FR2729763A1 - BROADBAND PROGRAMMABLE HYPERFREQUENCY RECEIVER - Google Patents
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Abstract
Ce récepteur hyperfréquence programmable à large bande comporte une ligne de transmission (1) parcourue en sens opposés par deux signaux de même fréquence, dont on s'intéresse à la fréquence et/ou au déphasage, des détecteurs (Dro, ..., DrN-1) qui sont régulièrement répartis le long de la ligne de transmission (1) et qui réalisent un échantillonnage spatial du régime d'ondes stationnaires établi sur la ligne de transmission (1), des multiplieurs programmables (20-24) affectant de coefficients de pondération les amplitudes des signaux de sortie des détecteurs (Dro,..., DrN-1) , une unité de programmation des multiplieurs (MN01) et un sommateur (MA01) effectuant la somme des signaux de sortie pondérés des détecteurs pour engendrer un signal de sortie du récepteur, réalisant la fonction programmée par les coefficients. Ce récepteur peut être rendu adaptatif.This wideband programmable microwave receiver comprises a transmission line (1) traversed in opposite directions by two signals of the same frequency, of which we are interested in the frequency and / or phase shift, of the detectors (Dro, ..., DrN -1) which are regularly distributed along the transmission line (1) and which carry out a spatial sampling of the standing wave regime established on the transmission line (1), programmable multipliers (20-24) affecting coefficients weighting the amplitudes of the output signals of the detectors (Dro, ..., DrN-1), a multiplier programming unit (MN01) and an adder (MA01) taking the sum of the weighted output signals of the detectors to generate a output signal of the receiver, performing the function programmed by the coefficients. This receiver can be made adaptive.
Description
RECEPTEUR HYPERPREQUENCEHYPERPREQUENCY RECEPTOR
PROGRAINNABL A LaRGE BANDE La présente invention concerne un récepteur hyperfréquence programmable à large bande permettant notamment la réalisation de fréquencemètre ou de phasemètre et opérant à partir d'un échantillonnage spatial d'une enveloppe de régime d'ondes stationnaires se développant dans une ligne de transmission parcourue en The present invention relates to a broadband programmable microwave receiver, in particular for making a frequency meter or a phasemeter, and operating from a spatial sampling of a standing wave regime envelope developing in a transmission line. BACKGROUND OF THE INVENTION traveled in
sens opposés par le ou les signaux à mesurer. opposite directions by the signal (s) to be measured.
Les fréquencemètres et phasemètres connus opérant à partir d'un échantillonnage spatial d'une enveloppe de régime d'ondes stationnaires se développant le long d'une ligne de transmission effectuent le calcul de la transformée de Fourier de l'enveloppe du régime d'ondes stationnaires et recherchent soit les maximums significatifs du module de la transformée de Fourier pour la mesure de fréquence soit l'argument de la transformée Known frequency meters and phasemeters operating from a spatial sampling of a standing wave envelope envelope developing along a transmission line perform the calculation of the Fourier transform of the envelope of the wave regime stationary and look for either the significant maximums of the Fourier transform module for frequency measurement or the transform argument
de Fourier en ces points pour la mesure de phase. of Fourier at these points for phase measurement.
Si N est le nombre de détecteurs placés sur la ligne de transmission pour réaliser l'échantillonnage spatial, l'élaboration de la transformée de Fourier se fait soit sur N points réels pour un fréquencemètre soit sur N/2 points complexes pour un phasemètre ce qui se traduit par une grande quantité de matériel pour les applications ou le temps de traitement doit être très If N is the number of detectors placed on the transmission line to perform the spatial sampling, the development of the Fourier transform is done either on N real points for a frequency meter or on N / 2 complex points for a phasemeter which results in a large amount of material for applications or the processing time must be very
court, et par une architecture fixe et non modifiable. short, and by a fixed and unmodifiable architecture.
La présente invention a pour but de réduire la quantité de matériel nécessaire pour une analyse spectrale à base de transformée de Fourier discrète et également de The object of the present invention is to reduce the amount of material required for a discrete Fourier transform spectral analysis and also of
permettre de rendre le récepteur facilement programmable et adaptatif. to make the receiver easily programmable and adaptive.
Elle a pour objet un récepteur hyperfréquence à large bande comportant: une ligne de transmission parcourue en sens opposés par deux signaux de même fréquence, dont la fréquence et/ou le déphasage sont à mesurer, engendrant un régime d'ondes stationnaires, - des détecteurs répartis le long de la ligne de transmission échantillonnant l'amplitude de l'enveloppe du régime d'ondes stationnaires établi au sein de la ligne de transmission, - des moyens de pondération programmables affectant de coefficients de pondération les amplitudes des signaux de sortie des détecteurs, - une unité de programmation des moyens de pondération et - un sommateur effectuant la somme des signaux de sortie pondérés des détecteurs pour engendrer un signal It relates to a broadband microwave receiver comprising: a transmission line traversed in opposite directions by two signals of the same frequency, whose frequency and / or phase shift are to be measured, generating a standing wave regime, - detectors distributed along the transmission line sampling the amplitude of the envelope of the standing wave regime established within the transmission line, - programmable weighting means affecting weighting coefficients the amplitudes of the output signals of the detectors a programming unit of the weighting means and an adder performing the sum of the weighted output signals of the detectors for generating a signal
de sortie du récepteur.output of the receiver.
D'autres caractéristiques et avantages de Other features and benefits of
l'invention ressortiront de la description ci-après de the invention will emerge from the following description of
plusieurs modes de réalisation donnés a titre d'exemple. several embodiments given by way of example.
Cette description sera faite en regard du dessin dans This description will be made against the drawing in
lequel: - une figure 1, représente un schéma d'un récepteur hyperfréquence à large bande de l'art antérieur, - une figure 2, représente un schéma d'un récepteur hyperfréquence à large bande selon l'invention adapté à une utilisation en phasemètre, - une figure 3, représente un schéma d'un récepteur hyperfréquence à large bande analogue à celui de la figure 2 mais adapté à une utilisation en fréquencemètre, - une figure 4, représente une variante des which: - a figure 1, shows a diagram of a broadband microwave receiver of the prior art, - a figure 2, shows a diagram of a broadband microwave receiver according to the invention adapted for use in phasemeter FIG. 3 represents a diagram of a broadband microwave receiver similar to that of FIG. 2 but adapted for frequency meter use; FIG. 4 represents a variant of FIGS.
schémas de récepteur hyperfréquence & large bande repré- microwave and broadband receiver schemes
sentés aux figures 2 et 3, et - une figure 5 représente le schéma de principe FIGS. 2 and 3, and FIG. 5 represents the schematic diagram.
d'un récepteur adaptatif.an adaptive receiver.
On distingue sur la figure 1, une ligne de transmission 1 recevant à une extrémité 2 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp (jwt) et à l'autre extrémité 3 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp (jwt+ P). En prenant l'extrémité 2 pour origine, la tension E(x) en un point quelconque de la ligne distant de x de l'extrémité 2 est la somme d'une composante due au signal Eo exp (jwt) s'exprimant par: Eo exp jw (t - x) v FIG. 1 shows a transmission line 1 receiving at one end 2 a microwave signal of the form Eo exp (jwt) and at the other end 3 a microwave signal of the form Eo exp (jwt + P). Taking the end 2 for origin, the voltage E (x) at any point on the remote line of x of the end 2 is the sum of a component due to the signal Eo exp (jwt) expressed by: Eo exp jw (t - x) v
v étant la vitesse des ondes dans la ligne de transmis- v being the speed of the waves in the transmission line
sion, et d'une composante due au signal Eo exp (jwt+ p) s'exprimant par: Eo exp j (wt - wL + wx +p v v L etant la longueur de la ligne de transmission, de sorte sion, and a component due to the signal Eo exp (jwt + p) expressed by: Eo exp j (wt - wL + wx + p v v L being the length of the transmission line, so
que la tension E(x) en chaque point de la ligne de trans- that the voltage E (x) at each point of the transmission line
mission s'exprime par: E(x) = Eo exp (jwt) [exp (_jW x) + exp(jWx - jwL + j p)] v v v ou encore E(x) = 2 Eo cos (wx wL +)expj (wt - wL +) v 2v 2 2v 2 N sondes sont regulièrement réparties le long de la ligne de transmission 1 depuis ses extrémités. Elles réalisent une détection quadratique du régime d'ondes stationnaires établi sur la ligne de transmission i et détectent une enveloppe V(x) qui a pour valeur: V(x) = 4 Eo2 cos2 (wx _ wL + -) v 2v 2 ou encore V(x) = 2 Eo2 [1 + cos (2W (x - L) + p)] v 2 Ces N sondes sont constituées chacune d'un détecteur quadratique DrO, Drl,...DrN-l couplé à la ligne de transmission 1 par exemple par un condensateur non représenté et suivi d'un filtre passe-bas FI0, FIl,...FIN-l. Elles délivrent un échantillonnage V(k) de l'enveloppe V(x) qui, en supposant qu'elles soient numérotées de O à N-1 en partant de l'extrémité 2 de la ligne de transmission 1 prise pour origine de la distance x, c'est à dire que l'on ait les relations x = k A x et L = (N-1) A x est de la forme V(k) = 2 Eo2 [1 + cos (2w Ax (k - N-1) + p)] v 2 mission is expressed by: E (x) = Eo exp (jwt) [exp (_jW x) + exp (jWx - jwL + jp)] vvv or else E (x) = 2 Eo cos (wx wL +) expj ( wt - wL +) v 2v 2 2v 2 N probes are regularly distributed along the transmission line 1 from its ends. They perform a quadratic detection of the standing wave regime established on the transmission line i and detect an envelope V (x) which has the value: V (x) = 4 Eo2 cos2 (wx _ wL + -) v 2v 2 or still V (x) = 2 Eo2 [1 + cos (2W (x-L) + p)] v 2 These N probes each consist of a quadratic detector DrO, Drl, ... DrN-l coupled to the line transmission 1 for example by a capacitor not shown and followed by a low-pass filter FI0, FIl, ... FIN-l. They deliver a sampling V (k) of the envelope V (x) which, assuming that they are numbered from O to N-1 starting from the end 2 of the transmission line 1 taken for origin of the distance x, that is to say that one has the relations x = k A x and L = (N-1) A x is of the form V (k) = 2 Eo2 [1 + cos (2w Ax (k - N-1) + p)] v 2
pour le k c (0,..., N-l).for the k c (0, ..., N-1).
En tenant compte du fait que l'écartement Taking into account that the spacing
unitaire A x des sondes le long de la ligne de transmis- unit A x probes along the transmission line
sion 1 correspond, pour satisfaire au théorème de l'échan- sion 1 corresponds, to satisfy the exchange theorem
tillonnage, à la moitié de la longueur d'onde minimale de l'enveloppe quadratique détectée c'est à dire au quart de la longueur d'onde correspondant à la fréquence maximale des signaux d'entrée Ax = m = v 4 4fmax l'échantillonnage de l'enveloppe V(k) s'exprime sous la forme normalisée: V(k) = 2 Eo2 [l+cos (<f (k - N-l) +p)] f max 2 at least one-half of the minimum wavelength of the detected quadratic envelope, that is to say one quarter of the wavelength corresponding to the maximum frequency of the input signals Ax = m = v 4 4fmax sampling of the envelope V (k) is expressed in the normalized form: V (k) = 2 Eo2 [l + cos (<f (k - Nl) + p)] f max 2
Il est possible d'atteindre par cet échantillon- It is possible to reach by this sample-
nage la fréquence f et le déphasage p des signaux appli- the frequency f and phase shift p of the signals
qués aux extrémités de la ligne de transmission. Cela se at the ends of the transmission line. This is
fait, de manière habituelle, en passant par l'inter- in the usual way, through
médiaire de fonctions définies à partir de sommes pondé- of functions defined from weighted sums
rées des points de la transformée discrète de Fourier calculée à partir de cet échantillonnage. Pour ce faire, on connecte aux sorties des détecteurs un transformateur de Fourier 10 suivi d'un banc de multiplicateurs Srl, Sil, 25.. Srm, Sim et d'un sommateur MAOl. Le transformateur de Fourier 10 délivre sur 2m sorties des tensions Re(fl) à Re(fm) et Im(fl) à Im(fm) représentant un échantillonnage points of the discrete Fourier transform computed from this sampling. To do this, the detectors outputs are connected to a Fourier transformer 10 followed by a multiplier array Srl, Sil, Srm, Sim and a MAO1 summator. The Fourier transformer 10 delivers on 2m outputs of the voltages Re (fl) to Re (fm) and Im (fl) to Im (fm) representing a sampling
des parties réelles et imaginaires du spectre des fré- real and imaginary parts of the frequency spectrum
quences de l'enveloppe quadratique V(x). Le banc de quences of the quadratic envelope V (x). The bench
multiplicateurs Srl, Sil,..., Srm, Sim affecte les ten- multipliers Srl, Sil, ..., Srm, Sim affect the
sions des sorties du transformateur de Fourier 10 de coefficients de pondération crl, cil,... crm, cim de manière à réaliser en sortie du sommateur MA01 une fonc- 5 tion Z de la forme: I Z = E [crk Re(fk) + cik Im (fk)] (1) k=l Dans le cas ou les coefficients de pondération sont quantifiés à 0 ou à 1, les multiplicateurs Srl à Sim ne sont que des interrupteurs commandables et la fonction The outputs of the Fourier transformer 10 have weighting coefficients cr1, c1 1, ... crm, cim so as to produce at the output of the adder MA01 a function Z of the form: IZ = E [crk Re (fk) + cik Im (fk)] (1) k = l In the case where the weighting coefficients are quantized to 0 or 1, the Srl to Sim multipliers are only controllable switches and the function
réalisée est celle d'un phasemètre programmable en bande passante de manière discrète. performed is that of a phasemeter programmable bandwidth in a discrete manner.
En remarquant que les tensions des sorties du transformateur de Fourier 10 sont des combinaisons linéai- Noting that the output voltages of the Fourier transformer 10 are linear combinations.
res des tensions de sortie Vn des détecteurs: A Re(fk) = E Vn cos (2r k p (n)) (2) n N Im(fk) = - E Vn sin (2w k p (n)) (3) res of the output voltages Vn of the detectors: A Re (fk) = E Vn cos (2r k p (n)) (2) n N Im (fk) = - E Vn sin (2w k p (n)) (3)
n N p(n) étant une fonction représentant la position norma- n N p (n) being a function representing the normal position
lisée du détecteur n et prenant les valeurs: - N-1 à + N-l, en phasemètre avec une référence au centre of the detector n and taking the values: - N-1 to + N-1, in phasemeter with a reference to the center
2 22 2
de la ligne de propagation, on conçoit qu'il est possible d'obtenir directement la fonction Z à partir d'une somme pondérée des tensions de sortie Vn des détecteurs. Les coefficients de pondération appliqués C'0,...,C'N-l se déduisent des coefficients crl,...cim et des tensions des25 sorties du transformateur de Fourier. En effet la relation de définition (1) de la fonction Z s'exprime compte tenu des relations (2) et (3) par: Z =E [crk E Vn cos (2a k p(n)) k n N - cik E Vn sin (2w k p(n))] n N ce qui s'écrit encore en permutant les sommations sur n et k Z = E Vn E [crk cos (2r k p(n)) n k N - cik sin (2 X k p(n))] N par identification avec: Z = E Vn C'n n on obtient c'n = E [crk cos (2r k p(n)) k N - cik sin (2w k p(n))] N Les coefficients de pondération c'n peuvent être à la fois positifs et négatifs tandis que les tensions de sortie Vn des détecteurs sont soit toutes positives soit toutes négatives selon le sens des diodes Dro, DrN-l de sorte qu'il est possible de réaliser les pondérations des tensions de sortie Vn des détecteurs par les coefficients of the propagation line, it is conceivable that it is possible to directly obtain the function Z from a weighted sum of the output voltages Vn of the detectors. The weighting coefficients applied C'0, ..., C'N-1 are deduced from the coefficients crl,... Cim and the voltages of the outputs of the Fourier transformer. Indeed the relation of definition (1) of the function Z is expressed considering the relations (2) and (3) by: Z = E [crk E Vn cos (2a kp (n)) kn N - cik E Vn sin (2w kp (n))] n N which is written again by permuting the summations on n and k Z = E Vn E [crk cos (2r kp (n)) nk N - cik sin (2 X kp ( n))] N by identification with: Z = E Vn C'n n we get c'n = E [crk cos (2r kp (n)) k N - cik sin (2w kp (n))] N The coefficients c'n can be both positive and negative while the output voltages Vn of the detectors are either all positive or all negative depending on the direction of the diodes Dro, DrN-1 so that it is possible to perform the weights output voltages Vn of the detectors by the coefficients
c'n au moyen de multiplieurs à deux quadrants. using two-quadrant multipliers.
On réalise ainsi la fonction Z directement par une sommation pondérée des signaux de sortie des détecteurs. Certaines applications nécessitent la mise en oeuvre de plusieurs fonctions Z distinctes. Si le temps de fonctionnement est critique, ces différentes fonctions Z seront réalisées à l'aide de plusieurs systèmes de sommation pondérée connectés en parallèle aux sorties des détecteurs plutôt que successivement & l'aide d'un seul système de sommation dont on change séquentiellement les The Z function is thus performed directly by a weighted summation of the output signals of the detectors. Some applications require the implementation of several distinct Z functions. If the operating time is critical, these different Z functions will be performed using several weighted summation systems connected in parallel to the outputs of the detectors rather than successively using a single summation system whose sequential
coefficients de pondération.weights.
Par exemple, dans une application en phasemètre il sera judicieux d'utiliser deux systèmes de sommation pondérée, l'un élaborant un signal proportionnel au cosinus de la phase à mesurer (ou système Uréel") et l'autre un signal proportionnel au sinus de la phase a mesurer (ou système "imaginaire"). Ces deux voies seront ensuite numérisées et un système numérique en extraira la For example, in a phasemeter application it will be wise to use two weighted summation systems, one developing a signal proportional to the cosine of the phase to be measured (or "UREEL" system) and the other a signal proportional to the sinus of phase to be measured (or "imaginary" system) .These two channels will then be digitized and a digital system will extract the
phase à mesurer.phase to be measured.
En prévoyant de faire varier les fonctions Z par programmation de leurs coefficients de pondération il est possible d'envisager de nombreuses applications notamment: - récepteur programmable dont les performances (sensibilité, précision,...) sont optimisées pour quelques signaux précis (caractérisés par exemple par leur fréquence); - amélioration de la précision de mesure par rétrécissement progressif de la bande hyperfréquence autour de l'information a mesurer (adaptativité fréquencielle); - régulation du seuil de fonctionnement en fonction des caractéristiques spectrales de bruit ou des signaux parasites; - réjection d'un ou plusieurs signaux indésirables par modulation des courbes de réponse; - fonctionnement à la manière d'un récepteur hétérodyne par balayage de la totalité ou d'une partie de la bande hyperfréquence. Dans le cas précédemment évoqué d'un phasemètre on peut, par exemple, rendre le phasemètre insensible à un signal de fréquence donnée en engendrant par un choix adéquat des coefficients des deux systèmes réel et imaginaire de sommation pondérée un trou de sensibilité à la fréquence désirée dans la bande passante hyperfréquence du phasemètre, la position en fréquence de ce trou de sensibilité pouvant être déplacée par un changement By planning to vary the Z functions by programming their weighting coefficients, it is possible to envisage numerous applications, in particular: a programmable receiver whose performances (sensitivity, accuracy, etc.) are optimized for a few precise signals (characterized by example by their frequency); improvement of the measurement accuracy by gradual shrinking of the microwave band around the information to be measured (frequency adaptivity); - regulation of the operating threshold according to the spectral characteristics of noise or spurious signals; - Rejection of one or more undesirable signals by modulation of the response curves; operating in the manner of a heterodyne receiver by scanning all or part of the microwave band. In the previously mentioned case of a phasemeter, it is possible, for example, to make the phasemeter insensitive to a given frequency signal by generating, by a suitable choice of the coefficients of the two real and imaginary weighted summation systems, a hole of sensitivity at the desired frequency. in the microwave bandwidth of the phasemeter, the frequency position of this sensitivity hole can be displaced by a change
programmé desdits coefficients.programmed said coefficients.
La figure 2 illustre un circuit de récepteur hyperfréquence à large bande selon l'invention dans lequel la fonction Z est obtenue directement & partir d'une somme pondérée des tensions de sortie Vn des détecteurs réalisée grâce & des multiplieurs programmables deux quadrants et à FIG. 2 illustrates a broadband microwave receiver circuit according to the invention in which the function Z is obtained directly from a weighted sum of the output voltages Vn of the detectors produced by means of two quadrant programmable multipliers and
un montage sommateur.a summative montage.
On distingue sur cette figure 2 la ligne de transmission 1 recevant à une extrémité 2 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp (jwt) et à l'autre extrémité 3 un signal hyperfréquence de la forme E exp (wt+ p) et les sondes régulièrement réparties la long de cette ligne de transmission 1 constituées des détecteurs quadratiques DrO,... DrN-l suivis des filtres FIG. 2 shows the transmission line 1 receiving at one end 2 a microwave signal of the form E0 exp (jwt) and at the other end 3 a microwave signal of the form E exp (wt + p) and the probes regularly. distributed along this transmission line 1 consisting of quadratic detectors DrO, ... DrN-1 followed by filters
passe-bas FIo,...FIN_1.low pass FIo, ... FIN_1.
Les sorties des N sondes sont raccordées indivi- The outputs of the N probes are individually connected
duellement aux entrées analogiques de N multiplieurs deux quadrants 20, 21, 22, 23, 24 qui sont réalisés to the analog inputs of N multipliers two quadrants 20, 21, 22, 23, 24 which are realized
classiquement à l'aide de convertisseurs numérique- conventionally using digital converters-
analogique CNA et qui reçoivent sur leurs entrées numériques les valeurs des coefficients de pondérations C'O, C'N-1 fournie sous forme numérique par une unité de programmation MNO1. Les sorties analogiques MXO à MXN-1 des convertisseurs numérique-analogique 20 à 24 sur lesquelles sont disponibles les tensions pondérées des sorties des détecteurs sont reliées par un réseau de résistances ROO à RON-1 de mêmes valeurs à l'entrée d'un amplificateur MAO1 qui est pourvu d'une résistance R10 placée en contre réaction et qui délivre une tension correspondant à la somme des tensions pondérées de sortie analogous CNA and which receive on their digital inputs the values of weighting coefficients C'O, C'N-1 provided in digital form by a programming unit MNO1. The MXO-to-MXN-1 analog outputs of the 20 to 24 digital to analog converters on which the weighted voltages of the detector outputs are available are connected by a resistor network ROO to RON-1 of the same values at the input of an amplifier. MAO1 which is provided with a resistor R10 placed in counter-reaction and which delivers a voltage corresponding to the sum of the weighted output voltages
des détecteurs au coefficient - R10/ROO près. detectors with a coefficient - R10 / ROO.
La figure 3 illustre un circuit de récepteur hyperfréquence à large bande analogue à celui de la figure 2, adapté à une utilisation en fréquencemètre avec une ligne de transmission 1 court-circuitée à sa deuxième extrémité 3 ce qui permet de ne s'intéresser qu'à la FIG. 3 illustrates a broadband microwave receiver circuit similar to that of FIG. 2, adapted for use as a frequency meter with a transmission line 1 short-circuited at its second end 3, which makes it possible to be interested only in to the
fréquence et au niveau du signal d'entrée. frequency and at the input signal level.
La figure 4 illustre une variante du récepteur hyperfréquence à large bande de la figure 3 utilisant des multiplieurs un quadrant pour pondérer les tensions de FIG. 4 illustrates a variant of the broadband microwave receiver of FIG. 3 using quadrant multipliers to weight the voltages of FIG.
sortie des détecteurs.output of the detectors.
Pour pouvoir utiliser des multiplieurs un quadrant, il faut que les tensions de sortie Vn des détecteurs soient de même signe et qu'il en soit de même pour les coefficients de pondération. On a vu que c'était le cas des tensions de sortie des détecteurs dont les diodes DrO, In order to be able to use multipliers one quadrant, the output voltages Vn of the detectors must have the same sign and the same for the weighting coefficients. We have seen that this was the case of the output voltages of the detectors including the DrO diodes,
.,DrN-l sont toutes connectées dans le même sens. En ce qui concerne les coefficients de pondération, on remarque que la sommation de la fonction Z peut être mise sous la forme: Z = E (c'n + X) Vn - X E Vn n n avec un paramètre X choisi de façon que les coefficients c'n + X soient tous de même signe quelque soit n. Cela permet d'adopter une nouvelle série de coefficients de pondération: C"n = C'n + X tous de même signe à condition de retrancher à la somme des tensions des détecteurs ainsi pondérées le terme..DTD: X E Vn. ., DrN-1 are all connected in the same direction. As regards the weighting coefficients, it is noted that the summation of the function Z can be put in the form: Z = E (c'n + X) Vn - XE Vn nn with a parameter X chosen so that the coefficients c'n + X are all of the same sign regardless of n. This makes it possible to adopt a new series of weighting coefficients: C "n = C'n + X all of the same sign, provided that the sum of the voltages of the detectors thus weighted is subtracted from the term..DTD: X E Vn.
n On distingue sur la figure 4 des convertisseurs numérique-analogique un quadrant 30, 31, 32, 33 qui réalisent les pondérations des tensions de sortie Vn des détecteurs par les coefficients de pondération C"O,...CnN-1 et qui ont des sorties en courant MX'O,....XX'N-1 sommées par un amplificateur MA'01 pourvu d'une résistance R'10 placée en contre réaction. Un réseau de résistances R'OO,... R'ON-1 relie les sorties des détecteurs à l'entrée d'un amplificateur MA02 qui est pourvu d'une résistance Rll placée en contre- réaction et n is distinguished in FIG. 4 of a quadrant digital-to-analog converters 30, 31, 32, 33 which weight the output voltages Vn of the detectors by the weighting coefficients C "O,... CnN-1 and which have current outputs MX'O, .... XX'N-1 summed by an amplifier MA'01 provided with a resistor R'10 placed in counter-reaction A resistor network R'OO, ... R ' ON-1 connects the outputs of the detectors to the input of an amplifier MA02 which is provided with a resistor R11 placed in feedback and
qui délivre une tension représentant le terme - X nEVn. which delivers a voltage representing the term - X nEVn.
Une résistance R12 intercalée en sortie de l'amplificateur MA02 transforme la tension de sortie de ce dernier en un courant additionné à ceux des sorties des différents multiplieurs numérique-analogique à un quadrant 30, 31, 32, 33 pour donner en sortie de l'amplificateur MA'01 une tension proportionnelle à la valeur de la fonction Z recherchée. L'unité de programmation MN01 qui fournit les A resistor R12 interposed at the output of the amplifier MA02 transforms the output voltage of the latter into a current added to those of the outputs of the different digital-analog multipliers to a quadrant 30, 31, 32, 33 to give an output of the amplifier MA'01 a voltage proportional to the value of the desired Z function. The programming unit MN01 which provides the
coefficients de pondération C'n ou C"N peut être cons- weighting coefficients C'n or C "N may be con-
tituée d'un ensemble de registres mémoires inscrits une fois pour toutes avec des valeurs invariables de coefficients ou bien programmés par l'intermédiaire d'un microprocesseur avec des valeurs de coefficients variant selon une loi particulière en fonction de la valeur du signal de sortie de l'amplificateur MA01 ou MA'01 ce qui a set of memory registers inscribed once and for all with invariable values of coefficients or else programmed via a microprocessor with values of coefficients varying according to a particular law as a function of the value of the output signal of the amplifier MA01 or MA'01 which
rend le récepteur adaptatif.makes the receiver adaptive.
La figure 5 illustre un schéma de récepteur adaptatif ou la sortie est ré-injectée dans l'unité de programmation qui modifie les coefficients de pondération FIG. 5 illustrates an adaptive receiver scheme where the output is re-injected into the programming unit which modifies the weighting coefficients
suivant une loi de référence donnée. according to a given reference law.
REVEUDICATIONSREVEUDICATIONS
1. Récepteur hyperfréquence programmable à large bande caractérisé en ce qu'il comporte: - une ligne de transmission (1) parcourue en sens opposés par deux signaux de même fréquence, dont la fréquence et/ou la phase sont & mesurer, engendrant un régime d'ondes stationnaires; - des détecteurs (Dro,...DrN-l) répartis le long de la ligne de transmission (1) échantillonnant l'amplitude de l'enveloppe du régime d'ondes stationnaires établi au sein de la ligne de transmission (1); - des moyens programmables de pondération (20, 21, 22, 23, 24) affectant de coefficients de pondération les amplitudes des signaux de sortie des détecteurs (Dro,...DrN-1); - une unité de programmation (MNOl) des moyens programmables de pondération (20, 21, 22, 23, 24) et - un premier sommateur (MA01) effectuant la somme des signaux de sortie pondérés des détecteurs (Dro, 1. Broadband programmable microwave receiver characterized in that it comprises: a transmission line (1) traversed in opposite directions by two signals of the same frequency, the frequency and / or phase of which are measured, generating a regime stationary waves; detectors (Dro, ... DrN-1) distributed along the transmission line (1) sampling the amplitude of the envelope of the standing wave regime established within the transmission line (1); programmable weighting means (20, 21, 22, 23, 24) assigning weighting coefficients to the amplitudes of the output signals of the detectors (Dro, ... DrN-1); a programming unit (MNO1) of programmable weighting means (20, 21, 22, 23, 24) and a first summator (MA01) performing the sum of the weighted output signals of the detectors (Dro,
DrN-l) pour engendrer un signal de sortie du récep- DrN-1) to generate an output signal of the receiver.
teur.tor.
2. Récepteur selon la revendication 1, carac- Receiver according to claim 1, characterized
térisé en ce que les moyens programmables de pondération sont des convertisseurs numérique-analogique (20, 21, 22, characterized in that the programmable weighting means are digital-to-analog converters (20, 21, 22,
23, 24).23, 24).
3. Récepteur selon la revendication 1, carac- Receiver according to claim 1, characterized
térisé en ce que les moyens programmables de pondération in that the programmable weighting means
sont des multiplieurs deux quadrants (20, 21, 22, 23, 24). are two quadrant multipliers (20, 21, 22, 23, 24).
4. Récepteur selon la revendication 1, carac- Receiver according to claim 1, characterized
térisé en ce que les moyens programmables de pondération sont des multiplieurs un quadrant (30, 31, 32, 33) et en ce qu'il comporte en outre un deuxième sommateur (MA02) qui est relié par un réseau de résistance de même valeur (R'00,..., R'ON-1) aux sorties des détecteurs et qui délivre une somme des signaux de sortie des détecteurs pondérée par un paramètre X soustraite par le premier sommateur (MA'01) à la somme des signaux de sortie pondérés des détecteurs, le paramètre X ayant une valeur telle que les coefficients de pondération (C"n) par lesquels les multiplieurs (30, 31, 32, 33) multiplient les amplitudes des signaux de sortie des détecteurs soient characterized in that the programmable weighting means are quadrant multipliers (30, 31, 32, 33) and in that it further comprises a second summator (MA02) which is connected by a resistor network of equal value ( R'00, ..., R'ON-1) at the outputs of the detectors and which delivers a sum of the output signals of the detectors weighted by a parameter X subtracted by the first summator (MA'01) to the sum of the signals of weighted output of the detectors, the parameter X having a value such that the weighting coefficients (C "n) by which the multipliers (30, 31, 32, 33) multiply the amplitudes of the output signals of the detectors are
tous de même signe.all of the same sign.
5. Récepteur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il est adaptatif, l'unité de programmation (MN01) recevant parmi ses signaux de commande le signal de sortie du premier sommateur (MA01) 5. Receiver according to claim 1, characterized in that it is adaptive, the programming unit (MN01) receiving among its control signals the output signal of the first summator (MA01)
qui réagit sur la programmation des coefficients. which reacts on the programming of the coefficients.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8911103A FR2729763A1 (en) | 1989-08-22 | 1989-08-22 | BROADBAND PROGRAMMABLE HYPERFREQUENCY RECEIVER |
DE19904025720 DE4025720A1 (en) | 1989-08-22 | 1990-08-14 | Wide band programmably hyperfrequency receiver |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8911103A FR2729763A1 (en) | 1989-08-22 | 1989-08-22 | BROADBAND PROGRAMMABLE HYPERFREQUENCY RECEIVER |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FR2729763A1 true FR2729763A1 (en) | 1996-07-26 |
Family
ID=9384833
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FR8911103A Pending FR2729763A1 (en) | 1989-08-22 | 1989-08-22 | BROADBAND PROGRAMMABLE HYPERFREQUENCY RECEIVER |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
DE (1) | DE4025720A1 (en) |
FR (1) | FR2729763A1 (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2265223A (en) * | 1990-09-14 | 1993-09-22 | Thomson Csf | Phase discriminator with spatial sampling |
-
1989
- 1989-08-22 FR FR8911103A patent/FR2729763A1/en active Pending
-
1990
- 1990-08-14 DE DE19904025720 patent/DE4025720A1/en not_active Withdrawn
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE4025720A1 (en) | 1996-08-22 |
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