FR2609355A1 - Dispositif de detection et de correction des erreurs dans un signal numerique en code bipolaire - Google Patents
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Abstract
CE DISPOSITIF COMPREND : - UN EGALISEUR RECURSIF 24 AVEC DETECTION A DEUX NIVEAUX, LEDIT EGALISEUR RECEVANT UN SIGNAL BIPOLAIRE S COMPRENANT UNE SUITE DE SYMBOLES BIPOLAIRES B, I, ET DELIVRANT UN SIGNAL A DEUX NIVEAUX X, COMPOSE D'UNE SUITE DE SYMBOLES BINAIRES ESTIMES X, I, ET UN SIGNAL D'ERREUR E, - UN DETECTEUR D'ERREUR 26 COMPRENANT DEUX COMPARATEURS A SEUIL, LEDIT DETECTEUR RECEVANT LE SIGNAL D'ERREUR E ET DELIVRANT UN SIGNAL BINAIRE D'ERREUR EP REPRESENTATIF DES ERREURS DE DETECTION DES SYMBOLES X, I, - UN TRANSCODEUR 28 RECEVANT LE SIGNAL X ET DELIVRANT UN SIGNAL BINAIRE D COMPOSE D'UNE SUITE DE SYMBOLES D, I QUI, EN L'ABSENCE D'ERREURS DE DETECTION, SONT IDENTIQUES AUX SYMBOLES BINAIRES D, I CORRESPONDANT AUX SYMBOLES B, I EMIS.
Description
DISPOSITIF DE DETECTION ET DE CORRECTION DES ERREURS DANS
UN SIGNAL NUMéRIQUE EN CODE BIPOLAIRE
DESCRIPTION
La présente invention a pour objet un dispositif de détection des erreurs dans un signal numérique en code bipolaire, et un dispositif de détection et de correction desdites erreurs.
UN SIGNAL NUMéRIQUE EN CODE BIPOLAIRE
DESCRIPTION
La présente invention a pour objet un dispositif de détection des erreurs dans un signal numérique en code bipolaire, et un dispositif de détection et de correction desdites erreurs.
Cette invention trouve son application dans le contrôle de la qualité des transmissions numériques dans les systèmes de transmission numérique, tels que par exemple Les réseaux numériques à intégration de service (RNIS). Cette qualité de transmission s'apprécie en -estimant le taux d'erreur sur un signal numérique transmis.
Un signal reçu d'une ligne de transmission présente des imperfections dues aux distorsions d'affaiblissement et de phase apportées par ce canal. Le signal est donc remis en forme au moyen d'un égaliseur, et le taux d'erreur est estimé sur ce signal égalisé.
Dans le cas d'un signal numérique codé en bipolaire,
l'estimation du taux d'erreur peut être obtenue de manière classique par la méthode dite du viol de bipolarité.
l'estimation du taux d'erreur peut être obtenue de manière classique par la méthode dite du viol de bipolarité.
Dans un signal numérique codé en bipolaire, les bits de valeur alogique "O" sont codés par le code O (absence d'impulsion), alors que les bits de valeur logique "1" sont codés alternativement par les codes +1 (impulsion positive) et -1 (impulsion négative).
Une surveillance de l'alternance des codes +1 et -1 dans le signal bipolaire reçu et égalisé donne donc une indication assez précise du taux d'erreur.
Cependant, pour que la méthode du viol de bipolarité soit efficace, il est nécessaire que Le système de réception puisse égaliser de façon parfaite les imperfections apportées au signal par la ligne de transmission. Cette égalisation est délicate, notamment dans les reseaux locaux numériques, en raison
5 10 15 20 25 30 de la diversite et de l'inhomogeneité des lignes de transmission utilises par ce réseau. Il est donc souvent nécessaire d'utiliser un égaliseur récursif adaptatif, pour pouvtir adapter parfaitement l'égalisation en fonction des lignes de transmission.
5 10 15 20 25 30 de la diversite et de l'inhomogeneité des lignes de transmission utilises par ce réseau. Il est donc souvent nécessaire d'utiliser un égaliseur récursif adaptatif, pour pouvtir adapter parfaitement l'égalisation en fonction des lignes de transmission.
On connart un égaliseur récursif pour un signal binaire, c' est-à-dire un égaliseur recevant et délivrant un signal à deux niveaux codés par les valeurs 0 et 1. Un tel égaliseur récursif est décrit notamment dans l'article "Adaptative equalization" de SHAHID QURESHI paru dans IEEE
Communication Magazine, mars 1982. On a représenté schématiquement sur la figure 1 un tel égaliseur récursif à deux niveaux de détection.
Communication Magazine, mars 1982. On a représenté schématiquement sur la figure 1 un tel égaliseur récursif à deux niveaux de détection.
Cet égaliseur récursif comprend un moyen à contrôle automatique de gain 2, un soustracteur 4, un amplificateur différentiel 6, un comparateur à zéro 8 et un estimateur 10.
Un signal binaire Sr reçu d'une ligne de transmission est appliqué sur une entrée du moyen à contrôle automatique de gain 2. Un signal # fixe et un signal E variable sont appliqués
0 sur des entrées de commande du moyen 2 ; ils définissent le gain de ce moyen.
0 sur des entrées de commande du moyen 2 ; ils définissent le gain de ce moyen.
Le soustracteur 4 reçoit sur une entrée positive le signal délivré par le moyen 2 et sur une entrée négative un signal délivré par l'estimateur 10. Le signal délivré par le soustracteur 4, qui est égal à la différence des signaux A appliqués sur ses entrées, est comparé à une valeur fixe ho/2.
0
Cette comparaison est réalisée par l'amplificateur opérationnel 6, sur l'entrée positive duquel est applique le signal délivré par le soustracteur 4 et sur l'entrée négative duquel est A appliqué un signal fixe de valeur h /2, et par un comparateur à O zéro 8 dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur différentiel 6.
Cette comparaison est réalisée par l'amplificateur opérationnel 6, sur l'entrée positive duquel est applique le signal délivré par le soustracteur 4 et sur l'entrée négative duquel est A appliqué un signal fixe de valeur h /2, et par un comparateur à O zéro 8 dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur différentiel 6.
Le comparateur à zéro 8 délivre ainsi une suite de symboles binaires #(n) qui constitue une estimation des symboles binaires d(n) émis et contenus dans le signal S reçu de la ligne de transmission.
L'estimateur 10 reçoit ces symboles estimés et produit, à partir de ceux-ci, une estimation du signal Sr reçu. Ce signal est appliqué sur l'entrée négative du soustracteur 4.
L'égaliseur récursif comprend enfin des moyens pour produire un signal d'erreur E utilisé pour commander
l'estimateuur 10 et le moyen à contra le automatique de gain 2.
l'estimateuur 10 et le moyen à contra le automatique de gain 2.
Ces moyens comprennent un multiplieur 12 pour multiplier un A symbole estimé d(n) avec un signal fixe de valeur hg, et un amplificateur différentiel 14 dont L'entrée positive est reliée à
la sortie du soustracteur 4 et dont L'entrée négative reçoit le signal délivré par le multiplieur 12.
la sortie du soustracteur 4 et dont L'entrée négative reçoit le signal délivré par le multiplieur 12.
On va maintenant décrire le fonctionnement de cet égaliseur récursif connu. Pour cela il faut tout d'abord rappeler la forme du signal Sr reçu per l'égaliseur récursif. A l'émission, on affecte à chaque symbole à transmettre un intervalle de temps de longueur T, et on code les bits de valeurs "1" par une impulsion et les bits de valeur "0" par une absence d'impulsion.
La ligne de transmission utilisée introduit une distorsion dans le signal Sr émis. Celle-ci est mesurée par la réponse impulsionnelle de La ligne de transmission. Cette réponse impulsionnelle est définie par une suite de valeurs ho, h1, h , ... correspondant à l'échantillonnage de la réponse impulsicnnelle à des intervalles de temps séparés d'une durée T, comme on l'a représenté sur la figure 2.
Le signal binaire Sr reçu de la ligne de transmission est échantillonné à la fréquence 1/T. La valeur de l'échantillon
S (nT) à ta date nT est donc égale à
r
où h est le ième échantillon de la réponse impulsionnelle et d(n-i) est la valeur d'un symbole émis.
S (nT) à ta date nT est donc égale à
r
où h est le ième échantillon de la réponse impulsionnelle et d(n-i) est la valeur d'un symbole émis.
Le principe de L'égaliseur récursif est d'estimer le brouillage intersymbole. Dans ce but, l'estimateur 10 délivre un signal T0, dont la valeur T0(nT) à un instant nT est égale à :
où hi est une estimation du ième échantillon de la réponse impulsionnelle et #(n-i) est la valeur d'un symbole estimé après convergence de l'égaliseur.
où hi est une estimation du ième échantillon de la réponse impulsionnelle et #(n-i) est la valeur d'un symbole estimé après convergence de l'égaliseur.
Le signal D délivre par le soustracteur 4 est donc égal à Sr - TO ; sa valeur D(nT) à un instant nT est égale à :
Lorsque la convergence de l'égaliseur est obtenue, les estimations d(n-i) sont egales aux symboles d(n-i) émis, et les estimations #i ont une valeur très proche des échantillons hi de la réponse impulsionnelle.
D(n.T) a alors une valeur tres proche de h .d(n). Le
0 signal D délivré par le soustracteur 4 ne peut donc prendre que l'une des deux valeurs hO ou 0, selon que le symbole d(n) est égal à 1 ou à 0. L'ensemble constitué par l'amplificateur différentiel 6 et le comparateur à zéro 8 permet de comparer ce signal à un seuil égal à # /2, ce qui détermine la valeur estimée
0 d(n) d'un symbole émis.
0 signal D délivré par le soustracteur 4 ne peut donc prendre que l'une des deux valeurs hO ou 0, selon que le symbole d(n) est égal à 1 ou à 0. L'ensemble constitué par l'amplificateur différentiel 6 et le comparateur à zéro 8 permet de comparer ce signal à un seuil égal à # /2, ce qui détermine la valeur estimée
0 d(n) d'un symbole émis.
La fonction principale de l'estimateuur 1@ est donc de calculer les valeurs estimées #(i), pour i compris entre O et N.
Ces valeurs peuvent être obtenues suivant l'algorithme du gradient, selon l'équation : #i(n+1) = #i(n) + E(nT).#(n-i) tel que décrit dans l'article "Comparison of the convergence of two algorithms for adaptative FIR digital filters" de T. CLAASEN et al., paru dans IEEE Transactions on Acoustic Speech
Processing, vol.ASSP-29, june 1981.
Processing, vol.ASSP-29, june 1981.
Dans cette équation, Le paramètre est un entier compris entre O et 1/N+1 et E(nT) est la valeur à l'instant n.T du signal d'erreur E délivré par l'amplificateur différentiel 14.
A l'instant n.T, ce signal d'erreur est égal à
E(nT) = h0.d(n) - #0.#(n)
L'estimation du terme principal de la réponse impulsionnelle peut être calculée par l'algorithme du gradient.
E(nT) = h0.d(n) - #0.#(n)
L'estimation du terme principal de la réponse impulsionnelle peut être calculée par l'algorithme du gradient.
Les signaux #0/2 et #0 appliqués à l'amplificateur différentiel 6 et au multiplieur 12 sont alors délivrés par l'estimateur 10, et l'égaliseur récursif ne comporte pas en entrée de moyen a contrôle automatique de gain. Cependant, dans la pratique, il est préférable de fixer a priori la valeur #0 (gain de la ligne de transmission) et d'asservir avec le signal d'erreur E un moyen à contrôle automatique de gain placé en entrée de l'égaliseur récursif de façon à Le faire travailler dans les conditions optimales. C'est ce choix qui a été fait pour l'égaliseur récursif représenté sur la figure 1.
L'égaliseur récursif qui vient d'être décrit délivre un signal à deux niveaux logiques. Il est donc adapté pour la réception d'un signal Sr en code binaire.
Au contraire, le problème que l'on se propose de résoudre ici concerne la mesure du taux d'erreur dans un signal code en bipolaire, c'est-à-dire un signal à trois niveaux logiques.
En partant de l'égaliseur 'récursif avec détection à deux niveaux représenté sur la figure 1, l'homme de L'art peut imaginer un égaliseur récursif avec détection à trois niveaux.
Pour obtenir un tel égaliseur récursif, il suffit de remplacer le comparateur a seuil unique, constitué par L'amplificateur différentiel 6 et Le comparateur à zéro 8, par un comparateur à deux seuils, de manière à pouvoir affecter aux symboles estimés #(n) l'une quelconque des valeurs -1, 0 et +1. Corrélativement, il est nécessaire de modifier L'estimateur 10 dont le signal délivré est fonction des symboles estimés.
Les différences d'architecture entre un égaliseur récursif avec detection à trois niveaux et un egaliseur récursif avec détection à deux niveaux semblent donc très faibles.
Cependant, en pratique, la complexite d'un égaliseur récursif avec détection à trois niveaux est beaucoup plus importante que celle d'un egaliseur récursif avec detection à deux niveaux.
Ceci est dû à la différence des impulsions élémentaires émises dans les deux cas, et donc à la différence des réponses impulsionnelles correspondantes. Plus exactement, la réponse impulsionnelle comporte beaucoup plus de trainage basse fréquence dans Le cas d'un code bipolaire que dans le cas d'un code binaire. Pour éliminer efficacement le brouillage intersymbole, il est donc nécessaire de considérer environ 2.N symboles dans
te cas de L'egaliserr récursif avec détection a trois niveaux, au lieu de N symboles dans le cas de l'égaliseur
récursif avec détection à deux niveaux. On peut également ajouter que, dans le premier cas, les symboles estimés sont quantifiés sur trois niveaux, ce qui nécessite un espace de mémorisation plus important que dans le second cas.
te cas de L'egaliserr récursif avec détection a trois niveaux, au lieu de N symboles dans le cas de l'égaliseur
récursif avec détection à deux niveaux. On peut également ajouter que, dans le premier cas, les symboles estimés sont quantifiés sur trois niveaux, ce qui nécessite un espace de mémorisation plus important que dans le second cas.
Il résulte de ce qui précède que la réalisation pratique d'un égaliseur récursif avec détection à trois niveaux est environ trois à quatre fos plus complexe que la réalisation d'un égaliseur récursif avec détection à deux niveaux.
La méthode connue d'estimation du taux d'erreur dans un signal bipolaire, dite du viol de bipolarité, qui nécessite La
realisation d'un tel égaliseur avec détection à trois niveaux, est donc de mise en oeuvre corplexe.
realisation d'un tel égaliseur avec détection à trois niveaux, est donc de mise en oeuvre corplexe.
Le but de l'invention est de simplifier la détection des erreurs, et donc l'estimation du taux d'erreur, dans un signal bipolaire. Ce but est atteint par l'utilisation, comme moyen de détection du signal bipolaire, d'un égaliseur récursif avec détection à deux niveaux. Il convient de souligner l'utilisation surprenante d'un tel égaliseur qui est normalement destiné à detecter un signal binaire.
De manière précise, l'invention a pour objet un dispositif de détection des erreurs dans un signal bipolaire S
R reçu d'une ligne de transmission, ledit signal comprenant une suite de symboles- bipolaires b-i), où i est un nombre entier, correspondant à des symboles binaires d(i) à émettre, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend
- un égaliseur récursif avec détecteur à deux niveaux, ledit égaliseur recevant ledit signal Sr et délivrant un signal à deux niveaux #, composé d'une suite de symboles binaires estimés et et un signal d'erreur E,
- un détecteur d'erreur comprenant deux comparateurs à seuil, ledit détecteur recevant le signal d'erreur E et délivrant un signal binaire d'erreur EP représentatif des erreurs de détection des symboles #(i),
- un transcodeur recevant le signal # et délivrant un signal binaire # composé d'une suite de symboles #(i) qui, en l'absence d'erreurs de détection, sont identiques aux symboles binaires d(i).
R reçu d'une ligne de transmission, ledit signal comprenant une suite de symboles- bipolaires b-i), où i est un nombre entier, correspondant à des symboles binaires d(i) à émettre, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend
- un égaliseur récursif avec détecteur à deux niveaux, ledit égaliseur recevant ledit signal Sr et délivrant un signal à deux niveaux #, composé d'une suite de symboles binaires estimés et et un signal d'erreur E,
- un détecteur d'erreur comprenant deux comparateurs à seuil, ledit détecteur recevant le signal d'erreur E et délivrant un signal binaire d'erreur EP représentatif des erreurs de détection des symboles #(i),
- un transcodeur recevant le signal # et délivrant un signal binaire # composé d'une suite de symboles #(i) qui, en l'absence d'erreurs de détection, sont identiques aux symboles binaires d(i).
De manière préférée, L'égaliseur récursif est conçu pour détecter les symboles binaires x(i) définis par x(;)=d(; > +x(;-1), où "@" est l'opérateur OU-EXCLUSIF et où d(i) est égal à O ou 1.
Selon un mode de réalisation préféré, le transcodeur produit la suite de symboles #(i) à partir de la suite de symboles "x(i) selon la relation #(i)=#(i)@#(i-1), où "@" est l'opérateur OU-EXCLUSIF.
Selon un mode de réalisation avantageux le dispositif de l'invention comprend en outre un filtre passe-haut en entrée de l'égaliseur récursif.
Sèlon un mode de réalisation particulier, l'égaliseur récursif comporte un moyen à contrôle automatique de gain pour adapter l'amplitude du signal Sr reçu.
De manière préférée, l'égaliseur récursif comporte un estimateur pour estimer la réponse impulsionnelle de la ligne de transmission, ladite réponse impulsionnelle étant définie par une suite d'échantillons h0, h1, h2, ..., caractérisé en ce que ledit estimateur calcule des estimations des échantillons , h 1 2 et en ce que l'estimation #0 est fixe et est utilisée pour asservir
le gain du moyen à contrôle automatique de gain.
le gain du moyen à contrôle automatique de gain.
L'invention a également pour objet un dispositif pour
la détection et la correction des erreurs, celui-ci comprenant un dispositif de detection selon l'invention, et un moyen de
correction des erreurs, ledit moyen recevant le signal d délivré pour le transcodeur et le signal EP délivre par le détecteur d'erreurs, et delivrant un signal binaire dans lequel Les erreurs signalées par le signal EP sont corrigées.
la détection et la correction des erreurs, celui-ci comprenant un dispositif de detection selon l'invention, et un moyen de
correction des erreurs, ledit moyen recevant le signal d délivré pour le transcodeur et le signal EP délivre par le détecteur d'erreurs, et delivrant un signal binaire dans lequel Les erreurs signalées par le signal EP sont corrigées.
Les caractéristiques et avantages de l'invention
ressortiront mieux de la description qui va suivre, donnée à titre illustratif mais non limitatif, en référence aux dessins annexes, sur Lesquels
- la figure 1, déjà décrite, représente schématiquement un égaliseur récursif avec détection à deux niveaux d'un type connu,
- la figure 2, déjà décrite, représente une impulsion d'un signal binaire émis à une extrémité d'une ligne de transmission et le signal, appelé réponse impulsionnelle, reçu à
l'autre extrémité,
- la figure 3 représente schématiquement un circuit pour transformer un signal binaire en un signal bipolaire,
- la figure 4 est un chronogramme des signaux de La figure 3,
- la figure 5 est un dessin schématique illustrant un premier mode de réalisation du dispositif de détection d'erreur de l'invention,
- la figure 6 représente une impulsion d'un signal bipolaire émis à une extrémité d'une ligne de transmission et la réponse impulsionnelle reçue à l'autre extrémité,
- la figure 7 est un dessin schématique illustrant un mode de réalisation du détecteur d'erreur du dispositif de
L'invention,
- la figure 8 est un dessin schématique illustrant un mode de réalisation du transcodeur du dispositif de l'invention,
- la figure 9 illustre une suite d de symboles émis, la suite x correspondante, la suite x detectée et la suite d correspondante, les erreurs de détection apparaissant par paires dans cette suite 2,
- la figure 10 illustre schématiquement un second mode de réalisation du détecteur d'erreur du dispositif de l'invention,
- la figure 11 illustre un mode de réalisation du moyen d'un contrôle automatique de gain de I'égaliseur récursif du dispositif de l'invention, et
- La figure 12 illustre un ode de réalisation d'un dispositif de détection et de correction d'erreur selon l'invention.
ressortiront mieux de la description qui va suivre, donnée à titre illustratif mais non limitatif, en référence aux dessins annexes, sur Lesquels
- la figure 1, déjà décrite, représente schématiquement un égaliseur récursif avec détection à deux niveaux d'un type connu,
- la figure 2, déjà décrite, représente une impulsion d'un signal binaire émis à une extrémité d'une ligne de transmission et le signal, appelé réponse impulsionnelle, reçu à
l'autre extrémité,
- la figure 3 représente schématiquement un circuit pour transformer un signal binaire en un signal bipolaire,
- la figure 4 est un chronogramme des signaux de La figure 3,
- la figure 5 est un dessin schématique illustrant un premier mode de réalisation du dispositif de détection d'erreur de l'invention,
- la figure 6 représente une impulsion d'un signal bipolaire émis à une extrémité d'une ligne de transmission et la réponse impulsionnelle reçue à l'autre extrémité,
- la figure 7 est un dessin schématique illustrant un mode de réalisation du détecteur d'erreur du dispositif de
L'invention,
- la figure 8 est un dessin schématique illustrant un mode de réalisation du transcodeur du dispositif de l'invention,
- la figure 9 illustre une suite d de symboles émis, la suite x correspondante, la suite x detectée et la suite d correspondante, les erreurs de détection apparaissant par paires dans cette suite 2,
- la figure 10 illustre schématiquement un second mode de réalisation du détecteur d'erreur du dispositif de l'invention,
- la figure 11 illustre un mode de réalisation du moyen d'un contrôle automatique de gain de I'égaliseur récursif du dispositif de l'invention, et
- La figure 12 illustre un ode de réalisation d'un dispositif de détection et de correction d'erreur selon l'invention.
Le dispositif de l'invention concerne la détection des erreurs dans un signal bipolaire. Il n'est pas inutile de rappeler comment le signal bipolaire émis est produit à partir de la suite des symboles binaires que l'on désire transmettre.
On a représenté sur La figure 3 un circuit qui délivre un signal bipolaire b correspondant à une suite de symboles binaires reçus sous la forme d'un signal binaire c. Le signal bipolaire est composé d'une suite de symboles b(i) ayant chacun la valeur -1,0 ou +1, et le signal binaire est composé d'une suite de symboles d(i) dont la valeur est égale à G ou 1.
Le circuit se compose d'une porte OU EXCLUSIF 16, d'une bascule bistable 18 et d'un amplificateur différentiel 20. Les symboles binaires d(i) sont appliqués sur une première entrée de la porte OU EXCLUSIF 16. La sortie de cette dernière est reliée à i'entrée de donnée D de la bascule 18 et à L'entrée pocitive de l'amplificateur différentiel 20. La sortie non inverseuse Q de la bascule 18 est reliée à une autre entrée de la porte OU EXCLUSIF 16 et à l'entrée négative de l'amplificateur différentiel 20.
Le chronogramme de la figure 4 montre la forme des différents signaux apparaissant dans le circuit de La figure 3 pour un signal binaire donné. Dans ce chronogramme, les signaux
H, x et y représentent respectivement un signal d'horloge et les signaux délivrés par la porte OU EXCLUSIF 16 et la bascule 18.
H, x et y représentent respectivement un signal d'horloge et les signaux délivrés par la porte OU EXCLUSIF 16 et la bascule 18.
Les signaux x, y et b sont définis par les équations
logiques suivantes :
x(n) = d(n)~a(n-1)
y(n) = x(n-1)
b(n) = x(n) - y(n)
où "X:' représente l'opérateur OU EXCLUSIF.
logiques suivantes :
x(n) = d(n)~a(n-1)
y(n) = x(n-1)
b(n) = x(n) - y(n)
où "X:' représente l'opérateur OU EXCLUSIF.
On a représenté sur la figure 5 un dispositif de detection d'erreur dans un signal bipolaire, suivant un premier mode de réalisation de l'invention. Ce dispositif comprend un egaliseur récursif à deux niveaux 24 recevant d'une ligne de transmission un signal bipolaire Sr composé d'une suite de
symboles b(i). Cet égaliseur 24 délivre un signal binaire #
composé d'une suite de symboles estimés (i), et un signal
d'erreur E.
symboles b(i). Cet égaliseur 24 délivre un signal binaire #
composé d'une suite de symboles estimés (i), et un signal
d'erreur E.
Le dispos tif de l'invention comprend egalement un transcodeur binaire 26 recevant la suite des symboles estimés #(i) et délivrant la suite de symboles binaires 2(i)
correspondante. Les suites de symboles b(i), (i) et 2(i) sont
reliées L'une à l'autre de la même manière que les signaux b, x et d définis dans le circuit de la figure 3.
correspondante. Les suites de symboles b(i), (i) et 2(i) sont
reliées L'une à l'autre de la même manière que les signaux b, x et d définis dans le circuit de la figure 3.
Le dispositif de l'invention comprend enfin un détecteur d'erreur 28 recevant le signal d'erreur E délivré par
l'égaliseur récursif 24 et produisant un signal binaire EP qui
est valide à chaque détection d'une erreur dans le signal bipolaire.
l'égaliseur récursif 24 et produisant un signal binaire EP qui
est valide à chaque détection d'une erreur dans le signal bipolaire.
L'égaliser récursif 24 du dispositif de l'invention
représenté sur la figure 5 a une structure semblable à celle de
l'égaliseur récursif représenté sur la figure 1. Pour délivrer un signal à deux niveaux # représentatif du signal bipolaire reçu, on utilise la relation existant entre le signal bipolaire, noté b
sur le chronogramme de ta figure 4, et le signal à deux niveaux x de cette même figure. On peut constater en particulier que le signal bipolaire peut être considéré comme un code à réponse partiel le du signal x, car à chaque impulsion positive de
longueur T du signal x correspond un ensemble composé d'une impulsion positive de longueur T et d'une impulsion négative de longueur T dans le signal b.
représenté sur la figure 5 a une structure semblable à celle de
l'égaliseur récursif représenté sur la figure 1. Pour délivrer un signal à deux niveaux # représentatif du signal bipolaire reçu, on utilise la relation existant entre le signal bipolaire, noté b
sur le chronogramme de ta figure 4, et le signal à deux niveaux x de cette même figure. On peut constater en particulier que le signal bipolaire peut être considéré comme un code à réponse partiel le du signal x, car à chaque impulsion positive de
longueur T du signal x correspond un ensemble composé d'une impulsion positive de longueur T et d'une impulsion négative de longueur T dans le signal b.
On peut donc considérer que le signal bipolaire reçu par l'égaliseur récursif est composé de symboles de valeur 1, correspondant à une double impulsion, la première étant positive et la seconde négative, et de symboles de valeur û, correspondant à une absence d'impulsion. L'égaliseur récursif, et en particulier L'estimateur 10, sont donc conçus de manière à synthétiser la réponse impulsionnelle d'une telle double impulsion. On a représenté schématiquement sur la figure 6 l'allure de cette réponse impulsionnelle.
Avec la représentation choisie, le signal Sr a, à l'instant d'échantillonnage nT, une valeur définie par l'équation
où h est le ième échantillon de la réponse impulsionnelle, et x(n-i) est un symbole égal à O ou 1.
où h est le ième échantillon de la réponse impulsionnelle, et x(n-i) est un symbole égal à O ou 1.
L'estimateur 1C produit un signal T permettant de
0 supprimer le brouillage intersymbole dans le signal Sr reçu. La valeur échantillonnée de ce signal T0, à l'instant nT, est définie par
où #i est une estimation d'un échantillon de la réponse impulsionnelle et #(n-i) est une estimation de la valeur du symbole x(n-i).
0 supprimer le brouillage intersymbole dans le signal Sr reçu. La valeur échantillonnée de ce signal T0, à l'instant nT, est définie par
où #i est une estimation d'un échantillon de la réponse impulsionnelle et #(n-i) est une estimation de la valeur du symbole x(n-i).
Cette expression peut être simplifiée en tenant compte de la forme de la réponse impulsionnelle. En effet, comme Le montre la figure 6, on constate que les deux premiers échantillons h et h de la réponse impulsionnelle ont O I sensiblement la même amplitude, et sont de signes opposés, alors que les échantillons suivants h2, h3, ... ont une amplitude beaucoup plus faible. Si on néglige ces termes, on a donc, en première approximation, à l'instant nT, la valeur suivante pour l'échantillon D(nT) du signal D délivré par le soustracteur 4:
h0.x(n) + h1x(n-1) - #1.#(n-1)
La comparaison de D(nT) au seuil #0/2 permet d'obtenir une estimation #(n) du symbole x(n) contenu dans le signal reçu.
h0.x(n) + h1x(n-1) - #1.#(n-1)
La comparaison de D(nT) au seuil #0/2 permet d'obtenir une estimation #(n) du symbole x(n) contenu dans le signal reçu.
Cette estimation dépend de la detection, correcte ou erronée, du symbole précédent x(n-1), puisque D(nT) est fonction de x(n-1) et de #(n-1).
Le tableau I indique la valeur estimée #(n) du symbole x(n), dans le cas où la détection sur x(n-1) est correcte, c'est å-dire lorsque #(n-1) est égal à x(n-1).
TABLEAU I
<tb> <SEP> Symboles <SEP> émis <SEP> Valeurs <SEP> produites <SEP> par <SEP> l'égaliseur
<tb> <SEP> x(n) <SEP> x(n-1) <SEP> #(n-1) <SEP> D(nT) <SEP> #(n) <SEP> E
<tb> C1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> h0 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> <SEP> C2 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> C3 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> h0 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> <SEP> C4 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb>
De la même manière, le tableau Il indique la valeur A estimée x(n) du symbole x(n), dans le cas où la détection sur x(n-1) est erronée, c'est-à-dire lorsque #(n-1) est différent de x(n-1).
<tb> <SEP> x(n) <SEP> x(n-1) <SEP> #(n-1) <SEP> D(nT) <SEP> #(n) <SEP> E
<tb> C1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> h0 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> <SEP> C2 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb> C3 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> h0 <SEP> 1 <SEP> 0
<tb> <SEP> C4 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 0
<tb>
De la même manière, le tableau Il indique la valeur A estimée x(n) du symbole x(n), dans le cas où la détection sur x(n-1) est erronée, c'est-à-dire lorsque #(n-1) est différent de x(n-1).
TABLEAU II
<tb> <SEP> Symboles <SEP> émis <SEP> Valeurs <SEP> produites <SEP> par <SEP> l'égaliseur
<tb> <SEP> x(n) <SEP> x(n-1) <SEP> #(n-1) <SEP> <SEP> D(nT) <SEP> #(n) <SEP> E(nT)
<tb> <SEP> (estima
<tb> <SEP> tion <SEP> er
<tb> <SEP> ronée)
<tb> C5 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> h0-h1#2h0 <SEP> <SEP> 1 <SEP> h0
<tb> C6 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> h1#-h0 <SEP> <SEP> 0 <SEP> -h0
<tb> C7 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> h0+h1#0 <SEP> <SEP> 0* <SEP> 0
<tb> C8 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> -h1#h0 <SEP> <SEP> 1* <SEP> 0
<tb>
*erreur
On remarque que dans les configurations C5 et C6, une estimation erronée #(n-1) ne provoque pas d'erreur sur l'estimation (n), mais confirme au contraire très nettement cette estimation. Ainsi, D(nT) est égal à 2.ho dans la
0 configuration C5 et à -h0 dans la configuration C6, au lieu de respectivement h0 et 0 dans les configuration C1 et C2.
<tb> <SEP> x(n) <SEP> x(n-1) <SEP> #(n-1) <SEP> <SEP> D(nT) <SEP> #(n) <SEP> E(nT)
<tb> <SEP> (estima
<tb> <SEP> tion <SEP> er
<tb> <SEP> ronée)
<tb> C5 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> h0-h1#2h0 <SEP> <SEP> 1 <SEP> h0
<tb> C6 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> h1#-h0 <SEP> <SEP> 0 <SEP> -h0
<tb> C7 <SEP> 1 <SEP> 1 <SEP> 0 <SEP> h0+h1#0 <SEP> <SEP> 0* <SEP> 0
<tb> C8 <SEP> 0 <SEP> 0 <SEP> 1 <SEP> -h1#h0 <SEP> <SEP> 1* <SEP> 0
<tb>
*erreur
On remarque que dans les configurations C5 et C6, une estimation erronée #(n-1) ne provoque pas d'erreur sur l'estimation (n), mais confirme au contraire très nettement cette estimation. Ainsi, D(nT) est égal à 2.ho dans la
0 configuration C5 et à -h0 dans la configuration C6, au lieu de respectivement h0 et 0 dans les configuration C1 et C2.
Dans les configurations C5 et C6, #(n) est donc détecté correctement ; de plus, on sait que L'esti@ation précédente x(n-1) est erronée par la valeur non nulle de E(n.T).
Dans les deux autres configurations C7 et C8, l'erreur sur la détection du symbole x(n-1) provoque à coup sOr une erreur sur la valeur du symbole x(n). Il y a donc accumulation d'erreurs lorsque le signal reçu comporte une suite de symboles x(n) de valeur 0 (suite de configurations C7) ou une suite de symboles x(n) de valeur 1 (suite de configurations C8).
Ces erreurs, sauf celle sur Le dernier bit de la suite, ne sont pas signalées par E(nT) et ne sont donc pas détectées.
Cependant comme on le verra dans la suite de La description, la
plupart des erreurs disparaissent Lors du transcodage en binaire
effectué par le transcodeur 26 (fig.5). L'erreur sur Le dernier bit de la suite est détectée car ce bit et Le bit suivant ont une
valeur différente, et on se retrouve alors dans une configuration
C5 ou C6, c'est-à-dire dans une configuration où L'on sait
detecter une erreur.
plupart des erreurs disparaissent Lors du transcodage en binaire
effectué par le transcodeur 26 (fig.5). L'erreur sur Le dernier bit de la suite est détectée car ce bit et Le bit suivant ont une
valeur différente, et on se retrouve alors dans une configuration
C5 ou C6, c'est-à-dire dans une configuration où L'on sait
detecter une erreur.
Cette détection est realisee par le détecteur d'erreur 28 (figure 5) qui comporte un premier comparateur ayant un seuil
légèrement inférieur à # et un second comparateur ayant un seuit o
légèrement supérieur à -ho. A titre d'exemple, on peut, choisir o des seuils de détection d'erreur égaux respectivement à 3h /4 et O -3h /4.
légèrement inférieur à # et un second comparateur ayant un seuit o
légèrement supérieur à -ho. A titre d'exemple, on peut, choisir o des seuils de détection d'erreur égaux respectivement à 3h /4 et O -3h /4.
o
On a représenté sur la figure 6 un mode de réalisation particulier de ce detecteur d'erreur 28. Il comprend un premier amplificateur différentiel 30 recevant sur son entrée positive le signal d'erreur E et sur son entre négative un signal d'amplitude fixe égal à 3#0/4, un second amplificateur différentiel 32 recevant sur son entrée positive le signal d'erreur E et sur son enntrée négative un signal d'amplitude fixe égal à -3#0/4, un comparateur à zéro 34 dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur différentiel 30, un comparateur à zéro 36 dont l'entrée est reliée à la sortie de L'amplificateur différentiel 32, et une porte OU 38 dont les entrées sont reliées aux sorties des comparateurs à zéro 34 et 36.Cette porte OU 38 délivre un signal EP qui est validé lorsque l'on se trouve dans
l'une des configurations C5 ou C6.
On a représenté sur la figure 6 un mode de réalisation particulier de ce detecteur d'erreur 28. Il comprend un premier amplificateur différentiel 30 recevant sur son entrée positive le signal d'erreur E et sur son entre négative un signal d'amplitude fixe égal à 3#0/4, un second amplificateur différentiel 32 recevant sur son entrée positive le signal d'erreur E et sur son enntrée négative un signal d'amplitude fixe égal à -3#0/4, un comparateur à zéro 34 dont l'entrée est reliée à la sortie de l'amplificateur différentiel 30, un comparateur à zéro 36 dont l'entrée est reliée à la sortie de L'amplificateur différentiel 32, et une porte OU 38 dont les entrées sont reliées aux sorties des comparateurs à zéro 34 et 36.Cette porte OU 38 délivre un signal EP qui est validé lorsque l'on se trouve dans
l'une des configurations C5 ou C6.
Revenons maintenant sur la figure 5. La suite # de symboles estimés #(n) délivrée par l'égaliseur 24 est reçue dans un transcodeur 26 qui restitue en sortie une suite d de symboles binaires estimés 2(n) qui, en l'absence d'erreur de détection, est identique à la suite des symboles d(n) émis.
On a représenté sur la figure 7 un mode de réalisation de ce transcodeur 26. Il comprend une bascule bistable 40 de type
D et une porte OU EXCLUSIF 42. Le signal x est reçu sur l'entrée de données D de la bascule 40 et sur une entrée de la porte OU
EXCLUSIF 42, la sortie non inverseuse Q de la bascule 40 étant
reliée à l'autre entrée de la porte OU EXCLUSIF 42. Les moyens 40 et 42 sont donc connectés de manière à réaliser l'opération
inverse des moyens 16 et 18 de La figure 3.
D et une porte OU EXCLUSIF 42. Le signal x est reçu sur l'entrée de données D de la bascule 40 et sur une entrée de la porte OU
EXCLUSIF 42, la sortie non inverseuse Q de la bascule 40 étant
reliée à l'autre entrée de la porte OU EXCLUSIF 42. Les moyens 40 et 42 sont donc connectés de manière à réaliser l'opération
inverse des moyens 16 et 18 de La figure 3.
A
Le signal d délivré par le transcodeur est relié au
signal Ax reçu par la relation 8(n)=x(no (n), où "W' représente
L'opérateur OU-EXCLUSIF.
Le signal d délivré par le transcodeur est relié au
signal Ax reçu par la relation 8(n)=x(no (n), où "W' représente
L'opérateur OU-EXCLUSIF.
L'estimation du taux d'erreur dans le signal détecté est faite en comptant simplement le nombre d'impulsions dans le signal EP. En effet, en sortie du transcodeur, les erreurs apparaissent par paires, dans chacune desquelles l'une des erreurs n'est pas détectée et l'autre erreur est détectée
Ceci apparat clairement dans exemple représenté sur
la figure 9. Celle-ci comprend une suite de valeurs binaires représentant un signal binaire d émis, et le signal x correspondant, conformément au circuit de la figure 3.
Ceci apparat clairement dans exemple représenté sur
la figure 9. Celle-ci comprend une suite de valeurs binaires représentant un signal binaire d émis, et le signal x correspondant, conformément au circuit de la figure 3.
On a également représenté te signal # détecté, et on a supposé que la détection était erronée pour les symboles 44 et 46. L'erreur sur le symbole 44 provoque une suite de 5 erreurs dans le signal x détecté (cf configuration C7) alors que l'erreur sur le symbole 46 provoque une seule erreur dans le signal x détecté (cf. configuration C5).
Après transcodage par le moyen 26, il ne reste plus que deux paires d'erreurs. Dans chaque paire, la première erreur correspond au premier symbole erroné dans le signal x et la deuxième erreur au deuxième symbole suivant le dernier symbole d'une suite de symboles erronés.
La première erreur, notée respectivement 48 et 50 pour les deux paires d'erreurs, n'est pas détectée par le dispositif de l'invention, le signal E(nT) associé aux configurations C7 ou
C8 restant nul. Il n'est donc pas possible de corriger cette erreur.
C8 restant nul. Il n'est donc pas possible de corriger cette erreur.
En revanche, la deuxième erreur de chaque paire, nctée respectivement 52 et 54 pour les deux paires d'erreurs, est détectée, car le signal E(nT) associé aux configurations C5 ou C6 ntest pas nul.
Le nombre d'impulsions du signal EP délivré par le détecteur d'erreur 28 du dispositif de l'invention est donc égal au nombre d'erreurs dans le signal a délivre par le transcodeur 26. Il suffit alors de compter les impulsions du signal EP pour estimer Le taux d'erreur dans le signal détecté.
Le dispositif de détection d'erreur de L'invention est destiné à fonctionner avec des lignes de transmission ayant des caractéristiques variees.
Il peut donc etre intéressant dans certaines applications, notamment dans les systèmes de transmission à annulation d'echo, de placer un filtre passe-haut en entrée du dispositif de détection d'erreur. Un tel mode de réalisation est représenté schématiquement sur la figure 10 : un filtre passehaut 56 a été ajoute devant l'égaliseur récursif 24.
Le filtre permet de mieux égaliser les lignes de transmission de grande longueur, par exemple superieures à 3km.
Il apporte également une diminution de la longueur de la réponse impulsionnelle d'écho, ce qui facilite la détection des symboles reçus.
Cependant, L'insertion d'un filtre peut avoir pour conséquence de mal égaliser les lignes de transmission courtes.
Par exemple, pour une ligne de transmission de 2400m, et de 4/10mm de diamètre, on peut avoir une réponse impulsionnelle dont les coefficients ho, h et h ont pour valeurs I 2 respectives 1,-1,2 et 0,3. Dans ce cas, l'égaliseur récursif qui est conçu pour une réponse impulsionnelle dont les coefficients h0, h et h ont pour valeur respectives 1, -1 et 0, peut avoir
I 2 du mal à converger.
I 2 du mal à converger.
Pour remédier à cela, on peut simuler un complément de ligne de transmission. Dans le cas d'un égaliseur récursif comprenant un moyen à contrôle automatique de gain, ce dernier peut etre conçu pour intégrer le signal reçu lorsque la ligne de transmission est courte, ce qui simule le complément de longueur voulu.
On a représenté sur la figure Il un tel moyen à contrôle automatique de gain. Il comprend un oyen 58 à gain fixé défini par fiO, un filtre passe-bas composé d'une résistance 60 et d'un condensateur 62, et un amplificateur différentiel 64. Le signal Sr reçu est appliqué sur les entrées du moyen 58 et du filtre 60-62. Les sorties du moyen 58 du filtre 60-62 sont reliées respectivement aux entrées positive et négative de l'amplificateur différentiel 64.
Avec ce moyen à contrôle automatique de gain 2, le dispositif de L'invention fonctionne parfaitement, quelle que soit la ligne de transmission utilise.
On a décrit jusqu'ici La structure et le fonctionnement du dispositif de détection d'erreur de l'invention. On a précisé que dans le signal # délivré par ce dispositif, les erreurs apparaissent par paires dans chacune desquelles seule la deuxiéme erreur est détectée.
Ces erreurs détectées sont corrigeables très facilement. Elles sont en effet signalées par une impulsion dans le signal EP. Un dispositif de correction d'erreur selon l'invention est représenté sur la figure 12. Pour la partie détection, le dispositif est composé du dispositif de la figure 5 ou de celui de La figure 10 ; pour la correction, il suffit d'ajouter une porte OU EXCLUSIF 66 dont une entrée reçoit le signal 2 délivré par le transcodeur 26 et dont L'autre entrée reçoit Le signal EP délivré par Le détecteur d'erreur 28.
Le nombre d'erreurs presenteidans le signal délivré par la porte OU-EXCLUSIF 66 est égal au nombre d'impulsions du signal
EP.
EP.
Claims (9)
1. Dispositif de détection des erreurs dans un signal bipolaire Sr reçu d'une ligne de transmission, ledit signal comprenant une suite de symboles bipolaires b(i), où i est un nombre entier, correspondant à des symboles binaires d(i) à émettre ledit dispositif étant caractérise en ce qu'il comprend
- un égaliseur récursif (24) avec détection à deux niveaux, ledit égaliseur recevant ledit signal Sr, et délivrant un signal à deux niveaux #, composé d'une suite de symboles binaires estimes (i), et un signal d'erreur E,
- un détecteur d'erreur (26) comprenant deux comparateurs à seuil, ledit détecteur recevant le signal d'erreur
E et délivrant un signal binaire d'erreur EP représentatif des erreurs de détection des symboles #(i),
- un transcodeur (28) recevant le signal # et délivrant un signal binaire d composé d'une suite de symboles d(i) qui, en l'absence d'erreurs de détection, sont identiques aux symboles binaires d(i).
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'égaliseur récursif est conçu pour détecter les symboles binaires x(i) définis par x(i)=d(i)#(i-1), où "#" est
L'opérateur OU-EXCLUSIF et ou d(i) est égal à O ou 1.
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que le transcodeur produit la suite de symboles #(i) à partir de la suite de symboles x(i) selon la relation #(i)=#(i)#(i-1), où "#" est l'opérateur OU-EXCLUSIF.
4. Dispositif selon L'une quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un filtre passehaut (56) en entrée de l'égaliseur récursif (24).
5. Dispositif selon L'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que l'égaliseur récursif (24) comporte un moyen (2) à contrôle automatique de gain pour adapter l'amplitude du signal Sr reçu.
6. Dispositif selon la revendication 5 dans lequel
l'égaliseur récursif (24) colporte un estimateur (10) pour estimer la réponse impuLsionnelle de la Ligne de transmission,
Ladite réponse impulsionnelle étant définie par une suite d'échantiLlons hc, h1, hz, , ..., caractérisé en ce que ledit
0 1 2 estimateur calcule des estimations des échantillons #1, #2, ...
O asservir le gain du moyen (2) à contrôle automatique de gain.
et en ce que l'estimation ho est fixe et est utilisée pour
7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que le moyen (2) à contrôle automatique de gain comporte un filtre passe-bas, pour simuLer un complénent de longueur de la ligne de transmission.
8. Dispositif de détection des erreurs selon l'une quelconque des revendications 1 à 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un moyen de correction des erreurs (66), ledit moyen recevant le signal d délivré par le transcodeur (26) et le signal EP délivré par Le détecteur d'erreurs (28), et délivrant un signal binaire dans lequel les erreurs signalées par le signal
EP sont corrigées.
9. Dispositif selon La revendication 8, caractérisé en ce que le moyen de correction d'erreurs (66) est une porte OU
EXCLUSIF.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8700043A FR2609355B1 (fr) | 1987-01-06 | 1987-01-06 | Dispositif de detection et de correction des erreurs dans un signal numerique en code bipolaire |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8700043A FR2609355B1 (fr) | 1987-01-06 | 1987-01-06 | Dispositif de detection et de correction des erreurs dans un signal numerique en code bipolaire |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2609355A1 true FR2609355A1 (fr) | 1988-07-08 |
| FR2609355B1 FR2609355B1 (fr) | 1989-03-03 |
Family
ID=9346696
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8700043A Expired FR2609355B1 (fr) | 1987-01-06 | 1987-01-06 | Dispositif de detection et de correction des erreurs dans un signal numerique en code bipolaire |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2609355B1 (fr) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0047683A1 (fr) * | 1980-08-21 | 1982-03-17 | Societe Anonyme De Telecommunications (S.A.T.) | Dispositif de détection d'erreurs d'un signal en code ternaire |
-
1987
- 1987-01-06 FR FR8700043A patent/FR2609355B1/fr not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0047683A1 (fr) * | 1980-08-21 | 1982-03-17 | Societe Anonyme De Telecommunications (S.A.T.) | Dispositif de détection d'erreurs d'un signal en code ternaire |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| EUROCON '77, CONFERENCE PROCEEDINGS ON COMMUNICATIONS, Venezia, 3-7 mai 1977, pages 2.7.7.1 - 2.7.7.6, IT; H. BAUCH: 'A 560 Mbit/s regenerative repeater for a repeater spacing of 1.6 km along a 2.6/9.5 mm coaxial tube' * |
| IEEE COMMUNICATION MAGAZINE, mars 1982, pages 9 - 16, New York, US; S. QURESHI: 'Adaptive equalization' * |
| IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, vol. 28, no. 1, janvier 1974, pages 88 - 93, New York, US; P.P. DASIEWICZ et al.: 'Hybrid decoding of bipolar signals' * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2609355B1 (fr) | 1989-03-03 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| TP | Transmission of property | ||
| TP | Transmission of property | ||
| ST | Notification of lapse |