FR2697090A1 - Digital accelerometer with capacitive sensor - Google Patents
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Abstract
Description
DISPOSITIF DE MESURE D'UNE FORCE
La présente invention concerne un dispositif de mesure d'une force telle que par exemple une force d'inertie correspondant à une accélération du dispositif.DEVICE FOR MEASURING A FORCE
The present invention relates to a device for measuring a force such as for example an inertial force corresponding to an acceleration of the device.
Plus précisément, l'invention concerne un tel dispositif de mesure dans lequel la force mesurée agit sur une lame suspendue élastiquement et formant l'une des armatures de deux capacités. More specifically, the invention relates to such a measuring device in which the measured force acts on a blade suspended elastically and forming one of the reinforcements of two capacities.
Un tel dispositif de mesure est décrit dans un article paru dans la revue "Sensors and Actuatorsz A21-A23 (1990), pages 316 à 319 et dont les auteurs sont S. Suzuki et al. Une construction analogue du dispositif de mesure résulte du brevet EP-A-0.369.352. Such a measuring device is described in an article published in the journal "Sensors and Actuatorsz A21-A23 (1990), pages 316 to 319 and whose authors are S. Suzuki et al. An analogous construction of the measuring device results from the patent EP-A-0.369.352.
Le dispositif de ces deux documents antérieurs comprend ainsi un capteur capacitif dans lequel une lame suspendue élastiquement forme l'armature mobile de deux capacités, ladite lame mobile étant susceptible d'être soumise à une force que l'on désire mesurer de manière à faire varier lesdites capacités, et des moyens électroniques pour fournir un signal représentatif de la différence des deux capacités. Ce signal est d'une part employé comme signal de sortie représentatif de la valeur de ladite force et d'autre part utilisé, en étant appliqué auxdites capacités, pour engendrer une force électrostatique capable de compenser la force extérieur agissant sur ladite lame. The device of these two previous documents thus comprises a capacitive sensor in which an elastically suspended blade forms the movable frame of two capacities, said movable blade being capable of being subjected to a force which it is desired to measure so as to vary said capacities, and electronic means for supplying a signal representative of the difference of the two capacities. This signal is used on the one hand as an output signal representative of the value of said force and on the other hand used, when applied to said capacities, to generate an electrostatic force capable of compensating for the external force acting on said blade.
Dans cette solution antérieure, les moyens électroniques destinés à former le signal représentatif de la différence des deux capacités, comprennent un modulateur de largeur d'impulsion. Un tel modulateur fournit en sortie un signal de forme rectangulaire, les fronts montants du signal sont cadencés par l'horloge pilotant le modulateur. La largeur des impulsions, c'està-dire leur durée, est fonction du signal d'entrée du modulateur; le signal de sortie du modulateur n'est donc pas à proprement parler un signal digital puisque l'information est transmise d'une façon analogique par la largeur des impulsions. Le signal fourni en sortie d'un détecteur construit selon ce principe, ne peut pas être transmis directement à une unité de traitement numérique. In this prior solution, the electronic means intended to form the signal representative of the difference of the two capacities, comprise a pulse width modulator. Such a modulator outputs a signal of rectangular shape, the rising edges of the signal are clocked by the clock driving the modulator. The width of the pulses, that is to say their duration, depends on the input signal of the modulator; the modulator output signal is therefore not strictly speaking a digital signal since the information is transmitted in an analog manner by the width of the pulses. The signal output from a detector built according to this principle cannot be transmitted directly to a digital processing unit.
Pour cette raison, le dispositif décrit dans les documents ci-dessus comporte en sortie un filtre passe-bas qui transforme le signal formé d'impulsions de largeur modulée en un signal analogique. Pour que ce signal soit utile à une unité de traitement numérique, il est nécessaire d'ajouter une étape de transformation du signal analogique en un signal numérique.For this reason, the device described in the above documents includes at the output a low-pass filter which transforms the signal formed by pulses of modulated width into an analog signal. In order for this signal to be useful to a digital processing unit, it is necessary to add a step of transforming the analog signal into a digital signal.
La présente invention a pour but de remédier à ce défaut de l'art antérieur. Elle atteint ce but en fournissant un dispositif de mesure d'une force et notamment d'une force d'inertie correspondant à une accélération, comprenant
- un capteur capacitif dans lequel une lame suspendue élastiquement, forme l'armature mobile de deux capacités, ladite lame mobile étant susceptible d'être soumise à ladite force de manière à faire varier lesdites capacités et
- des moyens électroniques pour fournir un signal représentatif de la différence des deux capacités, ce signal étant d'une part employé, comme signal de sortie représentatif de la valeur de ladite force et d'autre part utilisé, en étant appliqué auxdites capacités, pour engendrer une force électrostatique, capable de compenser la force appliquée à ladite lame par ledit paramètre,
caractérisé en ce que lesdits moyens électroniques comprennent des moyens pour engendrer ledit signal sous une forme numérique modulée en densité d'impulsions en fonction de ladite force.The object of the present invention is to remedy this defect in the prior art. It achieves this goal by providing a device for measuring a force and in particular an inertial force corresponding to an acceleration, comprising
a capacitive sensor in which an elastically suspended blade forms the mobile armature of two capacities, said mobile blade being capable of being subjected to said force so as to vary said capacities and
electronic means for supplying a signal representative of the difference of the two capacities, this signal being used on the one hand, as an output signal representative of the value of said force and on the other hand used, being applied to said capacities, for generate an electrostatic force, capable of compensating for the force applied to said blade by said parameter,
characterized in that said electronic means comprise means for generating said signal in a digital form modulated in pulse density as a function of said force.
Un tel signal modulé en densité d'impulsions est un signal réellement numérique. I1 peut donc être fourni sans intermédiaire à un quelconque système de traitement numérique, à condition que les fréquences d'horloges des moyens de modulation en densité d'impulsion et de celles de ladite unité de traitement numérique soient synchronisées. Le signal modulé en densité d'impulsions peut également être fourni à un filtre passe bas semblable à celui décrit dans le document antérieur ci-dessus, pour produire un signal analogique.Finalement si l'horloge qui cadence les moyens de modulation et celles du système de traitement numérique situées en aval ne sont pas synchronisées, on peut utiliser un filtre passe-bas numérique c'est-à-dire un compteur pour transformer directement les impulsions reçues du dispositif de mesure en impulsions utilisables par le système de traitement numérique. Such a pulse density modulated signal is a truly digital signal. It can therefore be supplied without intermediary to any digital processing system, provided that the clock frequencies of the pulse density modulation means and those of said digital processing unit are synchronized. The pulse density modulated signal can also be supplied to a low pass filter similar to that described in the previous document above, to produce an analog signal. Finally, if the clock which clock the modulation means and those of the system digital processing devices located downstream are not synchronized, a digital low-pass filter can be used, that is to say a counter to directly transform the pulses received from the measuring device into pulses usable by the digital processing system.
Selon un mode préféré de réalisation de l'invention, le capteur capacitif contient un gaz par exemple de l'air, pour amortir les mouvements de la lame suspendue élastiquement et contribuer ainsi à la stabilité du signal fourni par le dispositif de mesure. According to a preferred embodiment of the invention, the capacitive sensor contains a gas, for example air, to dampen the movements of the blade suspended elastically and thus contribute to the stability of the signal supplied by the measuring device.
Selon un deuxième mode de réalisation préféré de l'invention, le dispositif de mesure contient un intégrateur disposé en sortie du capteur capacitif pour éliminer les effets dus à la non linéarité du dispositif. According to a second preferred embodiment of the invention, the measuring device contains an integrator arranged at the output of the capacitive sensor to eliminate the effects due to the non-linearity of the device.
Selon un troisième mode préféré de réalisation, les moyens électroniques pour fournir un signal représentatif de la différence des deux capacités sont constitués par un comparateur ou convertisseur analogique/numérique qui donne un signal multi-bits. Cette dernière caractéristique présente l'avantage de permettre aux moyens électroniques de travailler à une fréquence plus faible et donc d'avoir une consommation d'énergie réduite. According to a third preferred embodiment, the electronic means for supplying a signal representative of the difference of the two capacities are constituted by a comparator or analog / digital converter which gives a multi-bit signal. This last characteristic has the advantage of allowing electronic means to work at a lower frequency and therefore to have reduced energy consumption.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront au cours de la description détaillée qui va suivre de quatre modes de réalisation particuliers de la présente invention donnée uniquement à titre d'exemple et faite en se référant aux dessins annexés, sur lesquels
- La figure 1 est le schéma électronique d'un premier mode de réalisation d'un dispositif de mesure d'une force conforme à la présente invention,
- la figure 2 décrit sous forme de graphiques l'évolution au cours du temps des tensions électriques mesurées d'une part en neuf emplacements du circuit représenté sur le schéma de la figure 1, et d'autre part sur trois sorties (non représentées) de l'horloge commandant le dispositif,
- la figure 3 est le schéma électronique d'un deuxième mode de réalisation d'un dispositif de mesure d'une force conforme à la présente invention, et
- la figure 4 est le schéma électronique d'un troisième mode de réalisation d'un dispositif de mesure d'une forme conforme à la présente invention comprenant en sortie du capteur capacitif un intégrateur.Other characteristics and advantages of the invention will become apparent during the detailed description which follows of four particular embodiments of the present invention given solely by way of example and made with reference to the accompanying drawings, in which
FIG. 1 is the electronic diagram of a first embodiment of a device for measuring a force according to the present invention,
- Figure 2 describes in the form of graphs the evolution over time of the electrical voltages measured on the one hand in nine locations of the circuit shown in the diagram of Figure 1, and on the other hand on three outputs (not shown) of the clock controlling the device,
FIG. 3 is the electronic diagram of a second embodiment of a device for measuring a force according to the present invention, and
- Figure 4 is the electronic diagram of a third embodiment of a device for measuring a shape according to the present invention comprising at the output of the capacitive sensor an integrator.
On a représenté sur la figure 1 le schéma électronique d'un premier mode de réalisation d'un dispositif de mesure d'une force conforme à la présente invention. Le dispositif comprend un capteur capacitif 1 dont le principe est déjà connu de l'homme du métier. Ce capteur comporte une lame conductrice mobile 2 suspendue élastiquement entre deux plaques fixes 3,4. Sous l'effet d'une force extérieure et notamment sous 11 effet d'une force d'inertie, la lame conductrice ou électrode mobile 2 peut s'écarter de sa position d'équilibre située à michemin entre les deux plaques ou électrodes fixes 3,4. A l'équilibre, c'est-à-dire en l'absence de forces extérieures, la capacité C1 mesurée entre l'électrode mobile 2 et la première électrode fixe 3 est, dans le présent mode de réalisation, théoriquement égale à la capacité C2 mesurée entre l'électrode mobile 2 et la deuxième électrode fixe 4. En réalité, les tolérances existant lors de la fabrication du dispositif introduisent toujours une petite dissymétrie qui se traduit par un biais dans la position correspondant à une accélération nulle. Ce biais peut être compensé sans problème par les moyens électroniques. Lorsque sous l'effet d'une accélération du système par exemple, l'électrode mobile 2 s'écarte de sa position d'équilibre, la distance qui la sépare d'une des électrodes fixes diminue, alors que la distance qui la sépare de l'autre grandit.Dans ces conditions, la capacité Cl mesurée entre l'électrode mobile et la première électrode fixe va croître alors que l'autre capacité C2 va diminuer. On comprend donc que la différence entre les deux capacités C1, C2 est fonction de l'écart entre la position qu'occupe l'électrode mobile 2 et sa position d'équilibre, et qu'elle est donc fonction également de la force extérieure exercée sur l'électrode mobile 2. FIG. 1 shows the electronic diagram of a first embodiment of a device for measuring a force according to the present invention. The device comprises a capacitive sensor 1, the principle of which is already known to those skilled in the art. This sensor comprises a movable conductive strip 2 suspended elastically between two fixed plates 3,4. Under the effect of an external force and in particular under the effect of an inertial force, the conductive strip or mobile electrode 2 can deviate from its equilibrium position located midway between the two fixed plates or electrodes 3 , 4. At equilibrium, that is to say in the absence of external forces, the capacity C1 measured between the mobile electrode 2 and the first fixed electrode 3 is, in the present embodiment, theoretically equal to the capacity C2 measured between the mobile electrode 2 and the second fixed electrode 4. In reality, the tolerances existing during the manufacture of the device always introduce a small asymmetry which results in a bias in the position corresponding to zero acceleration. This bias can be easily compensated by electronic means. When under the effect of an acceleration of the system for example, the mobile electrode 2 deviates from its equilibrium position, the distance which separates it from one of the fixed electrodes decreases, while the distance which separates it from the other increases. Under these conditions, the capacitance C1 measured between the mobile electrode and the first fixed electrode will increase while the other capacitance C2 will decrease. It is therefore understood that the difference between the two capacitors C1, C2 is a function of the difference between the position occupied by the mobile electrode 2 and its equilibrium position, and that it is therefore also a function of the external force exerted on the mobile electrode 2.
Le dispositif est, comme on l'a déjà dit, un système numérique cadencé avec une période qui est un multiple de la période d'une horloge non représentée reliée au dispositif. The device is, as already said, a digital system clocked with a period which is a multiple of the period of a clock not shown connected to the device.
Chaque période ou cycle du fonctionnement du dispositif est divisée en trois phases ou étapes désignées respectivement par S0, S1 et S2, et dont l'enchaînement est commandé par des signaux 0,1 et 2 (figure 2) fournis par l'horloge (via des conducteurs non représentés). Ces signaux sont fournis à un certain nombre de commutateurs pour les commander de manière à ce que chacun d'eux soit fermé pendant l'une des trois phases du cycle de fonctionnement et soit ouvert durant les deux autres phases (ces commutateurs sont représentés sur la figure 1 par l'une des indications S0, S1 ou S2 entourée d'un cercle, selon qu'ils sont fermés durant la phase S0, S1 ou S2 respectivement).Bien entendu, en pratique les commutateurs peuvent être formés par des transistors d'un circuit intégré dans lequel est matérialisé le circuit. Each period or cycle of the operation of the device is divided into three phases or stages designated respectively by S0, S1 and S2, and whose sequence is controlled by signals 0.1 and 2 (Figure 2) supplied by the clock (via drivers not shown). These signals are supplied to a certain number of switches to control them so that each of them is closed during one of the three phases of the operating cycle and is open during the other two phases (these switches are shown on the 1 by one of the indications S0, S1 or S2 surrounded by a circle, depending on whether they are closed during the phase S0, S1 or S2 respectively). Of course, in practice the switches can be formed by transistors d 'an integrated circuit in which the circuit is materialized.
La figure 2 comprend douze graphiques représentant l'évolution au cours du temps de douze signaux. Les neuf premiers graphiques décrivent l'évolution au cours du temps des tensions V21, V22, ..., V29 mesurées en neuf points du circuit représenté à la figure 1 (ces neuf points sont référencés sur la figure 1 par des chiffres de 21 à 29. Les trois derniers graphiques de la figure 2 représentent l'évolution au cours du temps des signaux 0,1 et @2 2 fournis fournis par l'horloge. Figure 2 includes twelve graphs representing the evolution over time of twelve signals. The first nine graphs describe the evolution over time of the voltages V21, V22, ..., V29 measured at nine points of the circuit shown in Figure 1 (these nine points are referenced in Figure 1 by numbers from 21 to 29. The last three graphs in FIG. 2 represent the evolution over time of the signals 0.1 and @ 2 2 supplied by the clock.
Si on examine maintenant parallèlement le schéma du circuit de la figure 1 et l'évolution des tensions V21 à
V29, décrites par les graphiques de la figure 2, au cours des différentes phases composant une période de fonctionnement du dispositif, on voit que durant la phase
S0, l'électrode mobile 2 est mise à la terre alors que les deux électrodes fixes 3, 4 sont raccordées respectivement à l'entrée inverseuse de chacun des amplificateurs 5 et 6. If we now examine in parallel the circuit diagram of Figure 1 and the evolution of voltages V21
V29, described by the graphs in FIG. 2, during the different phases making up a period of operation of the device, it can be seen that during the phase
S0, the mobile electrode 2 is earthed while the two fixed electrodes 3, 4 are connected respectively to the inverting input of each of the amplifiers 5 and 6.
On voit également que la sortie de chaque amplificateur 5, 6 est court-circuitée avec son entrée inverseuse, et que la deuxième entrée de chaque amplificateur est mise à la masse. Dans ces conditions, le courant et les tensions seront partout nuls dans le circuit ce qui correspond à ce qu'indique la figure 2 où l'on voit que chacune des tensions V21 à V29 est nulle pendant la phase S0.It can also be seen that the output of each amplifier 5, 6 is short-circuited with its inverting input, and that the second input of each amplifier is grounded. Under these conditions, the current and the voltages will be zero everywhere in the circuit, which corresponds to what is shown in FIG. 2 where it can be seen that each of the voltages V21 to V29 is zero during the phase S0.
La phase suivante S1 dans le cycle correspond à la phase de mesure de la position de l'électrode mobile 2. Au début de cette phase S1, tous les commutateurs référencés
S0 sont ouverts et les trois commutateurs référencés S1 sont fermés. Dans ces conditions, l'électrode mobile 2 est connectée à une tension d'alimentation positive et se trouve donc placée à un potentiel de références VP. Les deux électrodes fixes 3, 4 sont, comme durant la phase précédente, reliées chacune à l'entrée inverseuse d'un des amplificateurs 5, 6. Durant cette phase S1, la sortie de chaque amplificateur est reliée à son entrée inverseuse par l'intermédiaire d'un condensateur C3, C4. En effet, il n'y a plus de court-circuit puisque le commutateur SO voisin de chaque condensateur est maintenant ouvert.Avec une telle configuration de connexion, on voit que, conformément à ce qui est décrit dans la figure 2, les plaques 3 et 4 des condensateurs C1 et C2 vont se charger sous l'effet de l'élévation à un potentiel VP de l'électrode mobile 2. La tension qui est responsable du déplacement des charges vers les plaques 3, 4 des condensateurs C1 et C2 va également produire une différence de potentiel entre les deux entrées de chaque amplificateur opérationnel 5, 6. Les amplificateurs vont donc émettre du courant tant que subsistera cette différence de potentiel. Ce courant va charger les condensateurs C3 et C4 jusqu'à ce que la tension entre les entrées des amplificateurs soit à nouveau nulle.A ce moment-là, les tensions V28 et V29 aux sorties des deux amplificateurs 5 et 6 respectivement seront déterminés par les deux relations suivantes
dV x C1 = V28 x C3
dV x C2 = V29 x C4
Les capacités C3 et C4 étant choisies de valeurs égales, les tensions V28 et V29 mesurées seront proportionnelles respectivement aux capacités C1 et C2.The next phase S1 in the cycle corresponds to the phase for measuring the position of the mobile electrode 2. At the start of this phase S1, all the switches referenced
S0 are open and the three switches referenced S1 are closed. Under these conditions, the mobile electrode 2 is connected to a positive supply voltage and is therefore placed at a reference potential VP. The two fixed electrodes 3, 4 are, as during the previous phase, each connected to the inverting input of one of the amplifiers 5, 6. During this phase S1, the output of each amplifier is connected to its inverting input by the through a capacitor C3, C4. In fact, there is no longer a short circuit since the SO switch next to each capacitor is now open. With such a connection configuration, it can be seen that, in accordance with what is described in FIG. 2, the plates 3 and 4 of the capacitors C1 and C2 will charge under the effect of the rise to a potential VP of the mobile electrode 2. The voltage which is responsible for the displacement of the charges towards the plates 3, 4 of the capacitors C1 and C2 will also produce a potential difference between the two inputs of each operational amplifier 5, 6. The amplifiers will therefore emit current as long as this potential difference remains. This current will charge the capacitors C3 and C4 until the voltage between the inputs of the amplifiers is again zero. At this time, the voltages V28 and V29 at the outputs of the two amplifiers 5 and 6 respectively will be determined by the following two relationships
dV x C1 = V28 x C3
dV x C2 = V29 x C4
Capacities C3 and C4 being chosen with equal values, the voltages V28 and V29 measured will be proportional respectively to capacitors C1 and C2.
Comme on le voit sur la figure 1, les tensions V28 et V29 aux sorties des amplificateurs 5 et 6 sont fournies aux entrées d'un comparateur 7. Dans le mode de réalisation décrit ici, le comparateur utilisé est un convertisseur analogique/numérique à un bit d'un type bien connu de l'homme du métier.As can be seen in FIG. 1, the voltages V28 and V29 at the outputs of amplifiers 5 and 6 are supplied to the inputs of a comparator 7. In the embodiment described here, the comparator used is an analog / digital converter with a bit of a type well known to those skilled in the art.
Au moment du passage de la deuxième phase S1 à la troisième phase S2, le comparateur évalue les niveaux respectifs des signaux qu'il reçoit en entrée et émet par sa sortie directe 10 un signal haut (de niveau VP) si la tension V28 est plus grande que la tension V29 et un signal bas (de niveau Vc) dans le cas inverse. Le comparateur émet simultanément par sa sortie inverse 11 un signal de niveau Vc si la tension V28 est plus grande que la tension V29 et un signal de niveau VN dans le cas inverse.Le signal fourni par le comparateur 7 constitue d'une part le signal utile en sortie du dispositif, et d'autre part sert à générer une force électrostatique durant la troisième phase S2 de chaque période de fonctionnement du dispositif, pour ramener l'électrode mobile 2 constituant l'une des armatures de chacune des capacités C1 et C2, dans sa position de repos dans laquelle les capacités C1 et C2 ont des valeurs égales. At the time of the transition from the second phase S1 to the third phase S2, the comparator evaluates the respective levels of the signals which it receives as input and emits by its direct output 10 a high signal (of level VP) if the voltage V28 is higher large than the voltage V29 and a low signal (of level Vc) in the opposite case. The comparator simultaneously emits by its inverse output 11 a signal of level Vc if the voltage V28 is greater than the voltage V29 and a signal of level VN in the opposite case. The signal supplied by the comparator 7 constitutes on the one hand the signal useful at the output of the device, and on the other hand serves to generate an electrostatic force during the third phase S2 of each period of operation of the device, to bring back the mobile electrode 2 constituting one of the armatures of each of the capacities C1 and C2 , in its rest position in which the capacities C1 and C2 have equal values.
La troisième phase S2 du cycle de fonctionnement du dispositif est comme on vient de le dire une phase de compensation des forces externes exercées sur la lame mobile 2. Les commutateurs référencés S1 qui étaient fermés durant la phase précédente sont maintenant ouverts et trois commutateurs référencés S2 sont maintenant fermés. Avec cette configuration des connexions du circuit, l'électrode mobile 2 se trouve placée à une tension de référence négative VN alors que l'électrode fixe 3 de la capacité C1 est relié à la sortie inverse 11 du comparateur 7 et que l'électrode fixe 4 de la capacité
C2 est reliée à la sortie principale 10 du comparateur.The third phase S2 of the device operating cycle is, as we have just said, a phase of compensation for the external forces exerted on the moving blade 2. The switches referenced S1 which were closed during the previous phase are now open and three switches referenced S2 are now closed. With this configuration of the circuit connections, the mobile electrode 2 is placed at a negative reference voltage VN while the fixed electrode 3 of the capacitor C1 is connected to the reverse output 11 of the comparator 7 and the fixed electrode 4 capacity
C2 is connected to the main output 10 of the comparator.
Dans ces conditions lors du passage de la phase S1 à la phase S2, si la valeur de la capacité C1 mesurée, est par exemple plus grande que la valeur de la capacité C2, l'électrode fixe 3 de la capacité C1 sera placée au potentiel VN alors que l'électrode fixe 4 de la capacité
C2 sera placée au potentiel VP. Le champ électrique entre les électrodes 2 et 3 toutes deux au potentiel VN sera donc nul alors que la plaque 4 du condensateur C2 étant au potentiel VP, elle exercera une force d'attraction sur l'électrode mobile 2. Cette force tendera à faire augmenter la distance entre les électrodes 2 et 3 et diminuer la distance entre les électrodes 2 et 4 et donc à égaliser ces distances et simultanément à égaliser les valeurs des capacités qui leur sont liées.Lorsqu'une force extérieure écarte la lame 2 de sa position d'équilibre la force électrostatique qui vient d'être décrite constituera une force de rappel qui s'ajoutera à la force de rappel élastique du capteur. La constante de rappel K tendant à ramener l'électrode mobile du capteur capacitif vers sa position d'équilibre comprendra donc une composante mécanique et une composante électronique, cette deuxième composante pouvant être beaucoup plus grande que la première.Under these conditions during the transition from phase S1 to phase S2, if the value of the capacity C1 measured, for example is greater than the value of the capacity C2, the fixed electrode 3 of the capacity C1 will be placed at the potential VN while the fixed electrode 4 of the capacity
C2 will be placed at the VP potential. The electric field between electrodes 2 and 3 both at potential VN will therefore be zero while the plate 4 of capacitor C2 being at potential VP, it will exert an attractive force on the mobile electrode 2. This force will tend to increase the distance between the electrodes 2 and 3 and decrease the distance between the electrodes 2 and 4 and therefore equalize these distances and simultaneously equalize the values of the capacities which are linked to them. When an external force moves the blade 2 from its position d balancing the electrostatic force which has just been described will constitute a restoring force which will be added to the elastic restoring force of the sensor. The return constant K tending to return the mobile electrode of the capacitive sensor to its equilibrium position will therefore include a mechanical component and an electronic component, this second component possibly being much larger than the first.
Lors de la troisième phase S2 de chacun des cycles du dispositif, la lame mobile 2 du capteur capacitif est soumise à une force électrostatique dans un sens ou dans l'autre, même si le dispositif ne mesure aucune force extérieure dont l'effet doit être compensé. La raison de ceci est que le comparateur fournit lors de chaque cycle un signal soit haut soit bas et qu'il produit donc nécessairement à chaque cycle également une force électrostatique de rappel sur la lame mobile 2. L'effet parasite de cette force de rappel en l'absence d'une force extérieure à compenser sera annulé au cycle suivant lorsque le comparateur fournira une tension produisant une force en sens inverse. En l'absence de force extérieure, le capteur émet donc un signal rectangulaire qui est haut exactement une période sur deux. During the third phase S2 of each of the device cycles, the movable blade 2 of the capacitive sensor is subjected to an electrostatic force in one direction or the other, even if the device does not measure any external force whose effect must be compensated. The reason for this is that the comparator provides, during each cycle, a signal that is high or low and that it therefore necessarily produces at each cycle also an electrostatic restoring force on the moving blade 2. The parasitic effect of this restoring force in the absence of an external force to be compensated will be canceled in the next cycle when the comparator supplies a voltage producing a force in the opposite direction. In the absence of external force, the sensor therefore emits a rectangular signal which is high exactly every other period.
Dans le mode de réalisation de la présente invention décrit ci-dessus, la mesure de la position de l'électrode mobile est effectuée en plaçant celle-ci à un potentiel donné, puis en mesurant la quantité de charges qui viennent s'accumuler dans les deux électrodes fixes sous l'effet de la tension ainsi produite entre celles-ci et l'électrode mobile. Dans ces conditions, la mesure de la position est dite mesure de la position à tension constante. On peut de façon équivalente réaliser une mesure de la position à charges constantes. A cet effet, on interdit toute circulation de courant électrique à partir de ou vers les électrodes fixes, et on mesure le potentiel de celles-ci par rapport à la terre. In the embodiment of the present invention described above, the measurement of the position of the mobile electrode is carried out by placing the latter at a given potential, then by measuring the quantity of charges which accumulate in the two electrodes fixed under the effect of the voltage thus produced between them and the movable electrode. Under these conditions, the measurement of the position is called measurement of the position at constant voltage. We can equivalent measure the position at constant loads. For this purpose, any circulation of electric current from or to the fixed electrodes is prohibited, and the potential of these is measured with respect to the earth.
Le circuit électrique représenté par le schéma de la figure 3 correspond à un autre mode de réalisation de la présente invention. Le capteur capacitif 1 utilisé dans ce deuxième mode de réalisation, peut être identique à celui utilisé avec le premier mode de réalisation. Toutefois, pour mesurer la position de l'électrode mobile, au lieu de mettre celle-ci à un potentiel de référence donné, puis de mesurer le nombre de charges qui viennent s'accumuler dans les électrodes fixes, on met les deux électrodes fixes à des potentiels de référence donnés qui sont de signes opposés, et on mesure la quantité de charge qui vient s'accumuler dans l'électrode mobile. Le principe de fonctionnement du circuit électronique lui-même est très semblable à celui du circuit de la figure 1.En particulier, la tension que l'on pourrait mesurer à la base de l'électrode mobile, a un comportement qualitativement identique aux comportements des tensions décrits par les graphiques 21 et 23 (figure 2). La seule différence étant qu'ici, la tension peut être soit négative soit positive suivant que l'électrode mobile s'est écartée de sa position en direction respectivement de la première ou de la deuxième électrode fixe. De plus, la tension qu'on pourrait mesurer en sortie de l'amplificateur 15 a un comportement qualitativement identique aux tensions représentées par les graphiques 28 et 29 (figure 2) sauf en ce qui concerne le signe de la tension, celle-ci pouvant être également positive ou négative suivant que la capacité C1 est plus grande que la capacité C2 ou que l'inverse est vrai.Si on désigne par
VM la tension fournie à l'entrée du comparateur à la fin de la phase S1, un raisonnement identique à celui effectué pour les tensions représentées par les graphiques 28, 29 donnent la relation suivante
VM = C1 - C2 (VP - VC)
C13 le sous-bloc du schéma électrique de la figure 3 qui est constitué par l'amplificateur 15, la capacité C13 et les conducteurs qui leurs sont associés, constitue un intégrateur. Si le cycle de fonctionnement du dispositif ne comprenait pas une phase S0 pendant laquelle les deux bornes du condensateur C13 sont court-circuitées, la tension auxdites bornes pourrait croître de façon illimitée et donc entraîner la saturation du dispositif.The electrical circuit represented by the diagram in FIG. 3 corresponds to another embodiment of the present invention. The capacitive sensor 1 used in this second embodiment can be identical to that used with the first embodiment. However, to measure the position of the mobile electrode, instead of putting it at a given reference potential, then measuring the number of charges which accumulate in the fixed electrodes, the two fixed electrodes are placed at given reference potentials which are of opposite signs, and the quantity of charge which comes to accumulate in the mobile electrode is measured. The operating principle of the electronic circuit itself is very similar to that of the circuit in Figure 1.In particular, the voltage that could be measured at the base of the mobile electrode, behaves qualitatively identical to the behaviors of tensions described by graphs 21 and 23 (figure 2). The only difference being that here, the voltage can be either negative or positive depending on whether the movable electrode has moved away from its position in the direction of the first or second fixed electrode respectively. In addition, the voltage that could be measured at the output of amplifier 15 behaves qualitatively identical to the voltages represented by graphs 28 and 29 (Figure 2) except with regard to the sign of the voltage, which can also be positive or negative depending on whether the capacity C1 is greater than the capacity C2 or whether the reverse is true.
VM the voltage supplied to the comparator input at the end of phase S1, a reasoning identical to that carried out for the voltages represented by graphs 28, 29 give the following relation
VM = C1 - C2 (VP - VC)
C13 the sub-block of the electrical diagram of FIG. 3 which is constituted by the amplifier 15, the capacitor C13 and the conductors which are associated with them, constitutes an integrator. If the operating cycle of the device did not include a phase S0 during which the two terminals of the capacitor C13 are short-circuited, the voltage at said terminals could increase indefinitely and therefore cause saturation of the device.
L'utilisation d'un commutateur (S0) pour court-circuiter les bornes du condensateur C13 présente toutefois un inconvénient. En effet, le gain de l'amplificateur 15 et la valeur de la capacité 13 étant sélectionnés de façon à éliminer tout risque de saturation pendant la durée d'une phase S1 même en présence d'une accélération relativement importante, la tension produite en sortie de l'intégrateur à la fin d'une phase S1 sera très petite lorsque l'accélération mesurée est petite. Dans ces conditions, le système dans son ensemble risque de ne pas présenter une sensibilité suffisante pour détecter cette accélération très petite. On observera donc dans ce cas un seuil de sensibilité du dispositif en-dessous duquel les accélérations ne sont pas suffisantes pour être mesurées.The use of a switch (S0) to short-circuit the terminals of the capacitor C13 has however a drawback. Indeed, the gain of the amplifier 15 and the value of the capacitor 13 being selected so as to eliminate any risk of saturation during the duration of a phase S1 even in the presence of a relatively large acceleration, the voltage produced at the output of the integrator at the end of a phase S1 will be very small when the measured acceleration is small. Under these conditions, the system as a whole may not have sufficient sensitivity to detect this very small acceleration. We will therefore observe in this case a sensitivity threshold of the device below which the accelerations are not sufficient to be measured.
Un tel seuil peut être gênant dans certaines applications.Such a threshold can be troublesome in certain applications.
Le mode de réalisation de la présente invention décrit par le schéma électrique de la figure 4 ne présente pas l'inconvénient qui vient d'être décrit. En comparant ce schéma avec celui de la figure 3, on constate que le commutateur (S0) servant à court-circuiter les bornes de la capacité C13 durant la phase S0 a été supprimé. Pour empêcher tout de même la saturation de l'intégrateur, une ligne de rétroaction négative supplémentaire a été ajoutée partant de la sortie du comparateur et agissant sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur 15. Cette boucle de rétroaction comprend une paire de commutateurs SO, S1 et une capacité C14 ou alternativement, cette combinaison d'une capacité et de deux commutateurs pourra, conformément à ce qui est bien connu de l'homme du métier, être remplacée par une résistance.On voit encore sur la figure 4 que la boucle de rétroaction comprend, en plus, un convertisseur numérique/analogique 20. La présence de cet élément est facultative dans le mode de réalisation décrit ici; en effet, le signal en sortie dudit élément sera en principe identique à celui reçu en entrée, mise à part un éventuel effet d'amplification. Toutefois, la présence du convertisseur numérique/analogique est nécessaire dès le moment où l'on se trouve en présence d'une deuxième variante du présent mode de réalisation dans laquelle le comparateur à un bit est remplacé par un convertisseur analogique/numérique multi-bits conformément à ce qui va être décrit un peu plus loin. The embodiment of the present invention described by the electrical diagram of Figure 4 does not have the disadvantage which has just been described. By comparing this diagram with that of FIG. 3, it can be seen that the switch (S0) serving to short-circuit the terminals of the capacitor C13 during the phase S0 has been eliminated. To still prevent saturation of the integrator, an additional negative feedback line has been added starting from the output of the comparator and acting on the inverting input of amplifier 15. This feedback loop includes a pair of switches SO , S1 and a capacitor C14 or alternatively, this combination of a capacitor and two switches may, in accordance with what is well known to those skilled in the art, be replaced by a resistor. It can also be seen in FIG. 4 that the feedback loop further comprises a digital / analog converter 20. The presence of this element is optional in the embodiment described here; in fact, the signal at the output of said element will in principle be identical to that received at the input, apart from a possible amplification effect. However, the presence of the digital / analog converter is necessary from the moment when there is a second variant of the present embodiment in which the one-bit comparator is replaced by a multi-bit analog / digital converter. in accordance with what will be described a little later.
Quelle que soit la variante du mode de réalisation qui nous concerne, on peut aisément calculer le changement dans le niveau de la tension VM fournie à l'entrée du comparateur 17, qui correspond également à la tension aux bornes de la capacité C13, entre un cycle du dispositif et le suivant. Cette variation AVM de la tension VM dépendra ici de la tension VA fournie par le comparateur 17 ou, le cas échéant, par le convertisseur numérique/analogique 20. Whatever variant of the embodiment which concerns us, we can easily calculate the change in the level of the voltage VM supplied to the input of the comparator 17, which also corresponds to the voltage across the terminals of the capacitor C13, between a device cycle and the next. This variation AVM of the voltage VM will depend here on the voltage VA supplied by the comparator 17 or, where appropriate, by the digital / analog converter 20.
La variation de la tension VM est donnée par
AVM = Cl - C2 (VP - VC) - C14 VA
C13 C13
Le terme de rétroaction (le plus à droite dans la relation mathématique ci-dessus) empêche la saturation de l'intégrateur. Des essais réalisés sur des prototypes ont montré que le circuit qui vient d'être décrit élimine le seuil de sensibilité autour de 0 qui constituait un défaut des modes de réalisation décrits plus haut.The variation of the voltage VM is given by
AVM = Cl - C2 (VP - VC) - C14 VA
C13 C13
The term feedback (right most in the mathematical relation above) prevents saturation of the integrator. Tests carried out on prototypes have shown that the circuit which has just been described eliminates the sensitivity threshold around 0 which constituted a defect in the embodiments described above.
Une autre caractéristique avantageuse que peut présenter un dispositif de mesure d'une force selon l'invention est comme nous venons de le mentionner constituée par l'utilisation d'un convertisseur multi-bits 17 à la place du comparateur 17 à un bit décrit plus haut. Another advantageous characteristic which a device for measuring a force according to the invention can exhibit is, as we have just mentioned, constituted by the use of a multi-bit converter 17 in place of the one-bit comparator 17 described more high.
Un tel comparateur multi-bits est un dispositif bien connu de l'homme du métier, toutefois son utilisation dans un dispositif de mesure d'une force selon la présente invention présente des avantages tout-à-fait remarquables.Such a multi-bit comparator is a device well known to those skilled in the art, however its use in a force measurement device according to the present invention has quite remarkable advantages.
L'avantage principal lié à l'utilisation d'un convertisseur multi-bits est relatif à la détermination de la force électrostatique destinée à compenser les forces extérieures s'exerçant sur l'électrode mobile. Lorsque le système utilise un comparateur à un bit, la force électrostatique de contre-réaction aura à chaque cycle une intensité égale, seul le sens de celle-ci étant déterminée par le comparateur à chaque cycle. Dans ces conditions, le système doit nécessairement, pour maintenir l'électrode mobile dans le voisinage de sa position d'équilibre, fonctionner à une fréquence très élevée. La force électrostatique générée dans le capteur fournissant à chaque cycle un travail, la consommation en énergie du dispositif est considérable, cette consommation est de plus pratiquement proportionnelle à la fréquence de l'horloge.L'utilisation d'un convertisseur fournissant en sortie un signal multi-bits permet de générer un signal de contre-réaction électrostatique dont la réponse est adaptée au degré d'écartement de l'électrode mobile par rapport à sa position d'équilibre. Grâce à cette contreréaction modulable en fonction des besoins, la stabilité du système peut être assurée même avec un dispositif dont la fréquence de fonctionnement est beaucoup plus faible que celle nécessaire dans un système à un bit.The main advantage linked to the use of a multi-bit converter relates to the determination of the electrostatic force intended to compensate for the external forces exerted on the mobile electrode. When the system uses a one-bit comparator, the electrostatic feedback force will have an equal intensity in each cycle, only the direction of this being determined by the comparator in each cycle. Under these conditions, the system must necessarily, in order to maintain the mobile electrode in the vicinity of its equilibrium position, operate at a very high frequency. The electrostatic force generated in the sensor providing work at each cycle, the energy consumption of the device is considerable, this consumption is moreover practically proportional to the frequency of the clock. The use of a converter supplying an output signal multi-bit allows to generate an electrostatic feedback signal whose response is adapted to the degree of separation of the movable electrode from its equilibrium position. Thanks to this modular feedback as required, the stability of the system can be ensured even with a device whose operating frequency is much lower than that required in a one-bit system.
L'utilisation d'une fréquence plus faible résulte donc dans une économie d'énergie considérable.The use of a lower frequency therefore results in considerable energy savings.
L'utilisation d'un convertisseur multi-bits présente également l'avantage d'abaisser le seuil de sensibilité auquel on a fait référence plus haut. Précisons encore que si nous avons parlé de l'utilisation d'un convertiseur multi-bits en relation avec la figure 4 ce perfectionnement ne se limite nullement au mode de réalisation décrit par cette figure. The use of a multi-bit converter also has the advantage of lowering the sensitivity threshold to which reference was made above. Note again that if we talked about the use of a multi-bit converter in connection with Figure 4 this improvement is by no means limited to the embodiment described by this figure.
Le schéma du fonctionnement du dispositif de mesure d'une force conforme à la présente invention est topologiquement tout-à-fait semblable au schéma d'un convertisseur sigma-delta de deuxième ordre, ou autrement dit d'un convertisseur sigma-delta dont la boucle comprend deux intégrations. Dans le dispositif selon la présente invention la première intégration est effectuée mécaniquement par le capteur lui-même alors que la deuxième intégration est effectuée par l'intégrateur électronique. Le capteur capacitif 1 effectue déjà en théorie deux intégrations mais, par la présence entre les plaques du capteur capacitif d'air ou d'un autre gaz, on produit un amortissement considérable du mouvement. Le fort amortissement du système supprime un des pôles de la boucle. Cette analogie avec un convertisseur sigma-delta permet de considérer un dispositif de mesure d'une force conforme à la présente invention comprenant un comparateur à un bit, comme étant un convertisseur sigma-delta de deuxième ordre fortement suréchantillonné (par rapport à la bande passante), alors qu'un dispositif de mesure d'une force conforme à la présente invention comprenant un convertisseur multi-bits correspond simplement à un convertisseur sigma-delta de deuxième ordre suréchantillonné. The diagram of the operation of the force measurement device according to the present invention is topologically quite similar to the diagram of a second order sigma-delta converter, or in other words of a sigma-delta converter whose loop includes two integrations. In the device according to the present invention the first integration is carried out mechanically by the sensor itself while the second integration is carried out by the electronic integrator. The capacitive sensor 1 already performs in theory two integrations but, by the presence between the plates of the capacitive sensor of air or another gas, a considerable damping of the movement is produced. The strong damping of the system removes one of the poles from the loop. This analogy with a sigma-delta converter makes it possible to consider a force measurement device according to the present invention comprising a one-bit comparator, as being a strongly oversampled second-order sigma-delta converter (with respect to the bandwidth ), whereas a force measuring device according to the present invention comprising a multi-bit converter simply corresponds to an oversampled second order sigma-delta converter.
Claims (6)
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9212691A FR2697090B1 (en) | 1992-10-21 | 1992-10-21 | Force measuring device. |
| EP93115773A EP0590658A1 (en) | 1992-10-02 | 1993-09-30 | Force measuring apparatus |
| US08/130,180 US5454266A (en) | 1992-10-02 | 1993-10-01 | Force measuring device |
| JP5269456A JPH06265417A (en) | 1992-10-02 | 1993-10-04 | Force-measuring device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9212691A FR2697090B1 (en) | 1992-10-21 | 1992-10-21 | Force measuring device. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2697090A1 true FR2697090A1 (en) | 1994-04-22 |
| FR2697090B1 FR2697090B1 (en) | 1994-12-30 |
Family
ID=9434818
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR9212691A Expired - Lifetime FR2697090B1 (en) | 1992-10-02 | 1992-10-21 | Force measuring device. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2697090B1 (en) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1583536A (en) * | 1978-03-21 | 1981-01-28 | Singer Co | Electrostatic accelerometer |
| WO1989012830A2 (en) * | 1988-06-20 | 1989-12-28 | Triton Technologies, Inc. | Micro-machined accelerometer |
| US4930043A (en) * | 1989-02-28 | 1990-05-29 | United Technologies | Closed-loop capacitive accelerometer with spring constraint |
-
1992
- 1992-10-21 FR FR9212691A patent/FR2697090B1/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1583536A (en) * | 1978-03-21 | 1981-01-28 | Singer Co | Electrostatic accelerometer |
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Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| SENSORS AND ACTUATORS - A PHYSICAL, vol. A21, no. 1/3, février 1990, pages 316-319, Lausanne, CH; S. SUZUKI et al.: "Semiconductor capacitance-type accelerometer with PWM electrostatic servo technique" * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2697090B1 (en) | 1994-12-30 |
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