analogique utilisé pour la
génération du signal impulsionnel PWM.
Selon un mode de réalisation du dispositif selon l'invention, la première source de tension est connectée entre la première entrée du comparateur et une première borne d'un condensateur dont l'autre borne est reliée à la masse. Les moyens de contrôle comportent alors des moyens de court-circuit aptes à relier la première borne du condensateur à la masse. Lorsque le mode de contrôle est analogique, le rapport cyclique et la période du signal impulsionnel dépendent de la différence entre la deuxième source de tension et la première source de tension. Il est donc préférable que cette différence de tension soit indépendante des variations de température. Aussi, dans un mode de réalisation de l'invention, on choisira de réaliser la première tension de référence et la deuxième tension de référence de façon à ce qu'elles soient toutes les deux
indépendantes de la température.
Par ailleurs, afin que la différence entre ces deux tensions soit insensible aux variations de procédé de fabrication ("Process"), il est préférable de réaliser les deux sources de tension simultanément sur le circuit intégré et de les appareiller rigoureusement, c'est-à-dire de les réaliser l'une à côté de l'autre sur le circuit intégré avec les mêmes
caractéristiques structurelles.
Selon un mode de réalisation de l'invention, on adoptera une première tension de référence égale à la somme d'une différence de tension émetteur-collecteur (VBE) d'un transistor et du produit de la tension thermodynamique par un coefficient indépendant de la température. La deuxième tension de référence sera alors avantageusement choisie égale à un multiple entier de la première tension
de référence, par exemple trois fois la première tension de référence.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les premiers moyens de génération, c'est-à-dire les moyens de génération du signal de consigne, comportent une première source de courant reliée à la tension d'alimentation et générant un courant indépendant de la tension d'alimentation. La première source de tension comporte une cellule comportant, d'une part, un transistor dont le collecteur est à la fois relié à la base et à la sortie de la première source de courant, et, d'autre part, une
résistance d'émetteur.
La borne de la résistance d'émetteur, qui n'est pas reliée à l'émetteur du transistor, est reliée à la première borne du condensateur que
l'on va mettre en court-circuit lors du mode de contrôle logique.
Selon un mode de réalisation de l'invention, les premiers moyens de génération comportent une deuxième source de courant reliée à la tension d'alimentation et générant un courant indépendant de la tension d'alimentation. La deuxième source de tension comporte alors n cellules (n étant un entier supérieur à 1, par exemple égal à 3) connectées en série entre la sortie de la deuxième source de courant et la masse. Chaque
cellule est analogue à la cellule de la première source de tension.
La réalisation des première et deuxième sources de courant peut être avantageusement obtenue par un mode de réalisation qui prévoit une source de courant principale générant un courant indépendant de la
tension d'alimentation et deux miroirs de courant.
Plus précisément, la première source de courant comporte la source de courant principale générant un courant proportionnel au rapport entre la tension thermodynamique et une résistance de polarisation, ainsi qu'un premier miroir de courant connecté entre la source de courant
principale et le transistor de la cellule de la première source de tension.
De même, la deuxième source de courant comporte ladite source de courant principale et un deuxième miroir de courant connecté entre la source de courant principale et le transistor de la première cellule de cette
deuxième source de tension.
Ce mode de réalisation présente l'avantage de ne réaliser qu'une seule source de courant générant un courant indépendant de la tension d'alimentation et d'utiliser cette source principale pour réaliser les deux
sources de courant.
Par ailleurs, le dispositif selon l'invention comporte d'une façon générale des moyens capables de charger ledit condensateur pour générer le signal de consigne lorsque les moyens de traitement sont dans leur premier état de fonctionnement. Or, le mode de réalisation des sources de courant qui vient d'être décrit présente l'avantage de pouvoir utiliser la première source de courant pour charger également le condensateur. En d'autres termes, cette première source de courant sert d'une part, en combinaison avec la première source de tension, à générer une première tension de référence indépendante de la tension d'alimentation, et d'autre
part, pour la génération du signal de consigne.
Il est en outre particulièrement avantageux que les résistances d'émetteurs de toutes les cellules des deux sources de tension, ainsi que la résistance de polarisation, soient appareillées, de même que les deux résistances de chaque miroir de courant. Ceci permet d'obtenir des tensions de référence quasi indépendantes de toutes variations de
température et de process.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention
apparaîtront à l'examen de la description détaillée de modes de réalisation
et de mise en oeuvre nullement limitatifs, et des dessins annexes, sur lesquels: - la figure 1 illustre de façon schématique un mode de réalisation d'un dispositif de génération d'un signal impulsionnel, selon l'invention, dans une configuration adaptée pour un mode de contrôle analogique; - les figures 2a et 2b représentent des diagrammes temporels illustrant le fonctionnement du dispositif de la figure 1, permettant une mise en oeuvre du procédé selon l'invention; - la figure 3 illustre schématiquement une configuration du dispositif de la figure 1, plus particulièrement adaptée à un mode de contrôle logique; - les figures 4a et 4b illustrent le fonctionnement du dispositif de la figure 3, permettant une autre mise en oeuvre du procédé selon l'invention; et - la figure 5 illustre plus en détail une partie du dispositif des
figures 1 et 2.
Sur la figure 1, la référence DGP désigne globalement un dispositif de génération d'un signal impulsionnel dont les impulsions ont une largeur modulable. Ce signal impulsionnel, ou signal PWM, est la tension de sortie VPWM d'un comparateur COMP2 alimenté entre la
tension d'alimentation VReg et la masse.
Dans l'application non limitative qui est décrite ici, la tension VpwMcommande les deux transistors NMOS de puissance M2 et M4 d'un pont ayant une structure classique en H et contrôlant la valeur du courant circulant dans un moteur M, par exemple un moteur de lève-vitres d'un véhicule automobile. Plus précisément, la grille du transistor de puissance Ml est reliée à une tension Vcp, générée par exemple par un dispositif de pompe de charge classique et bien connu de l'homme du métier, de façon à ce que la tension Vcp soit supérieure à la tension Vbatt
délivrée par la batterie du véhicule.
A titre indicatif, le transistor Ml est passant, le transistor M3 est bloqué et les transistors M2 et M4 sont alternativement et de façon opposée, passants et bloqués, en fonction de la valeur du signal VpwM. Le rapport cyclique du signal VpWM est fixé par un signal de contrôle Vc délivré sur l'entrée non inverseuse du comparateur COMP2; Outre le comparateur COMP2, le dispositif DGP comporte une première source de tension ST1 dont la borne BosC est reliée à une source
de courant SIl1 alimentée par la tension d'alimentation VReg.
L'autre borne BCF de la première source de tension ST1 est reliée, d'une part, à la masse par un transistor MOS Ni et, d'autre part,
également à la masse par l'intermédiaire d'un condensateur CF.
Il convient de noter ici que le dispositif DGP comporte des moyens de court-circuit permettant de court-circuiter le condensateur CF et donc de relier la borne BCF à la masse. Ces moyens de court-circuit sont illustrés ici par un interrupteur comrnmandable ICF, qui peut être également
réalisé au moyen d'un transistor commandable sur sa grille.
Il est également possible d'envisager, lorsque le circuit DGP est réalisé sous forme d'un circuit intégré inséré dans un boîtier, qu'une broche soit directement reliée à la borne BCF et sorte à l'extérieur du boîtier. En fonction du mode de contrôle utilisé, cette broche (qui forme alors les moyens de contrôle) pourra, soit être laissée en l'air, soit être
soudée à la masse.
En fait, le court-circuit ou non de la capacité CF va dépendre du
mode de contrôle logique ou analogique souhaité pour le dispositif.
Plus précisément, si un mode de contrôle analogique est envisagé, c'està-dire si le signal de contrôle Vc est une tension analogique continue, le dispositif DGP présente la configuration illustrée
sur la figure 1 avec l'interrupteur ICF ouvert.
Par contre, si un mode de contrôle logique est envisagé, c'est-à-
dire si le signal de contrôle Vc est un signal logique à deux états, par exemple un signal logique classique compatible avec une logique "transistor transistor" communément appelée par l'homme du métier "logique TIL", l'interrupteur ICF est fermé et la borne BCF est reliée à la masse. Le dispositif DGP présente alors la configuration illustrée sur la
figure 3 sur laquelle on reviendra plus en détail ci-après.
Le signal Vc est généré par des deuxièmes moyens de g6nération de structure classique et connue en soi et non représentés ici à des fins de simplification. La grille du transistor N1 est reliée, par l'intermédiaire de moyens de retard, par exemple des lignes à retard, à la sortie d'un autre comparateur COMP 1 dont l'entrée inverseuse reçoit une deuxième tension de r6férence VRef2. On verra ci-après que cette tension de r6férence VRef2
est choisie supérieure à la tension de référence VRefl.
La borne Bosc ainsi que l'entrée non inverseuse du comparateur COMP1, sont toutes les deux reliées à l'entrée inverseuse du comparateur
COMP2.
On fait maintenant référence plus particulièrement aux figures 2a et 2b, pour décrire le fonctionnement du dispositif DGP illustré sur la figure 1 dans sa configuration compatible avec un mode de contrôle analogique. En fait, l'homme du métier aura noté que le dispositif DGP se comporte comme un oscillateur générant à la borne BOSC, c'est-à-dire sur l'entrée inverseuse du comparateur COMP1, un signal de consigne en dent
de scie VosC.
Plus précis6ment, le courant Il délivr6 par la source de courant SI1 charge le condensateur CF jusqu'à la tension de référence VRef2. Puis, la d6charge du condensateur CF se réalise à travers le transistor Ni, provoquant une d6croissance de la tension VOsc jusqu'à la tension de
r6f6rence VRefl, qui est inférieure à la tension VRef2.
Le signal de contrôle Vc, qui est une tension continue qui peut varier entre 0 Volt et VRef2, ou bien même être supérieure à VRef2, est
comparé à la tension VOSc dans le comparateur COMP2.
Le signal impulsionnel VpWM présente alors la forme illustrée sur la figure 2b. Il présente, soit un niveau bas à 0 Volt, soit un niveau haut égal à VReg. Plus pr6cisément, le signal impulsionnel est au niveau haut lorsque le signal de consigne Vosc est inférieur au signal de contrôle Vc. Il est au niveau bas lorsque le signal de consigne est sup6rieur au signal de contrôle. Si l'on désigne par TON la durée pendant laquelle le signal impulsionnel est au niveau haut pendant une période T du signal de
consigne, et si l'on désigne par TOFF la durée restante de la période, c'est-
à-dire la durée pendant laquelle le signal impulsionnel est au niveau bas, le rapport cyclique DC est alors fourni par la formule (1) TON Vc DC - (1l) DC TON+TOFF- VRef2 - VRefl tandis que la période T du signal de consigne, c'est-à-dire de la "dent de scie", est définie par la formule (2) TCFx VRef2- VRefl (2) T = CF x il(2) Il Si, maintenant, on se place dans un mode de contrôle logique, c'est-à-dire avec l'interrupteur ICF fermé et par conséquent la borne BCF reliée à la masse, l'oscillateur est évidemment bloqué, et l'on se retrouve
alors dans la configuration illustrée de manière simplifiée sur la figure 3.
Alors que dans le mode de contrôle analogique, la première tension de référence VRefl était une tension flottante prise entre les deux bornes Bosc et BCF, et égale à la différenceVosc - VCF, ce n'est plus le cas sur la figure 3 puisque la borne BCF est reliée à la masse. La tension de référence VRefl est donc appliquée sur l'entrée inverseuse du comparateur COMP2 qui reçoit, par ailleurs, sur son entrée non inverseuse, le signal de
contrôle logique Vc.
Sur la figure 4a, on a représenté un signal de contrôle dont le niveau bas se situe à 0 Volt et le niveau haut à 5 Volts. Ceci étant, en pratique, notamment lorsqu'il s'agit d'un signal TTL classique, le niveau logique 0 peut correspondre à une amplitude comprise entre 0 et 0, 8 Volts, tandis que le niveau logique 1 peut correspondre à une amplitude comprise
entre 2 et 5 Volts.
D'une façon générale, la différence de niveau entre le niveau du signal logique Vc et le niveau de la tension de référence VRefl, doit être
supérieure à la tension de décalage (offset) du comparateur COMP2.
Sur la figure 4a, le niveau de la tension VRefl se situe entre le niveau bas et le niveau haut du signal de contrôle et peut par exemple être prise égale à 1,23 Volts; ce qui correspond, comme on le verra plus en détail ci-après, à une tension de référence à barrière de potentiel ("Band- gap Voltage Reference", en langue anglaise) indépendante de la
température. On rappelle ici que dans un circuit intégré à semi-
conducteur, généralement bipolaire, la référence de tension à barrière de potentiel est une référence de tension utilisant la barrière de potentiel
d'une jonction PN correspondant à la largeur de la bande interdite du semi-
conducteur, soit environ 1,3 Volts pour du silicium.
Par ailleurs, les tensions de décalage des comparateurs habituellement utilisées sont de l'ordre de quelques millivolts. Il en résulte donc, dans le cas présent, quelle que soit la valeur effective des niveaux bas et haut du signal de contrôle, que la différence entre ces niveaux et la tension de référence VRefl sera toujours supérieure à la
tension de décalage du comparateur.
En conséquence, comme illustré sur la figure 4b, lorsque le signal de contrôle est au niveau bas, le signal impulsionnel est à O Volt, tandis que lorsque le signal de contrôle est au niveau haut, le niveau du
signal impulsionnel est égal au niveau de la tension d'alimentation VReg.
Bien entendu, le rapport cyclique du signal impulsionnel est égal
au rapport cyclique du signal de contrôle.
L'homme du métier remarque donc que le circuit selon l'invention ne conduit à aucun état indéterminé pour le signal impulsionnel, ce qui n'était pas le cas dans l'art antérieur qui ne prévoit
pas l'adjonction d'une tension de référence VRefl.
En effet, dans l'art antérieur, la mise à la masse de la borne BCF se traduit directement par la mise à la masse de l'entrée inverseuse du comparateur COMP2, ce qui conduit à des instabilités et donc à des états indéterminés du signal impulsionnel lorsque les deux entrées du
comparateur COMIP2 sont à O Volt.
Les sources de tension délivrant respectivement la première tension de référence VRefl et la deuxième tension de référence VRef2 peuvent être réalisées de façon classique. Cependant, dans certaines applications, les variations de température de fonctionnement du circuit peuvent être critiques. C'est la raison pour laquelle, pour ces applications au moins, il est recommandé que la différence entre les deux tensions de référence soit indépendante de la température de façon à obtenir, lorsque l'on est dans un mode de contrôle analogique, un rapport cyclique et une
période du signal impulsionnel indépendant de la température.
Il est également avantageux, en particulier pour des applications automobiles, dans lesquelles la tension de la batterie peut fluctuer, que la tension d'alimentation VReg soit une tension régulée conduisant à l'obtention d'un courant Il indépendant de la tension d'alimentation, en
l'espèce la tension batterie.
Le mode de réalisation permettant l'obtention des différentes sources de courant et de tension, et illustré sur la figure 5, vise notamment
à obtenir ces caractéristiques.
Plus précisément, sur la partie gauche de la figure 5, la référence SIB désigne une source de courant dite "principale", conduisant, comme on va le voir plus en détail ci-après, à l'obtention d'un courant IQ proportionnel au rapport de la tension thermodynamique Vt sur une
résistance de polarisation Rpo,.
On rappelle ici que la tension thermodynamique Vt est égale à KT/Q o K désigne la constante de Boltzmann, T la température, et Q la
charge de l'électron.
A titre indicatif, cette tension thermodynamique est égale à 25,8
mVolts à 25 C.
Cette source de courant principale SIB comporte une résistance de collecteur Rd connectée entre une métallisation RAi1 reliée à la tension VReg et le collecteur d'un transistor Q3. Le collecteur de ce transistor Q3 est également relié à la base et celle-ci est en outre reliée à la base d'un
autre transistor Q3A.
L'émetteur du transistor Q3 est relié au collecteur d'un transistor Q2 dont l'émetteur est relié à une métallisation RA2 formant un plan de masse. La base du transistor Q2 est reliée à l'émetteur du transistor Q3A et
à l'émetteur du transistor Q3B.
L'émetteur du transistor Q3 est également relié à la base d'un transistor Q1 dont le collecteur est relié à l'émetteur du transistor Q3A et à l'émetteur du transistor Q3B, et dont l'émetteur est relié à la métallisation
RA2 par l'intermédiaire de la résistance de polarisation Rpol.
Si l'on néglige les courants de base, le courant IQ1 est alors donné par la formule (3) 1Q1=-.Ln.(3) Vt i.AFNj1 Q1 RPol. L2 SQ3. SQ2 (1 + VCEQ3AB / VAFN)
dans laquelle VCEQ3AB désigne la différence de tension collecteur-
émetteur des transistors Q3A et Q3B, SQ1, SQ2 et SQ3 désignent respectivement les surfaces d'émetteur des transistors Q1, Q2 et Q3, VAFN désigne la tension d'Early d'un transistor NPN et Ln désigne la
fonction logarithme népérien.
Dans cette formule, on a également supposé, en raison de la
symétrie du schéma électrique, que les différences de tension collecteur-
émetteur étaient identiques pour les transistors Q3A et Q3B (VCEQ3AB = VcEQ3A = VcEQ3B), et que les surfaces d'émetteur des
transistors Q3A, Q3B, et Q3 étaient identiques.
Si l'on choisit une tension de régulation de l'ordre de 5 Volts, le terme VCEQ3AB, qui est égal à la différence VReg - 2 VBE vaut alors environ
3,6 Volts (VBE: tension base-émetteur environ égale à 0,7 Volts).
Par ailleurs, la tension d'Early est typiquement égale à 175 Volts. En conséquence, le terme
A = 1 (4)
1 + VCEQ3AB / VAFN
est de l'ordre de 1.
Par conséquent, puisque la source de courant principale SIB est alimentée par une tension de régulation, supposée constante, le courant IQ 1 est notamment indépendant de cette tension de régulation et également de la tension d'alimentation batterie. Le courant IQ1 est donc
proportionnel au rapport Vt/Rpo,1.
Outre cette source de courant principale SIB, le bloc illustré sur la figure 5 comporte un premier miroir de courant MIR 1 formé des deux transistors Q4A et Q4B et des deux résistances d'émetteur R4A et R4B; Ce miroir de courant MIR1 forme donc la première source de courant SIl délivrant le courant Il; Ce courant Il est alors donné par la formule (5) FR4A] Il = 1/2 IQi LR4B (5) On remarque donc que le courant Il est également indépendant
de la tension VReg.
La première source de tension ST1 est formée ici d'un transistor Q5 dont le collecteur et la base sont reliés ensemble au collecteur du transistor Q4B du miroir de courant MIR1, ce noeud commun formant la
borne BosC.
La source de tension ST1 comporte 6galement une résistance d'émetteur R5 connectée en s6rie entre l'6metteur du transistor Q5 et le
condensateur CF et le drain du transistor Nl (borne BCF; figure 1).
La première tension de référence VRefl ainsi génér6e est indépendante de la température. En effet, la tension VRefl est d6éfinie par la formule (6): VRefl= VBEQ5 + R5 Il (6) Compte tenu des formules (3) et (5), la première tension de réf6rence VRefl est définie par la formule (7) R5 VRefl= VBEQ5+ K1 Vt (7) RpoI dans laquelle Kl est un coefficient défini par la formule (8)
R4A SQ3.SQ1
K1 = 1/2 Ln. A (8)
R4B 2 SQ3.SQ2 8
A est défini par la formule (4).
Les résistances R4A et R4B étant des résistances appareillées, c'est-àdire des résistances de même type, réalisées côte à côte avec les mêmes caractéristiques, le rapport R4A/R4B est indépendant de la température de fonctionnement et est également indépendant des
caractéristiques du process de fabrication.
Il en résulte donc que le coefficient Kl est indépendant de la
température et du procédé de fabrication. Si l'on choisit également d'appareiller les résistances R5 et Rpol, la
tension de référence VRef1 est alors définie par la formule (9): VRefl = VBEQ5 + K2 Vt (9) dans laquelle K2 est une constante indépendante de la température et du
process de fabrication.
Par ailleurs, l'homme du métier sait que la différence de tension base émetteur d'un transistor et la tension thermodynamique Vt varient en sens opposé en fonction de la température et selon des lois différentes bien connues de l'homme du métier. En conséquence, l'homme du métier pourra ajuster convenablement la valeur du coefficient K2 pour obtenir une
variation de la tension VRefl nulle vis-à-vis de la température.
Plus particulièrement, K2 peut être choisi de façon à obtenir une tension VRefl égale à 1,23 Volts à 25 C, ce qui correspond à une tension de
référence à barrière de potentiel, indépendante de la température.
Outre les moyens qui viennent d'être décrits, le bloc illustré sur la figure 5 comporte par ailleurs un deuxième miroir de courant MIR2, de structure analogue au premier miroir de courant MIR 1 et relié par
l'intermédiaire d'un transistor Q3B à la source de courant principale SIB.
Ce deuxième miroir de courant, également relié à la tension VReg, se comporte comme une deuxième source de courant délivrant un courant 12 défmini par la formule (10)
2 R6AB
12 = 1/2 IQF |R6B/ (10)
D'une façon analogue à ce qui a été décrit ci-avant, le courant I2
est également indépendant de la tension VReg.
Par ailleurs, on remarque sur la figure 5 que la cellule (Q5; R5) formant la première source de tension STI, est dupliquée trois fois sur la partie droite de la figure 5. Les trois cellules (Q5A, R5A); (Q5B, R5B); (Q5C, R5C), sont connectées en série entre le collecteur du transistor Q6B du miroir de courant MIR2 et la masse. Ces trois cellules forment une deuxième source de tension délivrant la deuxième tension de référence
VRef2.
Cette deuxième tension de référence est égale à trois fois la première tension de référence et est donc égale dans le cas présent à 3,69
Volts environ (VRefl = 1,23 Volts).
D'une façon analogue à ce qui a été décrit précédemment, cette deuxième tension de référence est également indépendante de la température et des caractéristiques du process de fabrication, pour autant
que les résistances R6A et R6B soient appareillées.
Les deux tensions de référence VRefl et VRef2 étant indépendantes de la température et du process de fabrication, le rapport cyclique de la période du signal impulsionnel est par conséquent
indépendant de la température et du process de fabrication.
L'homme du métier aura également remarqué que le mode de réalisation qui vient d'être décrit est remarquable en ce sens que le miroir de courant MIR 1 a également pour fonction de charger, par l'intermédiaire du courant Il, le condensateur CF pour la génération du signal de consigne
en dent de scie, lors d'un mode de contrôle analogique.
Claims (10)
1. Procédé de génération d'un signal impulsionnel à impulsions de largeur modulable, dans lequel on génère un signal de consigne que l'on compare à un signal de contrôle de façon à obtenir ledit signal impulsionnel, caractérisé par le fait que lorsque le signal de contrôle (Vc) est un signal logique à deux états, on compare le signal de contrôle avec une première tension de référence (VRefl) prise en tant que signal de consigne, la différence de niveau entre la première tension de référence et le signal logique étant supérieure à la tension de décalage du comparateur (COMP2) effectuant ladite comparaison, et lorsque le signal de contrôle (V) est une tension analogique continue, on fait varier le signal de consigne entre la première tension de référence (VRefl) et une deuxième tension de référence (VRef2) prédéterminée supérieure à la ladite première
tension de référence.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que lorsque le signal de contrôle (Vc) est une tension analogique continue, on génère la première tension de référence (VRefl) de façon flottante en connectant une première source de tension (ST1) entre une première entrée du comparateur (COMP2) et un condensateur (CF) connecté à la masse, et par le fait que lorsque le signal de contrôle (Vc) est un signal logique à deux états, on relie à la masse la borne de la première source de
tension (ST1) reliée audit condensateur (CF).
3. Dispositif de génération d'un signal impulsionnel à impulsions de largeur modulable, comprenant des premiers moyens de génération d'un signal de consigne, des deuxièmes moyens de génération d'un signal de contrôle, un comparateur possédant une première entrée recevant le signal de consigne et une deuxième entrée recevant le signal de contrôle et délivrant en sortie ledit signal impulsionnel, caractérisé par le fait que les premier moyens de génération comportent une première source de tension (ST1) apte à générer une première tension de référence (VRefl), une deuxième source de tension apte à générer une deuxième tension de référence (VRef2) supérieure à la première, des moyens de traitement possédant un premier état de fonctionnement dans lequel ils élaborent à partir des deux tensions de référence, le signal de consigne (Vosc) variant entre les deux tensions de référence, et un deuxième état de fonctionnement dans lequel ils appliquent la première tension de référence (VRefl) en tant que signal de consigne sur la première entrée du comparateur, par le fait que les deuxièmes moyens de génération sont aptes à gén6rer une tension analogique continue ou un signal logique à deux 6tats, la différence de niveau entre la première tension de référence et ce signal logique étant supérieure à la tension de décalage du comparateur, et par le fait que les premiers moyens de génération comportent en outre des moyens de contrôle (ICF) aptes à conférer aux moyens de traitement leur premier état de fonctionnement lorsque les deuxièmes moyens de g6nération délivrent la tension analogique continue en tant que signal de contrôle, et leur deuxième 6tat lorsque les deuxièmes moyens de génération délivrent le signal logique en tant que signal de contrôle.
4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé par le fait que la première source de tension (ST1) est connectée entre la première entrée du comparateur et une première borne d'un condensateur dont l'autre borne est reliée à la masse, et par le fait que les moyens de contrôle comportent des moyens de court-circuit (ICF) aptes à relier la première
borne du condensateur à la masse.
5. Dispositif selon la revendication 3 ou 4, caractérisé par le fait que la première tension de référence (VRefl) et la deuxième tension de
référence (VRef2) sont indépendantes de la température.
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé par le fait que la première tension de ref6rence (VRefl) est égale à la somme d'une différence de tension émetteur-collecteur (VBE) d'un transistor et du produit de la tension thermodynamique (Vt) par un coefficient (K2) indépendant de la température, et par le fait que la deuxième tension de
référence est un multiple entier de la première tension de r6férence.
7. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 6, caractéris6 par
le fait que les premiers moyens de génération comportent une première source de courant (ST1) reliée à la tension d'alimentation (VReg) et gén6rant un courant (Il) indépendant de la tension d'alimentation (VReg), par le fait que la première source de tension (ST1) comporte une cellule comportant d'une part un transistor (Q5) dont le collecteur est à la fois relié à la base et à la sortie de la première source de courant, et d'autre part
une résistance d'émetteur (R5).
8. Dispositif selon les revendications 4 et 7, caractérisé par le
fait que la borne de la résistance d'émetteur (R5) non reliée à l'émetteur du transistor (Q5) est reliée à ladite première borne (BCF) du condensateur (CF).
9. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé par le fait que les premiers moyens de génération comportent une deuxième source de courant (MIR2) reliée à la tension d'alimentation et générant un courant (12) indépendant de la tension d'alimentation, et par le fait que la deuxième source de tension comporte n cellules connectées en série entre la sortie de la deuxième source de courant (MIR2) et la masse, chaque
cellule étant analogue à la cellule de la première source de tension.
10. Dispositif selon la revendication 9, caractérisé par le fait que la première source de courant comporte une source de courant principale (SIB) générant un courant proportionnel (Io1) au rapport entre la tension thermodynamique(Vt) et une r6sistance de polarisation (Rpol), et un premier miroir de courant (MIR1) connecté entre la source de courant principale et le transistor (Q5) de la cellule de la première source de tension, par le fait que la deuxième source de courant comporte la source de courant principale (SIB) et un deuxième miroir de courant (MIR2) connecté entre la source de courant principale et le transistor (Q5B) de la première cellule de cette deuxième source de tension, par le fait que les résistances d'émetteur de toutes les cellules ainsi que la résistance de polarisation sont appareillées, par le fait que les deux résistances de chaque miroir de courant sont appareillées, et par le fait que la première source de courant est apte à charger ledit condensateur (CF) pour générer le signal de consigne lorsque les moyens de traitement sont dans leur
premier état de fonctionnement.
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Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2845598A1 (de) * | 1977-10-22 | 1979-04-26 | Fuji Electric Co Ltd | Digitale uebertragungseinrichtung fuer analoge daten |
| EP0503571A1 (fr) * | 1991-03-11 | 1992-09-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Amplificateur à modulation de largeur d'impulsion |
| US5361048A (en) * | 1993-08-30 | 1994-11-01 | Motorola, Inc. | Pulse width modulator having a duty cycle proportional to the amplitude of an input signal from a differential transducer amplifier |
| US5455530A (en) * | 1994-03-09 | 1995-10-03 | Cray Computer Corporation | Duty cycle control circuit and associated method |
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| KR100233373B1 (ko) * | 1997-06-09 | 1999-12-01 | 김덕중 | 펄스폭 변조 제어기 |
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Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2845598A1 (de) * | 1977-10-22 | 1979-04-26 | Fuji Electric Co Ltd | Digitale uebertragungseinrichtung fuer analoge daten |
| EP0503571A1 (fr) * | 1991-03-11 | 1992-09-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Amplificateur à modulation de largeur d'impulsion |
| US5361048A (en) * | 1993-08-30 | 1994-11-01 | Motorola, Inc. | Pulse width modulator having a duty cycle proportional to the amplitude of an input signal from a differential transducer amplifier |
| US5455530A (en) * | 1994-03-09 | 1995-10-03 | Cray Computer Corporation | Duty cycle control circuit and associated method |
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