FR2664446A1

FR2664446A1 - Codeur differentiel a filtre predicteur auto-adaptatif a adaptation rapide de gain et decodeur correspondant.

Info

Publication number: FR2664446A1
Application number: FR9008390A
Authority: FR
Inventors: Zurcher Frederic
Original assignee: Prescom; Etat Francais
Current assignee: Prescom; Etat Francais
Priority date: 1990-07-03
Filing date: 1990-07-03
Publication date: 1992-01-10
Anticipated expiration: 2010-07-03
Also published as: FR2664446B1

Abstract

L'invention concerne un codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif. Le codeur comprend un comparateur (12) et une boucle de prédiction comportant un filtre prédicteur (14) auto-adaptatif à plusieurs voies, un circuit automatique de gain (16) et un multiplexeur (18). Le circuit (16) permet d'adapter le gain à partir de k+1 valeurs DELTA(n-k) à DELTA(n) successives selon la loi: si G(n) valeur actuelle du gain > GC(n-1) valeur antérieure du gain de crête alors: GC(n) = f.G(n) si G(n) <= GC(n-1), f = coefficient de fuite, ou alors GC(n) = G(n) si G(n) > GC(n-1). Pour chaque couple de valeurs successives DELTA(n-(j-1)), DELTA(n-j) est définie une variable d'état (CF DESSIN DANS BOPI) avec pj = 2k - jJ si DELTA(n-(j-1)) = DELTA(n-j) ou sinon pj = 0 et des coefficients delta(CDELTA(n)) sont définis avec delta C(DELTAn) k - 1 delta C(DELTAn) > 1 si 2k - 1 <= C DELTA(n) k . La valeur actuelle du gain G(n) vérifie la relation G(n) = delta(CDELTA(n)) x G(n-1) si la valeur calculée de G(n) est supérieure à une valeur de référence u x GC(n). Application au codage décodage de la parole en téléphone.

Description

Codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif à adaptation rapide de gain et décodeur correspondant
L'invention est relative à un codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif dit de type codeur A et à un décodeur correspondant. Les codeurs différentiels à filtre prédicteur auto-adaptatif et les décodeurs qui leur sont associés sont plus particulièrement utilisés dans le domaine de la téléphonie où llon recherche, d'une part, une bonne qualité de reproduction de la parole pour un débit aussi faible que possible, égal par exemple à 16 k bits/s, et, d'autre part, une bonne fiabilité en ce qui concerne les erreurs de transmission.

Parmi les codeurs utilisés jusqu'à ce jour pour assurer la transmission, notamment de la parole, au débit précité on peut citer par exemple les vocodeurs à excitation impulsionnelle et les codeurs à sous bandes.

Ces types de codeurs, de structure complexe, introduisent en outre des retards importants dans la restitution de la parole, retards pouvant atteindre plusieurs dizaines de millisecondes. Plus récemment, un codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif présentant une structure d'implantation de complexité bien moindre pour une qualité de codage sensiblement comparable à celles des codeurs précédemment cités a été proposé dans la demande de brevet européen n" 89 400 702.0 publiée le 27.09.89 au nom de l'Etat Français (Centre National d'Etudes des Télécommunications). Le codeur décrit par le document précité comprend essentiellement un comparateur recevant le signal à coder et un signal estimé fourni par une boucle de prédiction recevant le signal d'erreur engendré par ce comparateur.La boucle de prédiction comprend notamment un filtre prédicteur comportant plusieurs voies en parallèle affectées à des bandes de fréquence de largeur spectrale différente adjacentes. Dans le codeur précité, le filtre prédicteur est tel qu'il permet également d'assurer la fonction de filtre analyseur, ce qui a pour effet de réduire la complexité de réalisation.Si un tel codeur temporel permet d'obtenir une bonne qualité de codage de la parole en téléphonie, avec le débit requis de 16 k bits/s, on a cependant constaté, à l'utilisation, l'existence de défauts au niveau du signal reconstitué et notamment d'ondulations relativement importantes des valeurs crêtes des échantillons d'ordre n successifs pour chacune des voies de rang i du filtre prédicteur, alors que le signal filtré redressé de la voie de rang i correspondante varie peu, ainsi que, la présence de bruit dans le signal reconstitué en raison du temps de réponse non adapté du filtre prédicteur dans les zones transitoires du signal de parole.

La présente invention vise à remédier aux inconvénients précités par la mise en oeuvre d'un codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif, et de son décodeur associé, dans lesquels les ondulations importantes des valeurs crêtes d'échantillons successifs sont supprimées dans les zones stationnaires du signal de parole.

Un autre objet de la présente invention est la mise en oeuvre d'un codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif, et de son décodeur associé, permettant, d'une part, d'obtenir une suppression du bruit dans le signal reconstitué d'une part par une diminution plus rapide des valeurs de crête des échantillons lorsque simultanément le signal filtré redressé au niveau de la voie de rang i correspondant varie et diminue rapidement ou disparaît et, d'autre part, au contraire, d'augmenter rapidement dans les zones transitoires correspondantes même si le signal filtré redressé dans la voie de rang i correspondant reste de niveau faible.

Le codeur différentiel à filtre prédicteur autoadaptatif objet de la présente invention comprend un comparateur destiné à recevoir, sur une entrée additive, le signal à coder et, sur une entrée soustractive, un signal estimé fourni par une boucle de prédiction qui reçoit le signal d'erreur provenant de la sortie du comparateur, la boucle de prédiction comprenant un filtre prédicteur auto-adaptatif, un circuit automatique de gain et un multiplieur recevant les sorties du filtre prédictif et du circuit d'adaptation automatique de gain dont la sortie est reliée à l'entrée soustractive.Le filtre prédicteur comporte plusieurs voies en parallèle affectées à des bandes spectrales différentes adjacentes, chacune des voies comprenant un filtre de bande d'entrée qui alimente un détecteur quadratique suivi d'un détecteur de crête dont la sortie est appliquée à un multiplieur qui reçoit également le signal de sortie du filtre de bande, les sorties de tous les multiplieurs attaquant un même sommateur.Il est remarquable en ce que le circuit de prédiction de gain utilise l'algorithme d'adaptation de gain, en fonction de la séquence de valeurs A(n) présentées successivement à son entrée, représenté par les critères suivants, à partir de k+l valeurs ( t(n-k) à A(n) successives, et consistant sur comparaison de supériorité de la valeur actuelle G(n) du gain à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-l), à attribuer à la valeur actuelle du gain de crête GC(n) la valeur antérieure du gain de crête pondérée par un coefficient de fuite f, GC(n) = f.GC(n-1), si la valeur actuelle du gain est inférieure ou égale à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-1), et à attribuer à la valeur actuelle du gain de crête GC(n) la valeur actuelle du gain G(n), GC(n) = G(n), si la valeur actuelle du gain G(n) est supérieure à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-1), puis pour chaque couple de valeurs successives voisines A(n-(j-1)), A(n-j), avec ; El,k], à définir un poids pj=2k-i si A(n-(j-1)) = A(n-j) ou un poids nul si A(n-(j-1))+ A(n-j), et une variable d'état
C A(n) des valeurs successives de la forme C A(n) = pj, aux variables d'état C A(n) telles que O < C (n) < 2k-1 étant associés, en correspondance biunivoque, des coefficients a(C A(n)) inférieurs à 1, et aux variables d'état C A(n) telles que 2k-1 ( C A(n) < 2k étant associés, en correspondance biunivoque, des coefficients a (C A(n)) supérieurs à 1, l'ensemble des coefficients a (C A (n) étant une fonction monotone de la variable d'état C ((n)); la valeur actuelle du gain est calculée à partir d'une relation de proportionnalité entre la valeur correspondante du coefficient a (C A(n)) et de la valeur antérieure du gain G(n-1) si la valeur obtenue par cette relation de proportionnalité G(n-l)xa(C A(n)) est supérieure à une valeur de référence u. GC(n).

Le décodeur utilisable avec le codeur objet de la présente invention comporte un filtre prédicteur identique au filtre prédicteur du codeur, un organe de calcul du gain de réception et un multiplieur recevant, sur une entrée, le gain à la réception fourni par l'organe de calcul et, sur une autre entrée, le signal
SF(n-2) délivré par le filtre prédicteur par l'intermédiaire d'un élément de retard ayant un temps de retard égal à l'intervalle temporel 2T entre deux échantillons successifs. Il est remarquable en ce qu'il comporte en outre un additionneur de sortie recevant le signal prédit de réception délivré par le multiplieur, et trois grandeurs représentant, la première, la valeur actuelle
A(n) pondérée par le produit d'un facteur fixe constant x'o et la valeur actuelle de crête SF(n) et multipliée par le gain à la réception GM(n-l) fourni par l'organe de calcul, la deuxième, la valeur antérieure A(n-l) pondérée par le produit d'un facteur fixe constant x'1 et de la valeur actuelle de crête SCF(n) et multipliée par le gain à la réception GM(n-l), la troisième, la valeur antérieure A(n-2) pondérée par le produit d'un facteur fixe x'2 et de la valeur actuelle de crête
SCF(n) et multipliée par GM(n-1) gain à la réception.

Le codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif et le décodeur correspondant, objets de la présente invention, trouvent application à la transmission de signaux de parole, en téléphonie.

Le codeur et le décodeur selon l'invention seront maintenant décrits de manière plus détaillée en liaison avec les dessins dans lesquels
- la figure la représente un schéma général d'un
codeur et d'un décodeur objets de la présente
invention,
- la figure lb représente un schéma général d'un
filtre prédicteur auto-adaptatif constitutif
du codeur respectivement du décodeur tel que
représentés en figure la,
- la figure lc représente un organigramme géné
ral relatif à l'algorithme de calcul du gain
de la boucle de prédiction tant au niveau du
codeur qu'au niveau du décodeur en fonction de
la séquence de valeurs présentées successive
ment à leur entrée respective,
- la figure 2 représente un organigramme détail
lé du fonctionnement du détecteur de crête de
chaque voie de rang i du filtre prédicteur tel
que représenté en figure lb.

- la figure 3 représente un schéma de décodeur
dans le cas où les corrections en fonction de
codes successifs A(n-2), A(n-1), A(n) sont
effectuées voie par voie de rang i sur les
valeurs de signal correspondantes du filtre
prédicteur auto-adaptatif.

Une description plus détaillée d'un codeur différentiel et du décodeur qui lui est associé conformément à l'objet de la présente invention, sera donnée en liaison avec les figures la, lb, lc.

Dans la suite de la description, l'ensemble des éléments du décodeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif à adaptation rapide de gain et du décodeur qui lui est associé conformément à l'objet de la présente invention, comporte des références numériques semblables aux éléments correspondants jouant un rôle comparable dans la demande de brevet européen n" 89 400 702.0 publiée sous le n" 0 334 714 précédemment citée, laquelle est introduite à titre de référence.

Ainsi qu'on l'a représenté en figure la, le codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif comprend un comparateur 12 destiné à recevoir sur une entrée additive le signal à coder, ce signal étant noté
S(n) et correspondant à une suite d'échantillons successifs. Ce même comparateur reçoit sur une entrée soustractive un signal estimé noté SPE(n), ce signal estimé étant fourni par une boucle de prédiction laquelle re çoit le signal d'erreur provenant de la sortie du comparateur 12, le signal d'erreur noté A(n). Le signal codé est délivré par un circuit de sortie noté 13, le signal codé étant noté CA(n).

Ainsi qu'on le remarquera sur la figure la, la boucle de prédiction comprend un filtre prédicteur auto-adaptatif noté 14 et un circuit d'adaptation automatique de gain noté 16 et un multiplieur noté 18 recevant les sorties du filtre prédictif et du circuit d'adaptation automatique de gain.

Ainsi qu'on l'a représenté en outre en figure lb, le filtre prédicteur auto-adaptatif 14 comprend plusieurs voies en parallèle affectées à des bandes spectrales différentes adjacentes. Chacune des voies comprend un filtre de bande d'entrée, lequel alimente un détecteur quadratique suivi d'un détecteur de crête dont la sortie est appliquée à un multiplieur recevant également le signal de sortie du filtre de bande. Les sorties de tous les multiplieurs attaquent un même sommateur noté 39 lequel délivre le signal noté SF(n) correspondant au signal filtré délivré au multiplicateur 18.

Selon une première variante de réalisation non limitative du codeur différentiel objet de la présente invention, le filtre prédicteur auto-adaptatif 14 tel que représenté en figure lb peut être constitué par un filtre prédicteur tel que décrit dans la demande de brevet européen précédemment mentionnée dans la description. Pour une description plus détaillée de ce type de filtre prédicteur auto-adaptatif on pourra utilement se reporter à la demande de brevet européen précitée.

Selon une caractéristique particulièrement avantageuse du codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif objet de la présente invention, le circuit d'adaptation automatique de gain noté 16 comprend un circuit de prédiction de gain noté CG lequel utilise un algorithme d'adaptation de gain en fonction de la séquence de valeurs A(n) présentée successivement à son entrée représentée par les critères suivants.

L'algorithme d'adaptation de gain est établi à partir de k+l valeurs notés A(n-k) à A(n) successives et consiste, ainsi que représenté en figure lc, sur comparaison de supériorité de la valeur actuelle G(n) du gain à la valeur antérieure du gain de crête du signal, noté
GC(n-1), cette comparaison étant notée 1000 sur la figure lc, à attribuer à la valeur actuelle du gain de crête notée GC(n) la valeur antérieure du gain de crête pondérée par un coefficient de fuite f en une étape 1001 selon la relation
GC(n) = f.GC(n-l) si la valeur actuelle G(n) du gain est inférieure ou égale à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-1).

Au contraire, sur réponse positive au test de comparaison de supériorité noté 1000 précédemment cité, à la valeur actuelle du gain de crête GC(n) est attribuée en une étape 1002 la valeur actuelle du gain, soit
GC(n) = G(n), la valeur actuelle du gain G(n) étant supérieure à la valeur antérieure du gain de crête
GC(n-1).

La valeur de gain de crête GC(n) ayant été attribuée selon les étapes 1001 ou 1002, ainsi que décrit précédemment, pour chaque couple de valeurs successives voisines A(n-(j-l)) et A(n-j) avec j appartenant à [l,k] est ensuite défini en une étape 1003
- un poids noté pj=2k-i si A(n-;;-1)) = A(n-j)
ou un poids nul si A(n-(j-1)) est différent
de h(n-j),
- une variable d'état notée CA(N) des valeurs successives de la forme,

En outre, aux variables d'état CA(n) telles que
- 0 ( CA(n) < 2k-1 sont associées en correspon
dance biunivoque des coefficients notés
a(CA(n)) < 1 et aux variables d'état CA(n)
telles que 2k-1 < CA(n) < 2k sont associées
en correspondance biunivoque des coefficients
(CA(n)) > 1. L'ensemble des coefficients
a(CA(n)) est une fonction monotone de la
variable d'état C(A(n)).

La valeur actuelle du gain G(n) est ensuite calculée, en une étape 1004, à partir d'une relation de proportionnalité entre la valeur correspondante du coefficient a(cA(n)) et la valeur antérieure du gain
G(n-1), soit G(n) = a(cA(n)) x G(n-1) si la valeur obtenue par cette relation de proportionnalité est supérieure à une valeur de référence u x GC(n) proportionnelle au gain de crête GC(n). Dans le cas où la valeur obtenue par cette relation de proportionnalité est inférieure à cette valeur de référence, la valeur du gain G(n) est prise égale à cette valeur de référence.

On comprendra ainsi qu'afin d'effecteur le calcul du gain G(n) l'algorithme précédent permet de prendre en compte les codes ou valeurs A(n-k) à A(n), k pouvant être pris égal à 8. Un tel mode opératoire permet de créer une variable dite variable d'état notée CA(n-k...,n) laquelle peut prendre ainsi 2k valeurs différentes. A chaque succession de deux valeurs A(n) identiques est affecté un poids ainsi que décrit précédemment.Ce poids vaut 2k-l si les valeurs ou valeurs de code A(n-1) et A(n) sont identiques, 2k-2 Si les valeurs A(n-2) et A(n-1) sont identiques et enfin 2k-k=1 si les valeurs A(n-k) et A(n-(k-1)) sont identiques. La valeur de CA(n-k,...n) est obtenue par addition de tous ces poids.

A titre de simplification de notations, la variable CA(n-k,...n) peut être changée en CA(n).

I1 apparaît ainsi que CA(n) est d'autant plus important que beaucoup de valeurs de code identiques se sont succédées le plus récemment possible.

Inversement CA(n) est d'autant plus faible que beaucoup de valeurs de code différentes se sont succédées.

Pour calculer la valeur de la variable CA(n) il n' est pas nécessaire de garder en mémoire les valeurs de code A(n-k) à A(n) mais uniquement les codes A(n-1) et #(n).

L'algorithme de calcul (n), tel que représenté à l'étape 1003 de la figure 1c, est alors très simple.

On notera en particulier que pour la valeur CA(n) = CA(n-1)/2 augmentée ou non de 2k-1 on prendra la valeur arrondie à la valeur entière inférieure.

On notera que la variable d'état CA(n) comprend des valeurs comprises entre 0 et 2k -
Ainsi, la variable d'état CA(n) est égale à O si les k+1 dernières valeurs de # sont différentes deux par deux, soit pour des alternances de O et de 1 pour les valeurs de code A(n) successives.

La variable d'état CA(n) est au contraire égale à 2k ~ 1 Si les k+1 dernières valeurs de code A(n) sont identiques.

Le calcul du gain G(n) est alors effectué ainsi que représenté à l'étape 1004 de la figure lc.

Les 2k valeurs possibles de a(cA(n)) sont stockées dans une mémoire dont la variable CA(n) constitue le numéro de l'adresse.

Aux variables CA(n) telles que O < CA(n) < 2k-1 correspondent des coefficients a(cA(n)) < 1 le plus faible correspondant à Ch(n)=O et le plus proche de 1 correspondant à CA(n) = 2k-1 - 1
Aux variables CA(n) telle que 2k-1 < CA(n) < 2k correspondent des coefficients α(C#(n)) > 1 le plus élevé correspondant à CA(n) = 2k - 1, le plus proche de 1 correspondant à CA(n) = 2k-1.

On notera que les coefficients a(CA(n)) augmentent régulièrement de C#(n) = 0 à C(n) = 2k - 1, mais selon une loi plus proche d'une loi logarithmique que d'une loi linéaire. La loi utilisée a été mise au point empiriquement à l'aide de nombreux essais successifs.

La prise en compte de toutes les identités de valeurs de code A(n) et de toutes les alternances sur un nombre relativement important de valeurs de code A(n) permet d'obtenir une évolution du gain à la fois douce dans les zones stationnaires et beaucoup plus rapide dans les zones transitoires, ce qui permet de conférer au codeur différentiel à filtre prédicteur autoadaptatif objet de l'invention une adaptation rapide de gain correspondante.

En outre, on remarquera que la fuite ou coefficient de fuite permettant d'assurer une meilleure résistance aux erreurs de transmission n' est appliquée qu'aux 2k-4 coefficients a(CQ(n)) les plus faibles, ce qui permet de maintenir une bonne protection tout en évitant un continuel réajustement du gain dans les zones stationnaires pour des valeurs de CQ(n) centrées autour de 2k-1
Afin de ne pas laisser subsister des trainées de bruit alors que le signal d'entrée faiblit ou disparait brusquement, le coefficient a(cA(n)) correspondant à la valeur de la variable d'état C(n)=O prend une valeur relativement faible, par exemple 0,875. Cependant, la dynamique à court terme d'un signal de parole ne dépasse pas 30 à 35 dB.Il n'est pas nécessaire que dans certaines zones transitoires G(n) prenne des valeurs plus faibles de plus de 35 dB par rapport aux valeurs maxima qu'il avait prises dans un passé récent de quelques centaines de millisecondes.

Ainsi, une valeur de crête du gain appelée GC(n) est calculée à partir de la valeur de gain G(n) avec une fuite correspondant à une constante de temps d'environ 500 millisecondes. A la valeur de gain G(n) sont ensuite attribuées des valeurs lesquelles ne peuvent prendre des valeurs inférieures de plus de 35 dB à la valeur de gain de crête GC(n).

On notera en particulier que la valeur de référence précédemment citée dans la description est obtenue par un affaiblissement u correspondant à un affaiblissement de 35 dB de la valeur de crête GC(n) correspondante.

On notera également que dans la relation donnant la valeur du coefficient (CA(n))* le paramètre X donnant la relation a(CA(n))* = a(cA(n)) - X.G(n-1) est très inférieure à 1 et peut par exemple être pris égal à 0,012 afin de permettre un alignement rapide des gains à l'émission.

Afin d'assurer la mise en oeuvre de l'algorithme de calcul tel que représenté en figure lc, ainsi que représenté en figure la, le circuit de prédiction de gain CG comprend un calculateur dédié recevant sur k+1 entrées successives les valeurs de code actuelles (n) puis les valeurs de code successives antérieures A(n-1) successivement A(n-k) par l'intermédiaire de cellules de retard d'une période T d'échantillon, notées 1,2,k sur la figure la. Ces cellules de retard correspondent aux cellules de retard utilisées dans la demande de brevet européen précédemment mentionnée dans la description.

Ainsi, en ce qui concerne le calcul du gain
G(n), ainsi que représenté à l'étape 1004 de la figure lc, préalablement à l'établissement de la relation de proportionnalité, chaque valeur de coefficient CA(n) est soumise à une comparaison d'infériorité à une valeur de référence 2k-4
Sur réponse positive à cette comparaison d'infériorité, chaque valeur de coefficient (CA(n)) normalement associée à la valeur de la variable d'état correspondante C(n) est affectée d'un terme correctif proportionnel à la valeur antérieure du gain G(n-1) selon la relation a(cA(n))* = a(C(b(n)) - X.G(n-1).

Suite au test de comparaison d'infériorité précité, la valeur actuelle du gain G(n) = a(C(n)) x
G(n-1) est soumise à un test d'infériorité par rapport à la valeur de seuil de référence proportionnelle à la valeur actuelle du gain de crête soit u.GC(n).

Sur réponse négative au test d'infériorité, la valeur actuelle du gain G(n) est maintenue à la valeur actuelle du gain G(n) = a(CA(n)) x G(n-1) et sur réponse positive au test d'infériorité la valeur actuelle du gain G(n) est affectée à une valeur égale à la valeur de référence u x GC(n).

Une description plus détaillée d'un mode de réalisation avantageux d'un détecteur de crête noté 42i mis en oeuvre dans chacune des voies de rang i du filtre prédicteur auto-adaptatif 14 du codeur objet de la présente invention, sera maintenant donnée en liaison avec les figures lb et 2.

En liaison avec la figure lb on rappellera que pour chaque voie de rang i l'ensemble des éléments d'indice i correspond à l'ensemble des éléments de même indice i décrit pour une voie correspondante dans la demande de brevet européen n" 89 400 702.0 précédemment mentionnée dans la description.

Selon une caractéristique avantageuse du codeur à filtre prédicteur auto-adaptatif objet de la présente invention, le détecteur de crête 42i fonctionne suivant l'algorithme selon lequel, pour une valeur actuelle du signal filtré redressé noté SFR (n,i) < à la valeur antérieure de crête correspondante SC(n-l),i, la valeur de crête SC(n,i) est maintenue pendant NM MAX(i) échantillons.

Puis la valeur de crête SC(n,i) est soumise à une décroissance pendant NM MAX(i) échantillons suivants par l'intermédiaire d'un coefficient de pondération, noté C1, de valeur déterminée (noté Cl(i)).

Ensuite, la valeur de crête SC(n,i) est soumise à une décroissance plus importante pendant les échantillons suivants au moyen d'un coefficient de pondération
C2 < C1 de valeur déterminée (noté C2(i)).

Ainsi qu'on l'a représenté en figure 2, pour une valeur actuelle du signal filtré redressé SFR(n,i) inférieure à la valeur antérieure de crête correspondante, notée SC(n-l,i) la valeur actuelle du signal filtré
SFR(n,i) délivrée par le soustracteur 40i au détecteur de crête 42i est soumise à un test d'infériorité par rapport à une valeur de seuil de valeur de crête égale à la valeur antérieure de crête notée SC(n-l,i) corrigée par une fonction linéaire F1 du signal filtré redressé, la fonction linéaire F1 vérifiant la relation
- F1 = dl(i).SFR(n,i) + d2(i) où dl(i) et d2(i)
désignent des valeurs constantes affectées au
rang i de la voie du filtre prédicteur auto
adaptatif.A la valeur actuelle de crête
SC(n,i) est affectée d'une part la valeur de
seuil de valeur de crête sur réponse négative
au test d'infériorité précité et d'autre
part, la valeur actuelle du signal filtré
redressé SFR(n,i) sur réponse positive au
même test d'infériorité.

L'algorithme précédent relatif au fonctionnement de chaque détecteur de crête 42i est remarquable en ce qu'il consiste à utiliser deux constantes différentes pour commander la décroissance de la valeur de crête
SC(n,i).

Après un maintien de durée égale à NM(i) échantillons, SC(n,i) décroit faiblement, c'est-à-dire en raison du coefficient Cl(i) lequel est appliqué pendant
NM(i) échantillons supplémentaires. La valeur SC(n,i) décroit ensuite seulement de manière beaucoup plus prononcée en raison du coefficient C2(i), ce coefficient étant bien plus faible que le coefficient Cl(i) précité.

Ainsi, la valeur de crête SC(n,i) peut elle suivre au plus près l'enveloppe de crête du signal redressé SFR(n,i) délivré par le soustracteur 40i, après redressement par le redresseur 38i. Deux défauts du détecteur de crête et du filtre prédicteur autoadaptatif décrits dans la demande de brevet européen précédemment mentionnée sont ainsi fortement atténués::
- la rugosité du signal reconstitué SF(n)
diminue fortement car l'utilisation d'un
coefficient Cl(i) proche de 1 pendant NM(i)
échantillons permet d'éviter des ondulations
importantes du signal de crête SC(n,i) tant
que le signal SFR(n,i) varie peu,
c'est-à-dire dans les zones stationnaires du
signal de parole,
- les trainées de bruit du signal reconstitué
SF(n) diminuent fortement car l'utilisation
du coefficient C2(i) beaucoup plus faibles à
l'issue de la décroissance commandée par le
coefficient Cl(i) précité permet au signal de
crête SC(n,i) de diminuer très vite lorsque
au contraire SFR(n,i) diminue rapidement ou
disparaît brusquement dans les zones transi
toires du signal de parole.

D'autre part, l'utilisation de la constante d2(i) permet à SC(n,i) d'augmenter rapidement dans les zones transitoires même si le signal SFR(n,i) délivré par le soustracteur 40i après redressement a une valeur faible.

Le codeur différentiel à filtre prédicteur autoadaptatif objet de la présente invention, tel que décrit en liaison avec la figure la peut bien entendu être utilisé avec un décodeur tel que décrit dans la demande de brevet européen précédemment citée dans la description.

Toutefois, le mode de réalisation du décodeur tel que décrit dans la demande de brevet européen précitée est tel que le signal reconstitué délivré par le décodeur, ce signal étant noté SR(n-2) est obtenu en additionnant au signal prédit SPR(n-2) délivré par le multiplicateur 38 un terme correctif tenant compte des trois valeur A(n), A(n-1), A(n-2) succesives par analogie à un codeur différentiel classique où on ajoute le signal d'erreur quantifié au signal prédit pour obtenir le signal reconstitué.

L'amplitude du terme correctif précitée doit être en moyenne proportionnelle à celle du signal reconstitué, donc proportionnelle à celle du signal SF(n) délivré par le filtre prédicteur auto-adaptatif 24.

Dans le mode de réalisation précité du décodeur, l'amplitude du signal SF(n) était estimée constante et le terme de correction X2.A(n-2) + Xl.A(n-1) + XO.A(n) ne prenait pas en compte d'éventuelles variations de l'amplitude précédemment mentionnée.

Au cours d'essais, l'expérience a montré que l'amplitude du signal SF(n) délivrée par le filtre prédicteur 24 du décodeur n'était en fait pas constante. En conséquence il est préférable d'en tenir compte dans le terme de correction.

Dans ce but, le terme de correction dénommé c(n-2) est obtenu à partir d'un signal de mémoire de crête du signal filtré délivré par le filtre prédicteur auto-adaptatif 24 du décodeur, ce signal de mémoire de crête noté SCF(n) étant obtenu par mémorisation de la valeur crête du signal filtré délivré par le filtre prédicteur auto-adaptatif 24 pour chaque valeur A(n) d'ordre n.

Conformément à un aspect particulièrement avantageux du décodeur objet de la présente invention, le signal SR(n-2) est alors obtenu selon la relation
SR(n-2) = SPR(n-2) + GM(n-l).SCF(n).(x'2.A(n-2) + xtl.(n-1) + x'O.A(n)).

On notera que le fait de prendre en compte la valeur crête du signal filtré SCF(n) c'est-à-dire la valeur crête relative aux valeurs actuelles A(n) et non pas la valeur crête mémorisée relative à des échantillons antérieurs et notée SCF(n-2) permet d'arriver à mieux suivre les évolutions rapides dans les zones transitoires du signal de parole par un phénomène d'anticipation sur deux échantillons successifs.

Afin de réaliser la correction précitée, ainsi que représenté en figure la, le décodeur associé au codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif objet de la présente invention, comporte deux filtres prédicteurs 24 identiques au filtre prédicteur 14 du codeur, un organe de calcul de gain de réception constitué par le circuit de calcul de gain 26 noté CG, identique au circuit CG du codeur, et par un circuit de calcul de gain moyen noté 27 lequel permet de délivrer en fait la valeur de gain moyen GM(n-1) ainsi que décrit dans la demande de brevet européen précédemment citée.

Le décodeur comporte également un multiplieur 28 lequel reçoit sur une entrée le gain à la réception fourni par l'organe de calcul 27 précédemment mentionné et sur une autre entrée le signal filtré SF(n-2) délivré par le filtre prédicteur 24 par l'intermédiaire d'un élément de retard noté 30, lequel permet d'introduire un retard égal à l'intervalle temporel 2T entre deux échantillons de valeurs successifs.

Ainsi qu'on l'a en outre représenté en figure la, le décodeur comprend un additionneur de sortie 36 lequel reçoit le signal prédit de réception SPR(n-2) délivré par le multiplicateur 28 ainsi que le signal de correction noté précédemment s(n-2).

Le signal de correction (n-2) est lui-même engendré par un multiplieur 35 lequel reçoit sur une première entrée le signal de mémoire de crête SCF(n) délivré par l'intermédiaire d'un circuit de mémorisation 44. Le circuit de mémorisation 44 reçoit en fait la valeur du signal filtré SF(n) et permet simplement d'en mémoriser la valeur de crête afin de restituer celle-ci au multiplieur 35.Le multiplieur 35 reçoit en outre la valeur du gain moyenné GM(n-1) délivré par le circuit de calcul de moyenne 27 ainsi que trois grandeurs délivrées par un sommateur 34, ces trois grandeurs représentant :
- la première, la valeur actuelle A(n) pondérée
par le produit d'un facteur fixe constant x' O,
- la deuxième, la valeur antérieure A(n-1)
pondérée par le produit d'un facteur fixe
constant x'1,
- et la troisième, la valeur antérieure A(n-2)
pondérée par le produit d'un facteur fixe
x'2.

Bien entendu, il est également possible d'effectuer par l'intermédiaire du signal SCF(n) délivré par le circuit de mémorisation 44 une pondération directe des valeurs successives d'échantillons A(n), A(n-1) et A(n-2) lesquelles sont délivrées successivement à partir de la valeur de code A(n) délivrée par le circuit d'entrée 23 du décodeur par l'intermédiaire des circuits ou cellules de retard d'un échantillon successif de valeur T noté 31 et 31a au niveau de chacun des multiplicateurs élémentaires 32, 33a et 33b permettant d'assurer la pondération de ces mêmes valeurs respectivement par les facteurs fixes constants respectifs x'O, x'l et x'2.

Les corrections s(n-2) en fonction des valeurs de code A(n-2), A(n-1) et A(n) peuvent être effectuées voie par voie de rang i du filtre prédicteur auto-adaptatif 24 du décodeur sur les valeurs correspondantes du signal filtré SF(n-2,i) du filtre prédicteur auto-adaptatif.

Dans ce dernier cas, les différents signaux vérifient la relation
SFR(n-2,i) = SF(n-2,i) + (x'2(i).A(n-2)+ x'l(i).A(n-l) + x' 0(i).Â(n))

Finalement, le signal reconstitué SR(n-2) vérifie la relation
SR(n-2) = GM(n-2).SFR(n-2).

Dans ce mode de réalisation, le dispositif apporte une amélioration substantielle de la qualité. Un mode de réalisation avantageux peut être constitué de la manière suivante
Pour chaque voie i on mémorise huit coefficients établis expérimentalement Xi(C'(n)), C'(n) variant de O à 7 en fonction des trois derniers codes # reçus.

<tb>

#o <SEP> <SEP> #1 <SEP> <SEP> #2 <SEP> <SEP> C'#(n)
<tb> O <SEP> O <SEP> O <SEP> O
<tb> O <SEP> O <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP>
<tb> O <SEP> i <SEP> O <SEP> 2 <SEP>
<tb> O <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 3
<tb> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 4 <SEP>
<tb> 1 <SEP> O <SEP> 1 <SEP> 5 <SEP>
<tb> 1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 6
<tb> 1 <SEP> 1 <SEP> i <SEP> 7 <SEP>
<tb>
C' #(n) est calculé alors comme suit
Si Âo=o alors C'#(n) = sinon alors C'Â(n) = C'Q(n)/2+4.
Ensuite on calcule la valeur du signal de correction
SCOR(n-2) laquelle sera additionnée à SF(n-2).

Le schéma du décodeur est alors tel que représenté en figure 3.

On a ainsi décrit un codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif et le décodeur qui lui est associé particulièrement performants dans la mesure où l'ensemble du système constitué par le codeur et le décodeur objets de la présente invention permettent d'obtenir un système à adaptation rapide de gain permettant de mieux suivre les variations de dynamique du signal de parole, cette amélioration ayant pour effet d'améliorer notablement les conditions de transmission des signaux de parole notamment en téléphonie.

Claims

REVENDICATIONS

1. Codeur différentiel à filtre prédicteur auto-adaptatif comprenant un comparateur (12) destiné à recevoir, sur une entrée additive, le signal à coder et, sur une entrée soustractive, un signal estimé fourni par une boucle de prédiction qui reçoit le signal d'erreur provenant de la sortie du comparateur, la boucle de prédiction comprenant un filtre prédicteur auto-adaptatif, un circuit automatique de gain et un multiplieur recevant les sorties du filtre prédictif et du circuit d'adaptation automatique de gain dont la sortie est reliée à l'entrée soustractive, le filtre prédicteur comportant plusieurs voies en parallèle affectées à des bandes spectrales différentes adjacentes, chacune des voies comprenant un filtre de bande d'entrée qui alimente un détecteur quadratique suivi d'un détecteur de crête dont la sortie est appliquée à un multiplieur qui reçoit également le signal de sortie du filtre de bande, les sorties de tous les multiplieurs attaquant un même sommateur, caractérisé en ce que ledit circuit de prédiction de gain utilise l'algorithme d'adaptation de gain, en fonction de la séquence de valeurs A(n) présentées successivement à son entrée, représenté par les critères ci-après, à partir de k+1 valeurs A(n-k) à A(n) successives consistant * sur comparaison de supériorité de la valeur actuelle G(n) du gain à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-1)

- à attribuer à la valeur actuelle du gain de crête

GC(n) la valeur antérieure du gain de crête pondérée par un coefficient de fuite f, GC(n)=f.GC(n-1), si la valeur actuelle G(n) du gain est inférieure ou égale à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-1), et

- à attribuer à la valeur actuelle du gain de crête

GC(n) la valeur actuelle du gain G(n), GC(n)=G(n), si la valeur actuelle du gain G(n) est supérieure à la valeur antérieure du gain de crête GC(n-1), puis * pour chaque couple de valeurs successives voisines A(n-(j-1)), #(n-j), avec j (l,k], à définir

- un poids pj=2k-j si A(n-(j-1))=(n-j) ou un poids nul Si (n-(j-1) '

- une variable d'état C Q(n) des valeurs successives de la forme

aux variables d'état C A(n) telles que 0 < C #(n) < 2k-1 étant associés, en correspondance biunivoque, des coefficients a(C #(n)) inférieurs à 1, et aux variables d'état C #(n) telles que 2k-1 ( C A(n) < 2k étant associés, en correspondance biunivoque, des coefficients a (C A(n)) supérieurs à 1, l'ensemble des coefficients (C A(n)) étant une fonction monotone de la variable d'état C(A(n)), * la valeur actuelle du gain G(n) est calculée à partir d'une relation de proportionnalité entre la valeur correspondante du coefficient a(C A(n)) et de la valeur antérieure du gain G(n-1), soit G(n) = a ( C A(n))xG(n-1) si la valeur obtenue par cette relation de proportionnalité

G(n-1)x (C A(n)) est supérieure à une valeur de référence uxGC(n) proportionnelle au gain de crête GC(n).

2. Codeur selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour tout couple de valeurs successives voisines arbitraires, j=o, lesdites variables d'état C A(n-1) et C A(n) vérifient sur comparaison d'égalité de la valeur A(n-1) à la valeur #(n) la relation

- C #(n) = C #(n-1)/2 sur réponse négative à ladite

comparaison d'égalité, et,

- C #(n) = C A(n-1)/2 + 2k-1 sur réponse positive à

ladite comparaison d'égalité.

3. Codeur selon la revendication 2, caractérisé en ce que, préalablement à l'établissement de la relation de proportionnalité, pour le calcul de la valeur actuelle du gain G(n), chaque valeur de coefficient C Q(n) est soumise à une comparaison d'infériorité à une valeur de référence 2k-4 et - sur réponse positive à ladite comparaison d'inférorité, chaque valeur de coefficient a(C A(n)) normalement associée à ladite valeur de la variable d'état correspondante C A(n) est affectée d'un terme correctif proportionnel à la valeur antérieure du gain G(n-1) selon la relation

(C A(n))* = a(C S(n)-X.G(n-l)) où X désigne un facteur de proportionnalité.

4. Codeur selon la revendication 3, caractérisé en ce que, suite au test de comparaison d'infériorité précité, ladite valeur actuelle de gain G(n) = a(C(n) x G(n-l) est en outre soumise à un test d'infériorité à une valeur de seuil de référence de valeur déterminée, proportionnelle à la valeur actuelle du gain de crête, uxGC(n), u représentant une valeur d'atténuation déterminée, ladite valeur actuelle du gain G(n) étant

- sur réponse négative audit test d'infériorité,

maintenue à la valeur actuelle G(n) = a(C A(n)) x

G(n-l), et,

- sur réponse positive audit test d'infériorité,

affectée à une valeur égale à la valeur de seuil

de référence u x GC(n).

5. Codeur selon l'une des revendications 1 à 4 précédentes, caractérisé en ce que le détecteur de crête (42i) fonctionne suivant l'algorithme

- pour une valeur actuelle du signal filtré

redressé SFR(n,i) inférieure à la valeur anté

rieure de crête correspondante SC(n-l,i), la va

leur de crête SC(n,i) est maintenue pendant NM

MAX(i) échantillons, puis,

- la valeur de crête SC(n,i) est soumise à une dé

croissance pendant NM MAX(i) échantillons

suivants par l'intermédiaire d'un coefficient de

pondération C1 de valeur déterminée, puis,

- la valeur de crête SC(n,i) est soumise à une

décroissance plus importante pendant les échan

tillons suivants au moyen d'un coefficient de

pondération C2 < C1 de valeur déterminée.

6. Codeur selon l'une des revendications 1 à 5 précédentes, caractérisé en ce que le détecteur de crête (42i) fonctionne suivant l'algorithme

- pour une valeur actuelle du signal filtré

redressé SFR (n,i) supérieure ou égale à la

valeur de crête antérieure SC(n-l,i), la valeur

actuelle du signal filtré SFR(n,i) est soumise à

un test d'infériorité par rapport à une valeur de

seuil de valeur de crête égale à la valeur anté

rieure de crête SC(n-l,i) corrigée par une fonc

tion linéaire fl du signal filtré redressé,

fl=dl(i).SFR(n,i)+d2(i) où dl(i) et d2(i) dési

gnent des valeurs constantes affectées au rang i

de la voie du filre prédicteur auto-adaptatif, à

la valeur acuelle de crête SC(n,i) étant

affectée, d'une part, la valeur de seuil de va

leur de crête sur réponse négative audit test

d'infériorité, et, d'autre part, la valeur ac

tuelle du signal filtré redressé SFR(n,i) sur

réponse positive audit test d'infériorité.

7. Décodeur utilisable en coopération avec le codeur suivant l'une des revendications précédentes, comportant un filtre prédicteur (24) identique au filtre prédicteur du codeur, un organe de calcul du gain de réception et un multiplieur (28) recevant sur, une entrée, le gain à la réception fourni par l'organe de calcul (27) et, sur une autre entrée, le signal filtré SF(n-2) délivré par le filtre prédicteur (24) par l'intermédiaire d'un élément de retard (30) ayant un temps de retard égal à l'intervalle temporel 2T entre deux échantillons successifs, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un additionneur de sortie (36) recevant le signal prédit de réception SPR(n-2) délivré par le multiplieur (28) et trois grandeurs représentant

- la première, la valeur actuelle A(n) pondérée par le produit d'un facteur fixe constant x'o et la valeur actuelle de crête SCF(n) et multipliée par le gain à la réception GM(n-1) fourni par l'organe de calcul (27),

- la deuxième, la valeur antérieure A(n-1) pondérée par le produit d'un facteur fixe constant x'1 et de la valeur actuelle de crête SCF(n) et multipliée par le gain à la réception GM(n-1),

- la troisième, la valeur antérieure A(n-2) pondérée par le produit d'un facteur fixe x'2 et de la valeur actuelle de crête SCF(n) et multipliée par GM(n-1).

8. Décodeur selon la revendication 7, caractérisé en ce que les corrections en fonction de A(n-2), A(n-1) et A(n) sont effectuées voie par voie de rang i sur les valeurs de SF(n-2,i) du filtre prédicteur auto-adaptatif.