FR2678772A1 - Dispositif d'alimentation regulee a circuit actif, notamment pour tubes a ondes progressives. - Google Patents
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Abstract
Le dispositif d'alimentation régulée comprend des moyens de régulation (MR), branchés entre l'entrée (BE1) et la sortie (B5), et comportant un transistor à effet de champ (Q1) monté en source suiveuse, dont le drain est relié à l'entrée et dont la source est reliée à la sortie; des moyens de mémorisation de tension (DS, C2), branchés entre l'entrée et la grille du transistor, et propres à mémoriser une tension de référence ayant un niveau de référence choisi relié au niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul; des moyens de polarisation (D4) de la grille de commande du transistor, reliés à l'entrée et aux moyens de mémorisation de tension, et propres à autoriser, lors des appels de courant, l'application à la source du transistor d'une tension de source dont le niveau est relié à celui de la tension de référence.
Description
Dispositif d'alimentation régulée à circuit actif. notamment pour tubes à ondes progressives.
L'invention concerne la régulation de tension.
Elle s'applique notamment à l'alimentation en tension de charges susceptibles d'appels de courant impulsionnels, et plus particulièrement à des tubes hyperfréquence, tels que des tubes à ondes progressives, capables d'émission par impulsion.
Les tubes à ondes progressives constituent un élément essentiel dans les systèmes radar qui les utilisent. Ils influent directement, de par leur construction, sur la phase des ondes émises.
En effet, le transfert en phase d'un tel tube est sensible à ses tensions de polarisation, et notamment à la tension de cathode.
Or, lors des impulsions d'émission, la tension de cathode chute de plusieurs dizaines de volts provoquant une modulation de phase parasite du signal émis, ce qui s'avère particulièrement gênant dans certaines applications nécéssitant une bonne pureté spectrale et une cohérence radar non dégradée de récurrence à récurrence.
On ne connait pas à ce jour de solution à la fois simple et satisfaisante à ce problème.
Le but principal de l'invention est de fournir une telle solution.
L'invention propose à cet effet un dispositif d'alimentation régulée d'une structure simple et originale.
Un autre but de l'invention est d'offrir un dispositif compatible avec la structure et le fonctionnement complexes des tubes hyperfréquences.
L'invention a encore pour but de proposer un dispositif évitant dans une large mesure des modifications structurelles de l'alimentation du tube.
Selon une caractéristique générale de l'invention, le dispositif d'alimentation régulée comprend: - une entrée destinée à être reliée à une source de haute tension sensiblement continue, - une sortie propre à alimenter en tension la cathode d'un tube hyperfréquence susceptible d'émission par impulsions en générant au niveau de ladite cathode des appels de courant impulsionnels correspondants, en réponse à un signal de commande extérieur à ladite cathode, et - des moyens de régulation, branchés entre l'entrée et la sortie, et comportant * un transistor à effet de champ monté en source suiveuse, dont le drain est relié à l'entrée et dont la source est reliée à la sortie, * des moyens de mémorisation de tension, branchés entre l'entrée et la grille du transistor, et propres à mémoriser une tension de référence ayant un niveau de référence choisi relié au niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul, (c'est-à-dire en dehors des appels de courant impulsionnels du tube), et * des moyens de polarisation de la grille de commande du transistor, reliés à l'entrée et aux moyens de mémorisation de tension, et propres à autoriser, lors des appels de courant, l'application à la source du transistor d'une tension de source dont le niveau est relié à celui de la tension de référence; par ailleurs, le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul et les caractéristiques des moyens de régulation sont adaptés, compte tenu des caractéristiques temporelles des impulsions, pour délivrer, lors desdits appels de courant, une tension de sortie régulée de niveau sensiblement constant, relié à celui de la tension de source, et choisi en fonction des caractéristiques du tube pour autoriser l'émission desdites impulsions.
Le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul est avantageusement pris supérieur au niveau de la tension de sortie régulée d'un écart de niveau choisi en fonction de la chute de tension dans la source occasionnée lors des appels de courant impulsionnels, ainsi qu'en fonction des caractéristiques du transistor.
Selon un mode de réalisation - dans lequel la source comporte une première borne d'alimentation propre à être reliée à ladite entrée pour alimenter la cathode du tube par l'intermédiaire de la source du transistor monté flottant entre l'entrée et la sortie, une deuxième borne d'alimentation propre à être reliée à l'hélice du tube et une (des) autres bornes de polarisationcollecteur, située(s) entre les première et deuxième bornes d'alimentation, et reliée(s) respectivement au(x) collecteur(s) du tube - les moyens de mémorisation comportent un premier redresseur dont la cathode est reliée à l'entrée et l'anode à la grille du transistor, ainsi qu'une première capacité connectée entre la deuxième borne d'alimentation de la source haute tension et l'anode du premier redresseur.
Par ailleurs, les moyens de polarisation comportent de préférence un redresseur Zener branché en série entre ledit premier redresseur et ladite première capacité, et dont l'anode est reliée à celle du premier redresseur. La tension Zener du redresseur Zener est alors avantageusement au moins sensiblement égal audit écart de niveau entre la tension d'entrée à courant faible ou nul et la tension de sortie.
Dans les applications pour lesquelles il serait souhaitable d'améliorer encore la régulation de la tension de sortie, il est avantageusement prévu que les moyens de régulation comprennent en outre des moyens supplémentaires, branchés entre la source du transistor et la sortie, et comportant un circuit inductif et un circuit résistif connectés en parallèle, les caractéristiques de ces moyens supplémentaires étant adaptés, compte tenu du niveau de la tension de source et des caractéristiques temporelles des impulsions, pour délivrer la tension de sortie avec un niveau satisfaisant une condition de constance choisie.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci-après et des dessins annexés sur lesquels - la figure 1 représente un synoptique d'un mode de réalisation du dispositif selon l'invention, - les figures 2A à 2C sont relatives au fonctionnement du dispositif de la figure 1, et - la figure 3 illustre partiellement un autre mode de réalisation du dispositif selon l'invention.
Les dessins comportent pour l'essentiel des éléments de caractère certain. A ce titre, ils font partie intégrante de la description et pourront non seulement servir à mieux faire comprendre la description détaillée ci-après mais aussi contribuer, le cas échéant, à la définition de l'invention.
Sur la figure 1, la référence SO désigne une source d'alimentation haute tension sensiblement continue, telle que celle décrite dans le Brevet français No 87 10922 au nom de la Demanderesse.
Cette source SO délivre, entre les bornes BEI et BE2 (en principe reliée à la masse), un niveau nominal de tension dont on précisera ci-après la valeur.
Outre les deux bornes d'alimentation BE1 et BE2, il est prévu une ou plusieurs autres bornes d'alimentation BE3, ..., BE4 délivrant des niveaux de tension intermédiaires destinés à la polarisation d'un ou plusieurs collecteurs CO1, ..., C02 selon le type de tube à ondes progressives TOP à commande de grille utilisé.
L'hélice H de ce tube est reliée à la borne d'alimentation BE2 tandis que la cathode K est propre à être reliée à la borne d'alimentation BE1.
Le tube TOP est capable d'émission hyperfréquence par impulsions selon une fréquence de récurrence prédéterminée. Lors de chaque impulsion d'émission, le tube prélève de l'énergie à la source
SO, ce qui provoque une chute de la tension cathode de plusieurs dizaines de volts entraînant une modulation de phase parasite du signal émis.
SO, ce qui provoque une chute de la tension cathode de plusieurs dizaines de volts entraînant une modulation de phase parasite du signal émis.
L'homme du métier comprendra que cette chute de tension conduit notamment à deux inconvénients majeurs qui consistent - en une remontée des lobes secondaires de l'impulsion comprimée en dégradant les performances radar du système incorporant un tel tube, et - en une dégradation de la cohérence de phase dans l'impulsion et a fortiori, de récurrence à récurrence.
Une solution à ce problème pourrait consister à augmenter la valeur des condensateurs de filtrage de la source d'alimentation.
Cependant, cette augmentation conduirait à atteindre des quantités très importantes d'énergie, dangereuses pour la sécurité d'un tube à ondes progressives. Par ailleurs, le volume des condensateurs qui seraient alors utilisés rendrait un tel équipement incompatible à son utilisation dans certaines applications où les contraintes de poids et de volume sont importantes.
La solution apportée par le Demandeur est à la fois originale et simple et a en outre l'avantage de ne pas modifier en profondeur la structure de la source d'alimentation.
Il est ainsi prévu d'une façon générale de disposer entre 1'entrée BE1 et la sortie BS des moyens de régulation MR comportant - un transistor à effet de champ Q1, monté en source suiveuse, dont le drain DR est relié à l'entrée BE1 et dont la source SR est reliée à la sortie BS, - des moyens de mémorisation de tension, branchés entre l'entrée et la grille du transistor GR, et propres à mémoriser une tension de référence ayant un niveau de référence choisi relié au niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul, et - des moyens de polarisation de la grille de commande GR du transistor Q1, reliés à l'entrée BE1 et aux moyens de mémorisation de tension, et propres à autoriser, lors des appels de courant, l'application à la source du transistor d'une tension de source dont le niveau est relié à celui de la tension de référence; par ailleurs, le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul (c'est-à-dire en dehors des appels de courant impulsionnel) et les caractéristiques des moyens de régulation sont adaptés, compte tenu des caractéristiques temporelles des impulsions, pour délivrer, lors desdits appels de courant, une tension de sortie régulée VK de niveau sensiblement constant, reliée à celui de la tension de source, et choisie en fonction des caractéristiques du tube pour autoriser l'émission desdites impulsions.
Plus précisément, et comme on le verra ci-après, le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul est supérieur au niveau de la tension de sortie régulée (choisie pour autoriser l'émission des impulsions du tube) d'un écart de niveau choisi en fonction de la chute de tension dans la source, occasionnée lors des appels de courant impulsionnel, ainsi qu'en fonction des caractéristiques du transistor.
Sur le mode de réalisation de la figure 1, le transistor Q1 est à canal P, de technologie MOS.
Ce type de composant, récent dans la gamme des transistors à effet de champ, permet de supporter de l'ordre de 200 volts de tension à ses bornes avec un niveau de courant compatible avec le fonctionnement du tube.
Par ailleurs, les moyens de mémorisation comportent un premier redresseur (diode) D5 dont la cathode est reliée à la borne d'entrée BE1 et l'anode à la grille GR du transistor, ainsi qu'une première capacité C2 connectée entre la deuxième borne d'alimentation BE de la source (c'est-à-dire ici à la masse) et l'anode de la diode D5.
Par ailleurs, les moyens de polarisation comportent un redresseur
Zener D4 branché en série entre la diode D5 et la première capacité C2, et dont l'anode est reliée à celle de la diode D5.
Zener D4 branché en série entre la diode D5 et la première capacité C2, et dont l'anode est reliée à celle de la diode D5.
Il est également prévu une première résistance R10 connectée en parallèle aux bornes de la première capacité C2, et dont la fonction sera explicitée plus en détail ci-après.
Compte tenu notamment des spécificités de fonctionnement des tubes à ondes progressives, il est particulièrement avantageux de compléter ces constituants de base par divers moyens de protection, à base de composants passifs, afin de protéger le dispositif de courts-circuits éventuels s'amorçant dans le tube.
Les moyens de régulation comportent ainsi des moyens de protection en courant MPI connectés à la borne de la première capacité
C2, opposée à celle reliée à la deuxième borne d'alimentation de la source, c'est-à-dire à la masse.
C2, opposée à celle reliée à la deuxième borne d'alimentation de la source, c'est-à-dire à la masse.
Ces moyens de protection MPI se décomposent ici en un premier circuit résistif de protection R12 branché entre la capacité C2 et la cathode du redresseur Zener D4, ainsi qu'en un deuxième circuit résistif de protection R8 branché entre la capacité C2 et la grille GR du transistor Q1.
Ces moyens de protection en courant MPI ont pour but de limiter les courants crête en cas de décharge rapide de la capacité C2.
Il est par ailleurs prévu des premiers moyens de protection en tension branchés entre la grille GR et la source SR du transistor
Q1, et formés ici par une diode Zener D3 dont l'anode est reliée à la grille du transistor.
Q1, et formés ici par une diode Zener D3 dont l'anode est reliée à la grille du transistor.
Il est également prévu des deuxièmes moyens de protection en tension inverse de la diode D5. On peut à cet effet utiliser une varistance VDR2 propre à limiter le courant à une valeur de 400 volts.
En outre, sont prévus des troisièmes moyens de protection en tension MPT3 branchés entre le drain DR et la source SR du transistor Q1.
Ces moyens de protection MPT3 comportent - une troisième diode D2 dont la cathode est connectée au drain du transistor et dont l'anode est connectée à une première borne d'une troisième capacité C1 dont l'autre borne est reliée à la source du transistor, - une diode Zener additionnelle D1, branchée en parallèle aux bornes de la troisième capacité C1, et dont l'anode est reliée à l'anode de la troisième diode D2, et - une troisième résistance R1 également branchée en parallèle aux bornes de la troisième capactié C1.
Enfin , les moyens de régulation comportent des moyens de protection en surintensité MPSI, branchés entre le drain et la source du transistor Q1. Ces moyens de protection MPSI sont formés ici par une varistance VDR1 en série avec une résistance additiionnelle de protection R2. La varistance VDR1 supporte ainsi la différence de courant entre le courant de cathode et le courant de source du transistor.
Le fonctionnement du dispositif va maintenant être décrit en se référant particulièrement aux figures 2A à 2C.
Lors de l'appel de courant impulsionnel IK (figure 2A), la tension VBE1 (figure 2B) délivrée par la source haute tension SO chute linéairement. Cette chute de tension est provoquée par l'appel de courant sensiblement constant du tube.
Ainsi, il a été observé que la chute de tension occasionnée par l'appel de courant du tube était de l'ordre de 70 volts, tandis que la chute de tension au sein du transistor Q1 était de l'ordre de 30 volts. Aussi, pour une tension cathode VK de l'ordre de 10800 volts, nécessaire pour autoriser la génération des impulsions d'émission, le niveau de la tension d'entrée VBE1 à courant faible ou nul (c'est-à-dire en dehors des appels de courant) a été pris ici de l'ordre de -10900 volts.
La tension d'entrée VBE1 ondule donc au rythme des impulsions entre une valeur crête sensiblement égale à -10900 volts et une valeur inférieure sensiblement égale à -10800 volts.
La diode D5 agit ainsi en détection de crêtes et permet la charge de la capacité C2. Ainsi, la tension redressée est indépendante de l'amplitude crête à crête de l'ondulation.
La tension de charge VC2 du condensateur satisfait donc la relation -VC2 = -VBEl(crête) + VZ4, où VZ4 désigne la tension
Zener de la diode Zener D4.
Zener de la diode Zener D4.
Cette tension de charge du condensateur C2 représente ici la tension de référence qui avait été évoquée plus haut.
L'homme du métier remarquera également que la diode D5 évite la décharge du condensateur C2 pendant les impulsions.
Afin d'assurer une polarisation correcte du transistor Q1, la tension Zener VZ4 du redresseur Zener D4 est prise au moins sensiblement égale à l'écart de niveau entre la tension de référence VC2 et la tension VBE1 à courant faible ou nul. Ici, la tension Zener est donc prise sensiblement égale à 100 volts.
Par conséquent, la tension de charge VC2 de la capacité C2 est ici de l'ordre de -10800 volts.
La tension de source du transistor Qi, c'est-à-dire la tension disponible en la cathode K est égale à cette tension de référence de -10800 volts à la tension VGS (grille source) près du transistor Q1, de l'ordre de 5 volts.
La tension cathode VK (figure 2C) est ainsi toujours de l'ordre de -10800 volts. Lors de la présence d'un appel de courant impulsionnel, ce niveau de tension reste sensiblement constant à cette valeur, après un régime transitoire RTE dû aux capactiés parasites de commutation.
La résistance R10, placée en parallèle aux bornes de la capacité
C2, forme avec celle-ci un circuit RC dont la constante de temps, choisie très grande devant la période de récurrence du tube (ici de l'ordre de 300 microsecondes), permet au dispositif de suivre ainsi les évolutions lentes du niveau de la tension d'entrée en température, tout en autorisant un léger courant de fuite de la capacité C2.
C2, forme avec celle-ci un circuit RC dont la constante de temps, choisie très grande devant la période de récurrence du tube (ici de l'ordre de 300 microsecondes), permet au dispositif de suivre ainsi les évolutions lentes du niveau de la tension d'entrée en température, tout en autorisant un léger courant de fuite de la capacité C2.
La constante de temps R10.C2 a été prise ici égale à environ 2000 fois la période de récurrence. D'une façon générale, le rapport de cette constante de temps à la période de récurrence doit être d'au moins 1000.
Une résistance de protection en courant RP est insérée entre la source du transistor et la borne de sortie BS reliée à la cathode du tube TOP. Son choix est lié aux caractéristiques du tube et permet ainsi de limiter le courant à l'intérieur de celui-ci en cas de court-circuit bref s'amorçant éventuellement dans le tube.
La valeur de cette résistance RP, ainsi que la valeur de l'impédance propre du tube TOP (de l'ordre de 8000 ohms) est bien entendu prise en compte pour la determination des différentes caractéristiques de tension et de composants du dispositif.
Ainsi, pour une résistance RP de 50 ohms conduisant à une chute de tension de 75 volts sous 1,5 Ampère, il convient d'augmenter encore le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul de la valeur de -75 volts.
La capacité C1 des moyens de protection en tension MPT3 est choisie de telle manière que l'énergie contenue dans la tension d'alimentation SO passe en grande partie dans ce condensateur afin d'éviter une élévation de tension dangereuse aux bornes du transistor Q1. La diode Zener D1 assure quant à elle une stabilisation en continu et permet de redécharger le condensateur au même titre que la résistance R1. La diode D2 enfin empêche le condensateur C1 de se décharger dans le drain du transistor Q1.
Des essais ont été effectués avec des composants dont les valeurs et/ou les références sont indiquées en annexe.
Une tension cathode de l'ordre de -10800 volts a ainsi pu être obtenue de façon constante à 3 volts près pendant toute la durée de l'impulsion.
Pour certaines applications où la précision relative au niveau de constance de la tension de sortie ne serait pas suffisante, il est prévu que les moyens de régulation comprennent en outre, en combinaison avec les moyens déjà décrits, des moyens supplémentaires branchés entre la source du transistor et la sortie, et illustrés sur la figure 3.
Sur cette figure 3, les éléments analogues ou ayant une fonction analogue à ceux décrits sur la figure 1, ont des références affectées d'un suffixe v par rapport à celles qu'ils avaient sur cette figure 1. Seules les différences entre ces deux figures seront décrites ci-après.
Ces moyens supplémentaires comportent un circuit inductif L1-v et un circuit résistif R3-v connectés en parallèle. Les caractéristiques de ces moyens supplémentaires sont adaptés, compte tenu du niveau de la tension de source et des caractéristiques temporelles des impulsions (durée et fréquence de récurrence) pour délivrer la tension de sortie (tension de cathode) avec un niveau satisfaisant une condition de constance choisie.
Le montage flottant de ces moyens supplémentaires permet ainsi de ne pas utiliser les composants capables de tenir une très haute tension.
D'une façon générale, et en première approximation, si Av désigne le résiduel de tension à compenser entre la source du transistor Q1 et la cathode K du tube lors de l'appel de courant de celuici, la valeur R3-v du circuit résistif est supérieure ou égale à un seuil prédéterminé dépendant de cet écart de niveau ssv et du niveau de courant IK correspondant dans la cathode. Plus précisément, la valeur R3-v est supérieure ou égale au rapport Av/IK.
La valeur du circuit inductif L1-v dépend quant à elle directement de la valeur du circuit résistif R3-v et de la durée maximum prédéterminée des impulsions du tube At. Plus précisément, la valeur L est prise égale à (R3-v).At.
Un tel circuit inductif résistif permet, lors des appels de courant impulsionnel du tube, de délivrer en la borne BS, et donc en la cathode K du tube, une tension de sortie satisfaisant une condition de constance choisie.
Le niveau de la tension de sortie résulte de la compensation de deux phénomènes, à savoir une chute de tension linéaire aux bornes de la résistance R1-v et une charge exponentielle de l'inductance L1-v.
Dans l'exemple décrit ici, le résiduel de tension de source à compenser est de l'ordre de 3 volts.
Pour une résistance R3-v d'une valeur de 7,5 ohms et une inductance L1-v d'une valeur de 36 microhenry, la tension de sortie (c'est-à-dire la tension de cathode) a alors un niveau sensiblement constant de l'ordre de -10800 volts à 0,8 volt près.
Il pourrait également être envisagé, pour améliorer encore les performances, d'adapter à ce circuit inductif L3-v, résistif R3-v les variantes contenues dans la Demande de Brevet français déposée le même jour que la présente Demande, au nom de la
Demanderesse, pour un "dispositif d'alimentation régulée à circuit passif, notamment pour tubes à ondes progresives", et dont le contenu est à toutes fins utiles incorporé à la présente description.
Demanderesse, pour un "dispositif d'alimentation régulée à circuit passif, notamment pour tubes à ondes progresives", et dont le contenu est à toutes fins utiles incorporé à la présente description.
Outre les avantages déjà mentionnés, le dispositif selon l'invention présente l'intérêt de ne contenir qu'une faible quantité de composants, ce qui permet de s'intégrer facilement au sein d'équipements préexistants.
En outre, son temps de réponse extrêmement rapide lui permet d'être utilisé pour des tubes ayant des impulsions d'émission très brèves (de l'ordre de quelques microsecondes).
Enfin, son bon rendement permet d'obenir un faible échauffement.
L'invention n'est pas limitée au mode de réalisation ci-dessus décrit mais en embrasse toutes les variantes contenues dans le cadre des revendications ci-après.
Bien entendu, certains des moyens décrits ci-dessus peuvent être omis dans les variantes où ils ne servent pas.
ANNEXE Q1 : IRFm9240; société International Rectifier
D5 : BYm26E; société RTC
D4 : lN4982; société Unitrode
R12 : 560 ohms
R10 : 200 mégaohms
C2 : 3300 picofarads; 12,5 kilovolts
R8 : 560 ohms
D3 : 1N4962; société Unitrode C1 : 10 microfarads; 250 volts
D2 : BYm26E; société RTC D1 : 1N4986; société Unitrode
R1 : 1 mégaohm; 0,5 watt VDR1 : V300 LA 20A; société General Electric
R2 : 56 ohms
RP : 50 ohms
VDR2 : V300 LA 20A; société General Electric
D5 : BYm26E; société RTC
D4 : lN4982; société Unitrode
R12 : 560 ohms
R10 : 200 mégaohms
C2 : 3300 picofarads; 12,5 kilovolts
R8 : 560 ohms
D3 : 1N4962; société Unitrode C1 : 10 microfarads; 250 volts
D2 : BYm26E; société RTC D1 : 1N4986; société Unitrode
R1 : 1 mégaohm; 0,5 watt VDR1 : V300 LA 20A; société General Electric
R2 : 56 ohms
RP : 50 ohms
VDR2 : V300 LA 20A; société General Electric
Claims (17)
1. Dispositif d'alimentation régulée, caractérisé en ce qu'il comprend: - une entrée (BE1) destinée à être reliée à une source de haute tension sensiblement continue (SO), - une sortie (BS) propre à alimenter en tension la cathode (K) d'un tube hyperfréquence (TOP) susceptible d'émission par impulsions en générant au niveau de ladite cathode des appels de courant impulsionnels correspondants, en réponse à un signal de commande extérieur à ladite cathode, et - des moyens de régulation (MR), branchés entre l'entrée et la sortie, et comportant * un transistor à effet de champ (Q1) monté en source suiveuse, dont le drain est relié à l'entrée et dont la source est reliée à la sortie, * des moyens de mémorisation de tension (DS, C2), branchés entre l'entrée et la grille du transistor, et propres à mémoriser une tension de référence ayant un niveau de référence choisi relié au niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul, et * des moyens de polarisation (D4) de la grille de commande du transistor, reliés à l'entrée et aux moyens de mémorisation de tension, et propres à autoriser, lors des appels de courant, l'application à la source du transistor d'une tension de source dont le niveau est relié à celui de la tension de référence, et en ce que le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul et les caractéristiques des moyens de régulation sont adaptés, compte tenu des caractéristiques temporelles des impulsions, pour délivrer, lors desdits appels de courant, une tension de sortie régulée de niveau sensiblement constant, relié à celui de la tension de source, et choisi en fonction des caractéristiques du tube pour autoriser l'émission desdites impulsions.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que le niveau de la tension d'entrée à courant faible ou nul est supérieur au niveau de la tension de sortie régulée d'un écart de niveau choisi en fonction de la chute de tension dans la source occasionnée lors des appels de courant impulsionnels, ainsi qu'en fonction des caractéristiques du transistor.
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que la source comporte une première borne d'alimentation (BE1) propre à être reliée à ladite entrée pour alimenter la cathode (K) du tube par l'intermédiaire de la source du transistor monté flottant entre l'entrée et la sortie, une deuxième borne d'alimentation (BE2) propre à être reliée à l'hélice (H) du tube et une (des) autre(s) borne(s) de polarisation-collecteur (BE3,
BE4), située(s) entre les première et deuxième bornes d'alimentation, et reliée(s) respectivement au(x) collecteur(s) du tube (COl, Cor), et en ce que les moyens de mémorisation comportent un premier redresseur (D5) dont la cathode est reliée à l'entrée et l'anode à la grille du transistor (Q1), ainsi qu'une première capacité (C2) connectée entre la deuxième borne d'alimentation de la source haute tension et l'anode du premier redresseur.
4. Dispositif selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de polarisation comportent un redresseur Zener (D4) branché en série entre ledit premier redresseur et ladite première capacité, et dont l'anode est reliée à celle du premier redresseur.
5. Dispositif selon les revendications 2 et 4 prises en combinaison, caractérisé en ce que la tension Zener du redresseur Zener est au moins sensiblement égal audit écart de niveau.
6. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 5, caractérisé en ce que les moyens de mémorisation comportent une première résistance (R10) connectée en parallèle aux bornes de la première capacité (C2), et en ce que le rapport de la constante de temps du circuit résistif capacitif ainsi formé sur la periode de récurrence des impulsions est choisi au moins égal à 1000, et de préférence de l'ordre de 2000.
7. Dispositif selon l'une des revendications 3 à 6, caractérisé en ce que les moyens de régulation (MPI) comportent des moyens de protection en courant connectés à la borne de la première capacité opposée à celle reliée à la deuxième borne d'alimentation de la source.
8. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de régulation comportent des premiers moyens de protection en tension (D3) branchés entre la grille et la source du transistor.
9. Dispositif selon la revendication 8, caractérisé en ce que les premiers moyens de protection comportent une diode Zener (D3) dont l'anode est connectée à la grille du transistor et dont la cathode est connectée à la source du transistor.
10. Dispositif selon la revendication 7 prise en combinaison avec la revendication 9, caractérisé en ce que les moyens de protec-tion en courant (MPI) comportent un premier circuit résistif (R12) de protection branché entre ladite borne de la première capacité et la cathode du redresseur Zener (D4), ainsi qu'un deuxième circuit résistif (R8) de protection branché entre ladite borne de la première capacité et l'anode de la diode Zener (D3).
11. Dispositif selon lune des revendications 3 à 10, caractérisé en ce que les moyens de régulation comportent des deuxièmes moyens de protection (VDR2) du premier redresseur en tension inverse.
12. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de régulation comportent des troisièmes moyens de protection en tension (MPT3) branchés entre le drain et la source du transistor.
13. Dispositif selon la revendication 12, caractérisé en ce que les troisièmes moyens de protection (MPT3) comportent: - une troisième diode (D2) dont la cathode est connectée au drain du transistor et dont l'anode est connectée à une première borne d'une troisième capacité (C1) dont l'autre borne est reliée à la source du transistor (Q1), - une diode Zener additionnelle (D1) branchée en parallèle aux bornes de la troisième capacité (C1), et dont l'anode est reliée à l'anode de la troisième diode (D2), et - une troisième resistance (R1) également branchée en parallèle aux bornes de la troisième capacité.
14. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de régulation comportent des moyens de protection en surintensité (MPSI) branchés entre le drain et la source du transistor.
15. Dispositif selon la revendication 14, caractérisé en ce que les moyens de protection en surintensité comportent une varistance (VDR1) en série avec une résistance additionnelle de protection (R2).
16. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les moyens de régulation comprennent en outre des moyens supplémentaires, branchés entre la source du transistor et la sortie, et comportant un circuit inductif (L3-v) et un circuit résistif (R3-v) connectés en parallèle, les caractéristiques de ces moyens supplémentaires étant adaptés, compte tenu du niveau de la tension de source et des caractéristiques temporelles des impulsions, pour délivrer la tension de sortie avec un niveau satisfaisant une condition de constance choisie.
17. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le tube hyperfréquence est un tube à ondes progressives à commande de grille.
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Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2733648A1 (fr) * | 1995-04-28 | 1996-10-31 | Celduc Relais Sa | Relais statique protege |
| WO2000022721A1 (fr) * | 1998-10-13 | 2000-04-20 | Robert Bosch Gmbh | Dispositif de filtrage servant a filtrer des interferences dans une tension d'alimentation |
| WO2003015277A1 (fr) * | 2001-08-09 | 2003-02-20 | Jialin Wu | Pont de commutation de puissance serie capable de partage automatique de la tension |
| CN102183987A (zh) * | 2011-03-04 | 2011-09-14 | 青岛四方车辆研究所有限公司 | 动车组网络控制系统高压控制单元 |
| CN104253599A (zh) * | 2013-06-25 | 2014-12-31 | 株式会社东芝 | 半导体装置 |
| EP2811518A3 (fr) * | 2013-03-21 | 2015-03-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Dispositif semi-conducteur |
| US20230009206A1 (en) * | 2019-12-10 | 2023-01-12 | Gs Yuasa International Ltd. | Protective circuit and energy storage apparatus |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4423369A (en) * | 1977-01-06 | 1983-12-27 | Motorola, Inc. | Integrated voltage supply |
-
1991
- 1991-07-03 FR FR9108326A patent/FR2678772B1/fr not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4423369A (en) * | 1977-01-06 | 1983-12-27 | Motorola, Inc. | Integrated voltage supply |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| ELEKTRONIK vol. 31, no. 16, Août 1982, M}NCHEN pages 41 - 43; 'Monolitischer Regler auch f}r hohe Spannungen geeignet' * |
| NTIS TECH NOTES Juillet 1989, SPRINGFIELD, US page 541; NASA'S JET PROPULSION LABORATORY: 'Power supply- conditioning circuit' * |
| RCA TECH NOTES no. 1220, 29 Décembre 1978, PRINCETON, US STEWART: 'Self stabilizing voltage reference' * |
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2733648A1 (fr) * | 1995-04-28 | 1996-10-31 | Celduc Relais Sa | Relais statique protege |
| WO2000022721A1 (fr) * | 1998-10-13 | 2000-04-20 | Robert Bosch Gmbh | Dispositif de filtrage servant a filtrer des interferences dans une tension d'alimentation |
| US6677834B1 (en) | 1998-10-13 | 2004-01-13 | Robert Bosch Gmbh | Filtering device for filtering out supply voltage interferences |
| WO2003015277A1 (fr) * | 2001-08-09 | 2003-02-20 | Jialin Wu | Pont de commutation de puissance serie capable de partage automatique de la tension |
| EA005457B1 (ru) * | 2001-08-09 | 2005-02-24 | Цзялинь У | Последовательный мост силовых переключателей со способностью автоматического распределения напряжения |
| US7054174B2 (en) | 2001-08-09 | 2006-05-30 | Jialin Wu | Series power switch bridge having the ability of automatic voltage-sharing |
| CN102183987A (zh) * | 2011-03-04 | 2011-09-14 | 青岛四方车辆研究所有限公司 | 动车组网络控制系统高压控制单元 |
| EP2811518A3 (fr) * | 2013-03-21 | 2015-03-25 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Dispositif semi-conducteur |
| US9123536B2 (en) | 2013-03-21 | 2015-09-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device |
| CN104253599A (zh) * | 2013-06-25 | 2014-12-31 | 株式会社东芝 | 半导体装置 |
| EP2819164A3 (fr) * | 2013-06-25 | 2015-05-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Dispositif semi-conducteur |
| US9276569B2 (en) | 2013-06-25 | 2016-03-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device |
| CN104253599B (zh) * | 2013-06-25 | 2017-08-25 | 株式会社东芝 | 半导体装置 |
| US20230009206A1 (en) * | 2019-12-10 | 2023-01-12 | Gs Yuasa International Ltd. | Protective circuit and energy storage apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
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