FR2690749A1

FR2690749A1 - Microwave transmission line phase discriminator using spatial sampling of standing wave - uses regularly spaced detectors selectively inputting signals via delay resistances to summers which produce phase angle sine and cosine outputs to division circuit which calculates ratio.

Info

Publication number: FR2690749A1
Application number: FR8909636A
Authority: FR
Inventors: Montardy Jean-Luc; Chamouard Eric; Jahan Daniel
Original assignee: Thomson CSF SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 1989-07-18
Filing date: 1989-07-18
Publication date: 1993-11-05
Anticipated expiration: 2009-07-18
Also published as: FR2690749B1

Abstract

The transmission line (1) carries signals of equal frequency travelling in opposite directions, setting up standing waves at high frequency. Regularly spaced detectors (4) sample the signal at different points on the line. Detector outputs are filtered and processed in parallel by electronic circuits (7,8,9,10) which calculate the sine and cosine of the phase angle. The sine and cosine calculations are combined in electronic circuits (11,12) which calculate the phase angle. USE/ADVANTAGE - Phase measurement of high frequency standing waves in transmission lines with reduced impact of systematic errors.

Description

DISCRIMINATEUR DE PHASE
A ECHANTILLONNAGE SPATIAL
La présente invention concerne un dispositif de mesure du déphasage existant entre deux signaux de même frequence notamment dans la bande hyperfrequence. Elle est relative plus particulièrement à un discriminateur de phase opérant à partir d'un échantillonnage spatial d'une enveloppe de régime d'ondes stationnaires engendres par les signaux dont le déphasage est à mesurer dans une ligne de transmission qu'ils parcourent en sens opposés.DISCRIMINATOR OF PHASE
A SPATIAL SAMPLING
The present invention relates to a device for measuring the phase difference existing between two signals of the same frequency, especially in the microwave band. It relates more particularly to a phase discriminator operating from a spatial sampling of a steady-state wave envelope generated by the signals whose phase shift is to be measured in a transmission line that they are traveling in opposite directions. .

Dans ce genre de discriminateurs de phase qui ne nécessitent pas de coupleur ni de dephaseur 904 difficiles à réaliser pour un fonctionnement à large bande, il est connu d'effectuer la mesure du déphasage en mesurant la distance separant le milieu de la ligne de transmission du maximum le plus proche du régime d'ondes stationnaires et en faisant le rapport de cette distance a celle séparant deux maxima consecutifs du régime d'ondes stationnaires. In this type of phase discriminator which does not require a 904 coupler or phase shifter difficult to achieve for wideband operation, it is known to measure the phase shift by measuring the distance separating the medium from the transmission line of the transmission line. maximum closest to the stationary wave regime and making the ratio of this distance to that separating two consecutive maxima of the standing wave regime.

Cette mesure est peu précise car il est difficile de situer avec une grande précision la position des maxima du régime d'ondes stationnaires qui est échantillonne avec un nombre limité de points.This measurement is not very precise because it is difficult to locate with great precision the position of the maxima of the standing wave regime which is sampling with a limited number of points.

La présente invention a pour but une mesure précise du déphasage entre deux signaux de même fréquence d'une mise en oeuvre simple sur une très large bande de fréquence. The present invention aims to accurately measure the phase shift between two signals of the same frequency of a simple implementation over a very wide frequency band.

Elle a pour objet un discriminateur de phase à échantillonnage spatial comportant
- une ligne de transmission parcourue en sens opposés par deux signaux de même fréquence dont le déphasage est à mesurer, les dits signaux engendrant dans la ligne de transmission un regime d'ondes stationnaires,
- des détecteurs repartis le long de la ligne de transmission echantillonnant l'amplitude de l'enveloppe du regime d'ondes stationnaires établi au sein de la ligne de transmission et
- un discriminateur de phase spatiale qui est connecté aux sorties des détecteurs et qui comporte au moins
un premier moyen de calcul effectuant une somme pondérée des signaux de sortie des détecteurs proportionnelle au sinus de l'angle de déphasage à mesurer,
un deuxième moyen de calcul effectuant une somme pondérée des signaux de sortie des détecteurs proportionnelle au cosinus de l'angle de déphasage à mesurer et
un circuit diviseur effectuant le rapport des signaux de sortie des premier et deuxième moyens de calcul.It relates to a spatial sampling phase discriminator comprising
a transmission line traversed in opposite directions by two signals of the same frequency whose phase shift is to be measured, the said signals generating, in the transmission line, a regime of standing waves,
- detectors distributed along the transmission line sampling the amplitude of the envelope of the standing wave regime established within the transmission line and
a spatial phase discriminator which is connected to the outputs of the detectors and which comprises at least
first calculating means performing a weighted sum of the detector output signals proportional to the sine of the phase shift angle to be measured,
second calculating means performing a weighted sum of the cosine proportional output signals of the phase shift angle to be measured and
a divider circuit performing the ratio of the output signals of the first and second calculating means.

De manière avantageuse, le discriminateur de phase à échantillonnage spatial comporte en outre un circuit d'elimination de composante moyenne intercalé en sortie des détecteurs. Advantageously, the spatial sampling phase discriminator further comprises a medium component elimination circuit interposed at the output of the detectors.

D'autres caractéristiques et avantages de l'invention ressortiront de la description de plusieurs modes de réalisation donnés à titre d'exemple. Cette description sera faite ci-après en regard du dessin dans lequel des figures 1 et 2 représentent des schemas de discriminateurs de phase à échantillonnage spatial conformes à l'invention. Other features and advantages of the invention will emerge from the description of several embodiments given by way of example. This description will be made below with reference to the drawing in which FIGS. 1 and 2 show spatial sampling phase discriminator schemes in accordance with the invention.

On distingue sur la figure 1, une ligne de transmission 1 recevant à une extrémité 2 un signal hyperfréquence de la forme Eo exp (j a > t) et à l'autre extrémité 3 un signal hyperfréquence de la forme
Eo exp j(wt+ ). En prenant l'extrémité 2 pour origine, la tension E(x) en un point quelconque de la ligne distant de x de l'extrémité 2 est la somme d'une composante due au signal Eo exp (j # t) s'exprimant par
Eo exp j w (t
v v étant la vitesse des ondes dans la ligne de transmission, et d'une composante due au signal
Eo exp j( w t + (p > s'exprimant par
Eo exp j (w t - w L + w x + (p)
v v
L étant la longueur de la ligne de transmission de sorte que la tension E(x) en un point de la ligne de transmission s'exprime par
E(x) = Eo exp(j wt) E exp(-j u x) +
v
exp(j wx - j wL + j (p)
v v ou encore
E(x)=2 Eo cos( wx - # L + )exp j (wt- wL + >
v 2v 2 2v 2
N sondes sont régulièrement réparties le long de la ligne de transmission depuis ses extrémités avec un pas d'espacement Ex. Elles réalisent une détection quadratique du régime d'ondes stationnaires établi sur la ligne de transmission et detectent une enveloppe v(x) qui a pour valeur V(x) = 2 Eo2 cos2 ( # x - # L + #)
v 2v 2 ou encore
V(x) = 2 Eo2 (1 + cos ( 2 # (x- L) + #)]
v 2
Ces N sondes sont constituees chacune d'un détecteur quadratique L couplé à la ligne de transmission 1 par un condensateur 5 et suivi par un filtre passe-bas 6. Elles délivrent un échantillonnage v (k) de l'enveloppe v (x) qui, en supposant qu'elles soient numérotées de O à
N-l en partant de l'extrémité 2 prise pour origine de la distance x, c'est-à-dire que l'on ait les relations x = k A x et L = (N-l) A x est de la forme v(k) = 2 Eo2 El + cos ( 2 w Ax (k- N-1) + #) ]
v 2
pour k E (O,.., N-l)
En tenant compte du fait que l'écartement unitaire A x des sondes le long de la ligne de transmission 1 correspond, pour satisfaire au théorème de l'échantillonnage, à la moitie de la longueur d'onde minimale de l'enveloppe quadratique détectée, c'est-à-dire au quart de la longueur d'onde correspondant à la frequence maximale des signaux d'entree = X = ~ xm = v
4 4 f max on peut exprimer l'échantillonnage de l'enveloppe v (k) sous la forme normalisée v(k) = 2 Eo2El+cos( tf (k- N-l) + ç )) (1)
fmax 2
Il est possible d'extraire la valeur de la phase par un traitement linéaire des tensions échantillonnees v(k) quelle que soit la fréquence f inconnue des signaux appliqués aux extrémités de la ligne de transmission pourvu que celle-ci soit comprise dans la bande de fonctionnement. En effet, on peut associer à la suite des tensions échantillonnées v(k) un spectre discret de fréquence au moyen d'une transformation discrète de
Fourier

où W (k) est une pondération spatiale tenant compte de la fenêtre rectangulaire d'analyse qui est de dimension finie en raison de la longueur limitée de la ligne de transmission. Ce spectre discret peut également être mis sous la forme approximative suivante en négligeant les effets parasites dus à l'échantillonnage et ceux du bruit qui sont d'autant plus sensibles que l'amplitude des composantes est faible
S(n) = C G(n-nO) exp (j ç ) V n E
C étant une constante représentant la puissance des signaux et G une fonction réelle qui est la transformée de
Fourier de la fenêtre d'analyse compte tenu de la fonction de pondération spatiale W(k) utilisée. Dans le cas où
W(k) = 1 V k (0,..,N-l)
On a
G(n-nO) = sinc ['r(n-n0)] nO dépendant de la fréquence des signaux injectés aux extrémités de la ligne de transmission.FIG. 1 shows a transmission line 1 receiving at one end 2 a microwave signal of the form Eo exp (ja> t) and at the other end 3 a microwave signal of the form
Eo exp j (wt +). Taking the end 2 as the origin, the voltage E (x) at any point on the distant line of x of the end 2 is the sum of a component due to the signal Eo exp (j # t) expressing by
Eo exp jw (t
vv being the speed of the waves in the transmission line, and a component due to the signal
Eo exp j (wt + (p> speaking by
Eo exp j (wt - w L + wx + (p)
vv
Where L is the length of the transmission line so that the voltage E (x) at a point in the transmission line is expressed by
E (x) = Eo exp (j wt) E exp (-jux) +
v
exp (j wx - j wL + j (p)
vv or again
E (x) = 2 Eo cos (wx - # L +) exp j (wt-wL +>
v 2v 2 2v 2
N probes are regularly distributed along the transmission line from its ends with a spacing pitch Ex. They perform a quadratic detection of the standing wave regime established on the transmission line and detect an envelope v (x) which has for value V (x) = 2 Eo2 cos2 (# x - # L + #)
v 2v 2 or even
V (x) = 2 Eo2 (1 + cos (2 # (x-L) + #)]
v 2
These N probes are each constituted by a quadratic detector L coupled to the transmission line 1 by a capacitor 5 and followed by a low-pass filter 6. They deliver a sampling v (k) of the envelope v (x) which , assuming they are numbered from O to
Nl starting from the end 2 taken for origin of the distance x, that is to say that we have the relations x = k A x and L = (Nl) A x is of the form v (k ) = 2 Eo2 El + cos (2 w Ax (k-N-1) + #)]
v 2
for k E (O, .., Nl)
Taking into account that the unit spacing A x of the probes along the transmission line 1 corresponds, to satisfy the sampling theorem, to half of the minimum wavelength of the detected quadratic envelope, that is, one quarter of the wavelength corresponding to the maximum frequency of the input signals = X = ~ xm = v
4 4 f max one can express the sampling of the envelope v (k) in the normalized form v (k) = 2 Eo2El + cos (tf (k-Nl) + ç)) (1)
fmax 2
It is possible to extract the value of the phase by a linear treatment of the sampled voltages v (k) irrespective of the unknown frequency of the signals applied to the ends of the transmission line provided that it is included in the transmission band. operation. Indeed, we can associate in the following sampled voltages v (k) a discrete spectrum of frequency by means of a discrete transformation of
Fourier

where W (k) is a spatial weighting taking into account the rectangular analysis window which is of finite dimension due to the limited length of the transmission line. This discrete spectrum can also be put into the following approximate form by neglecting the parasitic effects due to the sampling and those of the noise which are more sensitive that the amplitude of the components is weak
S (n) = CG (n-nO) exp (e) V n E
C being a constant representing the signal strength and G a real function which is the transform of
Fourier of the analysis window given the spatial weighting function W (k) used. In the case where
W (k) = 1 V k (0, .., Nl)
We have
G (n-nO) = sinc ['r (n-n0)] n0 depending on the frequency of the signals injected at the ends of the transmission line.

On peut alors écrire la relation

qui montre que l'on peut tirer la valeur du déphasage ru de celle de l'argument du nombre complexe S forme de la somme des points complexes S(n) de la transformée discrète de
Fourier. Soient X la partie réelle et Y la partie imaginaire de ce nombre complexe S. Il vient
Arctg Y/X = (p ou encore
Y = a sin #
X = a cos # a étant une constante.We can then write the relation

which shows that we can derive the value of the phase shift de r from that of the argument of the complex number S form of the sum of the complex points S (n) of the discrete transform of
Fourier. Let X be the real part and Y the imaginary part of this complex number S. It comes
Arctg Y / X = (p or else
Y = a sin #
X = a cos # a being a constant.

D'après les relations 2 et 3, on peut écrire :

From relations 2 and 3, we can write:

U (n) étant une pondération fréquentielle permettant d'optimiser la réponse en fréquence pour tenir compte par exemple des pertes de la ligne de transmission.U (n) being a frequency weighting that makes it possible to optimize the frequency response to take account, for example, of losses of the transmission line.

Les termes X et Y peuvent se mettre sous la forme de sommes pondérées des tensions v(k). On peut écrire en effet

avec des coefficients de pondération x(k) et y(k) ayant pour valeurs

The terms X and Y can be in the form of weighted sums of voltages v (k). We can write indeed

with weighting coefficients x (k) and y (k) having as values

La partie reelle X proportionnelle au cosinus de l'angle de déphasage (p est alors obtenue, comme representé à la figure 1, sous la forme d'une sommation pondéré Sc des tensions de sortie des sondes détectrices réalise au moyen d'un sommateur 7 connecté en entre aux differentes sorties des détecteurs par l'intermédiaire de resistances de pondération 8. La partie imaginaire proportionnelle au sinus de l'angle de déphasage (p est également obtenue sous la forme d'une sommation pondérée os des tensions de sortie des sondes detectrices réalisée au moyen d'un sommateur 9 connecté en entrée aux différentes sorties des détecteurs par l'intermédiaire de resistances de pondération 10. Un circuit diviseur ll connecté aux sorties des sommateurs 7 et 9 effectue la division de la partie imaginaire Y par la partie réelle X. Le quotient obtenu est appliqué à un circuit de determination d'arctangente 12 qui fournit la valeur du déphasage ç et qui est constitué, par exemple, de deux convertisseurs analogique-numériques adressant une memoire morte contenant une table de définition de la fonction arctangente. The actual proportional portion X cosine of the phase shift angle (p is then obtained, as represented in FIG. 1, in the form of a weighted summation Sc of the output voltages of the detecting probes produced by means of an adder 7 connected in between the different outputs of the detectors via weighting resistors 8. The imaginary portion proportional to the sine of the phase shift angle (p is also obtained in the form of a weighted summation os of the output voltages of the probes detectors produced by means of a summator 9 connected at input to the different outputs of the detectors via weighting resistors 10. A divider circuit 11 connected to the outputs of the summers 7 and 9 divides the imaginary part Y by the part X. The quotient obtained is applied to an arctangent determination circuit 12 which supplies the phase shift value ç and which is constituted, for example e, two analog-digital converters addressing a memory containing a table defining the arctangent function.

Il est possible d'améliorer le fonctionnement du discriminateur de phase à échantillonnage spatial qui vient d'être décrit en éliminant la composante moyenne des tensions v(k) échantillonnées par les sondes ce qui permet de supprimer du spectre discret de fréquence les composantes proches de la fréquence nulle qui sont sans intérêt pour la mesure du déphasage r . Concrètement, cela se fait en intercalant aux sorties des sondes un circuit de suppression de composante moyenne constitue d'un sommateur calculant la composante moyenne des tensions des détecteurs par une sommation pondérée de ces dernières et de N soustracteurs soustrayant des tensions de sortie de ces N sondes, la composante moyenne délivrée par le s ommateur. It is possible to improve the operation of the spatial sampling phase discriminator which has just been described by eliminating the average component of the voltages v (k) sampled by the probes, which makes it possible to remove from the discrete frequency spectrum the components close to the zero frequency which are of no interest for the measurement of phase shift r. Concretely, this is done by inserting at the outputs of the probes an average component suppression circuit of an adder calculating the average component of the voltages of the detectors by a weighted summation of the latter and N subtractors subtracting output voltages of these N probes, the average component delivered by the consumer.

Avec un nombre de sondes détectrices égal à 20, une pondération spatiale de type Tchebichev et une pondération frequentielle uniforme égale à 1, les coefficients x(k) et y(k) utilisés dans les sommations des signaux de sortie v(k) des sondes detectrices donnant les parties reelles X et imaginaire Y peuvent avoir, par exemple, les valeurs suivantes
x (o) = y (O) = - 0,1157
x (1) = - y (1) = 0,0876
x (2) = y (2) = - 0,237
x (3) = - y (3) = 0,087
x (4) = y (4) = - 0,533
x (5) = - y (5) = - 0,059
x (6) = y (6) = - 1,062
x (7) = - y (7) = - 0,636
x (8) = y (8) = - 2,494
Y (9) = - Y (9) = 5,853
x (k) = + x (N-l-k)
y (k) = - y (N-l-k)
En variante, pour atténuer l'influence du bruit qui est plus importante sur les composantes de faible amplitude que sur les composantes de forte amplitude de la transformée discrète de Fourier, on peut faire subir à ces composantes une distorsion favorisant celles de plus fortes amplitudes avant de les sommer de manière pondérée pour obtenir les parties réelle X et imaginaire Y puis de leur faire subir la distorsion inverse pour retrouver leur ordre de grandeur initial. Cela revient à généraliser les relations (4) et (5) de la manière suivante

ou H (x) est une fonction conservant le signe de x de la forme
H (x) = signe (x).h (lxi > dans lequel h ((xi) et sa dérivée h'((x() sont des fonctions de x positives et croissantes avec h (o) = 0.With a number of detector probes equal to 20, a Chebichev-type spatial weighting and a uniform frequency weighting equal to 1, the coefficients x (k) and y (k) used in the summations of the output signals v (k) of the probes which gives the real parts X and imaginary Y can have, for example, the following values
x (o) = y (O) = - 0.1157
x (1) = - y (1) = 0.0876
x (2) = y (2) = - 0.237
x (3) = - y (3) = 0.087
x (4) = y (4) = - 0.533
x (5) = - y (5) = - 0.059
x (6) = y (6) = - 1,062
x (7) = - y (7) = - 0.636
x (8) = y (8) = -2.494
Y (9) = - Y (9) = 5.853
x (k) = + x (Nlk)
y (k) = - y (Nlk)
As a variant, to attenuate the influence of the noise which is more important on the components of small amplitude than on the components of high amplitude of the discrete Fourier transform, these components can be subjected to a distortion favoring those of greater amplitudes before to sum them in a weighted way to obtain the real parts X and imaginary Y then to make them undergo the inverse distortion to find their order of magnitude initial. This amounts to generalizing relations (4) and (5) as follows

where H (x) is a function that retains the sign of x of the form
H (x) = sign (x) .h (lxi> where h ((xi) and its derivative h '((x () are positive and increasing functions of x with h (o) = 0.

La figure 2 représente une realisation analogique d'un discriminateur de phase à échantillonnage spatial mettant en oeuvre les relations (6) et (7) dans le cas simple où :

FIG. 2 represents an analog realization of a spatial sampling phase discriminator implementing the relations (6) and (7) in the simple case where:

<tb> H <SEP> (x) <SEP> = <SEP> signe <SEP> (x). <SEP> x2
<tb> H-1 <SEP> (x) <SEP> = <SEP> signe <SEP> (x). <SEP> /|x|
<tb>
On distingue sur cette figure 2 la ligne de transmission 1 recevant à une extrémité 2 un signal hyperfrequence de la forme Eo exp (j w t) et à l'autre extrémité 3 un signal hyperfréquence de la forme
Eo exp j( wt + #), et les N sondes régulièrement reparties le long de cette ligne de transmission 1 et constituées chacune d'un détecteur quadratique 4 couplé à la ligne de transmission 1 par un condensateur 5 et suivi d'un filtre passe-bas 6.<tb> H <SEP> (x) <SEP> = <SEP> sign <SEP> (x). <SEP> x2
<tb> H-1 <SEP> (x) <SEP> = <SEP> sign <SEP> (x). <SEP> / | x |
<Tb>
FIG. 2 shows the transmission line 1 receiving at one end 2 a microwave signal of the form Eo exp (jwt) and at the other end 3 a microwave signal of the form
Eo exp j (wt + #), and the N probes regularly distributed along this transmission line 1 and each consisting of a quadratic detector 4 coupled to the transmission line 1 by a capacitor 5 and followed by a filter passes down 6.

Les sorties de N sondes sont connectées aux N conducteurs d'un bus 20 raccordés par des résistances de pondération 30, 40 aux entrées d'un premier étage de sommateurs forme de deux rangées de sommateurs 50, 60 délivrant l'une 50 les composantes-imaginaires des points de la transformée discrète de Fourier

et l'autre 60 les composantes réelles des points de la transformée discrète de Fourier

The outputs of N probes are connected to the N conductors of a bus 20 connected by weighting resistors 30, 40 to the inputs of a first stage of summers, which form two rows of summers 50, 60 supplying one of the 50 components. imaginary points of the discrete Fourier transform

and the other 60 the actual components of the points of the discrete Fourier transform

Des circuits de distorsion favorisant les fortes amplitudes au detriment des petites et réalisant la fonction
H (x) = x.lxl = signe (x).x2 sont connectés individuellement aux sorties de chaque sommateur des deux rangees 50 et 60 du premier étage de sommateurs. Ils sont constitués chacun d'un multiplicateur 51, 52, 61, 62 à deux entrées connecté en sortie du sommateur considéré 50, 60 l'une directement et l'autre par l'intermédiaire d'un circuit d'extraction de valeur absolue 53, 54, 63, 64.Distortion circuits favoring large amplitudes to the detriment of small ones and realizing the function
H (x) = x.lxl = sign (x) .x2 are individually connected to the outputs of each adder of the two rows 50 and 60 of the first stage of summers. They each consist of a multiplier 51, 52, 61, 62 with two inputs connected at the output of the adder 50, 60, one directly and the other via an absolute value extraction circuit 53 , 54, 63, 64.

Un deuxième étage de sommateurs constitué de deux sommateurs 55 et 65 est placé en sortie des circuits de distorsion. Le sommateur 55 connecté en entrée aux sorties des multiplicateurs 51, 52 des circuits de distorsion operant sur les signaux délivrés par les sommateurs 50 du premier étage délivre la somme des composantes imaginaires distordues des points de la transformée discrète de Fourier :

A second summator stage consisting of two summators 55 and 65 is placed at the output of the distortion circuits. The summator 55 connected at input to the outputs of the multipliers 51, 52 of the distortion circuits operating on the signals delivered by the summers 50 of the first stage delivers the sum of the imaginary components distorted from the points of the discrete Fourier transform:

Le sommateur 65 connecté en entrée aux sorties des multiplicateurs 61, 62 des circuits de distorsion opérant sur les signaux délivrés par les sommateurs 60 du premier étage délivre la somme des composantes réelles distordues des points de la transformée discrète de Fourier

The adder 65 connected at input to the outputs of the multipliers 61, 62 of the distortion circuits operating on the signals delivered by the summators 60 of the first stage delivers the sum of the real distorted components of the points of the discrete Fourier transform.

Les sorties des sommateurs 55 et 65 du deuxième étage de sommateurs sont connectées aux entres de deux circuits de contre distorsion qui corrigent au niveau des sommes les distorsions introduites sur les composantes de manière à faire en sorte que les sommes obtenues restent globalement proportionnelles au sinus et au cosinus de l'angle de déphasage (pce qui etait le cas en l'absence de distorsion compte non tenu des effets du bruit. Les circuits de contre distorsion realisent la fonction H-1 (x) = signe (x).

et comportent chacun un multiplicateur 56, 66 à deux entrées connectées en sortie du sommateur considere 55, 65 l'une par l'intermédiaire d'un circuit d'extraction de signe 57, 67 et l'autre par l'intermédiaire d'un circuit d'extraction de racine carrée 58, 68 précédé d'un circuit d'extraction de valeur absolue 59, 69.The outputs of summators 55 and 65 of the second stage of summators are connected to the inputs of two counter-distortion circuits which correct at the sums the distortions introduced on the components so as to ensure that the sums obtained remain globally proportional to the sine and to the cosine of the phase shift angle (which was the case in the absence of distortion, excluding the effects of noise) The counter-distortion circuits perform the function H-1 (x) = sign (x).

and each comprise a multiplier 56, 66 with two inputs connected at the output of the adder considered 55, 65 one via a signal extraction circuit 57, 67 and the other via a square root extraction circuit 58, 68 preceded by an absolute value extraction circuit 59, 69.

En sortie des multiplicateurs 56, 66 des circuits de contre distorsion est connecté un circuit diviseur 70 qui effectue la division du signal issu du multiplicateur 56 correspondant globalement à la partie imaginaire f et proportionnel au sinus de l'angle de déphasage ç par le signal issu du multiplicateur 65 correspondant globalement à la partie réelle X et proportionnel au cosinus de l'angle de déphasage (p . Le quotient obtenu est applique à un circuit de détermination de l'arctangente 71 qui peut être constitué, comme precedemment, de deux convertisseurs analogique-numérique adressant une memoire numérique contenant une table de définition de la fonction arctangente et qui délivre la valeur de l'angle de déphasage (p. At the output of the multipliers 56, 66 of the counter-distortion circuits is connected a divider circuit 70 which divides the signal coming from the multiplier 56 corresponding generally to the imaginary part f and proportional to the sine of the phase shift angle ç by the signal coming from multiplier 65 corresponding generally to the real part X and proportional to the cosine of the phase shift angle (p) The quotient obtained is applied to an arctangent determining circuit 71 which can consist, as before, of two analog converters. -Numeric addressing a digital memory containing a table of definition of the arctangent function and which delivers the value of the angle of phase shift (p.

En variante, on peut imaginer d'autres types de distorsions favorisant les fortes amplitudes des composantes réelles et imaginaires des points de la transformée discrète de Fourier au dépend des amplitudes faibles, par exemple une distorsion du genre
H (x) = ex-1 et la distorsion inverse
H-1(x) = ln (x+l) avec ln = log. Népérien
Ces traitements non linéaires ont l'avantage de diminuer sensiblement les erreurs systématiques dues par exemple aux effets de l'échantillonnage et d'améliorer la sensibilite par une augmentation du rapport signal sur bruit. As a variant, it is possible to imagine other types of distortions favoring the high amplitudes of the real and imaginary components of the points of the discrete Fourier transform at the expense of small amplitudes, for example a distortion of the kind
H (x) = ex-1 and inverse distortion
H-1 (x) = ln (x + 1) with ln = log. neperian
These nonlinear treatments have the advantage of substantially reducing the systematic errors due for example to the effects of the sampling and to improving the sensitivity by an increase in the signal-to-noise ratio.

Claims

1. A phase discriminator with spatial sampling, characterized in that it comprises

- a transmission line (1) traversed, in opposite directions, by two signals of the same frequency whose phase shift is to be measured,

detectors (4) spaced along the transmission line (1) sampling the amplitude of the envelope of the standing wave regime established within the transmission line (1) and

a spatial phase discriminator which is connected to the outputs of the detectors (4) and which comprises at least

first calculating means (9, 10) performing a weighted summation of the output signals of the detectors (4) proportional to the sine of the phase shift angle to be measured,

second calculating means (7, 8) performing a weighted summation of the output signals of the detectors (4) proportional to the cosine of the phase shift angle to be measured and

a divider circuit (11) effecting the ratio of the output signals of the first and second calculating means (9, 10, 7, 8).

2. Discriminator according to claim 1, characterized in that it further comprises a medium component elimination circuit interposed at the output of the detectors (4).

3. Discriminator according to claim 1, characterized in that the first calculation means comprises

a first stage constitutes a group of summers (50) performing weighted sums of the output signals of the detectors (4) proportional to the imaginary components of the points of the discrete Fourier transform constructed from the spatial samples of the amplitude of envelope delivered by the detectors (4) and

a second stage consisting of a summator (55) effecting the sum of the output signals of the summator group (50) delivering sums proportional to the imaginary components of the points of the said discrete Fourier transform, and in that the second means of calculation involves

a first stage consisting of a group of summers (60) performing weighted sums of the output signals of the detectors (4) proportional to the real components of the points of said discrete Fourier transform and

a second stage consisting of an adder (65) effecting the sum of the output signals of the summator group (60) delivering sums proportional to the real components of the points of said discrete Fourier transform.

4. Discriminator according to claim 3, characterized in that the first and second calculation means comprise distortion circuits (51, 53, 52, 54, 61, 63, 62, 64) interposed individually at the outputs of the summators (50, 60) of their first stage effecting a dilating transformation of the high amplitude signals with respect to the low amplitude signals and the counterstain circuits (57, 58, 59, 67, 68, 69) interposed individually with the outputs of the summators (55, 65) of their second stage performing an inverse transformation of that of the distortion circuits.

5. Discriminator according to claim 4, characterized in that the distortion circuits (51, 53, 52, 61, 63, 62, 64) perform on the output signals summers (50, 60) of the first stage of the first and second calculation means a transformation defined by an invertible H (x) function such that

H (x) = sign (x) .h (Ixl) where h (him) and his derivative h h'tlxl) are positive and increasing functions with h (o) = o.

6. Discriminator according to claim 5, characterized in that the distortion circuits (51, 53, 52, 54, 61, 63, 62, 64) perform on the output signals summators (50, 60) of the first stage of first and second calculation means a transformation defined by the function

H (x) = sign x. x2 and in that the counter-distortion circuits (57, 58, 59, 67, 68, 69) perform on the output signals of the summers (55, 65) of the second stage of the first and second calculation means the inverse transformation defined Dar the function

H-1 (x) = sign

H-1 (x) = ln (x + l) with ln = log.nepérien.

H (x) = exp (x) -1 and in that the counter-distortion circuits perform on the output signals of the summers (55, 65) of the second stage of the first and second calculating means the inverse transformation defined by the function

7. Discriminator according to claim 5, characterized in that the distortion circuits perform on the outputs of summators (50, 60) of the first stage of the first and second calculation means a transformation defined by the function