FR2543382A1 - Demodulator of angularly modulated signals carrying binary information, with controlled phase - Google Patents
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Abstract
Description
Démodulateur de signaux porteurs d'informations binaires,
modulés angulairement, à phase controlée
La présente invention concerne les démodulateurs de signaux porteurs d'informations binaires, modulés angulairement, à phase contro lée, suivant des processus de modulation connus à sauts de fréquence (MSK), (FSK) ou à sauts de phase (PSK), les abréviations MSK, FSK et P5K étant respectivement les contractions des désignations anglo-saxonnes 2 linimum Shift Keing' Frequency Shift Keying" et "Phase Shift Keying" utilisées généralement pour désigner ces types de modulation.Demodulator of signals carrying binary information,
angularly modulated, phase controlled
The present invention relates to the angularly modulated, phase-controlled, binary information signal demodulators according to known frequency hopping (MSK), (FSK) or phase hopping (PSK) modulation processes, the abbreviations MSK, FSK and P5K are respectively the contractions of the English names 2 linimum Shift Keing Frequency Shift Keying and Phase Shift Keying used generally to designate these types of modulation.
Dans les récepteurs de signaux modulés angulairement, le processus de démodulation a pour objet d'évaluer à un instant donné la fréquence du signal ou sa phase, éventuellement par rapport à celle d'un oscillateur. In the angularly modulated signal receivers, the purpose of the demodulation process is to evaluate at a given instant the frequency of the signal or its phase, possibly with respect to that of an oscillator.
Ces modulateurs ont l'inconvénlent de comporter des dispositifs dasser- vissement délicats à réaliser si la modulation du signal reçu est complexe.These modulators have the disadvantage of comprising delicate devices to achieve if the modulation of the received signal is complex.
En outre, ces démodulateurs sont conçus pour exploiter des signaux modulés en phase dont la variation de phase a lieu exclusivement pendant la durée de transmission d'un bit ou élément binaire d'information, ce qui conduit, pour des cadences de transmission élevées, à des densités spectrales très étalées limitant ainsi pour une bande de transmission déterminée le nombre de canaux qu'il est possible de transmettre.In addition, these demodulators are designed to exploit phase-modulated signals whose phase variation occurs exclusively during the transmission time of a bit or bit of information, which leads, for high transmission rates, to very spread spectral densities thus limiting for a given transmission band the number of channels that can be transmitted.
Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités, en proposant un démodulateur qui travaille non pas directement sur les écarts de phase du signal mais sur une forme équivalente, composée d'impulsions élémentaires toutes identiques, modulées en amplitude et déphasées les unes par rapport aux autres. The object of the invention is to overcome the aforementioned drawbacks, by proposing a demodulator which works not directly on the phase differences of the signal but on an equivalent form, composed of elementary pulses all identical, amplitude-modulated and phase-shifted. compared to others.
A cet effet, l'invention a pour objet, un démodulateur de signaux porteurs d'informations binaires modulés angulairement à phase controlée, chaque signal étant représentable sous la forme d'une superposition d'impulsions élémentaires ]F (t) décalées dans le temps les unes par rapport aux autres suivant l'équation
où T représente la durée de transmission d'un élément binaire d'information, n est un nombre entier relatif désignant le ne élément binaire et P n représente la phase du signal correspondant à l'élément binaire n, caractérisé en ce qu'il comprend, un organe de filtrage pour traiter le signal reçu, constitué par un filtre adapté à chaque impulsion élémentaire F (t) p et par un égalisateur pondéré pour minimiser l'intermodulation inter- symbole, ainsi qu'un démodulateur différentiel couplé à la sortie de l'organe de filtrage pour délivrer un signal dont les variations de signe correspondent aux valeurs binaires du signal dé modulé.For this purpose, the object of the invention is a demodulator of angularly modulated phase-controlled bit-signal-carrying signals, each signal being representative in the form of a superimposition of elementary pulses F (t) shifted in time. relative to each other according to the equation
where T represents the transmission duration of an information bit element, n is a relative integer denoting the n binary element and P n represents the phase of the signal corresponding to the n binary element, characterized in that it comprises , a filtering element for processing the received signal, constituted by a filter adapted to each elementary pulse F (t) p and by a weighted equalizer to minimize inter-symbol intermodulation, and a differential demodulator coupled to the output of the filtering element for delivering a signal whose sign variations correspond to the binary values of the modulated signal.
Ainsi réalisé, le démodulateur selon l'invention permet d'effectuer des modulations du signal modulé en phase, en considérant le signal, comme un signal modulé en amplitude et filtré en tant que tel par un filtre optimum adapté à la fonction principale Fp(t) du signal. Cette disposition a pour principal avantage qu'elle permet une suppression quasitotale de l'intermodulation inter-symbole, qui est d'ordinaire inévitable avec les modulations à phase controlée, et qu'elle permet également d'obtenir un signal démodulé totalement pur, sans le phénomène de "cliks" qui apparaît généralement dans les discriminateurs de phase équipant habituellement ces démodulateurs. Le modulateur selon l'invention a aussi pour avantage que le démodulateur différentiel fournit des échantillons dont la forme est particulièrement commode à échantillonner.Chaque échantillon ne dépend pratiquement en effet, que de l'élément binaire courant et n'a pratiquement aucune inter-action avec les échantillons obtenus pour les éléments binaires les plus proches, les transitions sont régulièrement espacées et permettent d'asservir très facilement les dispositifs de synchronisation couplés au démodulateur. Thus realized, the demodulator according to the invention makes it possible to modulate the phase-modulated signal by considering the signal as an amplitude-modulated signal and filtered as such by an optimum filter adapted to the main function Fp (t ) of the signal. This arrangement has the main advantage that it allows a quasi-total suppression of inter-symbol intermodulation, which is usually unavoidable with phase-controlled modulations, and that it also makes it possible to obtain a totally pure demodulated signal, without the phenomenon of "cliks" which generally appears in the phase discriminators usually equipping these demodulators. The modulator according to the invention also has the advantage that the differential demodulator provides samples whose form is particularly convenient to sample. Each sample practically depends only on the current bit and has virtually no interaction. with the samples obtained for the nearest bits, the transitions are evenly spaced and make it possible to very easily slave the synchronization devices coupled to the demodulator.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront également à l'aide de la description qui va suivre faite en regard des dessins annexés qui représentent
- la figure 1 un schéma de principe de réalisation d'un démodulateur selon l'invention.Other features and advantages of the invention will also become apparent from the following description made with reference to the appended drawings which represent
FIG. 1 is a block diagram of a demodulator according to the invention.
- la figure 2 un graphique représentant l'évolution de la phase
(t) d'un signal d'entrée pendant la durée d'un élément d'information binaire.- Figure 2 a graph showing the evolution of the phase
(t) an input signal during the duration of a bit information item.
- la figure 3 un graphique montrant l'évolution de la phase (t) d'un signal (FSK) intervenant dans l'expression de la fonction principale
Fp(t) pendant une durée de deux éléments d'information binaire. FIG. 3 a graph showing the evolution of the phase (t) of a signal (FSK) involved in the expression of the main function
Fp (t) for a duration of two bits of bit information.
- la figure 4 un graphique montrant l'évolution de la fonction principale F (t) d'un échantillon de signal en relation avec les variations p, de phase représentées sur les figures 2 et 3. FIG. 4 is a graph showing the evolution of the main function F (t) of a signal sample in relation to the p-phase variations shown in FIGS. 2 and 3.
- la figure 5 une représentation spatio-temporelle des impulsions élémentaires du signal décalées en temps et en phase les unes par rapport aux autres pour une modulation de type MSK. - Figure 5 a spatio-temporal representation of the signal elementary pulses shifted in time and in phase with respect to each other for an MSK type modulation.
- la figure 6 la forme d'un échantillon de signal obtenu à la sortie du filtre adapté à la fonction principale Fp(t) de la figure 1. FIG. 6 shows the form of a signal sample obtained at the output of the filter adapted to the main function Fp (t) of FIG. 1.
- la figure 7 la forme d'un échantillon de signal obtenu à la sortie du filtre transversal de la figure 1
- les figures 8 à 10 les caractéristiques de phase et d'amplitude d'un échantillon de signal dans le cas où la variation de phase due à un bit d'information a lieu sur une durée de 3 bits.FIG. 7 is a form of a signal sample obtained at the output of the transversal filter of FIG.
FIGS. 8 to 10 show the phase and amplitude characteristics of a signal sample in the case where the phase variation due to an information bit takes place over a duration of 3 bits.
- la figure 11 une représentation spatio-temporelle des impulsions élémentaires d'un signal dont les variations de phases dues à un bit d'informatioh ont lieu pendant une durée de 3 bits. FIG. 11 a spatio-temporal representation of the elementary pulses of a signal whose phase variations due to an information bit occur during a duration of 3 bits.
- la figure 12 un mode de réalisation d'un démodulateur selon l'invention adapté à de faibles débits d'informations. - Figure 12 an embodiment of a demodulator according to the invention adapted to low data rates.
- la figure 13 un mode de réalisation d'un démodulateur construit en utilisant un composant accoustique à ondes de surface. - Figure 13 an embodiment of a demodulator constructed using a surface acoustic acoustic component.
Le démodulateur représenté par le schéma de principe de la figure 1 comprend un organe de filtrage I constitué par un filtre 2 de réception du signal S(t) défini précédemment, couplé par sa sortie à l'entrée d'un circuit de démodulation différentiel 4 au travers d'un égalisateur 3 représenté à l'intérieur d'une ligne en pointillés. Le démodulateur comprend également un dispositif de décision 5 relié par son entrée à la sortie du circuit de démodulation différentiel 4 et commandé par un circuit de synchronisation 6 piloté par l'amplitude des signaux obtenus à la sortie du circuit de démodulation différentiel 4 au travers d'un commutateur 7. Le filtre 2 a une fonction de transfert qui est adaptée pour chaque configuration de signal S(t) à la fonction principale F (t) définie précédemment et p délivre par conséquent sur sa sortie un signal A(t) égal à l'auto-corrélation (F (t) x F (-t) de la fonction principale F (t) avec le signal S(t) appliqué à p, p p
I'entrée du démodulateur. L'égalisateur 3 a une structure de filtre transversal et est réalisé de façon connue à partir d'une ligne à retard comprenant plusieurs tronçons disposés en série numérotés de 81 à 8n ayant chacun un retard de propagation T correspondant à la durée d'un élément binaire d'information transmis par le signal S(t).Un sommateur 9, comprenant n+l entrées, a n entrées reliées respectivement aux sorties des tronçons de ligne à retard 8 1 à 8n au travers des multiplicateurs numérotés respectivement 101 à 10n et a également une entrée couplée à l'entrée de l'égalisateur qui reçoit le signal filtré du filtre 2 par l'intermédiaire d'un multiplicateur 10o . Les multiplicateurs 10 à 10 ont
n pour fonction, de pondérer la valeur des impulsions de signal fournies par chaque tronçon élémentaire de ligne à retard ainsi que l'impulsion de signal appliquée à l'entrée de l'égalisateur avant sommation par le sommateur 9, dans le but de minimiser l'intermodulation inter-symboles tout en rendant maximum le rapport signal à bruit.The demodulator represented by the block diagram of FIG. 1 comprises a filter element I consisting of a signal reception filter 2 (S) previously defined, coupled by its output to the input of a differential demodulation circuit. through an equalizer 3 shown inside a dashed line. The demodulator also comprises a decision device 5 connected by its input to the output of the differential demodulation circuit 4 and controlled by a synchronization circuit 6 driven by the amplitude of the signals obtained at the output of the differential demodulation circuit 4 through a switch 7. The filter 2 has a transfer function which is adapted for each signal configuration S (t) to the main function F (t) defined above and p consequently delivers on its output a signal A (t) equal to to the autocorrelation (F (t) x F (-t) of the principal function F (t) with the signal S (t) applied to p, pp
The input of the demodulator. The equalizer 3 has a transversal filter structure and is made in known manner from a delay line comprising a plurality of serially arranged sections numbered from 81 to 8n each having a propagation delay T corresponding to the duration of an element information binary transmitted by the signal S (t) .An adder 9, comprising n + 1 inputs, an inputs respectively connected to the outputs of the delay line sections 8 1 to 8n through the multipliers numbered 101 to 10n respectively and also an input coupled to the input of the equalizer which receives the filtered signal of the filter 2 via a multiplier 10o. Multipliers 10 to 10 have
n for function, to weight the value of the signal pulses provided by each elementary section of delay line as well as the signal pulse applied to the input of the equalizer before summation by the adder 9, in order to minimize the inter-symbol intermodulation while maximizing the signal-to-noise ratio.
Le démodulateur différentiel 4, représenté également à l'intérieur d'un rectangle en pointillés, détermine la variation de phase du signal appliqué à son entrée pendant la durée T d'un élément binaire d'information, et est constitué de façon connue par un multiplicateur Il, relié par une première entrée à la sortie du sommateur 9 au travers d'une ligne à retard 12, et par une deuxième entrée à la sortie du sommateur 9 par l'intermédiaire d'un déphaseur 13 de 2. La sortie du démodulateur 4 formée par la sortie du multiplicateur 11 délivre un signal dont l'amplitude est proportionnelle à tout instant au sinus de la différence de phase existant entre le signal et sa réplique retardée de la durée d'un élément binaire par la ligne à retard 12. The differential demodulator 4, also represented inside a dashed rectangle, determines the phase variation of the signal applied to its input during the duration T of an information bit element, and is constituted in a known manner by a multiplier Il, connected by a first input to the output of the adder 9 through a delay line 12, and by a second input to the output of the adder 9 via a phase-shifter 13 of 2. The output of the demodulator 4 formed by the output of the multiplier 11 delivers a signal whose amplitude is proportional at any time to the sine of the phase difference existing between the signal and its delayed replica of the duration of a binary element by the delay line 12 .
Le dispositif de décision 5 comprend un échantillonneur 14 qui est couplé à la sortie du multiplicateur 11 au travers d'un écrêteur 15. The decision device 5 comprises a sampler 14 which is coupled to the output of the multiplier 11 through a limiter 15.
L'échantillonneur 14 est commandé par le circuit de synchronisation 6 qui définit les instants d'échantillonnage optimum pour lesquels l'amplitude du signal à la sortie du démodulateur est la plus élevée en valeur absolue. Le circuit de synchronisation 6 peut être piloté indifféremment, soit par les signaux sortant directement du multiplicateur 11, lorsque le commutateur 7 est sur la position marquée "a", soit par les signaux sortant de l'écrêteur 15 lorsque le commutateur est sur la position "b". Le dispositif de décision 5 examine le signe du signal fourni par le circuit de démodulation différentiel 4 à des intervalles réguliers et délivre en sortie la valeur de l'information binaire ai transmise par le signal 5(t). The sampler 14 is controlled by the synchronization circuit 6 which defines the optimum sampling times for which the amplitude of the signal at the output of the demodulator is the highest in absolute value. The synchronization circuit 6 can be controlled either by the signals coming directly out of the multiplier 11, when the switch 7 is in the position marked "a", or by the signals coming out of the limiter 15 when the switch is in the position "b". The decision device 5 examines the sign of the signal supplied by the differential demodulation circuit 4 at regular intervals and outputs the value of the binary information ai transmitted by the signal 5 (t).
Le fonctionnement du démodulateur de l'invention est maintenant décrit à laide des figures 2 à 11. The operation of the demodulator of the invention is now described with reference to FIGS. 2 to 11.
Les propriétés du démodulateur selon l'invention résultent d'une approche théorique de l'invention selon laquelle tout signal S(t) modulé angulairement suivant une loi binaire est représentable par l'équation
The properties of the demodulator according to the invention result from a theoretical approach of the invention according to which any signal S (t) modulated angularly according to a binary law can be represented by the equation
Dans l'équation (1) le signal 5(t) est composé d'impulsions élémentaires de fonction principale F (t) toutes identiques modulées en amplitude et en p phase les unes par rapport aux autres. 9 n = tP n-I + an représente la variation de phase du ne bit, ou élément binaire, qui compose le signal et an est égal à + 1 ou - 1 suivant la valeur de l'information binaire transportée par le signal. an # représente la variation totale de phase du signal due à un élément binaire d'information et la fonction F (t - nT) p dépend de la manière dont est effectuée la variation de phase du signal à un instant donné.In equation (1) the signal 5 (t) is composed of elementary pulses of principal function F (t), all of which are identical in amplitude and in phase with respect to one another. 9 n = tP n-I + an represents the phase variation of the ne bit, or binary element, which composes the signal and an is equal to + 1 or -1 according to the value of the binary information carried by the signal. an # represents the total phase variation of the signal due to an information bit and the function F (t - nT) p depends on how the phase variation of the signal is performed at a given instant.
Dans l'exemple montré à la figure 2, la variation de phase # (t) du signal S(t) est linéaire en fonction du temps t, et a lieu pendant la durée de transmission élémentaire T du bit d'infoemation. La phase tp (t) varie de la valeur- 0 à la valeur # = hv dans l'intervalle (0, T), h étant l'indice propre de rotation de phase due à un bit d'information. In the example shown in FIG. 2, the phase variation # (t) of the signal S (t) is linear as a function of time t, and takes place during the elementary transmission time T of the information bit. The phase tp (t) varies from the value 0 to the value # = hv in the interval (0, T), h being the proper index of phase rotation due to an information bit.
L'exemple représenté à la figure 2 correspond à une modulation type FSK où l'information binaire 0 est caractérisée, en bande de base, par une fréquence Fo et l'information binaire 1 est caractérisée par une fréquence F1 . Dans ce cas la rotation de phase # due au passage d'un bit ou élément binaire d'information de valeur 1 est égale à 2ir (F1 - FC)T
L'indice de rotation de phase h encore appelé indice de modulation est défini par 2; (F Fc)T où F c est à + et représente en est défini par rrl c où Fc est égal 2 modulation FSK la fréquence centrale de modulation.La fonction principale F (t) correspondante du signal S(t) est représentée à la figure 4 et p varie pendant la durée 2T de deux bits suivant la loi
Fp(t)= sin # (t) (2)
sin# où la variable t (t) est égale à # (t) dans l'intervalle (O, T) et est égale à + 'P (t - T) dans l'intervalle (T, 2T) de la manière représentée à la figure 3.On peut constater à partir de la formule (2), que la variation d'amplitude de la fonction principale F (t > du signal S(t) dépend essentiel p lement, selon chaque type de modulation, de la variation de phase due à un bit d'information et par conséquent de l'indice h de rotation de phase défini dans chaque type de modulation particulier. L'exemple de la figure 4 représente la forme d'un échantillon de signal S(t) représentée par une fonction F (t) correspondant à un indice de variation de phase égale à 0,7.The example represented in FIG. 2 corresponds to a FSK type modulation where the binary information 0 is characterized, in baseband, by a frequency Fo and the binary information item 1 is characterized by a frequency F1. In this case the phase rotation # due to the passage of a bit or bit of information of value 1 is equal to 2ir (F1 - FC) T
The phase rotation index h also called modulation index is defined by 2; (F Fc) T where F c is + and is defined by rrl c where Fc is equal to 2 FSK modulation the modulation center frequency.The corresponding main function F (t) of the signal S (t) is represented in FIG. FIG. 4 and p varies during the duration 2T of two bits according to the law
Fp (t) = sin # (t) (2)
sin # where the variable t (t) is equal to # (t) in the interval (O, T) and is equal to + 'P (t - T) in the interval (T, 2T) as represented Figure 3. It can be seen from equation (2) that the amplitude variation of the main function F (t> of the signal S (t) depends essentially, according to each type of modulation, on the phase variation due to an information bit and therefore the phase rotation index h defined in each particular type of modulation The example of Figure 4 represents the form of a signal sample S (t) represented by a function F (t) corresponding to a phase variation index equal to 0.7.
p
On pourra constater dans ce cas que la courbe est symétrique de part et d'autre de l'instant T, et présente deux maximums de part et d'autre de l'instant T. Dans un autre cas où par exemple l'indice de variation de phase h serait égal à 1 la fonction F (e) sera représentable par l'équation sin # (t) sinus #/2 dans l'intervalle (0, 2T) ce qui correspond à l'interprétation désormais classique de la modulation MSK.p
It can be seen in this case that the curve is symmetrical on either side of the instant T, and has two maximums on either side of the instant T. In another case where for example the index of phase variation h would be equal to 1 the function F (e) will be representable by the equation sin # (t) sine # / 2 in the interval (0, 2T) which corresponds to the now classical interpretation of modulation MSK.
Une succession d'impulsions F (t) du signal 5(t) est représentée à p la figure 5 selon un mode de représentation spatio-temporel, formée par un trièdre orthonormé ayant deux axes X et Y par rapport auxquels sont référencés les composantes en phase et en quadrature des impulsions F (t) p et un axe des temps le long duquel sont référencés les instants de transmission iT des bits d'information. A succession of pulses F (t) of the signal 5 (t) is represented in FIG. 5 according to a spatio-temporal representation mode, formed by an orthonormed trihedron having two X and Y axes with respect to which the components in reference are referenced. phase and quadrature pulses F (t) p and a time axis along which are referenced iT transmission times information bits.
Comme la réponse fréquentielle du filtre 1 du démodulateur de la figure 1 est adaptée à la fonction principale F (t) du signal (t), le signal p obtenu correspondant à la transmission d'un échantillon F (t) en sortie du p filtre I a la forme de la courbe montrée à la figure 6 avec une largeur égale à 4 fois la durée T de transmission d'un bit d'information. Il s'ensuit, lorsque plusieurs échantillons Fp(t) du signal sont transmis à intervalle de temps réguliers espacés de la durée d'un bit T, un recouvrement entre les divers échantillons à la sortie du filtre 2 et par conséquent une production d'un phénomène d'intermodulation entre les échantillons transmis. Since the frequency response of the filter 1 of the demodulator of FIG. 1 is adapted to the main function F (t) of the signal (t), the signal p obtained corresponds to the transmission of a sample F (t) at the output of the filter p I has the shape of the curve shown in FIG. 6 with a width equal to 4 times the duration T of transmission of an information bit. As a result, when several samples Fp (t) of the signal are transmitted at regular time intervals spaced apart from the duration of a bit T, an overlap between the various samples at the output of the filter 2 and consequently a production of a phenomenon of intermodulation between the transmitted samples.
Le filtre transversal 3 remédie à cette difficulté en ajustant les valeurs des coefficients aO à a n appliqués à l'entrée des multiplicateurs, de manière à minimiser les produits d'intermodulation entre les échantillons et obtenir en sortie du filtre 3 un signal pour chaque échantillon ayant la forme représentée à la figure 7, où l'amplitude maximum est au milieu de l'instant (- T, + T) et les amplitudes nulles apparaissant aux instants multiples de T à l'extérieur de cet intervalle. De cette façon l'échantillonnage qui est opéré, par la suite, par l'échantillonneur 5, pourra être effectué à des instants espacés de T sans qu'il y ait risque d'erreur, par inter modulation des échantillons obtenus. The transverse filter 3 overcomes this difficulty by adjusting the values of the coefficients aO to an applied to the input of the multipliers, so as to minimize the intermodulation products between the samples and obtain at the output of the filter 3 a signal for each sample having the shape shown in FIG. 7, where the maximum amplitude is in the middle of the instant (- T, + T) and the null amplitudes appearing at the multiple instants of T outside this interval. In this way, the sampling that is subsequently performed by the sampler 5 can be performed at times spaced from T without there being any risk of error, by inter modulation of the samples obtained.
Le fonctionnement précédemment décrit se généralise à une modulation angulaire de type quelconque dont la variation de phase # (t), due à un bit peut avoir lieu sur un nombre L de bits. The operation described above is generalized to any type of angular modulation whose phase variation # (t), due to a bit can take place on a number L of bits.
On peut démontrer dans ce cas, que la fonction principale F (t) p représentative d'un échantillon de signal peut être mise sous la forme,
L-l
; sin (57 (t+iT) i=0
Fp(t)= dans l'intervalle de temps (0, (L+1)T.It can be demonstrated in this case that the main function F (t) p representative of a signal sample can be put in the form,
LI
; sin (57 (t + iT) i = 0
Fp (t) = in the time interval (0, (L + 1) T.
(sin #)L
Les figures 8 à 10 représentent les caractéristiques de phase et d'amplitude d'un échantillon de signal pour le cas où L = 3.(sin #) L
Figures 8 to 10 show the phase and amplitude characteristics of a signal sample for the case where L = 3.
Sur la figure 8, la phase 'P (t) du signal varie de 0 à t; dans l'intervalle (0, 3T) et reste égale, à + pour t > 3T. La fonction t (t) correspondante varie de 0 à # dans l'intervalle (0, 3T) et de + à 0 dans l'intervalle (3T, 6T). La fonction F (t) varie dans ce cas, suivant une loi égale à Fp(t) = # Si
p i=o où Si = ### # ######## dans l'intervalle (0,4T).In FIG. 8, the phase 'P (t) of the signal varies from 0 to t; in the interval (0, 3T) and remains equal to + for t> 3T. The corresponding function t (t) varies from 0 to # in the interval (0, 3T) and from + to 0 in the interval (3T, 6T). The function F (t) varies in this case, according to a law equal to Fp (t) = # Si
where = ### ######## in the interval (0,4T).
Les fonctions principales F (t) décalées de T et déphasées l'une p par rapport à l'autre, constituant la suite des échantillons du signal S(t) sont représentées sur la figure 11 dans un système référentiel (X, Y, T) identique à celui de la figure 5. The principal functions F (t) offset from T and out of phase with each other, constituting the sequence of the samples of the signal S (t) are represented in FIG. 11 in a reference system (X, Y, T ) identical to that of Figure 5.
On vérifie dans ce cas, comme dans le cas précédent, qui correspondait au cas où dans la formule générale L = 1, que les seules fonctions principales décalées et déphasées suffisent pratiquement à elles seules à reconstituer le signal complet. In this case, it is verified, as in the previous case, which corresponds to the case where in the general formula L = 1, the only principal functions that are shifted and out of phase are practically sufficient on their own to reconstruct the complete signal.
La restitution du signal est affinée comme dans le cas précédent par le filtre 2 adapté à la fonction F p (t) caractérisant chaque impulsion du signal et par le filtre transversal 3 qui supprime les produits d'intermodulation. The restitution of the signal is refined as in the previous case by the filter 2 adapted to the function F p (t) characterizing each pulse of the signal and by the transverse filter 3 which eliminates the intermodulation products.
Le démodulateur de la figure 1 peut en principe fonctionner de façon satisfaisante quel que soit le niveau du signal d'entrée. Toutefois dans les réalisations pratiques dans lesquelles la modulation est effectuée à amplitude constante, il est nécessaire pour assurer une bonne réjection du bruit et une bonne régulation du niveau du signal, de placer à l'entrée du démodulateur un filtre passe-bande suivi d'un limiteur. De plus, le mode de réalisation du démodulateur qui vient d'être décrit n'est pas unique et d'autres variantes de réalisation sont également possibles en fonction notamment du débit binaire des informations transportées par le signal à démoduler.Quel que soit le type de réalisation, le démodulateur est précédé dans la chaine de réception par un filtre, ou un ensemble de filtres, qui devront avoir une phase linéaire pour ne pas apporter de distorsion au signal et une bande de bruit telle que lorsque le niveau du signal a sa valeur minimale, c'est-à-dire quand le taux d'erreur est égal au maximum acceptable, le rapport signal à bruit à l'entrée du limiteur soit supérieur à zéro décibel. Le limiteur peut être un limiteur dur qui améliore le rapport signal à bruit lorsque celui-ci est supérieur à zéro décibel tout en délivrant en sortie un signal d'amplitude constante. Ces précautions prises, permettent de ne pas distordre le signal appliqué à l'entrée du démodulateur, de le maintenir à une amplitude constante, et d'améliorer légèrement le rapport signal à bruit. The demodulator of Figure 1 can in principle operate satisfactorily regardless of the level of the input signal. However, in the practical embodiments in which the modulation is carried out at constant amplitude, it is necessary, in order to ensure good noise rejection and good regulation of the signal level, to place at the input of the demodulator a band-pass filter followed by a limiter. In addition, the embodiment of the demodulator which has just been described is not unique and other embodiments are also possible depending in particular on the bit rate of the information carried by the signal to be demodulated. embodiment, the demodulator is preceded in the reception chain by a filter, or a set of filters, which should have a linear phase to avoid distortion of the signal and a noise band such as when the signal level has its minimum value, that is to say when the error rate is equal to the maximum acceptable, the signal-to-noise ratio at the input of the limiter is greater than zero decibel. The limiter may be a hard limiter that improves the signal-to-noise ratio when it is greater than zero decibel while delivering a signal of constant amplitude. These precautions taken, do not distort the signal applied to the input of the demodulator, maintain a constant amplitude, and slightly improve the signal-to-noise ratio.
Une variante de réalisation du démodulateur de l'invention est maintenant décrite à l'aide de l'exemple de réalisation montré à la figure 12, qui correspond à une adaptation du dispositif selon l'invention pour les débits faibles. L'exemple représenté à la figure 12 comprend un filtre 14 sur l'entrée duquel est appliqué un signal FI de fréquence intermédiaire transportant le signal à démoduler, couplé sur sa sortie à l'entrée d'un limiteur 15 dont la sortie est couplée à l'entrée d'un démodulateur 16 à deux voies en quadrature. Le démodulateur 16 comprend un oscillateur local 17, deux multiplicateurs 18 et 19 couplés respectivement à l'entrée de deux filtres 20 et 21. Le multiplicateur 18 a une première entrée reliée à la sortie du limiteur 15 et une deuxième entrée à une sortie 171 de l'oscillateur local 17.De façon similaire le multiplicateur 19 est couplé par une première entrée à la sortie du limiteur 15 et par une deuxième entrée à-la sortie 172 de l'oscillateur local 17, en quadrature par rapport à la sortie 17 . Les sorties des filtres 20 et 21 délivrent des signaux en quadrature sur deux voies notées respectivement Q et I. Les signaux obtenus sur chacune des voies Q et I sont appliqués respectivement aux entrées de deux convertisseurs analogique-numérique notées respectivement 22 et 23 constitués par exemple, par des circuits échantillonneursbloqueurs pour mémoriser les échantillons du signal analogique présent sur leur entrée, puis échantillonnés à raison de E échantillons par durée T de bit.Les signaux numériques fournis par les sorties des convertisseurs analogiques numériques 22 et 23 sont appliqués respectivement aux entrées de filtres adaptés, respectivement 24 et 25 qui ont pour réponse impulsionnelle une version échantillonnée au pas T/E de la fonction décrivant l'impulsion élémentaire F (t > du signal appliqué à l'entrée du p démodulateur. An alternative embodiment of the demodulator of the invention is now described with the aid of the embodiment shown in FIG. 12, which corresponds to an adaptation of the device according to the invention for low data rates. The example represented in FIG. 12 comprises a filter 14 on the input of which is applied an intermediate frequency IF signal carrying the signal to be demodulated, coupled on its output to the input of a limiter 15 whose output is coupled to the input of a demodulator 16 with two channels in quadrature. The demodulator 16 comprises a local oscillator 17, two multipliers 18 and 19 respectively coupled to the input of two filters 20 and 21. The multiplier 18 has a first input connected to the output of the limiter 15 and a second input to an output 171 of the local oscillator 17.Similarly the multiplier 19 is coupled by a first input to the output of the limiter 15 and a second input to the output 172 of the local oscillator 17, in quadrature with respect to the output 17. The outputs of the filters 20 and 21 deliver signals in quadrature on two paths denoted Q and I, respectively. The signals obtained on each of the channels Q and I are respectively applied to the inputs of two analog-to-digital converters respectively denoted 22 and 23 constituted, for example , by sampling and blocking circuits for storing the samples of the analog signal present on their input, and then sampled at the rate of E samples per bit duration T. The digital signals supplied by the outputs of the digital analog converters 22 and 23 are respectively applied to the inputs of adapted filters, respectively 24 and 25, whose impulse response is a sampled version at the T / E pitch of the function describing the elementary pulse F (t> of the signal applied to the input of the demodulator.
Les sorties des filtres 24 et 25 sont couplées respectivement aux entrées de deux égalisateurs 26 et 27, comportant chacun une ligne à retard numérique à prises espacées chacune de la longueur de transmission correspondante à la durée T d'un bit d'information du signal et un dispositif de pondération et de sommation pour former un filtre transversal identique au filtre 3 de la figure 1. Dans l'exemple de la figure 12 les filtres numériques 24, 25 et les égalisateurs 26 27 pourront être réalisés à l'aide de lignes à retard analogiques échantillonnées du type
BBD ou CCD où les désignations BBD et CCD sont respectivement les abréviations des termes anglo-saxons "bucket brigade devices" et "charge coupled devices". Les sorties des égalisateurs 26 et 27 sont couplées respectivement aux deux entrées d'un démodulateur différentiel 28, une lème première entrée recevant le p échantillon Q en sortie de légalisa-
p ieme teur 26 et une deuxième entrée recevant le p echantillon 1p en provenance de l'égalisateur 27. Le démodulateur 28 comprend deux lignes à retard 29 et 30 à E étages, pour réaliser un retard égal à la durée T d'un bit d'information, sur les entrées desquelles sont appliqués respectivement
les pièmes échantillons Q p et 1p fournis par les égalisateurs 26 et 27. Les sorties des lignes à retard 29 et 30 fournissent par conséquent à- l'instant
t = pT la valeur des échantillons 1p-E et Qp E respectivement.Les échantillons Qp-E et 1p-E sont appliqués respectivement à la premiere entrée des multiplicateurs 31 et 32 qui reçoivent respectivement sur une deuxième entrée la valeur des échantillons Ip et Q de sorte que, la p sortie au multiplicateur 31 délivre un signal qui est egal au produit Ip x Qp-E et le multiplicateur 32 délivre un signal qui est égal au produit
Qp x Ip E . Un soustracteur 33 est couplé par une première entrée à la sortie du multiplicateur 31 et par une deuxième entrée à la sortie du multiplicateur 32 pour fournir sur sa sortie un signal Sp = Ip x Qp-E - QpxIp-E. The outputs of the filters 24 and 25 are respectively coupled to the inputs of two equalizers 26 and 27, each comprising a digital delay line with sockets each spaced from the transmission length corresponding to the duration T of a signal information bit and a weighting and summation device for forming a transverse filter identical to the filter 3 of FIG. 1. In the example of FIG. 12, the digital filters 24, 25 and the equalizers 26 may be made using lines sampled analog delay of the type
BBD or CCD where the designations BBD and CCD are respectively the abbreviations of the Anglo-Saxon terms "bucket brigade devices" and "charge coupled devices". The outputs of the equalizers 26 and 27 are respectively coupled to the two inputs of a differential demodulator 28, a first lth input receiving the sample Q output of legalization.
pemma 26 and a second input receiving the sample 1p from the equalizer 27. The demodulator 28 comprises two delay lines 29 and 30 E stages, to achieve a delay equal to the duration T of a bit d information on which entries are applied respectively
the samples Q p and 1p provided by the equalizers 26 and 27. The outputs of the delay lines 29 and 30 therefore provide at the moment
t = pT the value of the samples 1p-E and Qp E respectively.The samples Qp-E and 1p-E are respectively applied to the first input of the multipliers 31 and 32 which respectively receive on a second input the value of the samples Ip and Q so that the p output to the multiplier 31 delivers a signal that is equal to the product Ip x Qp-E and the multiplier 32 delivers a signal that is equal to the product
Qp x Ip E. A subtractor 33 is coupled by a first input to the output of the multiplier 31 and a second input to the output of the multiplier 32 to provide on its output a signal Sp = Ip x Qp-E-QpxIp-E.
Le signe de la quantité 5p renseigne sur la valeur du bit d'information p transporté par le signal, les valeurs de p à prendre en compte étant définies par un dispositif de synchronisation bit non représenté.The sign of the quantity 5p informs about the value of the information bit p carried by the signal, the values of p to be taken into account being defined by a not shown bit synchronization device.
Une autre variante de réalisation plus particulièrement applicable aux débits d'informations élevés est maintenant décrite à l'aide de l'exemple représenté à la figure 13. Le démodulateur représenté à la figure 13 comprend un composant à onde accoustique de surface (SAW) 34 comprenant une entrée E1 et deux sorties S1 et 2 , les sorties S1 et étant couplées aux entrées respectives d'un multiplicateur 35 au travers de moyens d'adaptation notés respectivement 36 et 37. La sortie du multiplicateur 35 est couplée à l'entrée d'un filtre passe-bas 38 dont la sortie S3 est couplée à des organes extérieurs au démodulateur non représentés pour effectuer la synchronisation des bits reçus et pour interpréter le signe du signal sortant du filtre 38.Le composant à onde accoustique 34 comprend un transducteur d'entrée 39, gravé de telle sorte que sa réponse impulsionnelle corresponde à celle d'un égalisateur, pour supprimer l'inter modulation inter-symboles. Il est constitué par un ensemble de transducteurs élémentaires notés 391 à 395 montés en parallèle et dont les réponses impulsionnelles individuelles correspondent à des impulsions de DIRAC, d'amplitudes variées, décalées de la durée T d'un bit d'information les unes par rapport aux autres.Le premier transducteur de sortie 40 formé des transducteurs élémentaires 401 à 414 n'intercepte que la moitié du faisceau accoustique émis par le transducteur d'entrée et a comme réponse impulsionnelle une impulsion d'enveloppe Fp(t). Le deuxième transducteur de sortie 41 intercepte l'autre moitié du faisceau d'onde accoustique et est décalé par rapport au premier d'une distance D = V(T+4F 1 ), où V représente la vitesse des ondes accoustiques et Fc la
V(T+4F fréquence centrale de fonctionnement, pour obtenir le décalage en temps égale à la durée T d'un bit d'information et un déphasage de 2 entre les deux transducteurs 40 et 41.Le système ainsi réalisé permet d'obtenir en sortie du démodulateur différentiel le signal démodulé désiré dont l'amplitude est proportionnelle à la composante basse fréquence du produit des deux signaux des fréquences intermédiaires. Au premier signal correspond la fréquence intermédiaire filtrée par un premier filtre dont la réponse impulsionnelle est une impulsion de fréquence intermédiaire et d'enve loppe F (t), puis par un deuxième filtre qui est équivalent à une ligne à
p'.Another embodiment more particularly applicable to high information rates is now described using the example shown in Figure 13. The demodulator shown in Figure 13 comprises a surface acoustic wave component (SAW) 34 comprising an input E1 and two outputs S1 and 2, the outputs S1 and being coupled to the respective inputs of a multiplier 35 through matching means respectively denoted 36 and 37. The output of the multiplier 35 is coupled to the input of a low-pass filter 38 whose output S3 is coupled to external members of the unrepresented demodulator for synchronizing the received bits and for interpreting the sign of the signal leaving the filter 38.The acoustic wave component 34 comprises a transducer input 39, etched so that its impulse response corresponds to that of an equalizer, to suppress inter-symbol inter modulation. It is constituted by a set of elementary transducers denoted 391 to 395 connected in parallel and whose individual impulse responses correspond to DIRAC pulses, of varied amplitudes, offset by the duration T of an information bit relative to each other. The first output transducer 40 formed of the elementary transducers 401 to 414 intercepts only half of the acoustic beam emitted by the input transducer and has as impulse response an envelope pulse Fp (t). The second output transducer 41 intercepts the other half of the acoustic wave beam and is offset from the first by a distance D = V (T + 4F 1), where V is the velocity of the acoustic waves and Fc is
V (T + 4F central operating frequency, to obtain the offset in time equal to the duration T of an information bit and a phase shift of 2 between the two transducers 40 and 41. The system thus produced makes it possible to obtain output of the differential demodulator the desired demodulated signal whose amplitude is proportional to the low frequency component of the product of the two signals of the intermediate frequencies, at the first signal corresponds to the intermediate frequency filtered by a first filter whose impulse response is an intermediate frequency pulse and envelope F (t), then by a second filter which is equivalent to a line to
p.
retard à prises pondérées. Le deuxième signal passe dans un filtre identique au premier mais subit par rapport au premier signal un déphasage de 2 à la fréquence centrale et un retard de durée T correspondant au temps de transmission d'un bit d'informcltion. retardation with weighted shots. The second signal passes in a filter identical to the first but undergoes with respect to the first signal a phase shift of 2 at the central frequency and a delay of duration T corresponding to the transmission time of an informtion bit.
Les exemples qui viennent d'être donnés de modes de réalisation préférés de l'invention ne sont pas limitatifs, il va de soi que d'autres variantes de réalisation sont encore possibles sans pour autant sortir du cadre de l'invention, en particulier une famille de variantes pourra être obtenue en intervertissant les réponses impulsionnelles du transducteur d'entrée et du transducteur de sortie notamment dans l'exemple de réalisation dé la figure 13. The examples which have just been given of preferred embodiments of the invention are not limiting; it goes without saying that other variants of embodiment are still possible without departing from the scope of the invention, in particular a family of variants may be obtained by inverting the impulse responses of the input transducer and the output transducer in particular in the embodiment of Figure 13.
Plusieurs variantes de réalisation du démodulateur selon l'exemple représenté à la figure 12 sont également possibles en considérant par exemple, que la fonction principale Fp(t) du signal S(t) résulte du produit de convolution de deux fonctions Fp1(t) et F (t). Dans ce cas le transducteur élémentaire d'entrée de la ligne accoustique sera déterminé pour avoir une réponse impulsionnelle adaptée au signal de fréquence intermédiaire modulé en amplitude suivant la fonction Fp1(t) et chacun des deux transducteurs de sortie aura une réponse impulsionnelle adaptée au signal de fréquence intermédiaire modulé en amplitude suivant la fonction F (t). Several embodiments of the demodulator according to the example shown in FIG. 12 are also possible considering, for example, that the main function Fp (t) of the signal S (t) results from the product of convolution of two functions Fp1 (t) and F (t). In this case the elementary input transducer of the acoustic line will be determined to have an impulse response adapted to the amplitude modulated intermediate frequency signal according to the function Fp1 (t) and each of the two output transducers will have an impulse response adapted to the signal. intermediate frequency modulated amplitude according to the function F (t).
P2 P2
Claims (10)
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8304982A FR2543382B1 (en) | 1983-03-25 | 1983-03-25 | ANGULAR MODULAR, BULAR INFORMATION-CARRYING SIGNAL DEMODULATOR WITH CONTROLLED PHASE |
DE8484400560T DE3466336D1 (en) | 1983-03-25 | 1984-03-20 | Phase-controlled angular modulation modem for binary data signals |
EP19840400560 EP0120774B1 (en) | 1983-03-25 | 1984-03-20 | Phase-controlled angular modulation modem for binary data signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8304982A FR2543382B1 (en) | 1983-03-25 | 1983-03-25 | ANGULAR MODULAR, BULAR INFORMATION-CARRYING SIGNAL DEMODULATOR WITH CONTROLLED PHASE |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FR2543382A1 true FR2543382A1 (en) | 1984-09-28 |
FR2543382B1 FR2543382B1 (en) | 1985-06-21 |
Family
ID=9287260
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FR8304982A Expired FR2543382B1 (en) | 1983-03-25 | 1983-03-25 | ANGULAR MODULAR, BULAR INFORMATION-CARRYING SIGNAL DEMODULATOR WITH CONTROLLED PHASE |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
FR (1) | FR2543382B1 (en) |
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WO2001099363A1 (en) * | 2000-06-21 | 2001-12-27 | Infineon Technologies Ag | Demodulator for cpfsk-modulated signals by use of a linear approximation to the cpfsk signal |
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FR2312881A1 (en) * | 1975-05-29 | 1976-12-24 | Goff Jeannine Le | DIFFERENTIAL DEMODULATORS WITH ELASTIC SURFACE WAVE DEVICES |
-
1983
- 1983-03-25 FR FR8304982A patent/FR2543382B1/en not_active Expired
Patent Citations (1)
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US6785348B2 (en) | 2000-06-21 | 2004-08-31 | Infineon Technologies Ag | Demodulator and method for demodulating CPFSK-modulated signals using a linear approximation of the CPFSK signal |
Also Published As
Publication number | Publication date |
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FR2543382B1 (en) | 1985-06-21 |
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