FR2582170A1 - Auto-adaptive two-terminal network - Google Patents
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Abstract
Description
Dipôle auto-adaptatif
L'invention concerne les dipôles ayant une fréquence d'accord réglable, constitués par un circuit résonnant série.Self-adapting dipole
The invention relates to dipoles having an adjustable tuning frequency, constituted by a series resonant circuit.
Un circuit résonnant série est constitué par la mise en série d'une inductance, d'un condensateur et d'une résistance. L'inductance peut être soit une bobine, soit encore un circuit électronique, tel qu'un gyrateur qui permet d'obtenir une inductance avec un coefficient de surtension élevé. La structure utilisée pour le gyrateur est la structure dite d'ANTONIOU. Cette structure représentée figure 1 fait appel à deux amplificateurs opérationnels Al et A2, quatre résistances R1 à R4 et un condensateur Co. La valeur de l'inductance réalisée par cette structure est
L R1.R3.R4
R2 Co
En faisant varier la valeur de la résistance R4, on change la valeur de l'inductance.La variation de la fréquence de résonance f d'un circuit résonnant série comportant une inductance réalisée à l'aide de la structure de la figure 1 est obtenue soit en changeant la valeur de la résistance R4 dans le circuit de la figure 1, ce qui fait varier la valeur de l'inductance, ou encore en changeant la valeur du condensateur en série avec l'inductance.A series resonant circuit is constituted by the series connection of an inductance, a capacitor and a resistance. The inductance can be either a coil or an electronic circuit, such as a gyrator which makes it possible to obtain an inductance with a high overvoltage coefficient. The structure used for the gyrator is the so-called ANTONIOU structure. This structure shown in FIG. 1 uses two operational amplifiers Al and A2, four resistors R1 to R4 and a capacitor Co. The value of the inductance produced by this structure is
L R1.R3.R4
R2 Co
By varying the value of the resistor R4, the value of the inductance is changed. The variation of the resonant frequency f of a series resonant circuit comprising an inductance produced using the structure of FIG. 1 is obtained either by changing the value of the resistance R4 in the circuit of FIG. 1, which varies the value of the inductance, or even by changing the value of the capacitor in series with the inductance.
En fabrication, les divers composants du circuit résonnant série, condensateurs et résistances, ont une valeur proche de la valeur calculée pour une fréquence de résonance f donnée, cette valeur étant comprise dans une certaine plage fonction de la tolérance sur les valeurs des composants ; par exemple un condensateur de valeur calculée C aura une valeur C± 5%, et de même pour tous les composants. Cette dispersion des valeurs des composants entraine une dispersion de la fréquence de résonance des circuits résonnants série, et la nécessité de régler chacun d'eux sur la fréquence f, réglage qui consiste à modifier la valeur de la résistance R4 ; ce réglage est d'autant plus difficile que le coefficient de surtension de l'inductance du circuit résonnant série est plus élevé. In manufacturing, the various components of the series resonant circuit, capacitors and resistors, have a value close to the value calculated for a given resonance frequency f, this value being within a certain range depending on the tolerance on the values of the components; for example, a capacitor with a calculated value C will have a value C ± 5%, and the same for all the components. This dispersion of the values of the components leads to a dispersion of the resonance frequency of the series resonant circuits, and the need to adjust each of them to the frequency f, adjustment which consists in modifying the value of the resistance R4; this adjustment is all the more difficult as the overvoltage coefficient of the inductance of the series resonant circuit is higher.
Par ailleurs, la stabilité de la fréquence de résonance f dépend de la variation des caractéristiques des composants en fonction de la température. Lorsque l'inductance a un coefficient de surtension élevé la courbe de résonance du circuit résonnant série est étroite, et pour une variation relativement faible de la fréquence de résonance sous l'effet de la température, le circuit résonnant série ntest plus accordé sur la fréquence désirée. Furthermore, the stability of the resonant frequency f depends on the variation of the characteristics of the components as a function of the temperature. When the inductance has a high overvoltage coefficient the resonance curve of the series resonant circuit is narrow, and for a relatively small variation of the resonant frequency under the effect of temperature, the series resonant circuit is no longer tuned to the frequency desired.
L'invention a pour but de réaliser un dipôle du type résonnant série ne présentant pas les inconvénients des circuits résonnants série connus. The object of the invention is to produce a dipole of the series resonant type which does not have the drawbacks of known series resonant circuits.
L'invention a pour objet un dipôle auto-adaptatif comportant un circuit résonnant série comprenant, entre une première borne et une deuxième borne, un condensateur, une résistance et une inductance reliée à la deuxième borne et à une troisième borne elle même reliée à ladite résistance, ladite inductance étant constituée par un circuit électronique comportant trois résistances, un condensateur, deux amplificateurs et une quatrième résistance reliée à la deuxième borne du dipôle, caractérisé par le fait que la quatrième résistance est une résistance variable et qu'il comporte un comparateur de phase relié à la deuxième borne et ayant une première entrée reliée à la première borne, une deuxième entrée reliée à la troisième borne et une sortie reliée à la quatrième résistance pour en faire varier la valeur. The invention relates to a self-adapting dipole comprising a series resonant circuit comprising, between a first terminal and a second terminal, a capacitor, a resistor and an inductance connected to the second terminal and to a third terminal itself connected to said resistor, said inductor being constituted by an electronic circuit comprising three resistors, a capacitor, two amplifiers and a fourth resistor connected to the second terminal of the dipole, characterized in that the fourth resistor is a variable resistor and that it includes a comparator phase connected to the second terminal and having a first input connected to the first terminal, a second input connected to the third terminal and an output connected to the fourth resistor to vary the value.
L'invention sera mieux comprise par la description qui va suivre d'exemples de réalisation illustrés par les figures annexées dans lesquelles
La figure 1 représente une structure dtANTONIOU relative à une inductance.The invention will be better understood from the following description of embodiments illustrated by the appended figures in which
Figure 1 shows a dtANTONIOU structure relating to an inductance.
La figure 2 représente schématiquement un dipôle auto-adaptatif de l'invention. FIG. 2 schematically represents a self-adapting dipole of the invention.
La figure 3 représente un dipôle auto-adaptatif de l'invention dans le cas dtune application à la réjection d'une fréquence de télétaxe. FIG. 3 represents a self-adapting dipole of the invention in the case of an application to the rejection of a teletax frequency.
La figure 1 a été décrite précédemment ; elle est relative à une structure connue permettant d'obtenir entre les bornes B et D une impédance inductive à l'aide d'un circuit électronique. Figure 1 has been described previously; it relates to a known structure making it possible to obtain between terminals B and D an inductive impedance using an electronic circuit.
La figure 2 représente un dipôle auto-adaptatif de l'invention comportant un circuit résonnant série et un comparateur de phase CP. FIG. 2 represents a self-adapting dipole of the invention comprising a series resonant circuit and a phase comparator CP.
Entre les bornes A et B du dipôle, on trouve un circuit résonnant série constitué par un condensateur C, une résistance Rs et une inductance 1 constituée par la structure d'ANTONIOU représentée dans la figure 1. Le condensateur C et la résistance Rs sont connectés entre les bornes A et
D, l'inductance 1 étant connectée entre les bornes D et B.Between the terminals A and B of the dipole, there is a series resonant circuit constituted by a capacitor C, a resistor Rs and an inductance 1 constituted by the structure of ANTONIOU represented in figure 1. The capacitor C and the resistor Rs are connected between terminals A and
D, inductor 1 being connected between terminals D and B.
Le comparateur de phase CP qui est relié à la borne B du dipôle, c'est-à-dire à la masse dans la figure 2, a une entrée a reliée à la borne A, une autre entrée b reliée à la borne D, et une sortie c reliée à la résistance Ril de l'inductance, cette résistance R4 étant variable et sa valeur variant sous l'action du comparateur de phase CP. The phase comparator CP which is connected to the terminal B of the dipole, that is to say to the ground in FIG. 2, has an input a connected to the terminal A, another input b connected to the terminal D, and an output c connected to the resistance Ril of the inductor, this resistance R4 being variable and its value varying under the action of the phase comparator CP.
A la résonance, le circuit résonnant satisfait à l'équation
L C #2 2 1 (1) ce qui donne, pour la fréquencé de résonance
1
f2 = = 1/X (2)
4#2.L C
R1.R3.R4.Co avec L = (3)
R2
La dispersion sur la fréquence de résonance f due à la tolérance sur les valeurs des composants est donnée par l'expression
df = 1 dX
T: 2 X
En prenant des condensateurs C et Co de valeur définie à + gg et des résistances R1, R2, R3, R4 de valeur définie à + 1% par rapport à leur valeur théorique, on obtient
df : ± 7% (5) f @ @ @@ (@)
Pour compenser la variation de la fréquence de résonance entrâinée par la tolérance sur les valeurs des composants, il faut faire varier la valeur de l'inductance, donc la valeur de la résistance R4 de celle-ci.At resonance, the resonant circuit satisfies the equation
LC # 2 2 1 (1) which gives, for the frequency of resonance
1
f2 = = 1 / X (2)
4 # 2.LC
R1.R3.R4.Co with L = (3)
R2
The dispersion on the resonance frequency f due to the tolerance on the values of the components is given by the expression
df = 1 dX
T: 2 X
By taking capacitors C and Co with a value defined at + gg and resistors R1, R2, R3, R4 with a value defined at + 1% compared to their theoretical value, we obtain
df: ± 7% (5) f @ @ @@ (@)
To compensate for the variation in the resonant frequency driven by the tolerance on the values of the components, it is necessary to vary the value of the inductance, therefore the value of the resistance R4 thereof.
La variation de l'inductance se déduit de l'équation (3) dL d@4
u = (6)
Pour que le circuit résonnant série résonne toujours i la fréquence f, il faut faire varier la valeur de l'inductance d'au moins 14%,
dR4 ce qui impose que soit égal ou supérieur à 14%.The variation of the inductance is deduced from equation (3) dL d @ 4
u = (6)
In order for the series resonant circuit to always resonate at frequency f, the value of the inductance must be varied by at least 14%,
dR4 which requires that is equal to or greater than 14%.
R4
Le rôle du comparateur de phase est de faire varier la résis- tance R4 pour maintenir le circuit résonnant série à la résonance, à la fréquence f. Lorsqu'un signal de fréquence f est appliqué aux bornes A et B du dipôle de l'invention, figure 2, le comparateur de phase CP ovipare la phase d'une tension U1 aux bornes A et B à la phase d'une tension U2 aux bornes D et B. A la résonance, la tension U1 est en phase avec le courant dans le circuit résonnant série, et la tension U2 est en quadrature avec la tension U1.Lorsque le circuit résonnant série n'est pas accordé sur la fréquence f, par exemple suite à la dérive d'un composant ou à cause de la tolérance sur la valeur d'un ou de plusieurs composants dudit circuit résonnant, il se comporte comme un circuit inductif ou capacitif et la tension U1 n'est plus en phase avec le courant ; par conséquent les tensions U1 et U2 ne sont plus en quadrature.R4
The role of the phase comparator is to vary the resistance R4 to maintain the series resonant circuit at resonance, at frequency f. When a signal of frequency f is applied to terminals A and B of the dipole of the invention, FIG. 2, the phase comparator CP ovipares the phase of a voltage U1 at terminals A and B to the phase of a voltage U2 at terminals D and B. At resonance, the voltage U1 is in phase with the current in the series resonant circuit, and the voltage U2 is in quadrature with the voltage U1. When the series resonant circuit is not tuned to the frequency f, for example following the drift of a component or because of the tolerance on the value of one or more components of said resonant circuit, it behaves like an inductive or capacitive circuit and the voltage U1 is no longer in phase with the current; consequently the voltages U1 and U2 are no longer in quadrature.
Le comparateur de phase CP détecte cette différence de phase et délivre un signal qui en agissant sur la valeur de la résistance R4 modifie la valeur de I' inductance pour amener le circuit résonnant série à la résonance à la fréquence f. The phase comparator CP detects this phase difference and delivers a signal which, by acting on the value of the resistor R4, modifies the value of the inductance to bring the series resonant circuit to resonance at the frequency f.
Pour la fréquence f, la plage de variation de la résistance R4 doit être au moins égale à + 14% par rapport à la valeur calculée afin de permettre une variation de la valeur de l'inductance d'au moins t 14% par rapport à sa valeur théorique, puisque les dispersions sur les composants du circuit entraînent une variation de la fréquence de résonance comme indiquée précédemment (voir équation 5). En désignant par R4 (f) la valeur de la résistance n4 calculée pour la fréquence f, la valeur de la résistance R4 variera donc entre les valeurs
1,14 R4 (f) et 0,86 R4 (f)
Le dipôle de l'invention peut également être utilisé dans une plage de fréquences f1 à f2, avec f1 < f2. Pour cela on calcule les valeurs de la résistance R4 aux fréquences f1 et f2, ce qui donne deux valeurs R4 (f1) et R4 (f2), avec R4 (f1)7 R11 (f2), les valeurs des autres composants du circuit résonnant série ne changeant pas.For the frequency f, the variation range of the resistance R4 must be at least equal to + 14% compared to the calculated value in order to allow a variation of the value of the inductance of at least t 14% compared to its theoretical value, since the dispersions on the components of the circuit cause a variation of the resonant frequency as indicated previously (see equation 5). By designating by R4 (f) the value of the resistance n4 calculated for the frequency f, the value of the resistance R4 will therefore vary between the values
1.14 R4 (f) and 0.86 R4 (f)
The dipole of the invention can also be used in a frequency range f1 to f2, with f1 <f2. For this we calculate the values of resistance R4 at frequencies f1 and f2, which gives two values R4 (f1) and R4 (f2), with R4 (f1) 7 R11 (f2), the values of the other components of the resonant circuit series not changing.
Pour tenir compte de la tolérance sur les valeurs des composants du circuit résonnant série par rapport à la valeur calculée, tolérance qui entratne une dispersion sur la fréquence de + 7% (équation 5), les valeurs de R4 (fol) et de R4 (f2) seront corrigées de 14%, ce qui donne
R4 (f1) + 0,14 R4 (f1) à la fréquence P1 et R4 (f2) - 0,14 R4 (f2) à la fréquence f2. To take into account the tolerance on the values of the components of the series resonant circuit compared to the calculated value, tolerance which leads to a dispersion on the frequency of + 7% (equation 5), the values of R4 (fol) and R4 ( f2) will be corrected by 14%, which gives
R4 (f1) + 0.14 R4 (f1) at frequency P1 and R4 (f2) - 0.14 R4 (f2) at frequency f2.
ces valeurs définissant la plage de variation maximale de la résistance R4.these values defining the maximum variation range of the resistance R4.
Il est également possible de tenir compte des variations de la valeur des composants en fonction de la température. L'équation (4) est également valable lorsque la valeur des composants varie en fonction de la température, et permet, connaissant les coefficients de variation de chaque composant en fonction de la température de calculer la variation de la fréquence de résonance. On calcule alors, à l'aide de l'équa- tion (4) la variation de l'inductance, donc de la résistance nil. It is also possible to take into account variations in the value of the components as a function of the temperature. Equation (4) is also valid when the value of the components varies as a function of temperature, and allows, knowing the coefficients of variation of each component as a function of temperature, to calculate the variation of the resonant frequency. We then calculate, using equation (4) the variation of the inductance, therefore of the nil resistance.
Dans le cas d'un dipôle calculé pour fonctionner à la fréquence f, la variation de la résistance nil pour tenir compte de l'effet de la température, s'ajoutera, algébriquement, aux valeurs 1,14 nil (f) et 0,86 R4 (f) déterminées comme indiqué ci-dessus. In the case of a dipole calculated to operate at frequency f, the variation of the resistance nil to take account of the effect of temperature, will be added, algebraically, to the values 1.14 nil (f) and 0, 86 R4 (f) determined as indicated above.
Dans le cas d'un dipôle fonctionnant dans une plage de frequen- ces fl à f2, cette variation de la résistance R4 s'ajoutera, algébriquement, aux valeurs
R4 (fl) + 0,14 nil (f1) et R4 (f2) - 0,14 R4 (f2) déterminées ci-dessus.In the case of a dipole operating in a frequency range fl to f2, this variation of the resistance R4 will be added, algebraically, to the values
R4 (fl) + 0.14 nil (f1) and R4 (f2) - 0.14 R4 (f2) determined above.
La figure 3 représente un exemple d'application du dipôle de l'invention à la réjection d'une fréquence télétaxe en téléphonie. FIG. 3 represents an example of application of the dipole of the invention to the rejection of a teletax frequency in telephony.
Le dipôle de l'invention est relié, par sa borne A, à une résistance R et reçoit à travers cette résistance un signal comportant de la parole et un signal de télétaxe dont la fréquence est supérieure aux fréquences de la bande téléphonique s le rôle du dipôle est de réjecter cette fréquence, l'atténuation devant, , à titre d'exemple, être supe- rieure à 26 dB ; par ailleurs l'atténuation du dipôle dans la bande téléphonique ne doit pas perturber la bande téléphonique (300 Hz, 3400 Hz) de plus de 0,1 dB. The dipole of the invention is connected, by its terminal A, to a resistor R and receives through this resistor a signal comprising speech and a teletax signal whose frequency is greater than the frequencies of the telephone band s the role of dipole is to reject this frequency, the attenuation having, for example, to be greater than 26 dB; moreover the attenuation of the dipole in the telephone band must not disturb the telephone band (300 Hz, 3400 Hz) by more than 0.1 dB.
Le comparateur de phase CP comporte un aiplificateur 2, deux oclarateurs 3 et 4, et une bascule 5, de type D
L'amplificateur 2 a une entrée négative reliée à la lasse et une entrée positive reliée par une première cellule de déphasage 6 A l'entrée a du comparateur de phase CP ; cette première cellule est constituée d'un condensateur 8 et d'une résistance 9 en série ; la sortie de l'amplificateur 2 est reliée par une deuxième cellule de déphasage 7 à une entrée positive du comparateur 3 dont l'entrée négative est relise à la masse.La deuxième e cellule de déphasage 7 est constituée par un condensateur 10 et une résistance 11, le condensateur étant connecté entre la sortie de l'amplificateur 2 et l'entrée positive du co parateur, et la résistance étant connectée entre l'entrée positive du co comparateur 3 et la masse. La sortie du comparateur 3 est reliée à une entrée signal de la bascule 5 alimentée entre +5V et -5V. The phase comparator CP includes a multiplier 2, two oclarators 3 and 4, and a rocker 5, of type D
Amplifier 2 has a negative input connected to the line and a positive input connected by a first phase shift cell 6 to input a of the phase comparator CP; this first cell consists of a capacitor 8 and a resistor 9 in series; the output of amplifier 2 is connected by a second phase shift cell 7 to a positive input of comparator 3, the negative input of which is connected to ground. The second phase shift cell 7 consists of a capacitor 10 and a resistor 11, the capacitor being connected between the output of the amplifier 2 and the positive input of the co parator, and the resistor being connected between the positive input of the co comparator 3 and the ground. The output of comparator 3 is connected to a signal input of flip-flop 5 supplied between + 5V and -5V.
Le deuxièms comparateur 4 a une entrée positive reliée à l'entrée b du comparateur de phase CP, et une entrée négative reliée à la lasse , la sortie du comparateur 4 est reliée à l'entrée horloge H de la bascule 5. The second comparator 4 has a positive input connected to the input b of the phase comparator CP, and a negative input connected to the line, the output of the comparator 4 is connected to the clock input H of the flip-flop 5.
Dans l'inductance 1, la résistance 14 est constitues par une première résistance 25, une deux1 e résistance R6 et un transistor T, de type MOS ; la résistance R5 et le transistor T sont en série, la résistance R6 étant en parallèle sur le transistor, dont la grille est reliée par un filtre 12 à la sortie c du comparateur de phase CP, ladite sortie c étant elle-même reliée à la sortie inverse de la bascule 5. Le filtre 12 est constitué par une résistance 13 et un condensateur 14 ; la résistance 13 et est connectée entre la sortie c du comparateur de phase CP et la grille du transestor T, le condensateur 14 étant connecté entre la grille et la borne B du dipôle. In the inductor 1, the resistor 14 is constituted by a first resistor 25, a second resistor R6 and a transistor T, of the MOS type; the resistor R5 and the transistor T are in series, the resistor R6 being in parallel on the transistor, the gate of which is connected by a filter 12 to the output c of the phase comparator CP, said output c being itself connected to the reverse output of the flip-flop 5. The filter 12 is constituted by a resistor 13 and a capacitor 14; the resistor 13 and is connected between the output c of the phase comparator CP and the gate of the transestor T, the capacitor 14 being connected between the gate and the terminal B of the dipole.
La résistance R4 ainsi constituée est une résistance variable ; en effet en désignant par RT la résistance du transistor T, la résistance 14 est égale à :
R4=R5 + RT.R6 RT+R6 (7)
Lorsque le transistor T est bloqué, la résistance RT est très grande et l'on a pratiquement
R4 = R5 + R6
Lorsque l'on applique un signal à l'ensemble résistance R et dipôle, l'atténuation apportée par le dipôle à la fréquence f, qui est la fréquence de résonance, est égale à
R+Rs
A : 20 log Rs (8) avec R = 1000 ohms et Rs = 33 ohms on a A = 30 dB valeur qui est plus grande que celle désirée, 26 dB.The resistor R4 thus formed is a variable resistor; in fact by designating by RT the resistance of transistor T, the resistance 14 is equal to:
R4 = R5 + RT.R6 RT + R6 (7)
When the transistor T is blocked, the resistance RT is very large and there is practically
R4 = R5 + R6
When a signal is applied to the resistance R and dipole assembly, the attenuation provided by the dipole at frequency f, which is the resonance frequency, is equal to
R + Rs
A: 20 log Rs (8) with R = 1000 ohms and Rs = 33 ohms we have A = 30 dB value which is greater than that desired, 26 dB.
Pour une fréquence de télétaxe de 12 kHz, et avec C = 3,9 nanofarads, la valeur de l'inductance 1 du circuit résonnant série est de 4 5,1 millihenrys. For a teletax frequency of 12 kHz, and with C = 3.9 nanofarads, the value of inductance 1 of the series resonant circuit is 4 5.1 millihenrys.
L'atténuation du dipôle à la fréquence de 3,4 kHz est égale à R + z
20 log en désignant par z l'impédance du dipôle à la fréquence de 3,4 kHz, cette impédance étant égale à : 33 - 11037 j avec C = 3,9 nF et L = 45,1 m H.The attenuation of the dipole at the frequency of 3.4 kHz is equal to R + z
20 log by designating by z the impedance of the dipole at the frequency of 3.4 kHz, this impedance being equal to: 33 - 11037 d with C = 3.9 nF and L = 45.1 m H.
On a alors 20 log Z + 1 = 0,04 dB
z valeur très inférieure à la valeur de 0,1 db désirée.We then have 20 log Z + 1 = 0.04 dB
z value much lower than the desired 0.1 db value.
Lorsque le circuit résonnant série, figure 3, est à la résonance sur la fréquence f du signal appliqué à la borne A, les tensions U1 et U2 sont en quadrature, la tension U2 étant en avance de phase de 900 sur la tension U1. Le rôle des première et deuxième cellules de déphasage 6 et 7 est de fournir chacune un déphasage de 45 pour ramener la tension U1 en phase avec la tension U2. When the series resonant circuit, FIG. 3, is at resonance on the frequency f of the signal applied to terminal A, the voltages U1 and U2 are in quadrature, the voltage U2 being in phase advance of 900 on the voltage U1. The role of the first and second phase shift cells 6 and 7 is to each provide a phase shift of 45 to bring the voltage U1 in phase with the voltage U2.
Dans le cas d'un signal de télétaxation, la tension de ce signal appliqué à la résistance R est de l'ordre de 200 m v eff. Avec une résistance R de 1000 ohms et une résistance Rs de 33 ohms, la tension à la borne A est de 9 mv crête. La tension d'offset du comparateur 3 étant de l'ordre de 10 mv, il est nécessaire d'amplifier cette tension de 9 mv ; ctest le rôle de l'amplificateur 2. Par contre la tension à la borne D, LWI, est de tordre de 900 mv crête avec la valeur de l'inductance déterminée précédemment, il5,1 ni H, et pour une fréquence de 12 kHz ; il n'est donc pas nécessaire d'amplifier cette tension.Les comparateurs 3 et 4 délivrent des signaux rectangulaires qui sont en phase, ces signaux ayant une période égale à celle du signal de télétaxe, de fréquence f. La sortie inverse de la bascule 5 délivre alternativement un signal de valeur + 5V et de valeur - 5V qui est filtré par le filtre 12 ayant une constante de temps de l'ordre de 10 ms, avec C = 10 nF et R = 1 mégohm. Le signal filtré est appliqué à la grille du transistor T ; le transistor T étant plus ou moins passant, en fonction de la tension de grille se comporte comme une résistance variable. In the case of a teletaxation signal, the voltage of this signal applied to the resistor R is of the order of 200 m v eff. With a resistance R of 1000 ohms and a resistance Rs of 33 ohms, the voltage at terminal A is 9 mv peak. The offset voltage of comparator 3 being of the order of 10 mv, it is necessary to amplify this voltage by 9 mv; this is the role of amplifier 2. On the other hand, the voltage at terminal D, LWI, is to twist 900 mv peak with the value of the inductance determined previously, il5,1 ni H, and for a frequency of 12 kHz ; it is therefore not necessary to amplify this voltage. Comparators 3 and 4 deliver rectangular signals which are in phase, these signals having a period equal to that of the teletax signal, of frequency f. The reverse output of flip-flop 5 alternately delivers a signal of value + 5V and value - 5V which is filtered by filter 12 having a time constant of the order of 10 ms, with C = 10 nF and R = 1 megohm . The filtered signal is applied to the gate of transistor T; the transistor T being more or less on, depending on the gate voltage behaves like a variable resistor.
La résistance Ril varie donc lorsque le transistor T est passant. The resistance Ril therefore varies when the transistor T is on.
Si les signaux délivrés par les deux comparateurs 3 et 4 étaient rigoureusement en phase, la tension en sortie du filtre 12 serait nulle ; le transistor T serait bloqué et la résistance R4 serait très grande. Les signaux délivrés par les comparateurs ne sont donc pas rigoureusement en phase, et leur déphasage varie, le déphasage passant d'une valeur positive à une valeur négative et réciproquement de sorte que la tension en sortie du filtre 12 prend une valeur positive pour laquelle le circuit résonnant série est accordé à une fréquence fo très proche de la fréquence f. If the signals delivered by the two comparators 3 and 4 were strictly in phase, the voltage at the output of the filter 12 would be zero; transistor T would be blocked and resistance R4 would be very large. The signals delivered by the comparators are therefore not strictly in phase, and their phase shift varies, the phase shift going from a positive value to a negative value and vice versa so that the voltage at the output of the filter 12 takes a positive value for which the series resonant circuit is tuned to a frequency fo very close to the frequency f.
En supposant que le comparateur de phase CP a une plage d'incertitude maximum de ± 200 on a, pour le circuit résonnant série, la relation
LW--1
tg#= @@@
Rs soit pour un déphasage de + = 200
tg6 = 0,364
Lorsque le circuit résonnant série n1 est pas accordé sur la fréquence du signal, la dissonance x est égale à #-#o
(9)
#
Wet #o étant les pulsations correspondant aux fréquences f et fo.Assuming that the phase comparator CP has a maximum uncertainty range of ± 200, we have, for the series resonant circuit, the relation
LW - 1
tg # = @@@
Rs either for a phase shift of + = 200
tg6 = 0.364
When the series resonant circuit is not tuned to the signal frequency, the dissonance x is equal to # - # o
(9)
#
Wet #o being the pulsations corresponding to frequencies f and fo.
Pour les dissonances faibles, on a la relation :
tg# = 2 Qx (10)
Q étant le coefficient de surtension.For weak dissonances, we have the relation:
tg # = 2 Qx (10)
Q being the overvoltage coefficient.
Pour un déphasage de 6 = # 200, on a tg # = = 0,364 = 2 Q x d'où, avec Q = 100
x = 0,17% ce qui, à la fréquence de 12 kHz, donne une variation de fréquence de 20 Hz.For a phase shift of 6 = # 200, we have tg # = = 0.364 = 2 Q x hence, with Q = 100
x = 0.17% which, at the frequency of 12 kHz, gives a frequency variation of 20 Hz.
Pour une telle variation de fréquence, le coefficient de sélectivité est :
Io, I et Z étant les courants aux fréquences fo et f et l'impédance du circuit résonnant série à la fréquence f.For such a frequency variation, the selectivity coefficient is:
Io, I and Z being the currents at frequencies fo and f and the impedance of the series resonant circuit at frequency f.
L'atténuation du circuit résonnant série à la fréquence f est @@ - 20 @@@ R + Z
z avec Z = 1,06il Rs il vient
A1 = 20 log R + 1,064 R1
1,064 Rs
Avec R = 1000 ohms et R1 = 33 ohms on a :
A1 = 20 log 1035 = 29,4 db
35
Ainsi le déphasage de 200 entre les signaux délivrés par les comparateurs n'entraîne qu'ane réduction faible de l'att@ouation. The attenuation of the series resonant circuit at frequency f is @@ - 20 @@@ R + Z
z with Z = 1.06il Rs it comes
A1 = 20 log R + 1.064 R1
1.064 Rs
With R = 1000 ohms and R1 = 33 ohms we have:
A1 = 20 log 1035 = 29.4 db
35
Thus the phase shift of 200 between the signals delivered by the comparators only leads to a slight reduction in the att @ atation.
Lorsque les composante du circuit résonnant sérle n'ont pas la valeur calcalée, à cause de la tolérance sur cha@mm d'aux, cela se traduit par une variation de la fréquence de résonnanct ; la t du signal appliqué au circuit résonnant est donc décalée par rapport à la fréquence de résonnance fo, et le circuit résonnant série préseate une 1 impédance Z = Rs + j (L # ),ce qui entraîne un dêphasage entre la
C # tension aux bornes du circuit résonnant série et le courast dans celui-ci. When the components of the resonant circuit do not have the calculated value, because of the tolerance on each channel, this results in a variation of the resonant frequency; the t of the signal applied to the resonant circuit is therefore offset from the resonant frequency fo, and the series resonant circuit preseates a 1 impedance Z = Rs + j (L #), which leads to a phase shift between the
C # voltage across the series resonant circuit and the courast in it.
D'après l'équation (4) et pour une valeur de = 1@
df on a = 0,5%
f donc une faible variation relative de la fréquence de
L'équation (10) est valable pour des di*fi- x x faibles, et comme la dissonance X = df, on déduit de l'équation (10) tg = 2 Qx = 2 Q df 1 avec Q = 100, ce qui donne un déphasage de 45 , bien supérieur à la valeur de 200 prise pour la plane d'incertidue du comparateur de phase oe. According to equation (4) and for a value of = 1 @
df we have = 0.5%
f therefore a small relative variation in the frequency of
Equation (10) is valid for weak di * fi- xx, and like the dissonance X = df, we deduce from equation (10) tg = 2 Qx = 2 Q df 1 with Q = 100, which gives a phase shift of 45, much higher than the value of 200 taken for the plane of uncertainty of the phase comparator oe.
Ainsi le comparateur de phase CP agira sur le transistor T pour ramener le circuit résonnant série à résonner pratig@@@ent a la fré- quence f du signal qui lui est appliqué ; lorsque sous i'effet de la température les valeurs des composants du circuit résonnant série dx varient, cela se traduit par une variation du terme , donc de la fréquence de résonnance, et le comparateur de phase CP agit également sur le transistor T pour ramener le circuit résonnant série à résonner pratiquement à la fréquence f du signal. Thus the phase comparator CP will act on the transistor T to bring the series resonant circuit to resonate pratig @@@ ent to the frequency f of the signal applied to it; when under the effect of temperature the values of the components of the series resonant circuit dx vary, this results in a variation of the term, therefore of the resonance frequency, and the phase comparator CP also acts on the transistor T to bring the series resonant circuit to resonate practically at the frequency f of the signal.
Claims (2)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8507436A FR2582170A1 (en) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | Auto-adaptive two-terminal network |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8507436A FR2582170A1 (en) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | Auto-adaptive two-terminal network |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2582170A1 true FR2582170A1 (en) | 1986-11-21 |
| FR2582170B1 FR2582170B1 (en) | 1994-08-19 |
Family
ID=9319339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8507436A Granted FR2582170A1 (en) | 1985-05-15 | 1985-05-15 | Auto-adaptive two-terminal network |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2582170A1 (en) |
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|---|---|
| FR2582170B1 (en) | 1994-08-19 |
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