FR2575844A1

FR2575844A1 - Method and apparatus for setting the amplitude of an analog current in an impedance

Info

Publication number: FR2575844A1
Application number: FR8519310A
Authority: FR
Inventors: Thomas Joseph Kenny; James Franklin Sutherland
Original assignee: Westinghouse Electric Corp
Current assignee: CBS Corp
Priority date: 1985-01-08
Filing date: 1985-12-27
Publication date: 1986-07-11
Also published as: KR860006165A; IT1191469B; FR2575844B1; IT8641502A0; KR940002646B1; JPS61164467A; IT8641502A1

Abstract

a. Current supply set in terms of voltage. b. Power supply comprising a pulse width modulator 13 receiving the control voltage 11 and the feedback voltage 15 and supplying, at its outputs 21, 23, two equal but offset rectangular pulse trains driving two power transistors 27, 33 linked by means of a transformer 37 and supplying a direct current via rectifiers 45, 47 and a smoothing choke 49 for charging a capacitor 9 connected to the terminals of the load resistor 7 and of a detection resistor 17 serving 19 to supply the feedback voltage. c. The invention relates to voltage regulation circuits.

Description

Procédé et appareil pour régler l'amplitude d'un courant
analogique dans une impédance
La présente invention concerne de façon générale un procédé et un appareil pour régler l'amplitude d'un courant analogique dans une impédance de charge pour que cette amplitude soit proportionnelle à celle d'un signal de tension d'entrée.Method and apparatus for adjusting the magnitude of a current
analog in impedance
The present invention generally relates to a method and apparatus for adjusting the amplitude of an analog current in a load impedance so that this amplitude is proportional to that of an input voltage signal.

Un circuit de sortie à boucle de courant analogique s'utilise de façon caractéristique pour contrôler un paramètre d'un procédé tel que la température ou la pression dans un procédé contrôlé. Un circuit de sortie à boucle de cour-ant analogique, connu, comporte une impédance de charge qui peut être par exemple l'impédance d'un appareil d'enregistrement à bande enregistrant un paramètre particulier. Une alimentation à tension fixe fournit un courant à l'impédance de charge. An analog current loop output circuit is typically used to control a process parameter such as temperature or pressure in a controlled process. A known analog current loop output circuit has a load impedance which may for example be the impedance of a tape recording apparatus recording a particular parameter. A fixed voltage supply provides current to the load impedance.

Un modulateur à courant linéaire est relié à la boucle pour commander l'amplitude du courant dans la boucle pour que celle-ci soit proportionnelle à l'amplitude de la tension d'entrée qui correspond au paramètre mesuré.A linear current modulator is connected to the loop to control the amplitude of the current in the loop so that it is proportional to the amplitude of the input voltage which corresponds to the measured parameter.

Dans sa forme la plus simple, le modulateur à courant linéaire peut être une résistance variable commandée par la tension d'entrée de façon -que le courant dans la boucle varie suivant la tension d'entrée. De -telles boucles à courant analogique, connues, sont inefficaces de façon intrinsèque, car l'impédance de charge dissipe
Jusqu'à 50 % de la puissance totale fournie par l'alimentation, le reste de la puissance étant utilisé par le modulateur de courant.In its simplest form, the linear current modulator can be a variable resistor controlled by the input voltage so that the current in the loop varies according to the input voltage. Such known analog current loops are intrinsically ineffective because the load impedance dissipates
Up to 50% of the total power supplied by the power supply, the rest of the power being used by the current modulator.

La présente invention a pour but d'augmenter le rendement en puissance d'un circuit de sortie à boucle de courant analogique en réduisant les pertes de puissance dans les composants du circuit externe-de sortie de boucle pour l'impédance de charge eut en contrôlant l'alimentation pour ne pas fournir de puissance supérieure à celle nécessaire pour commander le courant de la boucle à travers l'impédance de charge. The object of the present invention is to increase the power efficiency of an analog current loop output circuit by reducing the power losses in the components of the external circuit-loop output circuit for load impedance by controlling the power supply so as not to supply power greater than that necessary to control the current of the loop through the load impedance.

A cet effet, l'invention concerne un procédé pour régler l'amplitude d'un courant analogique traversant une charge pour qu'elle soit proportionnelle à l'amplitude d'une tension d'entrée. Le procédé consiste à monter une résistance de détection en série sur la charge, à créer une tension de commande aux bornes du branchement en série formé de la résistance de charge et de la résistance de détection pour régler un courant à travers la charge et la résistance de détection, à créer une tension de réaction dont l'amplitude correspond à la chute de tension aux bornes de la résistance de détection lorsque celle-ci est traversée par un courant, à créer des impulsions rectangulaires périodiques en réponse à la tension d'entrée et à régler la largeur d'impulsions de chaque impulsion rectangulaire en fonction de la différence entre l'amplitude de la tension d'entrée et celle de la tension de réaction et à régler l'amplitude de la tension réglable en fonction de la largeur d'impulsions des impulsions rectangulaires Jusqu'à ce que l'amplitude du courant traversant la charge et la résistance de détection fasse correspondre l'amplitude de la tension de réaction à l'amplitude de la tension d'entrée, de sorte que le courant dans la charge soit maintenu proportionnel à l'amplitude de la tension d'entrée. To this end, the invention relates to a method for adjusting the amplitude of an analog current passing through a load so that it is proportional to the amplitude of an input voltage. The method consists in mounting a detection resistor in series on the load, in creating a control voltage across the series connection formed by the load resistor and the detection resistor to regulate a current through the load and the resistance detection, to create a reaction voltage whose amplitude corresponds to the voltage drop across the detection resistor when the latter is crossed by a current, to create periodic rectangular pulses in response to the input voltage and adjusting the pulse width of each rectangular pulse as a function of the difference between the amplitude of the input voltage and that of the reaction voltage and adjusting the amplitude of the adjustable voltage as a function of the width d pulses of rectangular pulses Until the magnitude of the current flowing through the load and the sensing resistor matches the magnitude of the reaction voltage with the magnitude of the te nsion input, so that the current in the load is kept proportional to the amplitude of the input voltage.

L'invention comporte-en outre un montage d'alimentation en courant régulé en tension pour la mise en oeuvre du procédé ci-dessus. Le montage comporte une résistance de détection branchée en série sur la charge. Un moyen d'alimentation en tension, réglable est branché de façon à fournir une tension commandée aux bornes du montage en série de la charge et de la résistance de détection pour régler le courant qui traverse le montage. Un moyen de réaction assure une tension de réaction correspondant à la tension développée aux bornes de la résistance de détection lorsque celleci est traversée par le courant. I1 est prévu un moyen fournissant une impulsion rectangulaire ayant une premi ère entrée recevant la tension d'entrée, une seconde entrée recevant la tension de réaction et une sortie reliée sur l'alimentation en tension réglable.Le moyen fournissant l'impulsion rectangulaire répond à la tension d'entrée et crée des impulsions rectangulaires périodiques à sa sortie et règle la largeur d'impulsions de chaque impulsion rectangulaire en fonction de la- diffe- rence entre l'amplitude de la tension d'entrée et celle de la tension de réaction. Le moyen d'alimentation en tension réglable répond aux impulsions d'onde rectangulaires pour régler l'amplitude de la tension réglable en fonction de la largeur d'impulsions des impulsions rectangulaires Jusqu'à ce que l'amplitude du courant traversant la charge et la résistance de détection fasse correspondre l'amplitude de la tension de réaction à l'amplitude de la tension *d'entrée pour que le courant à travers la charge reste proportionnel à l'amplitude de la tension d'entrée. The invention further comprises a voltage regulated current supply arrangement for implementing the above method. The assembly includes a detection resistor connected in series with the load. An adjustable voltage supply means is connected so as to supply a controlled voltage at the terminals of the series connection of the load and of the detection resistor to regulate the current flowing through the circuit. A reaction means provides a reaction voltage corresponding to the voltage developed across the detection resistor when the current is passed through it. Means are provided providing a rectangular pulse having a first input receiving the input voltage, a second input receiving the feedback voltage and an output connected to the adjustable voltage supply. The means providing the rectangular pulse responds to the input voltage and creates periodic rectangular pulses at its output and adjusts the pulse width of each rectangular pulse as a function of the difference between the amplitude of the input voltage and that of the reaction voltage . The adjustable voltage supply means responds to the rectangular wave pulses to adjust the amplitude of the adjustable voltage as a function of the pulse width of the rectangular pulses until the amplitude of the current flowing through the load and the sense resistor matches the amplitude of the feedback voltage to the amplitude of the input voltage * so that the current through the load remains proportional to the amplitude of the input voltage.

Le principal avantage du procédé et de l'appareil selon l'invention est que l'alimentation en tension ne fournit que la tension nécessaire à faire passer le courant dans la boucle. Ainsi pour des niveaux de courant faibles et/ou des charges résistantes faibles, l'amplitude de la tension fournie par l'alimentation à tension variable est réduite de façon proportionnelle. Cela est contraire à un circuit de sortie à boucle analogique de courant, classique dans laquelle l'amplitude de l'alimentation en tension fixe est choisie de façon à soutenir l'amplitude de courant la plus élevée nécessaire à la boucle pour la plus grande charge prévisible.Lorsque le courant dans la boucle est réduit par le modulateur de courant du circuit de l'art antérieur etlou lorsque la charge est-réduite, l'alimentation en tension fixe fournit plus de puissance que nécessaire pour faire passer le courant adéquat dans la charge, cette puissance excédentaire étant dissipée par un modulateur de courant. The main advantage of the method and the apparatus according to the invention is that the voltage supply provides only the voltage necessary to pass the current through the loop. Thus for low current levels and / or low resistive loads, the amplitude of the voltage supplied by the variable voltage supply is reduced proportionally. This is contrary to a conventional analog loop output circuit, in which the amplitude of the fixed voltage supply is chosen so as to support the highest current amplitude necessary for the loop for the greatest load. When the current in the loop is reduced by the current modulator of the circuit of the prior art and / or when the load is reduced, the fixed voltage supply provides more power than necessary to pass the adequate current through the load, this excess power being dissipated by a current modulator.

De plus selon l'invention, le moyen fournissant l'onde rectangulaire est constitué de préférence par un modulateur de largeur d'impulsions sous la forme d'un circuit intégré Un tel circuit intégré a des conditions de puissance relativement faibles et peut s'utiliser selon l'invention pour régler la commutation des transistors de puissance branchés suivant un montage push-pull, pour faire passer un courant dans l'enroulement primaire d'un transformateur en induisant ainsi une tension secondaire dans l'enroulement secondaire du transformateur. La tension du secondaire est redressée et est utilisée comme tension réglable pour commander le courant dans le circuit de sortie boucle de courant analogique. In addition, according to the invention, the means providing the rectangular wave preferably consists of a pulse width modulator in the form of an integrated circuit. Such an integrated circuit has relatively low power conditions and can be used. according to the invention for regulating the switching of the power transistors connected in a push-pull arrangement, for passing a current through the primary winding of a transformer thereby inducing a secondary voltage in the secondary winding of the transformer. The secondary voltage is rectified and is used as an adjustable voltage to control the current in the analog current loop output circuit.

Les pertes totales du montage d'alimentation en courant analogique commandé en tension selon l'invention sont notablement inférieures à celles des circuits à courant analogique, connus, utilisant une alimentation à tension fixe et un modulateur de courant linéaire. Ainsi, la perte de puissance de ce montage selon l'invention est plus faible et un pourcentage plus important de la puissance produite est utilisé par la charge plutôt que d'être dissipé par les éléments du circuit externe à la charge. The total losses of the voltage-controlled analog current supply arrangement according to the invention are notably lower than those of known analog current circuits, using a fixed voltage supply and a linear current modulator. Thus, the power loss of this arrangement according to the invention is lower and a larger percentage of the power produced is used by the load rather than being dissipated by the elements of the circuit external to the load.

La présente invention sera décrite de façon plus détaillée à l'aide d'un mode de réalisation préférentiel représenté à titre d'exemple dans les dessins annexés, dans lesquels
- la figure 1 est un schéma-bloc d'un circuit de sortie à boucle de courant analogique selon l'art antérieur.The present invention will be described in more detail using a preferred embodiment shown by way of example in the accompanying drawings, in which
- Figure 1 is a block diagram of an analog current loop output circuit according to the prior art.

- la figure 2 est un schéma montrant un circuit de sortie à boucle de courant analogique selon l'invention. - Figure 2 is a diagram showing an analog current loop output circuit according to the invention.

- les figures 3a et 3b sont des schémas de signaux relatifs au fonctionnement du circuit de la figure 2. - Figures 3a and 3b are diagrams of signals relating to the operation of the circuit of Figure 2.

DESCRIPTION DU MODE DE REALISATION PREFERENTIEL :
La figure 1 montre un circuit de sortie à boucle de courant analogique, caractéristique selon l'art antérieur ; dans ce circuit, une alimentation 1 alimente une charge 3 constituée par une résistance de charge qui peut par exemple être la résistance d'un appareil d'enregistrement à bande branché pour enregistrer un paramètre tel qu'une température ou une pression à mesurer dans un procédé contrôlé. Un modulateur de courant linéaire 5 est branché dans la boucle entre l'alimentation 1 et la charge 3 pour commander le courant
IL dans la boucle. Le courant IL est commandé par le modulateur de courant 5 pour qu'il soit proportionnel à la tension d'entrée VIN qui correspond à la valeur du paramètre mesuré.Le rendement maximum de la boucle de courant analogique représentée à la figure 1 est de 50 % et 50 X et plus de la puissance fournie par l'alimentation 1 sont dissipés dans le modulateur de courant 5. Par exemple si l'on suppose que la tension d'entrée VIN a une plage de variation comprise entre 1 et 5 volts pour régler le courant IL entre 10 et SOmA, une tension d'entrée VIN de 1 volt correspondant à un courant de boucle IL de lOmA et une tension d'entrée -VIN de 5 volts correspondant à un courant de boucle IL égal à 50mA. On suppose de plus que la charge correspond à 600 ohms et que l'alimentation se fait sous une tension fixe de 60 volts.Si VIN est égal à 5 volts, la régulation du courant dans la boucle
IL se faisant sur 50mA et aux bornes de la charge, on a une chute de tension de 30 volts, ce qui donne une dissipation de 1,5 watt. Comme l'alimentation fournit une puissance de 3 watts (50mA x 60 volts), les 1,5 watt qui restent sont dissipés dans la chute de tension 30 volts du modulateur de courant donnant un rendement maximum de circuit égal à 50 %.DESCRIPTION OF THE PREFERENTIAL EMBODIMENT:
FIG. 1 shows an analog current loop output circuit, characteristic according to the prior art; in this circuit, a power supply 1 supplies a load 3 constituted by a load resistance which can for example be the resistance of a tape recording device connected to record a parameter such as a temperature or a pressure to be measured in a controlled process. A linear current modulator 5 is connected in the loop between power supply 1 and load 3 to control the current
IT in the loop. The current IL is controlled by the current modulator 5 so that it is proportional to the input voltage VIN which corresponds to the value of the parameter measured. The maximum efficiency of the analog current loop shown in FIG. 1 is 50 % and 50 X and more of the power supplied by power supply 1 are dissipated in current modulator 5. For example if we assume that the input voltage VIN has a variation range between 1 and 5 volts for set the current IL between 10 and SOmA, an input voltage VIN of 1 volt corresponding to an loop loop IL of 10mA and an input voltage -VIN of 5 volts corresponding to an loop current IL equal to 50mA. It is also assumed that the load corresponds to 600 ohms and that the power supply is under a fixed voltage of 60 volts. If VIN is equal to 5 volts, the regulation of the current in the loop
IL being done on 50mA and at the terminals of the load, there is a voltage drop of 30 volts, which gives a dissipation of 1.5 watt. As the power supply provides a power of 3 watts (50mA x 60 volts), the remaining 1.5 watts are dissipated in the 30 volt voltage drop of the current modulator giving a maximum circuit efficiency equal to 50%.

Si la tension d'entrée VIN est égale à 1 volt, de sorte que le modulateur de courant 5 règle le courant dans la boucle à lOmA, la puissance fournie par l'alimentation 1 est égale à 0,6 watt (lOmA x 60 volts) 0,06 watt étant perdu dans la charge et les autres 0,54 watt étant perdus dans le modulateur de courant 5. Pour ce niveau de courant faible, le rendement du circuit est égal à 10 %. If the input voltage VIN is equal to 1 volt, so that the current modulator 5 sets the current in the loop to lOmA, the power supplied by power supply 1 is equal to 0.6 watt (lOmA x 60 volts ) 0.06 watt being lost in the load and the other 0.54 watt being lost in the current modulator 5. For this low current level, the efficiency of the circuit is equal to 10%.

De plus comme 1 r impédance de charge peut varier dans une application caractéristique entre
O et 600 ohms, on remarque que le rendement du circuit diminue proportionnellement à la réduction de la résistance de charge.In addition, as 1 r load impedance can vary in a characteristic application between
0 and 600 ohms, we notice that the efficiency of the circuit decreases in proportion to the reduction of the load resistance.

La figure 2 montre un circuit de sortie à boucle de courant analogique selon l'invention qui présente un rendement notablement meilleur quant au pourcentage de la puissance utilisee par la charge par comparaison avec le circuit de sortie à boucle de courant analogique selon l'art antérieur tel que représenté à la figure 1. FIG. 2 shows an analog current loop output circuit according to the invention which exhibits a significantly better efficiency as regards the percentage of the power used by the load in comparison with the analog current loop output circuit according to the prior art as shown in Figure 1.

Selon la figure 2, un courant de boucle IL est envoyé dans la charge 16 par une tension continue commandée développée aux bornes d'un condensateur 9 par le circuit à la gauche du condensateur 9 (représenté à la figure 2) et qui sera décrit ci-apres. According to FIG. 2, a loop current IL is sent into the load 16 by a controlled DC voltage developed across the terminals of a capacitor 9 by the circuit to the left of the capacitor 9 (represented in FIG. 2) and which will be described below. -after.

Selon la figure 1, le but est de régler le courant de boucle IL pour qu'il soit proportionnel à une tension d'entrée VIN qui, dans le circuit de la figure 2, est appliquée à l'entrée positive 11 d'un modulateur de largeur d'impulsions 13. Le modulateur de largeur d'impulsions 13 a une entrée négative 15 qui reçoit une tension de réaction proportionnelle à la chute de tension aux bornes d'une résistance de détection 17 branchée en série sur la charge 7. Le courant de boucle IL traverse ainsi à la fois la charge 7 et la résistance de détection 17, de sorte que la tension développée aux bornes de la résistance de détection 17 est proportionnelle au courant de boucle 1L La résistance de détection 17 est de préférence une résistance de précision de valeur connue, notablement inférieure à la yaleur de la résistance d-e charge 7.Un amplificateur différentiel 19 ayant une entrée positive et une entrée négative est branché sur les bornes de chaque côté d'une résistance de detection 17 et génère une tension de sortie proportionnelle à la chute de tension aux bornes de la résistance de détection 17. Si le circuit de la figure 2 est utilisé dans un environnement dans lequel il peut y avoir de-s effets de mode communs et d'autres sources de bruit, l'amplificateur 19 est de préférence un amplificateur à isolation de conception connue supprimant de tels bruits.According to FIG. 1, the aim is to adjust the loop current IL so that it is proportional to an input voltage VIN which, in the circuit of FIG. 2, is applied to the positive input 11 of a modulator pulse width 13. The pulse width modulator 13 has a negative input 15 which receives a reaction voltage proportional to the voltage drop across a detection resistor 17 connected in series with the load 7. The loop current IL thus crosses both the load 7 and the detection resistor 17, so that the voltage developed across the terminals of the detection resistor 17 is proportional to the loop current 1L The detection resistor 17 is preferably a resistor precision of known value, significantly less than the value of the load resistor 7. A differential amplifier 19 having a positive input and a negative input is connected to the terminals on each side of a detection resistor 17 and generates an output voltage proportional to the voltage drop across the detection resistor 17. If the circuit of Figure 2 is used in an environment in which there may be common mode effects and other sources of noise, the amplifier 19 is preferably an isolation amplifier of known design eliminating such noise.

Le modulateur de largeur d'impulsions 13 est mis en oeuvre par la tension d'entrée VIN et la tension de réaction pour développer deux trains d'impulsions rectangulaires apparaiss.ant sur les sorties 21 et 23 respectives. La sortie 21 est reliée par une résistance de polarisation 25 à la base d'un transistor de puissance 27. L'émetteur et la base du transistor de puissance 27 sont réunis par l'intermédiaire d'une autre résistance de polarisation 29. L'émetteur du transistor de puissance 27 est également relié. à une source de tension positive.De la même manière, la sortie 23 du modulateur de largeur d'impulsions 13 est reliée par l'intermédiaire d'une résistance de polarisation 31 à la base d'un transistor de puissance 33 et l'émetteur et la base du transistor de puissance 33 sont réunis par l'intermé- diaire d'une résistance de polarisation 35. L'émetteur du transistor de puissance 33 est également relié à une source de tension positive. The pulse width modulator 13 is implemented by the input voltage VIN and the reaction voltage to develop two trains of rectangular pulses appearing on the respective outputs 21 and 23. The output 21 is connected by a bias resistor 25 to the base of a power transistor 27. The emitter and the base of the power transistor 27 are joined by means of another bias resistor 29. L ' emitter of the power transistor 27 is also connected. In the same way, the output 23 of the pulse width modulator 13 is connected via a bias resistor 31 to the base of a power transistor 33 and the emitter and the base of the power transistor 33 are joined by means of a bias resistor 35. The emitter of the power transistor 33 is also connected to a source of positive voltage.

Un transformateur-élévateur 3i comporte un enroulement primaire 39 branché entre le collecteur respectif des transistors de puissance 27 et 33. L'enroulement primaire 39 comporte une prise médiane 41 reliée à la masse. Le transformateur 37 comporte un enroulement secondaire 43 dont les bornes sont reliées à l'anode des diodes 45 et 47 respectives. Les cathodes des diodes 45 et 47 sont reliées ltune à l'autre et par l'intermédiaire d'une bobine de lissage 49, ces cathodes sont reliées à l'une des plaques d'un condensateur 9 et à la charge 7. L'autre plaque du condensateur 9 est reliée à l'extrémité d'une résistance de détection 17 éloignée de la charge 7. L'enroulement secondaire 43 du transformateur 37 comporte une prise médiane reliée au montage en commun du condensateur 9 et de la résistance de détection 17 et qui sert principalement de masse flottante pour la boucle de courant formée du condensateur 9, de la charge 7 et de la résistance de détection 17. A step-up transformer 3i has a primary winding 39 connected between the respective collector of the power transistors 27 and 33. The primary winding 39 has a central socket 41 connected to ground. The transformer 37 has a secondary winding 43 whose terminals are connected to the anode of the respective diodes 45 and 47. The cathodes of diodes 45 and 47 are connected to one another and by means of a smoothing coil 49, these cathodes are connected to one of the plates of a capacitor 9 and to the load 7. The another plate of the capacitor 9 is connected to the end of a detection resistor 17 remote from the load 7. The secondary winding 43 of the transformer 37 has a central tap connected to the common mounting of the capacitor 9 and the detection resistor 17 and which mainly serves as floating mass for the current loop formed by the capacitor 9, the load 7 and the detection resistor 17.

Le-modulateur de largeur d'impulsions 13 est de type connu ; il est de préférence un circuit intégré par exemple le circuit intégré à modu lateur à largeur d'impulsions de réglage portant la référence de pièce LM3524 fabriqué par National Semiconductor Corporation ou un circuit intégré équivalent. The pulse width modulator 13 is of known type; it is preferably an integrated circuit, for example the integrated circuit with a modulating pulse width modulator bearing the part number LM3524 manufactured by National Semiconductor Corporation or an equivalent integrated circuit.

Un modulateur de largeur d'impulsions de ce type donne deux trains d'impulsions rectangulaires distincts ayant la même période mais décalés dans le temps l'un par rapport à l'autre de la moitié de la durée de la période du cycle ; la période du cycle se règle à I'aide.d'un oscillateur réglable (non représenté) faisant partie du circuit intégré de la plaquette. Les trains d'impulsions ont chacun le meme rapport de travail de cycle dont la durée est réglée par 1' entrée différentielle du-modula- teur de largeur d'impulsions pour varier entre 0 et une valeur proche de 50 % de la période du cycle.A pulse width modulator of this type gives two distinct rectangular pulse trains having the same period but shifted in time relative to each other by half the duration of the cycle period; the cycle period is adjusted using an adjustable oscillator (not shown) which is part of the integrated circuit of the wafer. The pulse trains each have the same cycle working ratio, the duration of which is regulated by the differential input of the pulse width modulator to vary between 0 and a value close to 50% of the cycle period. .

Les figures 3a et 3b sont des schémas de signaux d'un exemple d'impulsions de sortie rectangulaires appliqués auxsorties respectives 21 et 23 du modulateur de largeur d'impulsions 13 représenté à la figure 2. Comme indiqué ci-dessus, les trains d'impulsions ont chacun la même période T mais sont décalés l'un par rapport à l'autre de la durée T/2 ; les hachures verticales sur l'axe horizontal du temps sont écartées de T/4. FIGS. 3a and 3b are signal diagrams of an example of rectangular output pulses applied to the respective outputs 21 and 23 of the pulse width modulator 13 shown in FIG. 2. As indicated above, the trains of pulses each have the same period T but are offset from each other by the duration T / 2; the vertical hatching on the horizontal time axis is separated by T / 4.

Dans cet exemple, le cycle de travail de chaque train d'impulsions est approximativement égal à 25 X c'est-à-.In this example, the working cycle of each pulse train is approximately 25 X, that is.

dire T/4. La largeur d'impulsions du train d'impulsions respectif aux sorties 21 et 23 du modulateur de largeur d'impulsions selon la figure 2 peut se régler en réglant l'amplitude de la tension d'entrée appliquée à la borne positive 11 ; dans ce cas, la tension de réaction appliquée à la borne négative 15 stabilise le modulateur de largeur d'impulsions sur une largeur d'impulsions plus faible ou plus grande suivant que la tension d'entrée appliquée à la borne 11 est diminuée et est augmentée respectivement.say T / 4. The pulse width of the respective pulse train at outputs 21 and 23 of the pulse width modulator according to FIG. 2 can be adjusted by adjusting the amplitude of the input voltage applied to the positive terminal 11; in this case, the feedback voltage applied to the negative terminal 15 stabilizes the pulse width modulator on a smaller or larger pulse width depending on whether the input voltage applied to terminal 11 is decreased and is increased respectively.

Pour une amplitude déterminée de la tension d'entrée VIN sur la borne 11, le modulateur de largeur d'impulsions génère ainsi des trains d'impulsions respectifs sur les sorties 21 et 23, si bien que les transistors de puissance 27 et 33 commutent en se bloquant et en se débloquant de façon alternée (push-pull) pour générer des impulsions de courant dans les moitiés respectives de l'enroulement primaire du transformateur 37. For a determined amplitude of the input voltage VIN on terminal 11, the pulse width modulator thus generates respective pulse trains on outputs 21 and 23, so that the power transistors 27 and 33 switch on interlocking and unblocking alternately (push-pull) to generate current pulses in the respective halves of the primary winding of the transformer 37.

La tension résultante induite dans le secondaire 43 dépend de l'amplitude de la tension d'alimentation positive reliée aux bornes d'émetteur des transistors de puissance et du rapport de spires du transformateur 37.The resulting voltage induced in the secondary 43 depends on the amplitude of the positive supply voltage connected to the emitter terminals of the power transistors and of the turn ratio of the transformer 37.

La tension secondaire induite est redressée par les redresseurs 45 et 47 et cette tension redressée charge le condensateur 9 par l'intermédiaire d'une bobine de lissage 49. Lorsque le condensateur 9 est chargé, il constitue une source de tension continue pour le montage en série de la charge 7 et de la résistance de détection en série 17. La tension continue du condensateur 9, chargée, fournit ainsi un courant de boucle IL à la fois dans la charge 7 et dans la résistance de détection 17.The induced secondary voltage is rectified by the rectifiers 45 and 47 and this rectified voltage charges the capacitor 9 via a smoothing coil 49. When the capacitor 9 is charged, it constitutes a source of direct voltage for mounting in load 7 and the detection resistor in series 17. The DC voltage of the capacitor 9, charged, thus provides a loop current IL both in the load 7 and in the detection resistor 17.

La chute de tension aux bornes de la résistance 17 est ainsi proportionnelle au courant de boucle IL et est appliquée en retour par l'amplificateur 19 à l'entrée négative du modulateur de largeur d'impulsions 13. Si la tension de réaction sur la borne négative 13 est inférieure à la tension d'entrée VIN, le modulateur de largeur d'impulsions augmente le cycle de travail des impulsions rectangulaires fournies à ses sorties 21 et 23, ce qui augmente le temps de conduction des transistors de puissance 27 et 33 ; celasse traduit par l'application d'une tension plus élevée aux bornes du condensateur 9.The voltage drop across the resistor 17 is thus proportional to the loop current IL and is applied back by the amplifier 19 to the negative input of the pulse width modulator 13. If the feedback voltage on the terminal negative 13 is less than the input voltage VIN, the pulse width modulator increases the working cycle of the rectangular pulses supplied to its outputs 21 and 23, which increases the conduction time of the power transistors 27 and 33; this results in the application of a higher voltage across the terminals of capacitor 9.

Le courant IL augmente de façon correspondante Jusqu'à ce que la tension de réaction soit égale à la tension d'entrée VIN. Si à la suite de cela, la tension d'entrée
VIN est abaissée, de sorte que la tension de !réaction sur la borne négative 15 est supérieure à la tension d'entrée VIN, le modulateur de largeur dtimpulsions 13 diminue le cycle de travail des impulsions rectangulaires aux sorties 21 et 23, ce qui réduit de façon correspondante le temps de conduction des transistors de puissance 27 et 33 ; cela abaisse à son tour l'amplitude de la tension continue aux bornes de la résistance 9.En conséquence, le courant IL diminue également de sorte qu'à son tour la chute de tension aux bornes de la résistance de détection 17 diminue jusqu'à ce que la tension de réaction sur la borne négative 15 soit de nouveau égale à la tension d'entrée VIN.The current IL increases correspondingly Until the reaction voltage is equal to the input voltage VIN. If as a result of this, the input voltage
VIN is lowered, so that the reaction voltage on the negative terminal 15 is greater than the input voltage VIN, the pulse width modulator 13 decreases the working cycle of the rectangular pulses at outputs 21 and 23, which reduces correspondingly the conduction time of the power transistors 27 and 33; this in turn lowers the amplitude of the DC voltage across the resistor 9. As a result, the current IL also decreases so that in turn the voltage drop across the detection resistor 17 decreases to that the feedback voltage on the negative terminal 15 is again equal to the input voltage VIN.

I1 résulte du fonctionnement cidessus que le courant de boucle IL est maintenu constamment proportionnel à la tension d'entrée VIN. Tout changement dans la tension d'entrée VIN se traduit par un changement proportionnel correspondant du courant IL. I1 results from the above operation that the loop current IL is kept constantly proportional to the input voltage VIN. Any change in the input voltage VIN results in a corresponding proportional change in the current IL.

Le courant IL est indépendant de toute variation de charge 7. De plus comme la valeur de la résistance de détection reste fixe, la chute de tension aux bornes de la résistance de détection correspond toujours directement à l'amplitude de la boucle de courant il
En outre comme la fréquence de l'oscillateur interne du modulateur de largeur d'impul- sions 13 est relativement élevée, dans le domaine des fréquences de KHz, le temps de réponse du circuit ctest-à-dire le temps nécessaire au courant de la boucle de répondre à un changement de tension d'entrée est très court de l'ordre de quelques millisecondes.The current IL is independent of any variation in load 7. Furthermore, since the value of the detection resistance remains fixed, the voltage drop across the terminals of the detection resistance always corresponds directly to the amplitude of the current loop.
In addition, since the frequency of the internal oscillator of the pulse width modulator 13 is relatively high, in the frequency domain of KHz, the response time of the circuit is to say the time necessary for the current of the loop to respond to a change in input voltage is very short in the range of a few milliseconds.

On a constaté que le rendement du circuit de sortie à boucle de courant analogique selon la figure 2 dépasse notablement le rendement du circuit de sortie à boucle de courant analogique, connu, représenté à la figure 1. Un élément principal qui participe à l'augmentation du rendement du circuit selon l'inven tion est que la tension qui commande le courant de boucle IL varie, de sorte que seule l'amplitude de la tension continue nécessaire pour créer un courant IL proportionnel à une tension d'entrée est développée aux bornes du condensateur 9.De plus, on améliore le rendement par la technique non linéaire selon laquelle les transistors de puissance 27 et 33 commutent entre l'état bloqué et 1 t état passant Cela signifie qu'en réglant le cycle de travail des impulsions rectangulaires fournies par le modulateur de largeur d'impulsions 13 de façon directement liée au courant de boucle IL voulu, le temps total de conduction des transistors de puissance 27 et 33 est également une fonction du courant de boucle voulu. It has been found that the efficiency of the analog current loop output circuit according to FIG. 2 significantly exceeds the efficiency of the known analog current loop output circuit, shown in FIG. 1. A main element which contributes to the increase of the efficiency of the circuit according to the invention is that the voltage which controls the loop current IL varies, so that only the amplitude of the DC voltage necessary to create an IL current proportional to an input voltage is developed across the terminals of the capacitor 9. Furthermore, the efficiency is improved by the non-linear technique according to which the power transistors 27 and 33 switch between the off state and 1 t on state. This means that by adjusting the working cycle of the rectangular pulses supplied. by the pulse width modulator 13 directly related to the desired loop current IL, the total conduction time of the power transistors 27 and 33 is also a function of the desired loop current.

En outre comme le modulateur de largeur d'impulsions 13 est réalisé sous la forme d'un circuit intégré sur une plaquette, une quantité insigni- fiante de puissance se perd dans cette partie du circuit. Furthermore, since the pulse width modulator 13 is produced in the form of an integrated circuit on a wafer, an insignificant amount of power is lost in this part of the circuit.

La principale source de perte de puissance du circuit de la figure 2 est constituée par les transistors de puissance 27 et 33. Toutefois comme ces transistors dissipent seulement de la puissance lorsqu'ils sont débloqués et que chaque transistor n'est conducteur que pendant moins de 50 X du temps, suivant le cycle de travail des impulsions rectangulaires, la perte de puissance engendrée par ces transistors 27 et 33 est réduite au minimum suivant les principes de l'invention. D'autres zones de perte sont le transformateur qui, en pratique, ntest pas idéal et des quantités plus faibles de puissance se perdent dans les différentes résistances de polarisation et autres composants électroniques. De façon globale, on a constaté que 65 à 70 % de la puissance demandée par le circuit étaient utilisés par la charge 7 par comparaison à un maximum de 50 X dans le circuit de l'art antérieur représenté à la figure 1. The main source of power loss in the circuit of FIG. 2 is constituted by the power transistors 27 and 33. However, since these transistors only dissipate power when they are turned on and each transistor is conductive only for less than 50 X of the time, according to the working cycle of the rectangular pulses, the power loss caused by these transistors 27 and 33 is reduced to a minimum according to the principles of the invention. Other areas of loss are the transformer which, in practice, is not ideal and smaller amounts of power are lost in the different bias resistors and other electronic components. Overall, it was found that 65 to 70% of the power required by the circuit were used by the load 7 by comparison with a maximum of 50 X in the circuit of the prior art represented in FIG. 1.

Claims

10) Voltage regulated current supply circuit for adjusting the amplitude in proportion to the amplitude of the voltage applied to the input, circuit comprising a detection resistor (17) connected in series with the load (7), a controlled voltage supply means supplying an adjustable voltage to the series connection of the load (7) and the detection resistor (17) for passing a current through the load (7) and the detection resistor ( 17), a reaction means connected to the detection resistor for supplying a reaction voltage corresponding to a voltage developed at the terminals of the detection resistor when the latter is traversed by the current, circuit characterized by means (13) providing rectangular pulses and having a first input (11) for receiving the input voltage and a second input (15) for receiving the reaction voltage and an output (21., 23) connected by means of adjustable voltage supply, this means (13) providing the rectangular pulses responsive to the input voltage to provide periodic rectangular pulses to the output means and adjusting the pulse width of each rectangular pulse as a function of the difference between the amplitude of the voltage input and that of the reaction voltage, the adjustable voltage supply means (37, 25, 29, 31, 35, 45,

47) responding to the rectangular pulses to adjust the amplitude of the adjustable voltage as a function of the pulse width of the rectangular pulses.

until the amplitude of the current passing through the load (7) and the detection resistor (17) makes the amplitude of the reaction voltage correspond to the amplitude of the input voltage, so that the current in the load (7) is kept proportional to the input voltage.

20) An assembly according to claim 1, characterized in that the means providing the rectangular pulses (13) is a pulse width modulator produced in the form of an integrated circuit.

3) An assembly according to claim 1, characterized in that the output means of the means (13) providing rectangular pulses consists of a first and a second output (21, 23) and the means providing the rectangular pulses creates a train of periodic rectangular pulses on the respective first and second outputs (21 and 23), the pulse trains having the same cycle period (T) but being offset from each other by an equal duration halfway through the cycle period (T / 2).

40) Assembly according to claim 2, characterized in that the means providing the adjustable voltage consists of two power transistors (27, 33) working in push-pull, the switching of the power transistors being controlled by a respective one of pulse trains.

50) Assembly according to claim 3, characterized in that the means providing the adjustable voltage further comprises a transformer (37) whose primary is connected between the power transistors (27, 33) and having a secondary as well as rectifying means (45, 47) connected to the secondary (43), the power transistors (27, 33) being controlled by the pulse trains to pass a current through the primary (39) and induce a secondary voltage in the secondary (49), the secondary voltage being rectified by the rectifier means (45, 47) to give the adjustable voltage.

60) Method for adjusting the amplitude of an analog current in a load so that it is proportional to the amplitude of an input voltage, method according to which a detection resistor (17) is connected in series on the load (7), an adjustable direct voltage (9) is created across the load (7) and the detection resistor (17) to pass a current through the load (7) and the detection resistor ( 17), a method characterized in that a reaction voltage (19) is created, the amplitude of which corresponds to the voltage drop across the detection resistor (17) when the latter is traversed by the current and one creates of periodic rectangular pulses in response to the input voltage and the pulse width of each rectangular pulse is adjusted as a function of the difference between the amplitude of the input voltage and that due to the feedback voltage and the l amplitude of the controlled voltage as a function of the pulse width of the rectangular pulses Until the magnitude of the current flowing through the load and the sensing resistor matches the magnitude of the feedback voltage with the magnitude of the input voltage so that the current through the load remains proportional to the amplitude of the input voltage.

70) Method according to claim 6, characterized in that to produce the rectangular pulses, rectangular pulses are created using a pulse width modulator (13) of regulation produced in the form of an integrated circuit .

80) Method according to claim 6, characterized in that obtaining an adjustable DC voltage consists of having a pair of transistors (27, 33) mounted in push-pull and a rectifier (45, 47) to rectify the output of the power transistors and the adjustment of the adjustable DC voltage consists in switching the power transistors in the blocked and unblocked state using rectangular pulses, the rectified output of the power transistors constituting the controlled voltage.