FR2706549A1 - Network for correcting a circuit for slaving active magnetic levels - Google Patents
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Abstract
Description
RESEAU DE CORRECTION DE CIRCUIT D'ASSERVISSEMENT DE
PALIERS MAGNETIQUES ACTIFS
La présente invention conceme un réseau de correction destiné à être mis en oeuvre dans un circuit d'asservissement de paliers magnétiques actifs.CORRECTION NETWORK OF SERVO CIRCUIT
ACTIVE MAGNETIC BEARINGS
The present invention relates to a correction network intended to be implemented in a control circuit for active magnetic bearings.
Classiquement, la boucle d'asservissement d'un palier magnétique actif (PMA) muni d'au moins un enroulement d'électroaimants comporte un ensemble détecteur de la position du rotor, un réseau correcteur, et un amplificateur de puissance d'alimentation des enroulements d'électroaimants. Le signal de sortie du réseau correcteur pilote l'alimentation des enroulements des électroaimants, les courants nécessaires étant fournis par les amplificateurs de puissance bouclés chacun en courant et par un signal proportionnel à la variation de flux dans l'entrefer du PMA. Conventionally, the control loop of an active magnetic bearing (PMA) provided with at least one coil of electromagnets comprises a rotor position detector assembly, a corrector network, and a power amplifier for supplying the coils electromagnets. The output signal from the correction network controls the power supply to the electromagnet windings, the necessary currents being supplied by the power amplifiers each looped in current and by a signal proportional to the flux variation in the air gap of the PMA.
L'asservissement du PMA utilise un réseau correcteur ayant une fonction de transfert du type proportionnel, intégral et dérivé. Cette fonction est définie de manière à obtenir un fonctionnement de l'asservissement optimal notamment au voisinage de la fréquence propre de l'asservissement, c'est à dire avec un gain élevé, une grande raideur et un faible temps de réponse. Ainsi, ce réseau est défini de telle Sorte, d'une part, qu'il apparaisse au niveau de la fréquence propre, afin de permettre son amortissement, une avance de phase déterminée et, d'autre part, que la fréquence de coupure de l'action intégrale soit la plus proche possible de cette fréquence propre, afin d'obtenir une raideur élevée du PMA. The PMA control uses a correction network with a proportional, integral and derivative type transfer function. This function is defined so as to obtain optimal functioning of the servo-control, in particular in the vicinity of the natural frequency of the servo-control, that is to say with a high gain, a great stiffness and a low response time. Thus, this network is defined in such a way, on the one hand, that it appears at the level of the natural frequency, in order to allow its damping, a determined phase advance and, on the other hand, that the cut-off frequency of the integral action is as close as possible to this natural frequency, in order to obtain a high stiffness of the PMA.
Une telle correction est satisfaisante tant que l'amplitude des oscillations de l'axe reste dans un domaine linéaire qui peut être défini par l'amplitude maximale d'oscillation de la masse mobile à la fréquence propre de l'asservissement. Or, plus la fréquence propre et la raideur de l'asservissement sont élevées plus ce domaine linéaire se trouve réduit, cette limitation étant due, d'une part, à la force maximale de l'électroaimant dépendant de la surface portante du PMA et de l'induction de saturation du matériau magnétique et, d'autre part, à la puissance de l'amplificateur fonction de sa tension d'alimentation et du courant maximal débité. En dehors de ce domaine linéaire, par exemple en présence de grandes oscillations provoquées par une force perturbatrice supérieure à la capacité de charge du palier magnétique ou générées à la mise en fonctionnement de l'asservissement et entraînant un contact avec les paliers auxiliaires, la saturation de la force de l'électroaimant ou de la puissance de l'amplificateur entraîne une diminution du gain et de la fréquence propre de l'asservissement mais aussi un déphasage qui a pour effet de réduire voire d'annuler l'avance de phase apportée par l'action dérivée du réseau correcteur. Such a correction is satisfactory as long as the amplitude of the oscillations of the axis remains in a linear range which can be defined by the maximum amplitude of oscillation of the moving mass at the natural frequency of the servo-control. However, the higher the natural frequency and the stiffness of the control, the more this linear range is reduced, this limitation being due, on the one hand, to the maximum force of the electromagnet depending on the bearing surface of the PMA and of the saturation induction of the magnetic material and, on the other hand, the power of the amplifier as a function of its supply voltage and of the maximum current output. Outside this linear range, for example in the presence of large oscillations caused by a disturbing force greater than the load capacity of the magnetic bearing or generated when the servo is put into operation and causing contact with the auxiliary bearings, the saturation of the strength of the electromagnet or of the power of the amplifier leads to a reduction in the gain and the natural frequency of the servo-control but also a phase shift which has the effect of reducing or even canceling the phase advance brought by the action derived from the correction network.
il en résulte une instabilité de l'asservissement dont les conséquences peuvent être particulièrement préjudiciables pour le PMA (effet "marteau piqueur"). this results in instability of the control system, the consequences of which can be particularly damaging for the PMA ("jackhammer" effect).
Un remède à cette instabilité provoquée par des oscillations de grande amplitude consiste à réduire la raideur et la fréquence propre de l'asservissement et à surdimensionner son avance de phase, et à recourir à l'emploi d'un écrêteur du signal de position pour adapter le gain de l'action proportionnelle en fonction de l'amplitude de ces oscillations. Malheureusement, l'expérience montre qu'un tel écrêteur de position, agissant indépendamment de toute action sur le signal de vitesse de l'asservissement, ne suffit pas toujours en pratique à éviter le retard de phase résultant de la saturation de l'amplificateur de puissance. A remedy for this instability caused by large amplitude oscillations consists in reducing the stiffness and the natural frequency of the servo-control and in oversizing its phase advance, and in resorting to the use of a position signal clipper to adapt the gain of the proportional action as a function of the amplitude of these oscillations. Unfortunately, experience shows that such a position limiter, acting independently of any action on the servo speed signal, is not always sufficient in practice to avoid the phase delay resulting from the saturation of the amplifier. power.
Aussi, un but de l'invention est de réaliser un réseau simple de mise en oeuvre et ne nécessitant pas d'effort important d'investissement. Also, an object of the invention is to provide a network that is simple to implement and does not require a significant investment effort.
Selon la présente invention il est réalisé un réseau correcteur non-linéaire délivrant une avance de phase supplémentaire dont la mise en oeuvre est effectuée seulement pendant le fonctionnement de l'asservissement hors de son domaine linéaire. According to the present invention, a non-linear correcting network is produced delivering an additional phase advance, the implementation of which is carried out only during the operation of the servo outside its linear domain.
Plus particulièrement, l'invention conceme un réseau de correction de circuit d'asservissement de paliers magnétiques actifs recevant un signal d'entrée
Ve et délivrant un signal de sortie Vs, caractérisé en ce qu'il comporte des moyens de différentiation du signal d'entrée Ve, dans une bande de fréquence déterminée au voisinage de la fréquence propre de l'asservissement, la mise en oeuvre de ces moyens de différentiation étant conditionnée au fonctionnement de moyens d'écrêtage dont l'action est commandée par le franchissement par le signal d'entrée d'une tension de seuil prédéterminée Seuil, le signal de sortie Vs reproduisant le signal d'entrée Ve lorsque cette tension de seuil n'est pas atteinte.More particularly, the invention relates to a correction circuit for a servo circuit for active magnetic bearings receiving an input signal.
Ve and delivering an output signal Vs, characterized in that it comprises means for differentiating the input signal Ve, in a frequency band determined in the vicinity of the natural frequency of the servo, the implementation of these differentiation means being conditioned to the operation of clipping means whose action is controlled by the crossing by the input signal of a predetermined threshold voltage Threshold, the output signal Vs reproducing the input signal Ve when this threshold voltage is not reached.
Avec ce réseau de correction non-linéaire qui assure, dans une plage de fréquence déterminée, une avance de phase variable en fonction de l'amplitude du signal reçu sur son entrée, une oscillation de grande amplitude, de fréquence propre inférieure à la fréquence propre nominale de l'asservissement, peut être parfaitement amortie et, en conséquence, toute instabilité dans le circuit d'asservissement du PMA est ainsi évitée. With this non-linear correction network which ensures, within a determined frequency range, a variable phase advance as a function of the amplitude of the signal received at its input, a large amplitude oscillation, of natural frequency less than the natural frequency nominal of the servo, can be perfectly damped and, consequently, any instability in the servo circuit of the PMA is thus avoided.
Dans un mode de réalisation préférentiel, les moyens de différentiation comportent un second circuit d'impédance disposé dans le circuit de contre réaction d'un amplificateur dont le signal d'entrée est différentié par un premier circuit d'impédance, le second circuit d'impédance comportant en parallèle d'une part les moyens d'écrêtage définissant le seuil prédéterminé du signal d'entrée à partir duquel l'action des premiers et seconds circuits d'impédance réalise une différentiation du signal d'entrée et d'autre part un circuit d'impédance identique au premier circuit d'impédance de telle sorte que, en l'absence de franchissement du seuil prédéterminé, le circuit d'écrêtage restant inactif, la différentiation du signal d'entrée n'est pas réalisée et le signal de sortie reste identique au signal d'entrée. In a preferred embodiment, the differentiation means comprise a second impedance circuit disposed in the feedback circuit of an amplifier whose input signal is differentiated by a first impedance circuit, the second circuit impedance comprising in parallel on the one hand the clipping means defining the predetermined threshold of the input signal from which the action of the first and second impedance circuits differentiates the input signal and on the other hand a impedance circuit identical to the first impedance circuit so that, in the absence of crossing the predetermined threshold, the clipping circuit remaining inactive, the differentiation of the input signal is not carried out and the signal of output remains identical to the input signal.
Par ce montage à base d'amplificateur opérationnel, la fonction de l'invention est réalisée simplement sans aucun coût excessif. By this mounting based on operational amplifier, the function of the invention is carried out simply without any excessive cost.
Le premier circuit d'impédance comporte placées en parallèle d'une part une première résistance r en série avec un condensateur C et d'autre part une deuxième résistance R1, les produits rC et R1C définissant respectivement des première et deuxième constantes de temps tl, t2. The first impedance circuit comprises placed in parallel on the one hand a first resistor r in series with a capacitor C and on the other hand a second resistor R1, the products rC and R1C respectively defining first and second time constants tl, t2.
Les moyens d'écrêtage comportent en série une troisième résistance R2 et un ensemble de diodes Di, déterminant le seuil d'action de ce circuit, le produit
R2C définissant une troisième constante de temps t3.The clipping means include in series a third resistor R2 and a set of diodes Di, determining the action threshold of this circuit, the product
R2C defining a third time constant t3.
Le recours à une structure résistance-condensateur-diode a pour effet de limiter considérablement les coûts de réalisation de l'invention tout en conférant à l'ensemble ainsi créé une efficacité et une fiabilité maximale. The use of a resistor-capacitor-diode structure has the effect of considerably limiting the costs of carrying out the invention while giving the assembly thus created maximum efficiency and reliability.
De préférence, la première constante de temps tl est très inférieure à la deuxième constante de temps t2 et la troisième constante de temps t3 est inférieure à la deuxième constante de temps t2 et très supérieure à la première constante de temps tl. Preferably, the first time constant tl is much less than the second time constant t2 and the third time constant t3 is less than the second time constant t2 and much greater than the first time constant tl.
D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention ressortiront mieux de la description suivante, faite à titre indicatif et non limitatif, en regard des dessins annexés, sur lesquels: -La figure 1 est un exemple de réalisation du réseau correcteur selon l'invention, -Les figures 2 et 3 sont des diagrammes de Bode simplifiés (gain et phase) de la fonction de transfert du réseau de la figure 1, -Les figures 4 et 5 représentent les signaux en entrée et en sortie du réseau correcteur selon l'invention dans deux configurations distinctes dépendant de l'amplitude du signal d'entrée, et - La figure 6 est un exemple d'analyse spectrale du mouvement du rotor d'une pompe. Other characteristics and advantages of the present invention will emerge more clearly from the following description, given by way of non-limiting illustration, with reference to the appended drawings, in which: FIG. 1 is an exemplary embodiment of the corrector network according to the invention , - Figures 2 and 3 are simplified Bode diagrams (gain and phase) of the transfer function of the network of Figure 1, - Figures 4 and 5 represent the signals at the input and output of the correction network according to invention in two distinct configurations depending on the amplitude of the input signal, and - Figure 6 is an example of spectral analysis of the movement of the rotor of a pump.
La figure 1 montre un exemple préférentiel de réalisation d'un réseau correcteur selon l'invention destiné à assurer un mouvement amorti pour un PMA lorsque celui-ci est soumis à des oscillations de grande amplitude. Ce réseau est constitué par un simple amplificateur opérationnel 10 en montage inverseur, son entrée inverseuse recevant un signal d'entrée Ve au travers d'un premier circuit d'impédance 20. Un second circuit d'impédance 30 est placé en contre-réaction entre cette entrée non-inverseuse et la sortie de l'amplificateur délivrant le signal de sortie Vs. L'ensemble constitue des moyens de différentiation du signal d'entrée Ve. Figure 1 shows a preferred embodiment of a correction network according to the invention intended to provide a damped movement for a PMA when the latter is subjected to large amplitude oscillations. This network is constituted by a simple operational amplifier 10 in inverting assembly, its inverting input receiving an input signal Ve through a first impedance circuit 20. A second impedance circuit 30 is placed in feedback between this non-inverting input and the output of the amplifier delivering the output signal Vs. The assembly constitutes means for differentiating the input signal Ve.
Le premier circuit d'impédance 20 comporte placées en parallèle d'une part une première résistance r en série avec un condensateur C et d'autre part une deuxième résistance R1, les produits rC et R1C définissant respectivement des première tl et deuxième t2 constantes de temps. The first impedance circuit 20 comprises placed in parallel on the one hand a first resistor r in series with a capacitor C and on the other hand a second resistor R1, the products rC and R1C respectively defining first tl and second t2 constant of time.
Le second circuit d'impédance 30 comporte placés en parallèle d'une part un circuit d'impédance 200 identique au premier circuit d'impédance 20 et d'autre part des moyens d'écrêtage 300 constitués d'une troisième résistance R2, en série avec un ensemble de diodes Di, le produit R2C définissant une troisième constante de temps t3. L'ensemble de diodes Di, qui peut consister en plusieurs diodes en série ou deux diodes Zener, définit un seuil de tension prédéterminé Vseuil du signal d'entrée à partir duquel l'augmentation de la tension de sortie Vs entraîne la conduction des diodes et assure un branchement de la résistance R2 en parallèle avec le circuit d'impédance 200 de la contre-réaction. The second impedance circuit 30 comprises placed in parallel on the one hand an impedance circuit 200 identical to the first impedance circuit 20 and on the other hand clipping means 300 consisting of a third resistor R2, in series with a set of diodes Di, the product R2C defining a third time constant t3. The set of diodes Di, which may consist of several diodes in series or two Zener diodes, defines a predetermined voltage threshold V threshold of the input signal from which the increase in the output voltage Vs results in the conduction of the diodes and ensures connection of the resistor R2 in parallel with the impedance circuit 200 of the feedback.
Afin que ce réseau correcteur fournisse une avance de phase supplémentaire pendant un fonctionnement en grande amplitude, les constantes de temps précitées doivent respecter la relation suivante: tl t3 < t2. Ce qui signifie que la première constante de temps tl est très inférieure à la deuxième constante de temps et la troisième constante de temps t3 est inférieure à la deuxième constante de temps t2 et très supérieure à la première constante de temps tl. En pratique, la valeur de r est de 20 à 50 fois moins élevée que celle de R=R1//R2. In order for this correction network to provide an additional phase advance during operation at large amplitude, the above time constants must respect the following relationship: tl t3 <t2. This means that the first time constant tl is much less than the second time constant and the third time constant t3 is less than the second time constant t2 and much greater than the first time constant tl. In practice, the value of r is 20 to 50 times lower than that of R = R1 // R2.
Le fonctionnement du circuit correcteur de la figure 1 sera maintenant explicité en regard des figures 2 et 3 qui représentent de façon simplifiée les diagrammes de Bodes en gain et phase (avec leur tracé asymptotique) de la fonction de transfert de ce circuit. The operation of the corrector circuit of FIG. 1 will now be explained with reference to FIGS. 2 and 3 which represent in a simplified way the Bode diagrams in gain and phase (with their asymptotic layout) of the transfer function of this circuit.
En dessous du seuil prédéterminé de conduction des diodes, ce seuil pouvant être positif et/ou négatif selon le montage des diodes, le circuit d'écrêtage est inactif et le gain du réseau correcteur est donné par le rapport inverse entre l'impédance du premier circuit d'impédance 20 et celle du second circuit d'impédance 30 qui se réduit alors à la seule impédance du circuit d'impédance de la contre-réaction 200 qui, en l'espèce, est identique à l'impédance du premier circuit d'impédance 20. Il en résulte un gain unitaire qui ne modifie pas le réglage de la boucle d'asservissement (en gain comme en phase) pouvant avoir été fait préalablement en régime linéaire. En quelque sorte, la différentiation du signal d'entrée par le premier circuit d'impédance 20 est compensée par l'intégration réalisée par le circuit de différentiation 200 placé en contre-réaction de l'amplificateur. Le déphasage de 180 degrés apporté par la nature inverseuse du montage de l'amplificateur opérationnel pourra être annulé simplement par un autre montage inverseur de gain 1 disposé dans le circuit d'asservissement. Below the predetermined threshold for conduction of the diodes, this threshold being able to be positive and / or negative depending on the mounting of the diodes, the clipping circuit is inactive and the gain of the corrector network is given by the inverse ratio between the impedance of the first impedance circuit 20 and that of the second impedance circuit 30 which then reduces to the sole impedance of the impedance circuit of the feedback 200 which, in this case, is identical to the impedance of the first circuit d impedance 20. This results in a unit gain which does not modify the setting of the control loop (in gain as in phase) which may have been made beforehand in linear mode. In a way, the differentiation of the input signal by the first impedance circuit 20 is compensated for by the integration carried out by the differentiation circuit 200 placed in feedback from the amplifier. The 180-degree phase shift provided by the inverting nature of the mounting of the operational amplifier can be canceled simply by another gain-reversing 1 arrangement arranged in the servo circuit.
Au delà du seuil d'action prédéterminé du circuit d'écrêtage 300, la résistance R2 vient en parallèle avec le circuit d'impédance de contre-réaction 200 et le gain du circuit correcteur varie alors comme le rapport de l'impédance du second circuit d'impédance 30, qui présente maintenant une valeur différente, avec celle, restée inchangée, du premier circuit d'impédance 20. ll en résulte une modification du signal de sortie Vs en gain et phase par rapport au signal d'entrée Ve. Beyond the predetermined action threshold of the clipping circuit 300, the resistor R2 comes in parallel with the feedback impedance circuit 200 and the gain of the correcting circuit then varies as the ratio of the impedance of the second circuit impedance 30, which now has a different value, with that, remained unchanged, of the first impedance circuit 20. This results in a modification of the output signal Vs in gain and phase with respect to the input signal Ve.
Dans ce mode de fonctionnement (Ve > Vseuil), un calcul simple (qui ne prend bien évidemment pas en compte la déformation du signal réel et l'apparition d'harmoniques impaires) permet de déterminer la fonction de transfert de ce réseau correcteur:
H(p)= -R(1+(R1+r)Cp)/R1(1+(R+flCp)
avec R=R1R2R1+R2)
et en considérant les hypothèses précédentes relatives aux différentes constantes de temps mises enjeu: H(p)=-R2(1+R1Cp)/Ri (1 +R2Cp) dont il est aisé d'examiner les variations de gain et de phase avec la fréquence.In this operating mode (Ve> Vseuil), a simple calculation (which obviously does not take into account the distortion of the real signal and the appearance of odd harmonics) makes it possible to determine the transfer function of this correcting network:
H (p) = -R (1+ (R1 + r) Cp) / R1 (1+ (R + flCp)
with R = R1R2R1 + R2)
and considering the previous hypotheses relating to the different time constants involved: H (p) = - R2 (1 + R1Cp) / Ri (1 + R2Cp) whose gain and phase variations are easy to examine with the frequency.
Variations de gain (voir figure 2):
Pour les basses fréquences (les fréquences inférieures à la fréquence de coupure définie par la troisième constante de temps t3), le gain du réseau est constant et sensiblement égal au rapport de R2/R1 qui est inférieur à l'unité. Aux fréquences élevées (les fréquences supérieures à la fréquence de coupure définie par la deuxième constante de temps t2), le gain est également constant mais égal à l'unité.Gain variations (see Figure 2):
For low frequencies (frequencies below the cutoff frequency defined by the third time constant t3), the gain of the network is constant and substantially equal to the ratio of R2 / R1 which is less than unity. At high frequencies (frequencies higher than the cutoff frequency defined by the second time constant t2), the gain is also constant but equal to unity.
Enfin, aux fréquences intermédiaires, le gain croît avec la fréquence de R2/R1 à 1.Finally, at intermediate frequencies, the gain increases with the frequency of R2 / R1 at 1.
Variations de phase (voir figure 3):
Comme précédemment, il est fait abstraction de l'inversion spécifique au montage à amplificateur opérationnel qui amène un déphasage complémentaire de 180 degrés.Phase variations (see Figure 3):
As before, the specific inversion to the operational amplifier assembly is disregarded, which brings an additional phase shift of 180 degrees.
Aux fréquences basses comme aux fréquences élevées, le déphasage est nul. Par contre, aux fréquences intermédiaires il peut être observé une avance de phase dont la valeur maximale dépend des valeurs respectives des deuxième et troisième constantes de temps, cette dernière constante de temps limitant l'avance de phase maximale du circuit de correction. At low frequencies as at high frequencies, the phase shift is zero. On the other hand, at the intermediate frequencies it is possible to observe a phase advance, the maximum value of which depends on the respective values of the second and third time constants, the latter time constant limiting the maximum phase advance of the correction circuit.
Une oscillation de grande amplitude, c'est à dire d'amplitude supérieure à Seuil, ayant une fréquence propre comprise entre les deux fréquences de coupure précédentes sera donc amortie par cette combinaison de l'atténuation du gain de l'asservissement et de l'augmentation de son avance de phase. L'amplitude de l'oscillation va alors décroître et ramener le réseau correcteur dans son domaine de fonctionnement linéaire dans lequel il devient "transparent" (réseau=1 et q)réseau= pour le circuit d'asservissement. An oscillation of large amplitude, that is to say of amplitude greater than Threshold, having a natural frequency comprised between the two preceding cutoff frequencies will therefore be damped by this combination of the attenuation of the gain of the servo-control and of the increased phase advance. The amplitude of the oscillation will then decrease and bring the correction network back into its linear operating range in which it becomes "transparent" (network = 1 and q) network = for the servo circuit.
Les figures 4 et 5 montrent des simulations des formes d'ondes des signaux d'entrée Ve et de sortie Vs du réseau correcteur de la figure 1 pour un signal d'entrée sinusoïdal de fréquence intermédiaire et d'amplitude maximale, l'une supérieure au seuil d'action du circuit d'écrêtage, et l'autre inférieure à ce seuil. Sur la figure 4, il peut être observé que les signaux d'entrée et de sortie (-Vs) sont superposés et qu'il n'existe aucun décalage de phase entre les deux courbes. Au contraire, sur la figure 5, le signal de sortie (-Vs) est atténué en amplitude et présente une avance de phase par rapport au signal d'entrée due à l'action du circuit d'écrêtage. Figures 4 and 5 show simulations of the waveforms of the input signals Ve and output Vs of the correction network of Figure 1 for a sinusoidal input signal of intermediate frequency and maximum amplitude, one higher at the action threshold of the clipping circuit, and the other below this threshold. In FIG. 4, it can be observed that the input and output signals (-Vs) are superimposed and that there is no phase shift between the two curves. On the contrary, in FIG. 5, the output signal (-Vs) is attenuated in amplitude and presents a phase advance with respect to the input signal due to the action of the clipping circuit.
La mise en oeuvre du réseau correcteur selon l'invention dans le cadre d'une butée magnétique d'un compresseur permet de mieux évaluer le grand intérêt pratique d'un tel réseau. On considérera les valeurs numériques suivantes:
Masse suspendue M=100kg
Force nécessaire à une accélération de 10g Fm=îOOOON
Fréquence propre de l'asservissement fo=200Hz
La limitation du domaine linéaire de fonctionnement due à la force maximale est donnée par la formule suivante: xî=Fm/(23tfô)2M soit xl=0.0633mm
La limitation du domaine linéaire de fonctionnement due à la saturation de l'amplificateur est donnée par la formule suivante: xl=Fm'/(24M) en considérant un entrefer du palier magnétique e=lmm et un produit tension-courant maximal de l'amplificateur UI=1OOOOVA il vient une force F=UI/(2n;foe) soit F=7958N inférieure à la force maximale du palier. D'où il peut être déduit xl=0.0633(7958/10000)= 0.05mm
Or, l'entrefer du palier magnétique étant bien plus grand que l'étendue de ce domaine linéaire, toute oscillation d'amplitude supérieure à ces 0.05mm amènera une surcharge de l'amplificateur et corrélativement, par la diminution tant du gain que de la fréquence propre de l'asservissement, une instabilité de cet asservissement. La solution simple et élégante apportée par l'invention permet pour ces grandes oscillations d'introduire l'avance de phase nécessaire à la stabilité du circuit d'asservissement. Les essais de différentes machines tournantes à suspension magnétique active, pompe turbomoléculaires, turboexpandeurs, etc...The implementation of the corrector network according to the invention in the context of a magnetic stop of a compressor makes it possible to better assess the great practical interest of such a network. We will consider the following numerical values:
Suspended mass M = 100kg
Force required for an acceleration of 10g Fm = 100OO
Natural frequency of the control fo = 200Hz
The limitation of the linear operating range due to the maximum force is given by the following formula: xî = Fm / (23tfô) 2M or xl = 0.0633mm
The limitation of the linear operating range due to the saturation of the amplifier is given by the following formula: xl = Fm '/ (24M) considering an air gap of the magnetic bearing e = lmm and a maximum voltage-current product of the amplifier UI = 1OOOOVA there comes a force F = UI / (2n; foe) or F = 7958N lower than the maximum force of the bearing. From which it can be deduced xl = 0.0633 (7958/10000) = 0.05mm
However, the air gap of the magnetic bearing being much larger than the extent of this linear domain, any oscillation of amplitude greater than these 0.05 mm will lead to an overload of the amplifier and correlatively, by the decrease in both the gain and the natural frequency of the enslavement, an instability of this enslavement. The simple and elegant solution provided by the invention allows for these large oscillations to introduce the phase advance necessary for the stability of the control circuit. Tests of different rotating machines with active magnetic suspension, turbomolecular pumps, turboexpanders, etc.
ont prouvé que même après un début de rotation chaotique sur les paliers auxiliaires, provoquée par une grande force perturbatrice, le rotor est immédiatement et à pleine vitesse de rotation recalé par l'asservissement équipé de ce réseau sans contact prolongé avec les paliers auxiliaires.have proved that even after a chaotic start of rotation on the auxiliary bearings, caused by a large disturbing force, the rotor is immediately and at full rotation speed reset by the servo fitted with this network without prolonged contact with the auxiliary bearings.
La figure 6 montre les résultats d'un tel essai avec une pompe turbomoléculaire au niveau de laquelle une perturbation a été déclenchée par une courte coupure de la suspension magnétique active. Sur cette figure, qui représente l'analyse spectrale du mouvement du rotor de la pompe mesuré par le détecteur radial du palier magnétique (cette analyse étant répétée toutes les 0,28 ms), on peut distinguer, avant et pendant la perturbation, une amplitude à la fréquence de rotation de Fo = 420Hz. Elle est due à l'écart de balourd résultant de la rotation du rotor autour de son axe d'inertie. Lors de la coupure de la suspension magnétique, le rotor touche le palier auxiliaire et une contreréaction turbulente s'établit à la fréquence de suspension auxiliaire qui est en l'espèce de 250 EE avec une amplitude correspondante au jeu du palier auxiliaire, le rotor continuant à tourner à sa fréquence Fo. Enfin, après remise en marche de la suspension magnétique, on peut observer que le rotor est immédiatement recalé et qu'alors la contreréaction disparaît. FIG. 6 shows the results of such a test with a turbomolecular pump at the level of which a disturbance was triggered by a short interruption of the active magnetic suspension. In this figure, which represents the spectral analysis of the movement of the pump rotor measured by the radial detector of the magnetic bearing (this analysis being repeated every 0.28 ms), one can distinguish, before and during the disturbance, an amplitude at the rotation frequency of Fo = 420Hz. It is due to the imbalance difference resulting from the rotation of the rotor around its axis of inertia. When the magnetic suspension is switched off, the rotor touches the auxiliary bearing and a turbulent feedback is established at the auxiliary suspension frequency which is in this case 250 EE with an amplitude corresponding to the clearance of the auxiliary bearing, the rotor continuing to rotate at its frequency Fo. Finally, after restarting the magnetic suspension, we can observe that the rotor is immediately readjusted and that then the counter-reaction disappears.
Bien entendu, d'autres solutions de réalisation du réseau correcteur décrit précédemment pourront être mises en oeuvre sans sortir du cadre de la présente invention afin d'assurer ce mouvement amorti en cas de surcharge du PMA ou de son amplificateur. Of course, other solutions for implementing the corrective network described above could be implemented without departing from the scope of the present invention in order to ensure this damped movement in the event of overload of the PMA or its amplifier.
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