FR2680250A1

FR2680250A1 - Procede et dispositif d'imagerie ultra-sonore d'objets en milieu liquide.

Info

Publication number: FR2680250A1
Application number: FR9110014A
Authority: FR
Inventors: Alais Pierre
Original assignee: Universite Pierre et Marie Curie Paris 6
Current assignee: Universite Pierre et Marie Curie Paris 6
Priority date: 1991-08-06
Filing date: 1991-08-06
Publication date: 1993-02-12
Anticipated expiration: 2011-08-06
Also published as: FR2680250B1

Abstract

Le dispositif permettant la détection d'obstacles en milieu liquide, comprend un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs et un bloc électronique émetteur-récepteur relié aux transducteurs, comprenant des moyens pour provoquer l'émission par chaque transducteurs d'un signal E(t) ayant un enveloppe temporelle A(t), de la forme: E(t) = A(t). exp[-2jpinut]. Le bloc comprend des moyens de démodulation complexe analogique des signaux d'écho fournis par les transducteurs, des moyens d'échantillonnage des composantes des signaux démodulés et de stockage des échantillons dans une mémoire adressable, des moyens de mémorisation des échantillons et des moyens pour constituer le signal d'écho pour chaque point d'image à réaliser par sommation des contributions du signal d'écho reçues des transducteurs. Chaque contribution est obtenue par multiplication complexe d'un échantillon, retardé du temps de parcours entre le point à imager et le transducteur respectif, par un terme exponentiel de remise en phase mémorisé dans le bloc.

Description

PROCEDE ET DISPOSITIF D'IMAGERIE ULTRA-SONORE D'OBJETS
EN MILIEU LIQUIDE
L'invention concerne les procédés et dispositifs d'imagerie ultrasonore mettant en oeuvre un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs et un bloc électronique émetteur/récepteur qui est associé aux transducteurs par l'intermédiaire de moyens imposant aux signaux émis un retard ou un déphasage qui varie avec les transducteurs suivant une loi qui réalise une focalisation à une distance déterminée en tenant compte des différences de parcours.

Elle concerne plus particulièrement ceux de ces procédés et dispositifs qui sont destinés à être utilisés en milieu liquide, et notamment marin, pour détecter des objets relativement éloignés, comparés à ceux détectés en imagerie médicale par exemple.

On connaît déjà des dispositifs de ce genre.

Certains utilisent des moyens de création de retard, par des techniques numériques. La nécessité de disposer d'un nombre minimum d'échantillons par période fait qu'ils ne sont utilisés directement que pour les fréquences basses adaptées pour l'imagerie marine à très grande portée, notamment en bathymétrie océanique.

D'autres, fonctionnant à des fréquences plus élevées, utilisent des moyens analogiques.

Si par exemple il y a émission d'un signal de fréquence v et d'enveloppe temporelle A(t), représentable par
E(t) = A(t) . exp (-2jwti (1) la contribution du transducteur d'ordre i au signal d'écho fourni par une cible ponctuelle sera, à un facteur près
Ri(t) = A(t-si/c) . exp C-2jru(t-si/c)l (2) si/c étant le temps de parcours, égal à la distance si divisée par la célérité dans le milieu liquide.

Deux méthodes sont classiquement utilisées pour compenser les retards si/c. L'une consiste à retarder le signal reçu par chaque transducteur i de TO - si/c, où 10 est un temps constant. L'autre consiste à compenser les déphasages ; en pratique, elle est mise en oeuvre en appliquant aux signaux reçus un retard choisi parmi un nombre fini de retards tous compris entre 0 et 1/9. Cette technique, décrite dans le document FR-A-2 292 978, a l'avantage de la simplicité. En contrepartie, elle augmente les lobes secondaires et gêne le fonctionnement à fréquence variable.

La fiabilité et la précision des techniques numériques rend souhaitable d'étendre leur application à l'imagerie aux fréquences ultra-sonores relativement élevées requises pour les portées moyennes et faibles. A titre indicatif, les dispositifs d'imagerie frontale en milieu marin fonctionnent dans une plage comprise entre 400 et 900 kHz et les sonars de pêche multifaisceaux entre 75 et 130 kHz.

Pour les dispositifs d'imagerie à haute fréquence, pour lesquels les retards correspondent à plusieurs longueurs d'ondes, seule la remise en phase est envisageable lorsqu'on veut opérer par voie numérique.

La demande de brevet français n" 89 07803 fait appel à une détection super-hétérodyne avec une fréquence de référence sR. On peut ainsi traiter des si gnaux à une fréquence plus basse 9 R sR avec des retards qui sont multipliés par le coefficient de réduction de fréquence 9/(9-9R)-
Ce procédé est très efficace pour des antennes ultra-sonores circulaires où les retards sont modérés.

I1 est beaucoup moins intéressant avec des antennes rectilignes ou planes de grande acceptance angulaire conduisant à des retards élevés, car il impose alors d'utiliser des signaux longs, réduisant la résolution longitudinale.

La présente invention vise notamment à fournir un procédé d'imagerie ultra-sonore permettant d'obtenir une résolution longitudinale élevée sans exiger pour autant d'effectuer un échantillonnage à fréquence élevée, ce qui facilite la mise en oeuvre de méthodes numériques de calcul et apporte les avantages inhérents au calcul numérique.

Dans ce but l'invention propose un procédé d'imagerie ultra-sonore dans un milieu mettant en oeuvre un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs, suivant lequel on dirige vers le milieu, à partir de chaque transducteur, un signal E(t) d'enveloppe temporelle A(t), de la forme
E(t) = A(t) . exp (-2jwt) (1) caractérisé en ce qu'on soumet le signal d'écho Ri reçu par chaque transducteur d'ordre i à une démodulation complexe fournissant un signal de variation de l'amplitude complexe du signal Xi + j Yi ; on échantillonne le signal de variation à une fréquence suffisante pour disposer de plusieurs échantillons pendant la durée de l'enveloppe ; et on constitue le signal d'écho pour chaque point de l'image à réaliser par sommation des contributions du signal d'écho reçu des transducteurs, chaque contribution étant obtenue par multiplication complexe d'un échantillon, retardé du temps de parcours entre le point d'image et le transducteur respectif, par un terme exponentiel de remise en phase mémorisé exp C-2jvtsi/cl où si est la longueur de parcours pour le transducteur d'ordre i, c est la célérité du signal ultra-sonore dans le milieu et 9 est la fréquence.

Le signal d'écho reçu par chaque transducteur, après retard, est de la forme
Ri(t) = A(t-ai/c). exp C-2ju(t-ai/c)l
Cette réponse du transducteur est constituée par le produit de deux termes, le premier représentant l'enveloppe du signal et le second terme l'oscillation de la porteuse, avec un terme de retard dû au temps de parcours pour le transducteur d'ordre i.

La démodulation complexe, qui peut utiliser comme signal de référence celui qui est nécessaire à l'émission, fournit les signaux temporels Xi(t) et
Yi(t) i(t) + j Yi(t) = Att-si/c). exp CzJusi/cl
Ce signal représentatif de l'amplitude peut être défini de façon suffisamment précise avec quelques échantillons seulement. L'intervalle entre ces échantillons sera choisi pour correspondre à la résolution longitudinale souhaitée. Dans la pratique, l'intervalle entre échantillons peut être du même ordre de grandeur que la période 1/9 de la porteuse acoustique ou même supérieur à cette période. L'échantillonnage a en effet simplement pour but de traduire correctement l'évolution temporelle de l'enveloppe A(t) retenue pour le signal émis et réfléchi par les obtacles rencontrés dans le milieu. Cet intervalle entre échantillons peut être beaucoup plus élevé que la période d'échantillonnage nécessaire pour effectuer une remise en phase, qui est dans la pratique d'environ 1/10 .

On voit qu'un caractère important de l'invention est l'utilisation d'une démodulation suivie d'une remise en phase effectuée de façon précise et d'un recalage temporel de l'enveloppe qui, lui, peut être effectué avec une approximation grossière, correspondant à l'intervalle temporel entre deux échantillons.

Le procédé qui vient d'être défini est applicable même lorsque le retard maximum parmi les retards si/c est très supérieur à la durée de l'enveloppe A(t).

Au contraire la solution de remise en phase consistant à corriger la phase de ruai/c des signaux Xi + j Yi ne serait plus acceptable dans ce cas, qui est celui, par exemple, des dispositifs d'imagerie à haute résolution longitudinale ou en profondeur, ainsi que des caméras acoustiques et des imageurs frontaux faisant appel à des antennes linéaires ou planes avec des portées courtes, exigeant une résolution longitudinale élevée.

L'opération de remise en phase sur les signaux démodulés, échantillonnés et numérisés peut être effectuée par voie numérique avec une précision très élevée, à condition de mémoriser les coefficients correspondant à des points rapprochés les uns des autres dans le sens longitudinal, c'est-à-dire de prévoir un nombre élevé de voies de lecture qu'on peut qualifier de préformées.

Le recalage temporel n'a pour but que d'assurer une superposition approchée des enveloppes et peut s'effectuer avec une approximation correspondant à l'intervalle temporel entre échantillons.

Souvent, il sera possible d'effectuer un traitement en temps réel des signaux, du fait que leur nombre peut être réduit à celui juste suffisant pour donner la résolution longitudinale souhaitée, chaque voie préformée correspondant à une orientation donnée et à une distance déterminée entre le point dont l'image est à fournir et le réseau.

Le traitement numérique en temps réel peut devenir pratiquement impossible si la durée des pixels en distance est courte et ne laisse qu'un temps insuffisant pour effectuer les calculs sur l'ensemble des voies. Ce cas est celui des imageurs à faible portée. Mais dans ce cas on peut mémoriser les échantillons reçus à la suite d'un tir et les traiter immédiatement ensuite.

Le terme de remise en phase utilisé comporte avantageusement un facteur d'apodisation ai fonction de la voie préformée et notamment de la distance focale, permettant aussi le contrôle de la résolution latérale en fonction de la distance. Ce facteur est incorporé dans la détermination du terme de remise en phase mémorisé pour chaque voie préformée.

Les échantillons sont avantageusement numérisés et stockés dans une mémoire adressable ce qui permet d'obtenir le retard des échantillons par simple sélection de l'adresse de lecture des échantillons soumis à la multiplication complexe. Les termes exponentiels de remise en phase correspondant à tous les transducteurs pour un même point sont mémorisés sous forme numérique pour constituer une même voie préformée de lecture.

Diverses formes d'enveloppe peuvent être utilisées. Mais il sera souvent avantageux d'utiliser une enveloppe parabolique ou en cosinus surélevé, l'échantillonnage à la réception s'effectuant en trois à six points répartis sur l'ensemble de l'enveloppe.

L'invention vise également à fournir un dispositif d'imagerie permettant de mettre en oeuvre le procédé ci-dessus défini.

Dans ce but l'invention propose notamment un dispositif d'imagerie ultra-sonore de détection d'obstacles en milieu liquide, comprenant un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs et un bloc électronique émetteur-récepteur relié aux transducteurs, comprenant des moyens pour provoquer l'émission par chaque transducteurs d'un signal E(t) ayant une enveloppe temporelle
A(t), de la forme
E(t) = A(t). expC-2jrutl caractérisé en ce que le bloc comprend des moyens de démodulation complexe analogique des signaux d'écho fournis par les transducteurs, des moyens d'échantillonnage des composantes des signaux démodulés et de stockage des échantillons dans une mémoire adressable permettant d'identifier l'instant d'échantillonnage, des moyens de mémorisation des échantillons et des moyens pour constituer le signal d'écho pour chaque point d'image à réaliser par sommation des contributions du signal d'écho reçues des transducteurs, chaque contribution étant obtenue par multiplication complexe d'un échantillon, retardé du temps de parcours entre le point à imager et le transducteur respectif, par un terme exponentiel de remise en phase mémorisé dans le bloc.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit d'un mode particulier de réalisation, donné à titre d'exemple non limitatif. La description se réfère aux dessins qui l'accompagnent, dans lesquels
- la figure 1 est un schéma de principe montrant une répartition possible des transducteurs d'un dispositif d'imagerie
- la figure 2 est un schéma synoptique d'une chaîne de traitement numérique des échos pour dispositif d'imagerie, assurant une focalisation ;
- la figure 3 montre l'allure d'une enveloppe
A(t) permettant une apodisation ;
- la figure 4 est un schéma synoptique d'un circuit d'émission qui peut être associé à la chaine de réception de la figure 2.

La répartition de m transducteurs 10 schématisée en figure 1 est fréquemment utilisée dans un dispositif d'imagerie sous-marine frontale à courte portée. Les transducteurs sont répartis régulièrement sur un segment de ligne droite.

La chaine de réception montrée en figure 2 est destinée à être incorporée dans un dispositif comportant également un émetteur d'excitation des transducteurs 10o,..., 10n par un signal du genre montré en traits pleins sur la figure 3. Cet émetteur peut avoir une constitution classique. Cependant, il a avantageusement la constitution qui sera décrite plus loin en faisant référence à la figure 4. Cet émetteur est destiné à appliquer à chacun des transducteurs des signaux successifs ayant chacun la forme indiquée par la formule (1) ci-dessus.

Une même chaîne peut être prévue pour traiter les réponses de tous les transducteurs. Mais, si le nombre de transducteurs est élevé, on peut les répartir en plusieurs groupes associés chacun à une chaine de réception, les sorties des différentes chaines étant ensuite combinées.

Le signal analogique d'écho fourni par chaque transducteur, le transducteur 10i par exemple, est soumis à une démodulation complexe utilisant un signal de référence à fréquence 9 pouvant provenir de l'émetteur.

La démodulation est généralement effectuée à l'aide de deux multiplieurs 12x et 12y recevant respectivement le signal cos arut et le signal sin 2wt, en quadrature l'un par rapport à l'autre. La composante résiduelle, à la fréquence 9, de la porteuse est éliminée par des filtres passe-bas 14x et 14y. On obtient ainsi deux signaux
Xi et Yi à basse fréquence.

Ces signaux sont transmis, par un multiplexeur 16 qui reçoit également les signaux R'(t) = X(t) + j
Y(t) provenant des autres transducteurs du même groupe, à un circuit d'échantillonnage et de conversion analogique-numérique 18 cadencé par les signaux d'horloge fournis par une base de temps 19. Le nombre maximum m de transducteurs auxquels peut être associé un même convertisseur 18 dépend de la cadence maximale possible d'écriture dans une mémoire vive adressable à lectureécriture 20. Ce nombre m sera d'autant plus élevé que le nombre d'échantillons nécessaire pour définir l'enveloppe sera plus faible. Dans la pratique, l'enveloppe peut souvent être définie par trois ou quatre échantillons.

A l'écriture, chaque échantillon est affecté d'une adresse A = Ai + AR, constitué par deux termes
- Ai qui désigne le numéro d'ordre du transducteur (compris entre 1 et m), complété par un bit supplémentaire déterminant s'il s'agit de Xi ou Yi, fourni par le circuit d'adressage pilote 22 ;
- AR qui désigne le pixel considéré en distance (si le traitement est différé) ou l'instant d'échantillonnage (si le traitement est fait instantanément en temps partagé), AR étant fourni par un circuit d'adressage séquentiel 24.

Le recalage approximatif temporel, permettant de ramener en coincidence temporelle approximative les enveloppes de signaux correspondant à des transducteurs pour lesquels la différence de retard dépasse la durée de l'enveloppe, est effectué par modification de l'adresse de lecture par rapport à l'adresse d'écriture.

Cette modification d'adresse est par exemple effectuée par un additionneur 30 qui introduit un retard relatif, exprimé avec une quantification correspondant à l'intervalle entre échantillons numérisés. L'additionneur 30 ajoute, au terme AR de l'adresse, un terme correctif stocké en mémoire morte 26. Cette mémoire stocke les retards correspondant aux différentes voies préformées.

L'adressage en lecture de la mémoire morte 26, donc le choix du retard correctif, est effectuée
- par le circuit d'adressage pilote 22, qui fournit Ai désignant le transducteur, et
- par le circuit d'adressage de groupe de voies préformées 28.

Si p est le nombre de voies préformées retenues le nombre de retards stockés en mémoire 26 sera m.p.

Les deux termes Xi et Yi de l'échantillon lus dans la mémoire 20 et apparaissant sur la sortie 32 sont traités simultanément par deux multiplieurs 36X et 36y destinés à effectuer la multiplication complexe (Xi + j Yi) (ai + jBi) c'est-à-dire: (Xi αi Yiss + j (Xissi + Yiαi)
Le facteur complexe est le produit du coefficient d'apodisation ai pour le ième transducteur par l'exponentielle de remise en phase pour le ième transducteur correspondant à une voie préformée (c'est-à-dire à une distance et à une orientation particulières).

(ai + JSi) = ai exp (-2jw (/c)j
Les coefficients a et P pour les différents transducteurs et les différentes voies préformées sont stockés dans une mémoire morte programmable 34 dont l'adressage est effectué, comme celui de la mémoire 26, à la fois par le circuit d'adressage pilote 22 et par le circuit d'adressage de voies préformées 28. Pour chaque échantillon et pour une voie donnée, la mémoire 34 présente séquentiellement et respectivement d'abord les coefficients (ai, -Pi) puis les coefficients (ssit ai) en réponse aux deux coups d'horloge successifs provoquant respectivement l'application de Xi et Yi aux multiplieurs 36x et 36y.

Les résultats des multiplications sont accumulés par des sommateurs accumulateurs respectifs 38x et 38y.

Au bout de 2m coups d'horloge ces sommateurs contiennent

Les sommes X et Y ainsi obtenues sont transférées dans des bascules de verrouillage 40x, 40y et correspondent à un groupe de m transducteurs. Elles peuvent être ajoutées aux sommes obtenues sur des voies de traitement supplémentaires, en parallèle avec la première, recevant les signaux d'écho d'autres transducteurs, dans un sommateur double 41x, 41y.

Comme on l'a indiqué plus haut, on peut notamment obtenir une apodisation satisfaisante avec une enveloppe
A(t) en cosinus surélevé du genre montré en figure 3, et un échantillonnage en trois points 42 est généralement alors suffisant pour rétablir la coincidence temporelle approximative requise.

Les sommes X et Y peuvent être utilisées directement pour l'affichage vidéo sous forme d'une cartographie, chaque pixel ayant une brillance fonction croissante de (X2 + y2)1/2
Il est possible d'utiliser des signaux d'émission modulés en fréquence, dans la mesure où la modulation de fréquence contenue dans l'amplitude complexe A(t) est représentée avec une précision suffisante par ltéchantillon- nage temporel de numérisation. L'émission utilisée peut alors avoir une durée beaucoup plus longue et la résolution temporelle optimale est atteinte par une compression temporelle, numériquement et en temps réel, du signal accumulé
X + jy, ainsi on obtient à la fois la résolution longitudinale désirée et un rapport signal à bruit plus élevé et donc une augmentation possible de la portée. La démodulation peut être effectuée de façon cohérente à la fréquence médiane.

A titre indicatif, on peut indiquer qu'un dispositif d'imagerie frontale à haute résolution (impliquant un nombre élevé de voies de réception) a été réalisé avec un réseau linéaire de 64 transducteurs répartis au pas de 3 mm et donc une ouverture totale de 192 mm, représentant 96 fois la longueur d'onde dans l'eau à une fréquence de 750 kHz. Un tel réseau a une résolution angulaire potentielle de 0,6 .

Les 2N - 128 informations (64 X et 64 Y) étaient traitées en parallèle par 8 circuits traitant chacun 2m = 16 informations en provenance de 8 transducteurs (8 X et 8 Y).

Un multiplexage analogique à 2 MHz permettait la numérisation de chaque information avec un échantillonnage de 8 rs, ce qui fixe la longueur la plus courte du pixel en distance à sensiblement c.AT/2, soit 6mm, et la résolution longitudinale (qui correspond à peu près à 2 pixels à 6 dB pour une loi d'émission d'enveloppe temporelle parabolique recouvrant 3,6 échantillons, soit 30 zs) à 2 pixels environ, soit 12mm. I1 suffisait de trois échantillons pour définir l'enveloppe. L'acceptance angulaire des transducteurs était de l'ordre de 30 et entrainait, pour les rayons extrêmes à t 15 (en tirets sur la figure 3), un éventail de retards relatifs de l'ordre de t 33 ps recouvrant une plage d'envrion 8 échantillons temporels X et Y. On voit que dans ce cas les retards peuvent être nettement plus importants que la durée du signal émis, ce qui justifie le fait de recaler dans le temps les signaux reçus, d'un retard en fonction de la diretion de voie préformée reconstruite.

Dans le cas ci-dessus, après écriture des 128 x 256 informations correspondant à 256 pixels en distance, le traitement de l'image correspondante, de 256 pixels en distance et de 64 pixels en déviation angulaire, était effectuée en 256 x 64 T, ctest-à-dire environ 16 KT, où T est le temps d'élaboration d'un pixel. Ce temps T correspond à 2m coups d'horloge, soit ici 16 coups d'horloge, c'est-à-dire 2p5 avec une horloge à 8 MHz. Le temps de formation d'image était, dans ce cas, de l'ordre de 32ms, ce qui permet d'avoir une imagerie en temps réel, au moins pour les portées courtes ne dépassant pas la dizaine de mètres. Pour les portées plus importantes, le temps de retour des échos et leur acquisition limitent la cadence des images.

Le signal destiné à former les signaux d'émission
E(t) et à constituer la référence par démodulation cohérente par les multiplieurs 12X et 12y peut être fourni par un circuit du genre montré en figure 4.

Ce circuit comporte un oscillateur 44 stabilisé à fréquence y, attaquant alternativement, par l'intermédiaire d'un commutateur 58, qui reçoit également une commande logique d'émission et de réception, une chaine d'émission du signal E(t) et une chaîne de réception. La chaîne montrée schématiquement en figure 4 permet d'apodiser le signal de façon à éviter l'étalement temporel du signal lors de la reconstitution. Dans ce but, elle comprend un multiplieur hybride 60 ayant une entrée analogique qui reçoit la sinusoide analogique provenant de l'oscillateur et une entrée numérique reliée à la sortie d'une mémoire morte programmée 62.

Un générateur de séquence d'émission 64, mis en action par la commande logique d'émission et pouvant être cadencé par la base de temps 19, permet d'obtenir, à la sortie du multiplieur hybride 60, un signal ayant l'allure montrée en figure 4, ce qui améliore l'apodisation de la focalisation effectuée à la réception.

La chaine de réception alimentée par le commutateur 58 lorsque la commande logique est par exemple au niveau bas, peut avoir une constitution similaire à celle de la chaine d'émission. Celle qui est représentée comporte un multiplieur hybride 66 et une mémoire morte 68 adressée par un générateur 70 de séquence de réception. La mémoire 68 est programmée de façon à provoquer une variation d'amplitude provoquant une variation temporelle de gain compensant la réduction du niveau des échos lointains due à l'absorption.

L'ensemble de la technologie précédemment décrite reposant sur l'utilisation de coefficients complexes a + J ss traduisant une apodisation et un recalage en phase de la porteuse ainsi que de retards, les uns et les autres programmés numériquement pour chaque transducteur, il est très facile de l'utiliser avec des réseaux irréguliers, aléatoires ou à pas variable. Parmi ces derniers un réseau linéaire de transducteurs obtenu en incrémentant de part et d'autre du centre le pas selon une progression arithmétique présente un intérêt particulier.

Par exemple un réseau à nombre pair N de transducteurs est déterminé par l'abscisse xi de la position du premier transducteur vérifiant la loi récurrente
Pi = xi+1 - Xi = P + i-N/2 où Pi est le pas séparant le transducteur i+l du transducteur i.

Le réglage adéquat du paramètre d'incrémentation permet alors d'obtenir une ouverture numérique accrue (et donc aussi une résolution angulaire plus élevée), par exemple double de l'ouverture P(N-1) qu'aurait un réseau au pas constant P alors que la variation régulière du pas interdit la formation de lobes de réseaux liés à l'existence d'un pas constant. Ce double avantage peut permettre de réduire considérablement le nombre de transducteurs et de voies à utiliser pour atteindre un objectif donné en termes de résolution et de champ angulaires.

Claims

REVENDICATIONS

1. Procédé d'imagerie ultra-sonore dans un milieu mettant en oeuvre un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs, suivant lequel on dirige vers le milieu, à partir de chaque transducteur, un signal E(t) d'enveloppe temporelle A(t), de la forme

E(t) = A(t) . exp C-2jrutl (1) caractérisé en ce qu'on soumet le signal d'écho Ri reçu par chaque transducteur d'ordre i à une démodulation complexe fournissant un signal de variation de l'amplitude complexe du signal Xi + j Yi ; on échantillonne le signal de variation à une fréquence suffisante pour disposer de plusieurs échantillons pendant la durée de l'enveloppe ; et on constitue le signal d'écho pour chaque point de l'image à réaliser par sommation des contributions du signal d'écho reçu des transducteurs, chaque contribution étant obtenue par multiplication complexe d'un échantillon, retardé du temps de parcours entre le point d'image et le transducteur respectif, par un terme exponentiel de remise en phase mémorisé exp C-2jutsi/cl où si est la longueur de parcours pour le transducteur d'ordre i, c est la célérité du signal ultra-sonore dans le milieu et v est la fréquence.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que le terme de remise en phase comporte un facteur d'apodisation ai fonction de la voie préformée et de la distance focale.

3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que l'enveloppe A(t) est en parabole ou en cosinus surélevé et est échantillonnée à la réception en trois à six points.

4. Procédé selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que lesdits échantillons sont numérisés et stockés dans une mémoire adressable et en ce que le retard de remise en phase des échantillons est obtenu par sélection de l'adresse de lecture des échantillons soumis à la multiplication complexe.

5. Procédé selon la revendication 1, 2 ou 3, caractérisé en ce que lesdits termes exponentiels de remise en phase correspondent à tous les transducteurs pour un même point et sont mémorisés sous forme numérique pour constituer une même voie préformée.

6. Dispositif d'imagerie ultra-sonore de détection d'obstacles en milieu liquide, comprenant un réseau linéaire ou matriciel de transducteurs et un bloc électronique émetteur-récepteur relié aux transducteurs, comprenant des moyens pour provoquer l'émission par chaque transducteurs d'un signal E(t) ayant un enveloppe temporelle A(t), de la forme

E(t) = A(t). expC-2jrutl caractérisé en ce que le bloc comprend des moyens de démodulation complexe analogique des signaux d'écho fournis par les transducteurs, des moyens d'échantillonnage des composantes des signaux démodulés et de stockage des échantillons dans une mémoire adressable permettant d'identifier l'instant d'échantillonnage, des moyens de mémorisation des échantillons et des moyens pour constituer le signal d'écho pour chaque point d'image à réaliser par sommation des contributions du signal d'écho reçues des transducteurs, chaque contribution étant obtenue par multiplication complexe d'un échantillon, retardé du temps de parcours entre le point å imager et le transducteur respectif, par un terme exponentiel de remise en phase mémorisé dans le bloc.

7. Dispositif d'imagerie ultra-sonore suivant la revendication 6, caractérisé en ce que le réseau linéaire est à pas variable incrémenté arithmétiquement à partir du centre, de part et d'autre du centre du réseau.