FR2570561A1 - Amplificateur de puissance fonctionnant a grande vitesse et utilisable pour la commande de charges inductives - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN AMPLIFICATEUR DE PUISSANCE FONCTIONNANT A GRANDE VITESSE ET UTILISABLE POUR LA COMMANDE DE CHARGES INDUCTIVES. CET AMPLIFICATEUR SERVANT A COMMANDER UNE CHARGE INDUCTIVE364 COMPREND UN OSCILLATEUR DELIVRANT UN SIGNAL EN ONDE CONTINUE, DES MOYENS DE COMMUTATION334, 336, 344 REPONDANT A CE SIGNAL POUR ENVOYER UN SIGNAL DE COMMUTATION A LADITE CHARGE, ET DES MOYENS D'ADAPTATION D'IMPEDANCE PERMETTANT D'ADAPTER L'IMPEDANCE DE SORTIE DE L'OSCILLATEUR A L'IMPEDANCE D'ENTREE DES MOYENS DE COMMUTATION ET INCLUANT UN TRANSFORMATEUR DE PUISSANCE A FIL BOBINE DONT LES CARACTERISTIQUES DU TEMPS DE REPONSE NE MODIFIENT PAS DE FACON SUBSTANTIELLE LES CARACTERISTIQUES DU TEMPS DE TRANSITION DU SIGNAL EN ONDE CONTINUE. APPLICATION NOTAMMENT A LA COMMANDE DU BLOC DEFLECTEUR DANS UN TUBE CATHODIQUE.

Description

! Amplificateur de puissance fonctionnant à grande vitesse et utilisable

pour la commande de charges inductives

La présente invention concerne des circuits amplifica-

teurs de puissance et en particulier un amplificateur de puis-

sance qui peut délivrer, a des charges inductives, des inten- sités importantes de courant à des fréquences de répétition

relativement élevées.

Un amplificateur de puissance, qui est conçu de maniè-

re à commander des charges inductives, fonctionne de façon

typique à la manière d'un dispositif de commutation de cou-

rants intenses. On utilise des amplificateurs de puissance de ce type par exemple pour commander le mécanisme du bloc du circuit de déviation horizontale d'un système d'affichage utilisant un tube cathodique. La vitesse de commutation ou

la fréquence de fonctionnement de l'amplificateur de puissan-

ce est un facteur qui détermine le degré de résolution d'une image formée à l'aide d'un tel système d'affichage. Dans un amplificateur de puissance de ce type, conforme à l'état de

la technique, on admet en général que la fréquence de fonc-

tionnement maximaleest égale à environ 64 kHz.

Il existe plusieurs raisons pour lesquelles la fréquen-

ce maximale de fonctionnement de tels amplificateurs de puis-

sance est limitée. L'une des raisons est la présence d'une

inductance de fuite dans le circuit du transformateur d'impé-

dance, qui est utilisé pour développer une intensité suffi-

sante de courant permettant de commander le dispositif de com-

mutation auquel la charge inductive est appliquée. La réac-

tance de l'inductance de fuite augmente lorsque la fréquence de fonctionnement augmente et empêche de façon effective la

production d'un signal de commande pour le dispositif de com-

mutation. Une seconde raison tient au fait que les signaux de commande produits dans des circuits classiques de commande possèdent des formes d'onde de courant, qui ne favorisent pas

une utilisation efficace de la puissance requise pour réali-

ser la commande du dispositif de commutation. Une telle uti-

lisation inefficace de puissance pose des problèmes de dissi-

pation qui rendent le dispositif de commutation susceptible d'être détruit à des vitesses élevées de commutation. Une troisième raison réside dans le fait que la résistance de la charge inductive elle-même provoque l'apparition d'une dissi-

pation excessive d'énergie chaque fois qu'un courant est dé-

livré a travers elle, à des fréquences élevées de commuta-

tion.

L'un des buts de la présente invention est par consé-

quent de fournir un amplificateur de puissance servant à com-

mander une charge inductive avec une intensité élevée de cou-

rant à des fréquences dépassant 270 kHz.

Un autre but de la présente invention est de fournir, dans un tel amplificateur de puissance, une protection pour le dispositif de commutation du signal de sortie vis-à-vis d'une destruction résultant de la perte d'un signal d'entrée

ou de tensions incorrectes d'alimentation en énergie.

Un autre but de la présente invention est de fournir un circuit transformateur d'impédance à fil bobiné pour un amplificateur de puissance, qui réduit l'inductance de fuite

et de ce fait accroît la fréquence de fonctionnement de l'am-

plificateur. Un autre but de la présente invention est de fournir,

pour un tel amplificateur de puissance, un dispositif de com-

mutation à transistors qui est commandé par des formes d'on-

de de courant qui favorisent l'utilisation efficace de l'éner-

gie produite pour faire fonctionner le dispositif.

Un autre but de la présente invention consiste à four-

nir, dans un tel amplificateur de puissance, un circuit trans-

-30 formateur d'impédance qui utilise un circuit secondaire am-

plificateur push-pull afin de produire une forme d'onde de courant intense, avec des temps de transition relativement brefs. Un autre but de la présente invention est de fournir un tel amplificateur de puissance en vue d'améliorer le degré de résolution d'une image formée par un système d'affichage

utilisant un tube cathodique.

La présente invention concerne un amplificateur de puis sance fonctionnant a grande vitesse et servant à commander des charges inductives. Conformément à l'invention cet ampli- ficateur de puissance comporte un amplificateur de puissance

fonctionnant à grande vitesse pour la commande de charges in-

ductives, caractérisé en ce qu'il comporte: - un oscillateur servant à fournir un signal en onde cc tinue à sa sortie, - des moyens de commutation répondant au signal en onde continue de manière à envoyer un signal de commutation à une charge inductive qui est raccordée à leur sortie, et - des moyens d'adaptation d'impédance servant à adapter l'impédance de sortie de l'oscillateur à l'impédance d'entrée des moyens d'adaptation d'impédance incluant un transformateur puissance à fil bobiné, dont les caractéristiques du temps de rénonse ne modifient pas de façon sensible les caractéristique

temps de transition du signal en onde continue.

L'amplificateur de puissance conforme à la présente invention peut fonctionner à des fréquences égales

à au moins 270 kHz. Ceci est réalisé essentiellement en pré-

voyant un circuit amplificateur dont la conception d'ensem-

ble est optimisée afin de conserver les caractéristiques de temps de transition du signal en onde carrée développé sur

la sortie de l'oscillateur.

Un amplificateur de puissance agencé pour le circuit de déviation horizontale d'un système d'affichage utilisant

un tube cathodique est décrit ici à titre d'exemple. L'ampli-

ficateur de puissance utilise un circuit de transformateur

d'impédance à fil bobiné, qui développe sur sa sortie une ré-

plique à courant intense du signal de sortie en onde carrée

de l'oscillateur. Le signal de sortie du transformateur d'im-

pédance est envoyé à un circuit d'accouplement raccordé à la base du commutateur à transistor de puissance. Le circuit transformateur d'impédance utilise deux transistors qui sont disposés selon un montage push-pull de manière à conserver simultanément les temps de transition relativement brefs du signal de sortie de l'oscillateur et à produire le signal de sortie du transformateur à courant intense. Le circuit de couplage disposé à l'entrée du circuit de délivrance du signal de commande garantit que le courant

de commande envoyé à la borne de base du transistor de puis-

sance augmente pendant la durée o le courant du bloc déflec-

teur traversant le transitor augmente. Une forme d'onde de base du courant possédant cette caractéristique favorise la

dissipation de l'énergie produite dans le transistor de puis-

sance lorsqu'il fonctionne àa des vitesses élevées de commuta-

tion. Le courant envoyé àa la base du transistor de puissance est également protégé par une diode branchée sur sa borne de

collecteur et dans laquelle circule le courant du bloc déflec-

teur, tandis que le transistor de puissance est polarisé dans son état conducteur. La diode empêche le passage du courant à travers le collecteur du transistor de puissance pendant

la partie de la période de balayage pendant laquelle le cou-

rant du bloc déflecteur traverse le bloc et pendant laquelle le courant de commande pénètre dans la base du transistor de puissance. Le fait d'empêcher le passage du courant du bloc déflecteur en provenance du collecteur pendant cet intervalle

de temps a pour effet que le courant de base polarise le tran-

sistor de puissance en l'amenant à la saturation, en prépa-

ration d'une diminution du courant dans le bloc déflecteur,

lorsque ce courant traverse le dispositif à l'instant désiré.

L'oscillateur est équipé d'un circuit intégrateur de

mise en forme des impulsions de manière à garantir que le si-

gnal de sortie en onde carrée de l'oscillateur possède tou-

jours un taux d' impulsions de 50 %. Un taux d' impulsions

de 50 % est souhaitable étant donné que cela supprime la pré-

sence d'une composante continue dans le signal appliquée au

circuit transformateur d'impédance, dont le rendement est sus-

ceptible d'être réduit par suite de la présence de signaux de commande à courant continu. L'oscillateur est également agencé de manière à produire, de façon interne, un signal à

une fréquence prédéterminée de manière à garantir qu'un si-

gnal en onde continu est toujours présent sur sa sortie.

L'amplificateur de commande utilise également un cir-

cuit de protection du niveau de puissance, qui répond rapi-

dement de manière à arrêter le fonctionnement de l'amplifi-

cateur toutes les fois qu'une chute de certaines des tensions d'alimentation est détectée. Le circuit de protection empêche la destruction du transistor de puissance dans le cas d'une

défaillance du régulateur d'alimentation en énergie.

D'autres caractéristiques et avantages de la présente

invention ressortiront de la description donnée ci-après pri-

se en référence aux dessins annexés, sur lesquels:

- la figure 1 représente le schéma électrique d'un cir-

cuit oscillateur qui produit un signal continu en onde car-

rée comportant un taux d'impulsions de 50 %, conformément à la présente invention;

- la figure 2 représente un schéma électrique du cir-

cuit tampon de sortie de l'oscillateur et du circuit du trans-

formateur d'impédance à courant intense, à fil bobiné;

- la figure 3 est un schéma électrique des circuits dé-

livrant les signaux de couplage et de commande; - les figures 4A et 4B sont des schémas respectivement du transformateur d'entrée et du transformateur de sortie du circuit transformateur d'impédance de la figure 2;

- la figure 5 est un schéma de formes d'ondes de si-

gnaux produites par l'amplificateur de commande conforme à la présente invention; - la figure 6 est un schéma d'un autre transformateur d'impédance de sortie prévu pour un amplificateur de commande agencé de manière à fonctionner à une fréquence de 270 kHz, conforme à la présente invention; et - la figure 7 est le schéma électrique d'un circuit de protection contre la chute du niveau d'énergie, qui arrête le fonctionnement de l'amplificateur de commande lors de la détection d'une défaillance du régulateur d'alimentation en énergie.

Ci-après on va donner une description d'une forme de

réalisation préférée de l'amplificateur de puissance conforme à la présente invention, à titre d'exemple une partie d'un

circuit de déviation horizontal d'un système d'affichage uti-

lisant un tube cathodique.

Oscil]ateur La figure 1 est un schéma d'un circuit oscillateur 10 qui délivre le signal de sortie continu en onde carrée d'une fréquence de 125 kHz, possédant un taux d'impulsions de 50 %, à des niveaux logiques de tension TTL. Ce signal est utilisé

pour produire le signal de commande qui commande le commuta-

teur à transistor de puissance auquel se trouve raccordé le bloc déflecteur d'un circuit de déviation horizontale du tube

cathodique. L'oscillateur 10 délivre un signal de sortie con-

tinu en onde carrée soit en synchronisme avec un signal de synchronisation ou de déclenchement de balayage horizontal,

appliqué de l'extérieur, soit indépendamment d'un tel signal.

Signal de déclenchement horizontal présent En référence à la figure 1, on voit que le signal de déclenchement horizontal est appliqué à une borne d'entrée 12 de l'oscillateur 10. Le signal de déclenchement est formé

par un train d'impulsions à faible taux d'impulsions et pos-

sédant des niveaux logiques de tension TTL, c'est-à-dire que,

au cours de n'importe quel cycle, le signal se trouve à l'é-

tat logique 1 pendant une durée non supérieure à 30 % du temps. Une transition de l'état logique 0 a l'état logique

1 déclenche un balayage horizontal. Le signal de déclenche-

ment horizontal est appliqué directement à l'entrée d'horlo-

ge 14 du multivibrateur monostable 16, qui est un dispositif

connu sous la désignation 96 LS 02 ou un dispositif équiva-

lent. Toutes les fois que le signal de déclenchement hori-

zontal passe de l'état logique 0 à l'état logique 1 et que

l'entrée 18 du signal d'hrloge inmErsé du multivibrateur monosta-

ble 16 est maintenueà l'état logique 1, un signal logique 1

apparaît sur la sortie Q 20 pendant l'intervalle de temps dé-

terminé par le circuit de cadencement qui va être décrit ci- après. Les transitions successives depuis l'état logique 0

à l'état logique 1 du signal de déclenchement horizontal ap-

pliqué a l'entrée 14 du multivibrateur monostable 16 produi-

sent, sur la sortie Q 20, une suite continue d'impulsions pos-

sédant le niveau logique de tension TTL qui sont appliquées

a la borne d'entrée 204 du circuit tampon 200 (figure 2).

L'entrée 18 du signal d'horloge inversé du multivibra-

teur monostable 16 doit être maintenue dans l'état logique i en raison des connections internes avec le multivibrateur

monostable 16. Si l'entrée 18 était maintenue à l'état 0 lo-

gique, le multivibrateur monostable 16 se déclencherait et resterait dans l'état 1 logique. Afin d'éviter ce problème, l'entrée 18 du signal d'horloge inversé est maintenue dans l'état

1 logique par son raccordement à la sortie 22 du multivibra-

teur monostable 24, qui est verrouillé dans un état 1 logi-

que lorsque des signaux de déclenchement sont présents à l'en-

trée 12. Ce circuit de verrouillage est constitué par un tran-

sistor NPN 26 et par des composants associés, qui servent à maintenir l'entrée 28 du multivibrateur monostable 24 à une

valeur proche de la masse lorsque des signaux de déclenche-

ment sont présents sur l'entrée 12. Le transistor 26 est un

dispositif connu sous le sigle MPS 6521 ou un dispositif équi-

valent.

Toutes les fois que l'entrée 28 du multivibrateur mono-

stable 24 est maintenue à une valeur proche de la masse, sa

sortie Q 22 prend l'état 1 logique, ce qui autorise une com-

mande cadencée du multivibrateur monostable 16, de façon nor-

male, au moyen du signal de déclenchement horizontal présent à l'entrée 14. Les résistances 30 et 32 possédant une valeur

de 10 kiJc.ohms et une diode 34 servent à polariser le tran-

sistor 26 a saturation toutes les fois que des impulsions de déclenchement horizontal sont appliquées à la borne 12. La diode 34 est un dispositif connu sous le sigle 1N4152 ou un dispositif équivalent. La charge de stockage accumulée dans le transistor 26 alors qu'il est dans son état de saturation, maintient l'entrée 28 du multivibrateur monostable 24 àa une valeur proche de la masse pendant un bref intervalle de temps après que le signal de déclenchement horizontal est revenu

a l'état 0 logique. En liaison avec les composants de caden-

cement incluant le condenseur 36 possédant une capacité de c0,c1 PF, la résistance 38 d'une valeur de 18 kilo ohms et une

résistance vrariable 40 de 5 kilo-ohms, cette charge de stoc-

kage provoquerait normalement le branchement du multivibra-

teur monostable 24 pendant une période correspondant à une

cadence de 30 kHz. Etant donné que le signal de déclenche-

ment horizontal se répète a une fréquence de 125 kHz, Ie mul-

tivibrateur monostable 24 ne s'arrête jamais et l'entrée 28

est maintenue à une valeur proche de la masse tant que le si-

gnal de déclenchement horizontal est présenté à l'entrée 12.

Ceci a pour effet que l'état 1 logique apparaît sur la sor-

tie 22 du multivibrateur monostable 24 et à l'entrée 18 du

multivibrateur monostable 16.

Toutes les fois que la fréquence du signal de déclen-

chement horizontal tombe au-dessous de 30 kHz, la charge de

stockage du transistor 26 n'est plus apte a maintenir l'en-

trée * du multivibrateur monostable 26 au potentiel de mas-

se pendant la durée du cycle de déclenchement horizontal.

Dans ces conditions, chaque impulsion du signal de déclenche-

ment horizontal déclenche le multivibrateur monostable 24 de manière à produire des impulsions de sortie a la fréquence de 30 kHz réglée par les résistances de cadencement 38 et 40, le condensateur 36 et la capacité de stockage du transistor 36.

Etant donné que l'entrée 18 du signal d'horloge inver-

sé du multivibrateur monostable 16 est maintenue dans l'état

1 logique en présence des signaux de déclenchement, le multi-

vibrateur monostable 16 est validé de manière à produire une impulsion de sortie chaque fois qu'il est déclenché au niveau de son entrée 14. La durée de cette impulsion de sortie est déterminée par la fréquence de chargement du condensateur 42 d'une capacité de O,00luF par le transistor 44, qui est un

dispositif connu sous le sigle MPS6523 ou un dispositif équi-

valent et qui fonctionne en tant que source de courant varia-

ble. Comme cela sera décrit ci-après, cette durée est réglée de façon automatique par l'amplificateur opérationnel 46 qui est un dispositif connu sous le sigle LF356 ou un dispositif équivalent, et par un transistor 44, de manière à être égal

à la moitié de la période du signal de déclenchement horizon-

tal. Etant donné que le multivibrateur monostable 16 est dé-

clenché lors de chaque transition faisant passer de l'état 0 logique à l'état 1 logique au niveau de son entrée 14, le

taux d'impulsions du train d'impulsions produit sur la sor-

tie 20 sera réglé à 50 %. Un signal continu en onde carrée

possédant un taux d'impulsions de 50 % apparaît par consé-

quent sur la sortie 20 du multivibrateur monostable 16.

La suite des impulsions, qui apparaissent à la sortie

du multivibrateur monostable 16 en réponse au déclenche-

ment répété intervenant à son entrée 14 sous l'action des im-

pulsions de déclenchement horizontal, traverse la résistance 47 d'une valeur de 8,2 kilo.ohset est injectée par couplage en courant alternatif, par l'intermédiaire d'un condensateur 48 d'une capacité de 0,1 PF, dans les diodes 50 et 52. Les diodes 50 et 52 sont des dispositifs connus sous le sigle 1N

4152 ou des dispositifs équivalents. Le condensateur 48 trans-

forme la suite d'impulsions TTL en un signal bipolaire centré

autour de zéro volt sur le noeud 54. La diode 50 est raccor-

dée par sa cathode à l'anode 54 et par son anode à la masse de manière à limiter les impulsions de tension négatives à - 0,6 volt. La diode 52 est raccordée par son anode 54 et par sa cathode à la masse de manière à limiter les impulsions de

tension positives à + 0,6 volt.

Si le taux d'impulsions de la sortie 20 du multivibra-

teur monostable 16 est égal exactement à 50 %, l'intervalle de temps pendant lequel le signal bipolaire présent sur le noeud 54 est supérieur à la masse est égal à l'intervalle de temps pendant lequel il est inférieur à la valeur de la masse. Ceci fournit une tension nette moyenne dans le temps

de zéro sur l'entrée inverseuse 56 de l'amplificateur opéra-

tionnel 46, laquelle entrée 56 est raccordée par l'intermé-

diaire d'une résistance 58 d'une valeur de 16kilo.ohmsau

noeud 54. L'entrée non inverseuse 60 de l'amplificateur opé-

rationnel 46 est raccordée a la masse par l'intermédiaire d'une résistance d'une valeur de 16 kilo.ohmsLe condensateur 63 d'une capacité de 0,1 pF et l'amplificateur opérationnel 46 fonctionnent à la manière d'un intégrateur qui reçoit àa

son entrée 60 la différence entre le niveau de tension pré-

sent sur son entrée 56 et la référence sensiblement à zéro

volt, et délivre un signal de différence amplifié sur sa sor-

tie 64. Si le signal présent sur le noeud 54 est égal à +0,6 volt pendant un intervalle de temps égal à l'intervalle de

temps pendant lequel ce signal est égal a - 0,6 volt, le si-

gnal présent sur la sortie 64 sera limité dans une zone de valeur comprise entre - 3 volts et + 4,5 volts. La tension

apparaissant sur la sortie 64 de l'amplificateur 46 est ap-

pliquée par l'intermédiaire d'une résistance 65 de 5,1 kilo.

ohms à la borne de base 67 du transistor 44. Ceci a pour ef-

fet que le courant traverse la résistance 66 d'une valeur de

560 ohms depuis la borne d'émetteur 68 àa la borne de collec-

teur 70 du transistor 44 et formel'intensité appropriée du courant de charge qui doit être envoyé au condensateur 42 de

manière a maintenir a 50 % le taux d'impulsions du signal pré-

sent sur la sortie 20 du multivibrateur monostable 16. La dio-

de 72, qui est un dispositif désigné sous le sigle 1N4152 ou

un dispositif équivalent, est branchée entre la base du tran-

sistor 44 et l'alimentation en courant continu à + 5 volts de manière à limiter la commande appliquée à la base afin d'empêcher un effet semblable a l'effet Zener en présence de tensions de base relativement élevées. Le courant circulant depuis le transistor 44 pour pénétrer dans le condensateur 42 est réglé de manière a maintenir le taux d'impulsions du

train d'impulsions à 50 %, indépendamment du taux d'impul-

sions approprié ou de la fréquence appropriée du signal de déclenchement.

Toutes les fois que le taux d'impulsions du signal a-

apparaissant sur la sortie 20 du multivibrateur monostable 16 est supérieur à 50 % (c'est-à-dire que le signal pendant

un cycle donné se situe dans l'état 1 logique pendant un in-

tervalle de temps supérieur à l'intervalle de temps pendant

lequel il se situe a l'état 0 logique), les tensions appa-

raissant sur le noeud 54 seraient égales àa + 0,6 volt, plus

souvent qu'elles ne seraient égales à - 0,6 volt. Etant don-

né que ces tensions sont envoyées à l'entrée inverseuse 56 de l'amplificateur opérationnel 46, la tension présente sur la sortie 64 chuterait progressivement pour tomber au-dessous de sa valeur de repos, en accroissant de ce fait l'intensité de courant traversant le collecteur 70 du transistor 44 et

pénétrant dans le condensateur 42. L'accroissement de l'in-

tensité du courant pénétrant dans le condensateur 42 a pour effet de raccourcir l'intervalle de temps pendant lequel une

impulsion présente sur la sortie Q 20 du multivibrateur mo-

nostable 16 se trouve à l'état 1 logique, ce qui ramène le

taux d'impulsions à 50 %.

Toutes les fois que le taux d'impulsions du signal ap-

paraissant sur la sortie 20 du multivibrsteur monostable 16 est inférieur a 50 % (c'est-à-dire que le signal pendant un cycle donné se situe à l'état 0 logique pendant un intervalle de temps supérieur à l'intervalle de temps pendant lequel il se trouve dans l'état 1 logique), les tensions apparaissant sur le noeud 54 seraient égales à - 0,6 volt plus souvent qu'elles ne seraient égales à + 0,6 volt. Dans ces conditions,

la tension présente sur la sortie 64 de l'amplificateur opé-

rationnel 46 augmenterait progressivement pour passer au-des-

sus de sa valeur de repos, ce qui réduirait l'intensité du

courant pénétrant par la borne de collecteur 70 du transis-

tor 44 et dans le condensateur 42. Une réduction de l'inten-

* sité du courant pénétrant dans le condensateur 42 a pour ef-

fet d'accroître l'intervalle de temps pendant lequel une im-

pulsion apparaissant sur la sortie 20 du multivibrateur mono-

stable 16 se trouve dans l'état 1 logique, ce qui a pour ef-

fet de ramener le taux d'impulsions à 50 %.

L'amplificateur opérationnel 46 et le transistor for-

mant source de courant variable coopèrent de manière a main-

tenir un signal dont la moyenne dans le temps est égale a zé-

ro volt sur le noeud 54, ce qui a pour effet de maintenir le taux d'impulsions du signal continu en onde carrée présent sur la sortie 20 du multivibrateur monostable 16 àa 50 %. Ceci est obtenu indépendamment du taux d'impulsions approprié ou

de la fréquence appropriée du signal de déclenchement hori-

zontal. Signal de déclenchement horizontal absent L'absence d'un signal de déclenchement horizontal sur

la borne d'entrée 12, en liaison avec le fait que le multi-

vibrateur monostable 16 reste dans un état 1 logique stati-

que, a pour effet qu'une intensité élevée de courant continu

traverse le transistor de commutation 344 (figure 3). Le cou-

rant circulant dans ces conditions soit détruit le transis-

tor de commutation 344, soit fait fondre le fusible 380. Afin d'empêcher l'apparition d'un tel phénomène, l'oscillateur 10 est agencé de manière à produire une onde carrée à 125 kHz sur la sortie 20 du multivibrateur monostable 16 toutes les

fois que le signal de déclenchement horizontal n'est pas ap-

pliqué à une borne d'entrée 12.

Toutes les fois que le signal de déclenchement horizon-

tal n'est pas appliqué à la borne 12, le transistor 26 est polarisé dans son état bloqué et de ce fait est effectivement

déconnecté du multivibrateur monostable 24. Dans ces condi-

tions le multivibrateur monostable 24 fonctionne à la manière d'un oscillateur monostable dont la durée de l'impulsion de sortie est déterminée par les valeurs du condensateur 36 et des résistances 38 et 40. Les valeurs indiquées ci-dessus de ces composants fournissent un train d'impulsions à 125 kHz sur la sortie 20 du multivibrateur monostable 16. Etant donné

que l'entrée d'horloge 76 de ce multivibrateur se situe à l'é-

tage 0 logique en l'absence d'un signal de déclenchement hori-

zontal sur la borne d'entrée 12, le multivibrateur monosta-

ble 24 est déclenché par l'application d'un signal à son en-

trée 74 du signal d'horloge inversé. Le signal appliqué à

l'entrée 74 est renvoyé par réaction à la sortie Q 76 du mul-

tivibrateur monostable 24 par l'intermédiaire de portes NON-

ET 78, 80 et 82 branchées en cascade à l'entrée 74 du -multi-

vibrateur monostable 24. Les portes NON-ET 78, 80 et 82 sont

polarisées de telle sorte que, toutes les fois que le multi-

vibrateur monostable 24 s'arrêtent et que sa sortie Q 76 pas-

se dans l'état 1 logique, la sortie de la porte NON-ET 82 pas-

se à l'état 0 logique, ce qui a pour effet de produire un si-

gnal de déclenchement sur la borne 74 du signal d'horloge in-

versé du multivibrateur monostable 24.

En particulier, toutes les fois que le multivibrateur monostable 24 s'arrête et que sa sortie Q 76 revient à l'état 1 logique, un état 1 logique apparaît au niveau de l'entrée 84 de la porte NON-ET 78. L'entrée 86 de la porte NON-ET 78 est raccordée au noeud 88 de jonction de la résistance 90 de 510 ohms et du condensateur 92 de 270 pF, dont l'autre borne est raccordée à la masse. L'autre borne de la résistance 90 est raccordée à la sortie 94 de la porte NON-ET 82 et à l'entrée inverseuse 74 du multivibrateur monostable 24. Dans ces con-

ditions, l'entrée 26 de la porte NON-ET 78 doit avoir été

dans l'état 1 logique afin d'avoir permis l'arrêt du multivi-

brateur monostable 24. Les deux entrées 84 et 86 de la porte NON-ET 78 se trouvent dans l'état 1 logique, qui fournit un état 0 logique au niveau de la sortie 96 de la porte NON-ET

78 et un état 1 au niveau de la sortie 98 de la porte NON-

ET 80, qui est réalisée sous la forme d'un inverseur logique.

La sortie 98 de la porte NON-ET 80 est raccordée à une borne de la résistance 100 de 510 ohms. L'autre borne de la résis- tance 100 est raccordée à une entrée 102 de la porte NON-ET 82 et à un conducteur du condensateur 104 de 270 pF, dont l'autre conducteur est raccordé à la masse. L'état 1 logique

apparaissant sur la sortie 98 de la porte NON-ET 80 et à l'en-

trée 102 de la porte NON-ET 82 fournit un état 0 logique sur

la sortie 94 de la porte NON-ET 82, cet état produisant l'en-

voi d'un signal de déclenchement a l'entrée inverseuse 74 du multivibrateur monostable 24. Le cycle décrit ci-dessus se

répète chaque fois que le multivibrateur monostable 24 s'ar-

rête et que sa sortie Q 76 revient a l'état 1 logique.

Toutes les fois qu'un signal de déclenchement n'est pas

appliqué à la borne d'entrée 12, le multivibrateur monosta-

ble 24 se redéclenche automatiquement de manière a produire une suite continue d'impulsions sur sa sortie Q 22 et sur sa sortie Q 76. Les résistances 38 et 40 et le condensateur 36 établissent une période d'impulsions de 8 es, qui correspond à une fréquence de 125 kHz. Le signal à 125 kHz, qui apparaît sur la sortie Q 22 du multivibrateur monostable 24, possède

un taux d'impulsions de presque 100 %. Ce signal est appli-

qué à une entrée 18 du signal d'horloge inversé du multivi-

brateur monostable 16. Le signal apparaissant sur l'entrée

18 du multivibrateur monostable 16 exécute une brève transi-

tion pour passer à l'état 0 logique une fois toutes les 8 ps.

La transition de l'état 1 logique à l'état 0 logique provoque

l'apparition d'une impulsion sur la sortie Q 20 du multivi-

brateur monostable 16. L'amplificateur opérationnel 46 et le transistor 44coopSrent de manière à fournir un signal continu en onde carrée possédant un taux d'impulsions de 50 % sur la

sortie Q 20 du multivibrateur monostable 16 dans les condi-

tions décrites ci-dessus. Le circuit oscillateur 10 délivre

un signal continu en onde carrée possédant un taux d'impul-

sions de 50 % indépendamment du fait que le signal de déclen-

chement horizontal est appliqué au circuit. Le signal de sor-

tie de l'oscillateur 10 sera automatiquement verrouillé sur la fréquence du signal de déclenchement si un tel signal est présent, ou bien fonctionnera & une fréquence prédéterminée

si le signal de déclenchement est absent. En outre le para-

sitage de phase de l'oscillateur 10 fonctionnant dans le mode déclenché est réduit au minimum par suite de la création du

signal de sortie en onde continue au moyen d'un seul dispo-

sitif de cadencement actif à parasitage réduit, c'est-à-dire

le multivibrateur monostable 16.

Circuit tampon d'entrée

En référence à la figure 2, on voit qu'un circuit tam-

pon d'impédance 200 établit une interface entre la sortie de

l'oscillateur 10 et l'entrée du circuit transformateur d'im-

pédance 202 de commande du commutateur. Le circuit tampon 200 reçoit le signal de sortie de l'oscillateur à partir de la

sortie Q 20 du multivibrateur monostable 16 (figure 1) et con-

ditionne ce signal de manière a commander la faible impédance d'entrée présentée par le circuit transformateur d'impédance 202. Le signal de sortie en onde carrée de l'oscillateur 10

est appliqué à 1a borne d'entrée 204 du circuit tampon d'en-

trée 200, qui est un circuit de commutation électronique cons-

titué par les transistors NPN 206 et 208. Les transistors 206 et 208 sont des dispositifs connus sous le sigle 2N3904 ou des dispositifs équivalents. Le signal est envoyé à une borne

de base 210 du transistor 206 par l'intermédiaire d'une ré-

sistance 212 de 470 ohms. Le transistor 206 est polarisé en tant que commutateur, sa borne d'émetteur 214 étant raccordée directement à la masse et sa borne de collecteur 216 étant raccordée à une alimentation en courant continu à + 15 volts

par l'intermédiaire d'une résistance 218 possédant une résis-

tance de 270 ohms et présentant un régime nominal de 0,5 watt.

Une réplique inversée et amplifiée du signal de sortie d'os-

cillateur a 125 kHz apparaît sur la borne de collecteur 216

du transistor 206. Une diode Zener 220 a 12 volts est bran-

chée entre la masse et la borne de collecteur 216 du transis-

tor 206 de manière a établir une tension de collecteur maxi- male de + 12 volts. On a observé que le temps de montée du signal apparaissant sur la borne de base 210 est maintenu sur la borne de collecteur 216 du transistor 206 au moyen

d'une limitation de la tension de collecteur a + 12 volts.

Les temps de transition rapides du signal en onde carrée dé-

veloppé a la sortie de l'oscillateur 10 sont par conséquent conservés.

La borne de collecteur 216 du transistor 206 est raccor-

dée directement à la borne de base 222 du transistor 208, qui est polarisé en tant que commutateur non inverseur, dont la borne d'émetteur 224 sert de sortie. La borne de collecteur

226 du transistor 208 est raccordée directement a l'alimen-

tation en courant continu a + 15 volts. Laborne d'émetteur 224 du transistor 208 est raccordée par l'intermédiaire du condensateur 228 d'une capacité de 2 AF a la borne d'entrée

203 du circuit transformateur d'impédance 202. Le condensa-

teur 228 transmet, selon un couplage en courant alternatif, le signal en onde carrée de 10,8 volts crête-a-crête, qui apparaît sur la borne d'émetteur 224, de manière A fournir un signal bipolaire possédant la même fréquence sur la borne d'entrée 230. La valeur du condensateur 228 est choisie de

manière a compenser effectivement l'impédance de charge pré-

sentée par le circuit transformateur d'impédance d'entrée 202.

Une diode 232, qui est un dispositif connu sous le si-

gle 1N4152 ou un dispositif équivalent, est utilisé en vue de réduire la durée de commutation entre l'état de tension élevée et l'état de basse tension du signal en onde carrée sur la borne d'émetteur 224 du transistor 208. La diode 232 est montée avec son anode raccordée a la borne d'émetteur 224 du transistor 208 et avec sa cathode raccordée a la borne de

collecteur 216 du transistor 206. Toutes les fois que le si-

gnal appliqué à la borne de base 210 du transistor 206 com-

mande le transistor 206 de manière qu'il passe à l'état con-

ducteur, la diode 232 fournit un trajet de liaison à la mas-

se par l'intermédiaire de la voie collecteur-émetteur saturée du transistor de sortie afin d'éliminer la charge qui s'est

accumulée dans le condensateur 228 pendant l'état à haute ten-

sion immédiatement précédent de la borne d'émetteur 224 du transistor 208. Un signal en onde carrée bipolaire à 125 kHz,

qui possède une amplitude crête-à-crête de 10,8 volts, appa-

raît par conséquent sur la borne d'entrée 230 du circuit

transformateur d'impédance 202.

Circuit transformateur d'impédance En référence à la figure 2, on voit que le circuit transformateur d'impédance 202 délivre un signal de sortie en onde carrée de grande puissance à courant intense, à une fréquence de 125 kHz, pour réaliser la commande de l'entrée

du circuit de commande du commutateur de la figure 3. Le cir-

cuit transformateur d'impédance 202 réalise cette tache tout en maintenant les durées de transition rapides du signal en

onde carrée présent au niveau de sa borne d'entrée 230.

Le circuit transformateur d'impédance 202 comporte un transformateur d'entrée 234 et un transformateur de sortie 236. Les transformateurs 234 et 236 sont des transformateurs de puissance à fil bobiné, dont les caractéristiques du temps

de réponse ne modifient pas de façon substantielle les ca-

ractéristiques du temps de transition des signaux en onde

carrée qui leur sont appliqués. Un transformateur à fil bo-

biné est défini ici comme étant un transformateur dont les enroulements primaires et secondairessont très proches les un desautreset sont enroulés sur un noyau commun. L'objectif est de réaliser de façon approchée le cas idéal selon lequel l'espace occupé par les enroulements primaireset secondaires

est identique. Un accroissement de la proximité des enroule-

ments primaireset secondairesdu transformateur a pour effet d'accroître le couplage par inductance mutuelle entre eux,

ce qui réduit les pertes par induction dans chacun d'eux.

La figure 4A représente- un schéma du transformateur d'en-

trée 234. Le transformateur 234 comporte des bobines primai-

res 238 et 240, comportant chacune trente spires formées d'un fil émaillé de calibre 32, qui est enroulé en mode bobinage sur la surface d'un noyau annulaire 242. Le noyau annulaire

242 est un noyau désigné sous le n 267-0535, qui est fabri-

qué et commercialisé par la société dite Tektronix Inc., ou bien est un dispositif équivalent. Les conducteurs 244 et 246 des bobines primaires respectives 238 et 240 sont réunis de manière à former un raccordement série des deux bobines. Le conducteur 248 de la bobine primaire 238 est raccordée à la borne d'entrée 230 et le conducteur 250 de la bobine primaire

240 est raccordé a la masse (figure 2).

Le transformateur 234 inclut également les bobines se-

condaires 252 et 254, dont chacune comporte trente spires

d'un fil émaillé de diamètre 32, qui est enroulé en mode bo-

binage autour de la surface du noyau 242. Les conducteurs 256 et 258 des bobines 252 et 254 sont raccordées à un point de

référence commun 260, qui est la borne d'émetteur 442 du tran-

sistor 440 (figure 7) et est placé au potentiel de masse pen-

dant le fonctionnement normal du circuit amplificateur de puissance. Les conducteurs 262 et 264 des bobines secondaires

respectives 252 et 254 délivrent des signaux à un circuit se-

condaire d'amplificateur de commutation push-pull, qui com-

mande le transformateur de sortie 246, comme cela va être dé-

crit ci-après.

L'agencement décrit ci-dessus du transformateur d'impé-

dance 234 fournit un rapport de 2 à 1 des spires côté pri-

maire aux spires côté secondaire, pour chacune des bobines secondaires 252 et 254. Il existe un rapport 1 a 1 des spires

au primaire aux spires au secondaire, en ce qui concerne l'en-

roulement secondaire composite. Par conséquent, lorsque le signal en onde carrée de 10,8 volts crête-a-crête apparaît

entre les bornes 248 et 250 du transformateur 234, des si-

gnaux en onde carrée de 5,4 volts crête-a-crête apparaissent

entre les fils 262 et 256 de la bobine secondaire 252 et en-

tre les fils 258 et 264 de la bobine secondaire 254. Les si-

gnaux présents aux bornes des bobines secondaires 252 et 254

sont déphasées de 180 par rapport à ceux présents aux bor-

nes des fils 262 et 264, et ce comptés par rapport au point de référence 260. En outre il existe un accroissement double correspondant de l'intensité du courant traversant la bobine secondaire 252 ou la bobine secondaire 254, par rapport au courant traversant les bobines primaires 238 et 240 branchées

en série.

En se référant a 1a figure 4B, on voit que le transfor-

mateur de sortie 236 comporte six bobines primaires 266, 268, 270, 272, 274 et 276, qui comportent chacune dix spires d'un fil émaillé de calibre 26, qui est enroulé en mode bobinage

autour de la surface du noyau annulaire 278. Le noyau annu-

laire 278 est une pièce désignée sous le n 57-1714 et fabri-

qué par la société dite Stackpole Carbon Co. ou bien est un

dispositif équivalent. Comme cela est représenté, les conduc-

teurs des bobines primaires sont raccordés en série d'une ma-

nière analogue a celle décrite pour les bobines primaires 238

et 240 du transformateur d'entrée 234. L'alimentation en cou-

rant continu à + 15 volts est appliquée au conducteur 280 de

la bobine primaire 270 et au conducteur 282 de la bobine pri-

maire 272 (figure 2). La bobine primaire composite du trans-

formateur de sortie 236 est par conséquent constituée de par-

ties, une première partie primaire 284 comportant les bobines primaires 266, 268 et 270 et une seconde partie primaire 286

comportant des bobines primaires 272, 274 et 276. Un conduc-

teur 288 de la première partie 284 est raccordé à la borne de collecteur 290 du transistor 292 et un conducteur 294 de la seconde partie 286 est raccordé à la borne de collecteur

296 du transistor 298 (figure 2). Les première et seconde par-

ties primaires 284 et 286 constituent les conducteurs qui dé-

livrent une tension de polarisation de'+ 15 volts respective-

ment aux collecteurs des transistors 292 et 298.

Le transformateur de sortie 236 inclut également des bobines secondaires 300, 302 et 304 qui comportent chacune dix spires de fil émaillé de calibre 26, qui est enroulé en

mode bobinage autour de la surface du noyau 278. Les conduc-

teurs 306, 308 et 310 des bobines secondaires respectives 300, 302 et 304 sont raccordés ensemble. Les conducteurs 312, 314 et 316 des bobines secondaires respectives 300, 302 et 304 sont raccordés ensemble. Ces raccordements constituent un circuit parallèle de bobines secondaires 300, -302 et 304, qui développent un signal aux bornes des conducteurs 306 et 307, qui sont raccordées respectivement à la borne d'entrée 338 du circuit de commande du commutateur de la figure 3, et à

la masse.

Le rapport respectif de spires entre le primaire et le secondaire est de 3 à 1 pour chacune des parties primaires

chargeant les bornes de collecteur des transistors 292 et 298.

Par conséquent il- est possible de tripler le courant qui est induit par les conducteurs 306 et 316 par rapport aà celui qui

circule à travers les conducteurs 294 et 288. Le courant tra-

versant les conducteurs 306 et 316 est envoyé au circuit de couplage de commande du commutateur. En outre il existe une

division correspondante par trois de l'amplitude de la ten-

sion appliquée à l'entrée du circuit de commande du commuta-

teur, par rapport à la tension développée aux bornes soit de

la première partie primaire, soit de la seconde partie pri-

maire. En référence a la figure 2, on voit que le signal en onde carrée bipolaire a 125 kHz est appliqué aux conducteurs 248, 250 du transformateur d'entrée 234. Le conducteur 250

de l'enroulement primaire 240 est raccordé à la masse. La ten-

sion induite aux bornes des conducteurs 260 et 256 de la bo-

bine secondaire 252 provoque le passage du courant à travers la résistance 318 en direction de la borne de base 320 du

transistor NPN 292. De façon similaire la tension induite en-

tre les conducteurs 264 et 258 de la bobine secondaire 254 provoque la circulation d'un courant à travers la résistance 322 jusqu'à la borne de base 324 du transistor NPN 298. Etant donné que les tensions induites aux bornes des bobines secon- daires 258 et 264 sont déphasées de 180 , le courant aboutit

aux bornes de base des transistors 292 et 298 pendant des al-

ternances alternées du signal d'entrée en onde carrée à 125 kHz. Les résistances 318 et 322 possèdent une résistance de

27 ohms pour un régime nominal de 0,5 watt, et les transis-

tors 292 et 298 sont des transistors désignés sous le sigle MJE521 ou des dispositifs équivalents. La borne de collecteur

298 du transistor 292 est raccordé à l'alimentation en cou-

rant continu à + 15 volts par l'intermédiaire de la premiè-

re partie primaire 284, et la borne de collecteur 296 du tran-

sistor 298 est raccordée à l'alimentation en courant continu

à + 15 volts par l'intermédiaire de la seconde partie primai-

re 286. Les bornes d'émetteur 326 et 328 des transistors res-

pectifs 292 et 298 sont raccordées directement à la masse.

Les transistors 292 et 298 forment un circuit secon-

daire d'amplificateur de commutation push-pull. Toutes les fois que le signal apparaissant sur la borne d'entrée 230 est supérieur à zéro volt, une tension positive apparaît sur la borne de base 320 du transistor 292 et provoque le passage du courant dans les bobines primaires de la première partie

primaire 284 dans la direction allant de la borne de collec-

teur 290 à la borne d'émetteur 326 du transistor 292. Le tran-

sistor 298 est dans son état non conducteur pendant cet in-

tervalle de temps. Toutes les fois que le signal apparaissant

sur la borne d'entrée 230 est inférieur à zéro volt, une ten-

sion positive se développe sur la borne de base 324 du tran-

sistor 298 et provoque le passage du courant dans les bobi-

nes primaires de la seconde partie primaire 286 dans la di-

rection de la borne de collecteur 296 à la borne d'émetteur 328 du transistor 298. Le transistor 292 est à l'état

non conducteur pendant cet intervalle de temps.

Les diodes 330 et 332 sont branchées en parallèle aux bornes respectivement des résistances 318 et 322, de manière à produire un trajet de faible impédance à la masse pour la charge accumulée dans les bases des transistors pendant l'al- ternance de tension positive. Les diodes 330 et 332 réduisent

le temps de blocage des transistors respectifs 292 et 298.

Les diodes 313 et 332 sont des dispositifs connus sous le si-

gle 1N4152 ou des dispositifs équivalents.

C'est pourquoi le transformateur de sortie a fil bobi-

né 236 envoie a l'entrée 338 du circuit de commande du com-

mutateur un signal continu en onde carrée de grande puissance de 5 volts maximum et de 6 ampères maximum avec des temps de

transition relativement brefs. Pour une onde carrée d'une fré-

quence de 125 kHz, on a mesuré des temps de transition égaux

à environ 0,1 ps.

Circuit de commande du commutateur.

La figure 3 est un schéma du circuit de commande du com-

mutateur, qui comporte un circuit de couplage et un transis-

tor de puissance qui fonctionne en tant que commutateur à cou-

rant intense. le circuit de couplage reçoit le signal en onde

carrée a 125 kHz qui apparaît sur le transformateur de sor-

tie 236 et envoie a la borne de base du transistor de fré-

quence un signal de commande qui provoque, à l'instant appro-

prié, le passage d'un signal de courant a travers le bloc du

circuit de déflection horizontale d'un tube cathodique.

En référence à la figure 3, on voit que le circuit de

couplage comporte une inductance 334 de 2,5 pH, qui est bran-

chée en série avec une résistance 336 de 0,5 ohm et présen-

tant un régime nominal de 5 watts. Le conducteur 338 de l'in-

ductance 334 constitue la borne d'entrée du circuit de cou-

plage et est raccordé au conducteur 306 du transformateur de sortie 236. Une diode 340, qui est un dispositif connu sous le sigle 80SQ040 ou un dispositif équivalent, est branchée

en parallèle aux bornes de l'inductance 334 et de la résis-

* tance 336, la cathode de la diode 340 étant raccordée au con-

ducteur 338 de l'inductance 334. L'inductance 334 est formée par enroulement de six spires d'un fil émaillé de calibre 22

autour d'un noyau annulaire, comme par exemple un noyau con-

nu sous le sigle A-301072-2 fabriqué par la société dite Ar- nolt Engineering. La résistance 336 est raccordée à la borne de base 342 d'un transistor de puissance NPN 344, qui est un dispositif connu sous le sigle 2SD348 fabriqué par la société dite Sanyo ou bien un dispositif équivalent. Le transistor 344 est utilisé en tant que commutateur de courant intense, dont la borne d'émetteur 346 est raccordée directement à la masse.

La figure 5 est un schéma des formes d'ondes des si-

gnaux associés au circuit de commande du commutateur. En ré-

férence à la figure 5, on voit que la forme d'onde 348 repré-

sente le signal de tension en onde carrée présent dans le con-

ducteur 338 de l'inductance 334. La forme d'onde 350 repré-

sente le courant traversant la borne de base 342 du transis-

tor 344. La forme d'onde 352 représente le courant traversant

le bloc déflecteur du circuit de déflection du tube cathodi-

que. Comme cela est représenté sur la figure 5, le signal en onde carrée présent dans le conducteur 338 fait l'objet, en T1, d'une transition faisant passer de la fin d'un cycle

de tension négative au début d'un cycle de tension positive.

Le courant pénétrant dans la borne de base 342 du transistor

344 augmente rapidement en passant de zéro à environ 2 ampè-

res pendant un intervalle de temps d'environ 0,4 rs s'éten -

dant entre T1 et T2. L'accroissement rapide du courant est provoqué par l'énergie résiduelle stockée dans l'inductance

334 et qui a été laissée par le cycle immédiatement précé-

dent de tension positive. Pendant l'intervalle de temps d'en-

viron 3,6 Us entre T2 et T4, le courant pénétrant dans la bor-

ne de base 342 du transistor 344 augmente en permanence de 2 à environ 4, 4 ampères pendant le cycle de tension positive du signal présent dans le conducteur 338 et par conséquent

l'intensité du courant délivré a la borne de base 342 du tran-

sistor 344 augmente d'une manière générale pendant cet inter-

valle de temps.

Le courant pénétrant dans la base du transistor 344 pro- voque le passage d'un courant à travers le bloc déflecteur du tube cathodique, dans la direction allant de la borne de

collecteur 354 à la borne d'émetteur 346 du transistor 344.

L'intensité du courant parcourant le collecteur du transis-

tor 344 augmente de T3 à T4, comme cela sera décrit ultérieu-

rement. L'augmentation graduelle du courant de base au fur

et à mesure de l'écoulement du temps pendant le cycle posi-

tif, pendant la durée d'augmentation graduelle du courant de collecteur du transistor 344 permet d'obtenir une meilleure gestion de puissance, en ce qu'elle élimine le préchauffage

inutile de la jonction émetteur-base du transistor 344 pen-

dant la partie initiale du cycle de tension positive.

Toutes les fois que la tension présente dans le conduc-

teur 338 est positive, la diode 340 est polarisée en inverse

et aucun courant ne la traverse. Pendant la transmission fai-

sant passer d'un cycle de tension positive à un cycle de ten-

sion négative du signal présent dans le conducteur 338, la diode 340 est polarisée dans le sens direct et fournit une voie de décharge directe pour la charge indésirable accumulée dans la base du transistor 334 pendant un cycle de tension positive. Ceci permet de réaliser un blocage très rapide du

transistor 344.

La borne de collecteur 354 du transistor 344 est rac-

cordée à une alimentation en énergie à courant continu de + 150 volts, par l'intermédiaire de la bobine d'arrêt 358 d'une valeur de 10 mH et d'une diode 360, qui sont branchées en série. La bobine d'arrêt 358 est formée par l'enroulement de 195 spires de fil émaillé de calibre 29 suivant un noyau

annulaire, comme par exemple un dispositif connu sous le si- -

gle A-214276-2, fabriqué par la société dite Arnold Enginee-

ring. La diode 360 est un dispositif connu sous le sigle 1N 38990 ou un dispositif équivalent. La cathode de la diode 360

est raccordée à la borne de collecteur 354 du transistor 344.

La charge inductive de l'amplificateur de puissance est rac-

cordée à la borne de collecteur 354 du transistor 344 au ni- veau d'un noeud de jonction 362entre abobine d'arrêt 358 et la diode 360. La charge inductive dans la forme de réalisation préférée donnée à titre d'exemple est un bloc déflecteur 364 du circuit de déflection d'un tube cathodique. Le conducteur 366 du bloc 364 est raccordé au noeud de jonction 362 et le conducteur 368 est raccordé à une borne du condensateur 370

de 0,5 yF, dont l'autre borne est raccordée a la masse.

Toutes les fois que le transistor 344 est dans son état

conducteur, un courant circule depuis la borne 368 en direc-

tion de la borne 368 du bloc déflecteur 364 et traverse la voie collecteur-émetteur du transistor 344. On notera que le

bloc peut être par exemple un bloc de fil de Litz ou fil di-

visé standard présentant une inductance d'environ 75 fH ou

un bloc formé d'un fil de Litz possédant une inductance d'en-

viron 75 pH, avec des réseaux de compensation 365 et une bobine de linéarité. Ce dernier type de bloc déflecteur est désigné

par la référence 364a sur la figure 3.

Comme cela est représenté sur la figure 5, un courant traverse la borne de collecteur 364 du transistor 344 entre

les instants T3 et T5. Lorsque le signal d'entrée 348 du cir-

cuit de protection du signal de commande passe, à l'instant T4, d'une tension positive à une tension négative, la forme d'onde du courant de base 350 commence a diminuer, mais ne commute pas complètement le transistor 344 à l'état bloqué, avant l'instant T5 Entre les instants T4 et T5, la forme d'onde 352 du courant du bloc déflecteur continue a augmenter par suite de la quantité importante de charges stockées dans

la jonction émetteur-base du transistor 344.

Lorsque la forme d'onde de signal 348 passe, a l'ins-

tant T4, du cycle positif au cycle négatif et une fois que la charge stockée dans le transistor 344 a été éliminée entre l'instant T4 et l'instant T5, la période de "retour du spot"

de déflection horizontale du bloc déflecteur du tube catho-

dique est déclenché. Pendant le retour du spot, le transis-

tor 344 est a l1état non conducteur. Le transistor 344 étant à l'état non conducteur, l'impédance très élevée produite par

l'inductance 358 apparaît au niveau du noeud de jonction 362.

L'énergie stockée dans le bloc 364 entre les instants T3 et T5 est par conséquent transférée au condensateur de retour du spot 172, qui possède une capacité de 3500 pF et stocke

environ 1200 volts entre les instants T5 et T6.

A l'instant T6, le courant traversant le bloc est nul ce qui représente le point situé au milieu de la période de

retour du spot. Entre les instants T6 et T7, 1' énergie sto-

ckée dans le condensateur de retour du spot 372 est transfé-

rée en retour au bloc 364. Le transfert de l'énergie entre

le condensateur de retour du spot 372 et le bloc 364 est amor-

tie par une diode d'amortissement 374, qui est raccordée au noeud de jonction 362. La diode d'amortissement 374 est un circuit redresseur en pont, tel que le dispositif connu sous le sigle RKBPC606 fabriqué par la société dite General Ins-

trument. Le redresseur en pont comporte une combinaison en parallèle de deux diodes branchées en série. Chaque couple de diodes en parallèle peut résister à environ mille deux

cents volts et un courant de trois ampères. La diode d'amor-

tissement est par conséquent apte à délivrer un courant de six ampères à partir de la masse. Les diodes possèdent un bref temps de récupération d'environ 200 ns une fois que le

courant du bloc a atteint zéro ampère à l'instant T3. Le dé-

but d'un transfert d'énergie en retour au condensateur de re-

tour du spot 372 développe une tension négative qui polarise dans le sens direct les diodes situées dans le redresseur en

pont de la diode d'amortissement 374. La diode d'amortisse-

ment 374 fournit une voie de décharge à la masse pour l'éner-

gie stockée dans le bloc déflecteur 364.

La diode 360 est prévue de manière à empêcher le passa-

ge d'un courant à travers la borne de collecteur 354 du tran-

sistor 344 pendant l'intervalle de temps s'étendant entre les

instants T1 et T3. De T1 à T3, un courant pénètre dans la ba-

se du transistor 344 et est envoyé depuis la borne 366 à la

borne 368 du bloc déflecteur 364. La diode 360 empêche le pas-

sage du courant depuis le collecteur du transistor 344 en di-

rection du bloc de déflecteur et de ce fait favorise l'éta-

blissement d'une charge dans la jonction émetteur-base du

transistor 344 pendant ce temps. Il est souhaitable de favo-

riser le passage d'une intensité importante de courant péné-

trant dans la base du transistor 344 de manière à être cer-

tain que ce dernier est polarisé a l'état conducteur à l'instant T3, lorsqu'il est souhaitable que le courant du

bloc déflecteur le traverse. Cette considération est essen-

tielle en vue d'améliorer le rendement global de l'amplifi-

cateur de puissance et maintenir des temps de transition re-

lativement brefs entre les états de commutation du disposi-

tif.

Les résistances 376 et 378 sont branchées en série en-

tre l'alimentation en courant continu a +t 150 volts et le con-

ducteur 368 du bloc déflecteur 364. Chacune des résistances

376 et 378 possède une valeur de 20 ohms et un régime nomi-

nal de 10 watts. L'inductance 358, le condensateur 370 et les résistances série 376 et 378 constituent un circuit résonnant parallèle. Le condensateur 370 sert à "arrondir" la forme

d'onde du courant du bloc déflecteur pour l'amener a proxi-

mité de ses valeurs maximales, comme cela est représenté sur la forme d'onde 352 de la figure 5. Le condensateur 370 est contenu dans des circuits déflecteurs horizontaux, de manière à rendre la vitesse de déviation du faisceau d'électrons plus

uniforme lorsque ce faisceau balaye l'écran du tube cathodi-

que. Les résistances 376 et 378 fournissent par conséquent un moyen d'amortir le circuit résonnant formé de l'inductance

358 et du condensateur 370 lorsque l'on utilise un bloc dé-

f lecteur de haut rendement et un commutateur de haut rende-

ment,.comme par exemple le dispositif connu sous le sigle 2SD 348, spécifié pour le transistor 344. Un exemple d'un bloc déflecteur efficace est un bloc déflecteur numéro de modèle C7635-2 fabriqué par la société dite Syntronic Instruments,

Inc., dans lequel les enroulements horizontaux sont rempla-

cés par 135 torons d'un fil émaillé de calibre 38. Chacune

des deux bobines comporte 7 spires.

Habituellement les pertes résistives dans le bloc ré-

flecteur et dans le commutateur sont utilisées pour amortir le circuit. Dans le circuit de haut rendement décrit dans la forme de réalisation préférée donnée a titre d'exemple, des

résistances 376 et 378 fournissent l'amortissement nécessai-

re sans réduire le rendement du circuit.

Circuit de détection de niveau erroné de puissance La figure 7 représente un schéma d'un circuit 400 de

détection de niveau erroné de puissance. Lors du fonction-

nement normal, les alimentations a courant continu à + 15 volts

et - 5 volts déclenchent le circuit 400 de détection de dé-

fauts pour qu'il fournisse un raccordement à la masse pour le point de référence 260 (figure 2). La tension de + 15 volts appliquée à la résistance 402 contribue, avec la diode Zener

404 d'une tension limite de 6,2 volts, a saturer le transis-

tor PNP 406, qui est un dispositif connu sous le sigle MPS 6523 ou un dispositif équivalent. La tension présente sur la

borne de collecteur 408 du transistor 406 est de ce fait fi-

xée à 6,75 volts par la combinaison de la tension de 6,2 volts présente sur la borne de base 410 du transistor 406 et de la chute de tension aux bornes de l'émetteur et du collecteur de ce transistor. La borne de base 412 du transistor NPN 414 est polarisée par ce signal de référence de 6, 75 volts par l'intermédiaire de la résistance 416 possédant une valeur de

91 kilo.ohmset par le signal d'énergie a - 5 volts par l'in-

termédiaire de la résistance de polarisation 418 de 68 kilo-

ohms. Le transistor 414 est un dispositif connu sous le si-

gle 2N3565 ou un dispositif équivalent. Toutes les fois que les alimentations a + 15 volts et à - 5 volts fonctionnent

dans des limites prescrites indiquées ci-après, le transis-

tor 414 sera polarisé à l'état bloqué en ne laissant aucun courant circuler depuis sa borne de collecteur 420 en dire- tion de sa borne d'émetteur 422, qui est mise à la masse. Dans ces conditions, le transistor 414 est effectivement éliminé

du circuit.

L'alimentation en énergie à + 15 volts, qui est contrô-

lée pour le fonctionnement nominal, est raccordée par l'inter-

médiaire d'une résistance 424 de 2 kilohms au condensateur 426 de 22 PF et à la diode Zener 428 a tension limite de 8,2 volts. La résistance 424 et les condensateurs 426 filtrent

les phénomènes transitoires présents dans la ligne d'alimen-

tation en énergie à + 15 volts et qui résultent des courants intenses qui sont commutés dans les circuits inductifs de

l'amplificateur de puissance. Toutes les fois que le tran-

sistor 414 est polarisé à l'état bloqué, comme dans le cas o les alimentations en énergie à courant continu à - 5 volts

et à + 15 volts fonctionnent correctement, la tension appa-

raissant dans les deux conducteurs de la résistance 430 de

kilohms est égale à 6,8 volts, ce qui représente la dif-

férence entre la tension de l'alimentation en énergie à + 15 volts et la chute de tension de 8,2 volts aux bornes de la diode Zener 428. Cette tension est appliquée à la borne de

base 432 d'un transistor PNP 434.

Les transistors 434 et 436 forment un déclencheur de Schmitt. Ces deux transistors sont des dispositifs connus sous le sigle MPS6523 ou équivalent. La borne d'émetteur 438

du transistor 434 est raccordé par l'intermédiaire d'une ré-

sistance 439 de 1,5 kib.ohms au signal de référence à 6,75 volts présent sur la borne de collecteur 408 du transistor 406. Le transistor 434 est placé a l'état conducteur toutes les fois que la tension présente sur sa borne de base 432 est

inférieure à environ + 3,8 volts, ce qui représente la ten-

sion présente sur la borne d'émetteur 438 du transistor 434 plus 0,6 volt. Dans les conditions de fonctionnement nominal, la tension présente sur la borne de base 432 du transistor 434 dépasse 3,8 volts (en valeur nominale 6,8 volts), qui maintient le transistor 437 à l'état bloqué. Toutes les fois que le transistor 437 est à l'état bloqué, le transistor 436 est placé à l'état conducteur. Le passage àa l'état conducteur

du transistor 436 place également à l'état conducteur le tran-

sistor NPN 440 et raccorde de ce fait électriquement la bor-

ne d'émetteur 442 à sa borne de collecteur 444, qui est mise à la masse. Le transistor 440 est un dispositif connu sous le sigle MPS 6521 ou équivalent. La borne d'émetteur 442 du

transistor 440 est raccordée à un point de référence 260 (fi-

gure 2) et de ce fait raccorde à la masse les conducteurs 256

et 258 des bobines respectives 252 et 254, dans les condi-

tions nominales de fonctionnement.

Toutes les fois que l'alimentation en énergie a - 5 volts passe au-dessus de - 4 volts, le transistor 414 passe à l'état conducteur, ce qui provoque la chute de la tension présente sur sa borne de collecteur 420 à une valeur proche

de zéro volt. Ceci raccorde la borne de base 432 du transis-

tor 434 à la masse et provoque le passage à l'état conduc-

teur de ce transistor. Lorsque le transistor 434 est placé

à l'état conducteur, le transistor 436 passe à l'état bloqué.

Le passage du transistor 436 à l'état bloqué provoque égale-

ment le passage à l'état bloqué du transistor 440- et décon-

necte de ce fait la borne d'émetteur 442 du transistor 440

et le point de référence 260 (figure 2) de la masse.

Toutes les fois que la tension présente dans la ligne d'alimentation en énergie à + 15 volts tombe au-dessous de + 12 volts, la tension présente sur la borne de base 432 du transistor 434, telle qu'elle eSt vue par l'intermédiaire de la diode Zener 428 tombe au-dessous de 3,8 volts. Ceci place

le transistor 434 à l'état conducteur, ce qui à nouveau pla-

ce à l'état bloqué les transistors 436 et 440, en déconnec-

tant de ce fait la borne d'émetteur 442 du transistor 440 et

le point de référence 260 (figure 2) de la masse.

La déconnection du point de référence 260 par rapport à la masse dans le cas o l'alimentation en énergie à - 5 volti dépasse - 4 volts et dans le cas o l'alimentation en énergie

à + 15 volts tombe au-dessous de + 12 volts, empêche un fonc-

tionnement continu de l'amplificateur de commande. Ceci est

mis en oeuvre étant donné que le rendement de l'amplifica-

teur de commande diminue dans ces conditions et que ceci af-

fecte gravement sa performance.

Modification de la fréquence de fonctionnement de l'amplificateur de puissance

Les valeurs des ccmposants, qui sont spécifiées ci-

dessus, correspondent à une fréquence de fonctionnement de l'amplificateur de puissance d'environ 125 kHz. Avec quelques

changements de composants, il est possible de modifier l'am-

plificateur de puissance de la présente invention de manière

qu'il fonctionne à des fréquences d'environ 270 kHz. L'ampli-

ficateur-de puissance peut fonctionner à des fréquences dé-

passant 270 kHz, si l'on fait attention à des détails tels que la dissipation de chaleur et les limites de fréquence du

transistor de puissance, l'inductance de fuite des transfor-

mateurs d'impédance, la densité de flux et les limites de ré-

sistance à la chaleur (d'etude thermique) du bloc déflec-

teur, et de la rigidité du faisceau d'électron dévié.

Les composants sensibles à la fréquence sont indiqués

dans le tableau ci-dessous.

64-180 kHz 225-270 kHz Transformateur d'impédance 202 Voir figures Voir figure 6 4A et 4B Résistance 336 0,5 ohm,5watts 5 ohms,5 watts Transistors 292 et 298 MJE521 MJE224

Tension d'alimentation du cir-

cuit du signal de commande + 15 volts + 18 volts Condensateur 370 0,5 pF 0,2 pF Résistances d'amortissement 376 et 378 20 ohms,10 watts 50 ohms,10 watts

Le transformateur d'impédance 202 pour le fonctionne-

ment à 225-270 kHz possède un transformateur d'entrée 234 et un transformateur de sortie 236. Le transformateur d'entrée

234 est le même que celui illustré sur la figure 4A. Le trans-

formateur de sortie 236 diffère de celui décrit sur la figu-

re 4D, uniquement en ce qui concerne les aspects suivants.

Chacune des six bobines primaires du transformateur de sor-

tie 236 comporte quatre torons formés de fil émaillé de ca-

libre 26, qui est enroulé autour du noyau 278 sous la forme de trois spires. Chacune des trois spires secondaires du transformateur de sortie 236 comporte quatre torons d'un fil émaillé de calibre 26, qui est enroulé autour du noyau 278

sous la forme de trois spires.

Le condensateur de cadencement 36 est un composant dé-

terminant la fréquence de l'oscillateur. Pour des fonction-

nements à 125 kHz et à 270 kHz, le condensateur 36 possède

des valeurs respectives de 0,001 PF et de 470 pF.

Si l'on envisage un fonctionnement au-dessous de 100 kHz, il faut réduire la tension de + 150 volts appliquée au bloc déflecteur afin que l'énergie qu'il stocke ne détruise

pas le transistor de puissance 344.

-Il ressortira a l'évidence, aux spécialistes de la tech-

nique, que l'on peut apporter bon nombre de modifications

dans les détails indiqués ci-dessus de la forme de réalisa-

tion préférée de la présente invention.

Claims (13)

REVENDICATIONS

1. Amplificateur de puissance fonctionnant à grande vi-

tesse pour la commande de charges inductives, caractérisé en ce qu'il comporte: - un oscillateur (10) servant à fournir un signal en an- de continue a sa sortie, - des moyens de commutation (334, 336, 344) répondant au

signal en onde continue de manière à envoyer un signal de com-

mutation a une charge inductive (364,364a)qui est raccordée à len sortie, et - des moyens d'adaptation d'impédance (202) servant à

adapter l'impédance de sortie de l'oscillateur (10) à l'impé-

dance d'entrée des moyens de commutation (334, 336, 344), les-

dits moyens d'adaptation d'impédance incluant un transforma-

teur de puissance à fil bobiné (234, 236), dont les caractéris-

tiques du temps de réponse ne modifient pas de façon sensible

les caractéristiques de temps de transition du signal en on-

de continue.

2. Amplificateur de puissance selon la revendication 1,

caractérisé en ce que la charge inductive inclut un organe for-

mant bloc déflecteur (364,364a) d'un circuit de déviation d'un tube cathodique.

3. Amplificateur de puissance selon la revendication 1,

caractérisé en ce que le signal en onde continue possède la for-

me d'une onde carrée et que l'oscillateur (10) inclut des mo-

yens (44, 46) servant à maintenir essentiellement un taux d'im-

pulsions de 50 % du signal en onde carrée.

4. Amplificateur de puissance selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'oscillateur (10) comporte des premiers

moyens (24) servant à recevoir un signal de synchronisation ap-

pliqué servant à régler en synchronisme le signal en onde con-

tinue sur le signal de synchronisation, et des seconds moyens

(16) servant à délivrer le signal en onde continue à une fré-

quence fixée d'avance, en l'absence du signal de synchronisa-

tion.

5. Amplificateur de puissance fonctionnant & grande vi-

tesse pour la commande de charges inductives, caractérisé en ce qu'il comporte: - un amplificateur (10) servant à délivrer un signal en onde continue à sa sortie,

- des moyens de commutation (334, 336, 344) servant & en-

voyer un signal de commutation à une charge inductive (364,364a) qui est raccordée à leur sortie, et qui comportent un circuit (334, 336) de couplage de commande de commutation et un dispositif

de cammutation à semi-conducteurs (344), le circuit de couplage pou-

vant fonctionner en réponse au signal en onde carrée de manière à commander le dispositif de commutation en le plaçant dans son état conducteur au moyen d'un signal de commande fournissant

une intensité en général croissante du courant électrique pen-

dant la durée pendant laquelle le dispositif de commutation est

dans son état conducteur, tandis que le dispositif de commuta-

tion peut fonctionner de manière à produire le signal de commu-

tation correspondant à une intensité en général croissante du

courant électrique pendant l'intervalle de temps o le dispo-

sitif de commutation se trouve dans son état conducteur, et - des moyens d'adaptation de l'impédance (202) servant à adapter l'impédance de sortie de l'oscillateur à l'impédance

d'entrée des moyens de commutation.

6. Amplificateur de puissance selon la revendication 5, caractérisé en ce que le dispositif de camitation à semi-conducteurs (344) est un transistor de puissance dont la borne de base

reçoit le signal de commande mis en forme par le circuit de cou-

plage (334, 336) et dont la borne de collecteur est raccordée électriquement à la charge inductive (364, 364a)

7. Amplificateur de puissance fonctionnant à grande vi-

tesse pour la commande de charges inductives, caractérisé en ce qu'il comporte:

- un oscillateur (10) comprenant un premier circuit se-

condaire possédant des moyens (16) servant à produire à la sor-

tie de l'oscillateur un signal en onde carrée possédant une fr6-

quence fixée d'avance, et des moyens (44, 46) servant à main-

tenir essentiellement un taux d'impulsions de 50 % du signal en onde carrée, - des moyens de commutation (334, 336, 344) répondant au signal en onde carrée de manière à envoyer un signal de commu- tation à une charge inductive (364,364a) qui est raccordé à leu sortie, et - des moyens d'adaptation d'impédance (202) servant à

adapter l'impédance de sortie de l'oscillateur (10) à l'impé-

dance d'entrée des moyens de commutation (334, 336, 344).

8. Amplificateur de puissance selon la revendication 7, caractérisé en ce que le premier circuit secondaire comporte des moyens (16) servant à recevoir un signal de synchronisation

de manière à synchroniser le signal en onde carrée sur le si-

gnal de synchronisation.

9. Amplificateur de puissance selon la revendication 8, caractérisé en ce que l'oscillateur (10) comporte un second cir

cuit secondaire (24) possédant des moyens pour produire un si-

gnal qui est transmis au premier circuit secondaire (16) de ma-

nière à conserver une sortie en onde carrée en l'absence du si-

gnal de synchronisation.

10. Circuit oscillateur (10), du type délivrant un signal électrique a sa sortie, caractérisé en ce qu'il comporte - des premiers moyens (24) servant à développer un signal de sortie bipolaire en onde continue, - des seconds moyens (44) répondant au signal de sortie en onde continue de manière à produire un signal de correction correspondant au taux d'impulsions du signal de sortie en onde continue, et - des troisièmes moyens (36, 38, 40) répondant au signal

de correction de manière a commander le signal de sortie en on-

de continue pour qu'il possède essentiellement un taux d'impul-

sions de 50 %.

11. Oscillateur (10) selon la revendication 10, caracté-

risé en ce que les premiers moyens (24) incluent un multivibra-

teur monostable et que les troisièmes moyens (36, 38, 40) in-

cluent des composants de cadencement du multivibrateur mono-

stable (24), ces composants de cadencement établissant à la fréquence du signal de sortie en onde continue, et que les seconds moyens (44) comprennent une source de courant variable, qui est apte à délivrer une intensité de courant aux composants de cadencement (36, 38, 40) de manière à développer

un signal de sortie en onde continue possédant un taux d'impul-

sions de 50 %.

12. Amplificateur de puissance pour la commande d'une charge inductive, caractérisé en ce qu'il comporte: - un transistor de puissance (344) possédant une charge

inductive (364,364a) qui est raccordée à sa borne de collec-

teur, - des moyens (334, 336, 340) permettant d'appliquer de façon répétitive des impulsions de courant à la borne de base du transistor de puissance (344) de manière àa placer ce dernier dans son état conducteur pendant un intervalle de temps fixé

à l'avance, ce transistor pouvant fonctionner de manière a s'op-

poser au passage d'un courant à travers sa voie collecteur-émet-

teur en provenance de la charge inductive (364), alors que le transistor est dans son état conducteur, et

- des moyens (360) servant à empêcher la sortie d'un cou-

rant sur la borne de collecteur du transistor pendant l'inter-

valle de temps pendant lequel le courant est appliqué à la bor-

ne de base du transistor afin de le placer dans son'état con-

ducteur.

13. Amplificateur de puissance selon la revendication 12, caractérisé en ce que les moyens (360) servant à empêcher la sortie d'un courant sur la borne de collecteurcomprennent une diode montée entre la borne de collecteur et la charge inductive.