FR2527398A1 - Procede et dispositif de commande du niveau de sortie d'une charge a niveau de sortie variable - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LES TECHNIQUES DE COMMANDE DU NIVEAU DE SORTIE D'UNE CHARGE ELECTRIQUE. ON COMMANDE LE NIVEAU DE SORTIE D'UNE CHARGE 10 EN COMMANDANT LA FRACTION DU TEMPS PENDANT LAQUELLE LA CHARGE EST ALIMENTEE, AU COURS D'UN INTERVALLE DE TEMPS ARBITRAIRE, CE QUI COMMANDE LE NIVEAU DE SORTIE MOYEN DE LA CHARGE. DANS CE BUT, UN DETECTEUR 30 DETECTE LES PASSAGES PAR ZERO DE LA TENSION D'UNE SOURCE D'ALIMENTATION ALTERNATIVE POUR DECLENCHER UN ELEMENT DE TEMPORISATION 28 QUI PRODUIT DES IMPULSIONS DE DUREE REGLABLE QUI SONT APPLIQUEES A UNE ENTREE DE COMMANDE MARCHEARRET B, C DE LA CHARGE. APPLICATION A LA TELECOMMANDE D'INSTALLATIONS D'ECLAIRAGE FLUORESCENT.

Description

La présente invention concerne les procédés et dispositifs de commande d'une charge et elle porte plus par ticulièrement sur un procédé et un dispositif originaux pour la commande du niveau de sortie d'une charge à niveau de sortie variable.

L'aptitude à commander de façon continue le niveau de sortie d'une charge, en particulier à partir d'un emplacement éloigné, procure de nombreux avantages économiques à l'époque actuelle, où les économies d'énergie sont à l'ordre du jour. Plus précisément, il est très souhaitable de pouvoir régler le niveau de sortie d'un ensemble de sources lumineuses, situées à divers emplacements dans un ou plusieurs immeubles, ce réglage s'effectuant soit aux emplacements des sources lumineuses, soit à partir d'une installation centrale.Avec l'apparition des lampes à décharge dans un gaz à niveau de sortie variable, comme les lampes fluorescentes à décharge à vapeur de mercure et les ballasts associés, il est très souhaitable d'offrir à la fois un procédé et un dispositif pour commander d'une manière variable et pratiquement continue le niveau de sortie des charges constituées par des appareils d'éclairage à niveau de sortie variable.

Conformément à l'invention, un procédé de commande du niveau de sortie d'une charge à niveau de sortie variable, telle qu'une combinaison ballast-lampe, comprend les opérations suivantes : on établit un intervalle de temps de durée présélectionnée ; et on commande la charge de façon à la placer dans l'état de consommation d'énergie pendant une partie variable de cet intervalle de temps présélectionné, afin de faire varier l'énergie moyenne consommée par la charge et donc d'établir le niveau de sortie moyen de la charge. En faisant varier l'intervalle de consommation d'énergie, pour un intervalle total de durée pratiquement fixe, on rend variable le niveau de sortie de la charge.

Dans un mode de réalisation préféré, dans lequel une charge constituée par une combinaison ballast-lampe est comas mandée defacona paxeràl'éat"marche" et à l'état "arrêt" en fonction des valeurs de la résistance connectée entre une borne "marche/arret" du ballast et une borne commune du ballast, l'intervalle de temps de l'état "marche" de la charge est établi en. détecta les passages par zéro du signal alternatif qui alimente la charge 3 afin de declencher un multivibrateur morostable dont la durée peut être coran- dée (ou programmée). Dans un mode de réalisation préféré, la sortie du temporisateur programmable est connectée aux bornes d'entrée "marchejarrêt" de la charge par l'intermédialre d'un isolateur, de préférence du type optoélecb-ronique.

L'invention a donc pour but d'offrir un procédé original pour commander le nIveau de sortie d'une charge à niveau de sortie variable.

L'invention a également pour but d'offrir un dispositif original pour commander le niveau de sortie d'une charge à niveau de sortie variable.

La suite de la description se réfère aux dessins annexés qui représentent respectivement
Figure 1 : un scnéma d'une partie d'une charge à niveau de sortie variable (lampe fluorescente et ballast, d'un type donnant la possibilité de réduire l'intensité lumineuse), utile à la compréhension des principes de fonctionnement du dispositif de l'invention
Figures la et lb : des graphiques coordonnés qui représentent respectivement la tension de source appliquée au circuit ballast-lampe de la figure 1 et la tension appliquée
par le ballast à la lampe, pour la condition de niveau de sortie maximal de la charge
Figure 2 : un schéma synoptique d'un circuit ori- ginal de commande de niveau d'une charge, conforme aux principes de l'invention, ce circuit étant connecté aux bornes d'entrée "marche/arrêt" du ballast de la figure 1
Figure 2a : un mode de réalisation d'un élément de temporisation utilisé dans le dispositif de la figure 2
Figures 2b et 2c : des graphiques coordonnés qui représentent respectivement les signaux de commande appliqués aux bornes de commande d'entrée "marche/arrêt" de la charge de la figure 1, pour divers niveaux de sortie de la charge, et les tensions résultantes aux bornes de la charge ; et
Figure 2d : un mode de réalisation d'un élément de temporisation utilisé dans le dispositif de la figure 2, lorsque la charge est alimentée par un potentiel continu.

On va tout d'abord considérer la figure 1 sur laquelle une charge à niveau de sortie variable est représentée par un ballast 10 connecté entre une source d'énergie électrique 11 et une ou plusieurs lampes à décharge dans un gaz, comme une lampe fluorescente 12. Le ballast 10, dont-on n'a représenté que la section d'alimentation 10a et la section de commande lOb, a une configuration destinée à la commande du niveau lumineux de la lampe fluorescente 12, en fonction d'un paramètre fourni de l'extérieur, tel que la valeur d'une impédance (par exemple une résistance électrique) connectée entre des bornes de commande A et A'. La fonction marche/arrêt de la combinaison ballast-lampe est commandée par l'impédance entre une borne marche/arrêt B et une borne de ligne commune du ballast, C.

Un procédé pour obtenir un niveau lumineux variable (qui peut être réduit) pour une lampe fluorescente est décrit dans la demande de brevet U. S. 177 835 et un mode de réalisation d'un ballast du type onduleur utilisant ce procédé pour la commande du niveau lumineux d'une lampe fluorescente est décrit dans la demande de brevet U. S.

177 942, toutes deux déposées le 14 août 1980. Comme décrit dans les demandes de brevet précitées, la source d'énergie alternative 11 est connectée à un redresseur en pont 14, constitué par des diodes D1-D4, et à un condensateur de filtrage C1, qui constituent une section d'alimentation 10a appliquant un potentiel continu au ballast. Le ballast comprend une section de circuit de commande de di/dt du ballast, lOb, et une section d'onduleur de forte puissance (non représéntée) qui est commandée par la section lOb, de façon à appliquer à la lampe fluorescente 12 des signaux d'alimentation de fréquence relativement élevée. Le niveau lumineux que produit la lampe fluorescente 12 est fonction de la fréquence de l'onduleur de forte puissance, et cette fréquence est commandée par la section de circuit lOb.La section de commande lOb comprend un capteur ou détecteur de di/dt, constitué par des transistors Q12 et Q13 ; des résistances
R15, R16, Ri7, R18 et Rl9 ; et des enroulements de transformateur doubles L3A et L3B. Le circuit de commande et de détection de di/dt a un seuil, ou point de déclenchement, qui est le point auquel les tensions aux points X et Y tombent à une valeur suffisamment basse pour bloquer les deux transistors Q12 et Q13-.Par conséquent, les deux enroulements de transformateur sont bobinés sur une partie du transformateur de l'onduleur (non représenté), de telle façon que si la tension aux bornes de l'enroulement de transformateur L3A est positive à l'extrémité marquée d'un point, un courant circule à partir du point X, en traversant la résistance R16, et il débloque le transistor Q13, tandis que la tension aux bornes de l'enroulement L3B est simultanément positive à llextrémi- té marquée d'un point, ce qui fait que le transistor Q12 est bloqué.De façon similaire, si la tension aux bornes de l'enroulement L3B est positive à l'extrémité non marquée d'un point, un courant circule à partir du point Y, en traversant la résistance R15, ce qui débloque le transistor Q13, tandis que la tension aux bornes de l'enroulement L3A est négative à l'extrémité marquée d'un point, ce qui applique une tension négative à l'électrode de base du transistor Q13, et ce transistor est bloqué. Du fait que les enroulements
L3A et L3B ont le même nombre de spires, on voit que les tensions aux points X et Y (obtenues en couplant les deux enroulements au même circuit magnétique de transformateur avec des coefficients de couplage pratiquement égaux) ont pratiquement la même valeur absolue mais des polarités opposées, comme l'indiquent les points qui désignent la phase. Ainsi, lorsque la tension au point X tombe au-dessous d'une valeur de seuil prédéterminée, le transistor Qi3, qui conduisait précédemment, se bloque. Simultanément, la tension au point Y est de valeur absolue égale mais de polarité opposée, ce qui fait que le transistor Qi2 ne conduit pas, si bien que le noeud Z est à un potentiel supérieur à celui de la ligne commune C, du fait que ni le transistor Qi2, ni le transistor Q13 n'est conducteur. Le noeud Z n'étant pas au potentiel de la ligne commune C, le transistor Q14 est placé à l'état conducteur.

Ceci déclenche une inversion de la tension de la charge de l'onduleur, comme décrit de façon plus détaillée dans les demandes de brevet précitées. Cette inversion de la tension de la charge inverse la polarité des tensions aux bornes des enroulements L3A et L3B, ce qui fait que le transistor Q12 est amené à l'état conducteur et le transistor Q14 est bloqué. La tension au point X change jusqu'à ce que, à la valeur de seuil fixée à l'avance, le transistor Q12 se bloque et fasse monter à nouveau la tension au noeud Z, provoquant à nouveau le déblocage du transistor Q14, pour déclencher 1 inversion de la tension de la charge.L'action résumée ci-dessus se poursuit de manière cyclique, avec les transistors Q12 et Q13 bloqués alternativement lorsque le niveau absolu de la tension à l'un des points X et Y atteint une valeur de seuil fixée à l'avance. Cette valeur de seuil fixée à l'avance est établie par les rapports des nombres de spires des enroulements L3A et L3B. On utilise les résistances R15 et R16, de valeur pratiquement égale, pour convertir les tensions aux points X et Y en courants destinés à attaquer les électrodes de base des transistors respectifs Q12 et Q13.La valeur de seuil à laquelle la tension de la charge est commutée (et qui établit donc le niveau lumineux de la charge 12) peut être modifiée par le branchement d'une- résistance entre (a) chacune des électrodes de base des transistors Q12 et Q13, et (b) le potentiel de la ligne commune C ou l'électrode de base du transistor opposé. Ainsi, le branchement d'une résistance R entre les bornes d'entrée A et A' entrasse une diminution du potentiel positif instantané sur l'une des bornes A ou A', au moment de l'application de la tension de l'enroulement associé à l'électrode de base associée des transistors respectifs Q12 ou Q13, par l'intermédiaire du diviseur de tension qui est constitué par les résistances R15 et R16 et par la résistance branchée entre les bornes A et A'.L'action du diviseur de tension est encore renforcée en ramenant l'extrémité opposée de la résistance R à la tension négative instantanée présente sur la borne restante respective parmi les bornes A ou A'.

Par cette action de diviseur de tension, la tension aux bor nes de celui des enroulements L3A t LSB quI est associe au transistor à bloquer est appliquée aux électrodes de base avec une valeur décroissante poul des valeurs décroissantes de la résistance R, grâce à quoi une polarité particulIère de tension est appliquée à la charge pendant des intervalles de temps de plus en plus courts, avant que la commutation de la tension de la charge ait lieu, ce qui augmente la fréquence d'attaque de la charge et réduit le niveau lumineux émis par la lampe fluorescente 12.Si la résistance entre les bornes A et A' est pratiquement égale à zéro (un court- circuit), les tensions sur les électrodes de base des deux transistors Q12 et Q13 sont pratiquement égales à zéro, par rapport à leurs électrodes d'émetteur, du fait que les tensions àux points X et Y ont toujours pratiquement la même valeur absolue mais des polarités opposées, et du fait que les résistances R15 et R16 ont pratiquement la meme valeur.

Dans ces conditions, les transistors Q12 et Q13 sont tou- jours bloqués et on obtient une condition de fréquence maximale de 1'onduleur (niveau lumineux minimal de la lampe).

Inversement, si la résistance entre les bornes d'entrée A et A' a une valeur relativement élevée, les électrodes de base des transistors sont pratiquement isoles l'une de l'autre et les transistors respectifs Q12 et Q13 sont alternativement débloqués avec des valeurs absolues de tension relativement faibles aux bornes de l'enroulement asso cié parmi les enroulements L3A et L3B ; ceci correspond à une fréquence de fonctionnement relativement basse pour l'onduleur, ce qui fait que la charge constituée par la lampe fluorescente 12 fonctionne à une puissance maximale pratiquement constante et produit un niveau lumineux maximal pratiquement constant, comme décrit de façon plus détaillée dans le brevet U. S. 4 060 752 (dans lequel les électrodes de base des transistors de commande ne sont absolument pas couplées mutuellement).

Comme décrit précédemment, la partie onduleur du ballast commute la tension aux bornes de la charge 12 sous l'effet du passage du transistor Q14 à l'état bloqué. En branchant un autre transistor Q20 en parallèle sur le tran sistor Q14, on peut interdire la commutation de l'onduleur
(et donc l'existence d'un signal périodique nécessaire-pour que la charge consomme de la puissance), à condition que le transistor Q20 branché en parallèle demeure à l'état saturé, ce qui empêche l'élévation de la tension sur la ligne W (connexion commune entre les collecteurs des transistors Q14 et Q20). Ainsi, si on choisit la valeur d'une résistance R25 de façon que le transistor Q20 reçoive normalement un courant de base suffisant pour demeurer à l'état saturé, la charge 12 est mise à l'arrêt.Si la borne d'entrée B, connectée à l'électrode de base du transistor Q20, par l'intermédiaire de la résistance R26 (qui peut être de valeur relativement faible, sans que ceci soit obligatoire), est connectée à la ligne commune C du système, le courant d'électrode de base du transistor Q20 est dérivé vers la ligne commune et, si la résistance R26 est faible, le transistor Q20 est bloqué, ce qui permet de mettre la charge en marche et de commander son niveau lumineux par la résistance de l'élément 20a, branché entre les bornes d'entrée A et A'.

Inversement, si la borne B est déconnectée (laissée flottante) par rapport à la borne commune C du ballast, ou si la résistance R26 a une valeur suffisamment grande, le transistor Q20 reçoit suffisamment de courant d'attaque d'électrode de base pour retourner en saturation et placer la charge 12 à l'arrêt. Cette condition "charge à l'arrêt" apparait chaque fois que le transistor Q20 est saturé, indépendamment du niveau de sortie fixé par l'impédance entre les bornes d'entrée A et A'. Le niveau de sortie n'est déterminé par l'imp-édance entre les bornes A et A' que lorsque le ballast est dans la condition "charge en marche", c'est-à-dire lorsque
le transistor Q20 est bloqué. Ainsi, en plus de la résistance variable branchée entre les bornes d'entrée A et A' pour
établir des niveaux lumineux de sortie de la charge, il est nécessaire de commuter la borne d'entrée B entre une condi
tion à résistance relativement faible et une condition à résistance relativement élevée, par rapport à la borne commune C du ballast.

Le condensateur d'alimentation C1 peut avoir une valeur de capacité relativement faible, ce qui fait que la tension de sortie V1 de la section d'alimentation (figure la) est un signal sinusoidal redressé à double alternance, 15.

Par conséquent, la tension V' aux bornes de la charge 12 est, comme le montre la figure lb, un train périodique présentant une enveloppe 16 qui contient le signal de sortie de haute fréquence du ballast, 17. Un train de tension de sortie n'apparat que lorsque la tension de sortie V1 de la section d'alimentation dépasse une certaine valeur de tension d'amorçage de la charge, Vs, ce qui a pour effet de mettre en marche et d'arrêter la charge (lampe 12) au cours de chaque demi-cycle du signal de la source 11. Ainsi, à l'instant initial t0 d'un premier demi-cycle du signal de sortie 15 de la section d'alimentation, la tension a une valeur pratiquement nulle et une pente montante.Du fait que la tension est inférieure à la valeur de la tension d'amorçage Vs, elle est insuffisante pour "amorcer" la charge, et la tension V' de la charge est pratiquement nulle. A un certain instant t1, le signal de sortie 15 de la section d'alimentation atteint la valeur de tension d'amorçage Vs, et la tension de la charge augmente brusquement, ce qui fait que l'enveloppe 16 du train de tension présente une valeur de crete, dans la région 16a, pendant un intervalle d'amorçage Ts, pendant lequel la décharge de la lampe est déclenchée.A la fin de l'intervalle de temps d'amorçage Ts, la décharge de la lampe est maintenue avec une valeur d'enveloppe pratiquement constante, dans la région 16b, jusqu'à l'instant t2, auquel le signal de tension de sortie 15 de la section d'alimentation diminue jusqu'à une valeur inférieure à une tension de maintien nécessaire VS (qu'on suppose ici etre égale à la valeur d'amorçage, pour simplifier). A cet instant, la tension de la lampe diminue brusquement jusqu'à une valeur pratiquement nulle, dans la région 16c, et la charge est mise à 1'arrêt, après un intervalle de temps total à l'état "marche", TM, qui est donné par la relation TM = t2-t1. Le signal de tension de sortie 15 de la section d'alimentation diminue en atteignant pratiquement zéro à l'instant t'0, auquel commence un second demi-cycle.La charge demeure dans la condition "arrêt" jusqu'à l'instant t' 1 auquel le signal croissant atteint à nouveau la valeur de tension d'amorçage VS, et le train suivant de signal de haute fréquence, 17, avec l'enveloppe 16, apparaît. La charge est ainsi dans la condition "arrêt" pendant un intervalle de temps T A donné par la relatinn : TA = t' 1-t2, pour un intervalle de temps de cycle total TALT=TM+TA . Pour une source 11 ayant une fréquence de 50 Hz, et pour une fréquence de 100 Hz pour le signal de sortie 15, redressé à double alternance, de la section d'alimentation, l'intervalle de temps TALT d'un train de tension au suivant est de l'ordre de 10 ms.On voit qu'à condition que la charge (lampe 12) ne soit pas affectée défavorablement par une telle activité de commutation marche/ariêt rapide et fréquente, le procédé et le dispositif décrits ci-dessus procurent une commande intéressante du niveau de sortie de la charge. En particulier, dans un système d'éclairage fluorescent, la fluctuation du niveau de sortie de la lampe est suffisamment rapide pour être pratiquement indétectable par l'oeil humain.

Dans ce qui précède, on utilise une impédance variable entre les bornes d'entrée A et A' de la charge pour régler la valeur du niveau de sortie de la charge pendant les intervalles de temps de marche de la charge.

Il est souhaitable d'offrir un procédé et un dispositif encore plus économiques pour commander le niveau de sortie de la charge. Ainsi, dans le procédé de l'invention, les bornes d'entrée A et A' ne sont pas connectées à une impédance de commande du niveau de la charge, et le dispositif 20 de l'invention (figure 2) n'est connecté qu'entre une borne de commande de marche/arrêt de la charge B et une borne de ligne commune, C.Comme indiqué précédemment, le fait d'enlever une impédance de commande de charge branchée entre les bornes d'entrée A et A' de la charge a pour effet de porter le niveau de sortie de la charge à sa valeur maximale, lorsque la charge est validée par l'établissement d'une connexion à résistance suffisamment faible entre les bornes B et ç dc la charge, ce qui place le transistor Q20 à l'état bloqué. On a trouvé qu'il etait possible de commander le niveau de sortie effectif (moyen) de la charge en connandant l'intervalle de temps de marche de la charge, TM (figure 1b). Le dispositif de commnde 20 comprend ainsi des moyens 22 destinés à établir une résistance entre les bornes
B et C de la charge, avec une résistance commandée, al-ternativement faible et élevée, entre des bornes 22a et 22b, pour placer respectivement la charge 10 à l'état de marche et à l'état d'arrêt. Du fait que la borne co.r une C de la charge peut ne pas etre référencée au potentiel de la masse, les moyens 22 procurent avantageusement ure isolation électrique entre leurs bornes de sortie 22a et 22b (connectées à la charge), qui peuvent être fiottantes, et une paire de bornes d'entrée 22c et 22d.

Dans un mode de réalisation actuellement préféré, les moyens d'isolation et de commutation de résistance 22 consistent en un isolateur optoélectronique comportant un phototransistor 24 dont le circuit collecteur-metteur est branché entre les bornes de sortie 22a et 22b. La résistance de ce circuit est commandée par l'intensité lumineuse émise par une diode électroluminescente 26, connectée entre les bornes d'entrée 22c et 22d. Ainsi, si on fait circuler un courant I d'intensité relativ-ement faible à partir de la borne d'entrée 22c vers la borne d'entrée 22d (qui peut être connectée au potentiel de la masse), en passant par la diode électroluminescente 26, le phototransistor 24 reçoit relativement peu de lumière. Le circuit collecteur-émetteur du phototransistor est donc dans un état à résistance relativement élevée, ce qui fait qu'un courant insuffisant est dérivé à partir de l'électrode de base du transistor de commande de la charge, Q20, et la charge est dans l'état d'arrêt.

Lorsqu'on fait circuler dans la diode 26 un courant I d'intensité relativement élevée, cette diode produit relativement beaucoup de lumière qui est reçue par le transistor 24, ce qui fait qu'une résistance de valeur relativement faible apparaît dans le circuit collecteur-émetteur de ce transistor, entre les bornes de sortie 22a et 22b, et également entre les bornes de commande de la charge, B et C. Par conséquent, le transistor Q20 est commuté à l'état bloqué et la charge fonctionne au niveau de sortie maximal.

Le courant de commutation I est fourni par un élément de temporisation pour TM, 28, comportant une sortie 28atbranchée à l'entrée 2?c des moyens d'isolation et une entrée 28b qui reçoit un train d'impulsions de déclenchement provenant de la sortie 30a d'un détecteur de passage par zéro 30 qui reçoit sur son entrée le signal périodique lia de la source 11. Ainsi, chaque fois que le signal lia de la source passe par un niveau zéro, à l'un des passages par zéro 30', le détecteur de passage par zéro 30 émet une impulsion vers l'entrée 28b de l'élément de temporisation.

Sous l'effet de chaque impulsion, l'élément de temporisation 28 applique à la diode électroluminescente 26 une impulsion de courant I dont la durée correspond à l'inter valle de temps TM. . Chaque impulsion de courant provenant de l'élément de temporisation 28 réduit la résistance entre les bornes de marche/arrt de la charge, B et C, et la charge fonctionne pendant le demi-cycle de la section d'alimentation qui est associé au passage par zéro 30' associé, de façon à fournir le train de tension de la charge qui est représenté sur la figure lb.

On fait varier de façon réglable le niveau de sortie de la charge en manoeuvrant un organe de commande de temporisation 28' de l'élément de temporisation 28, pour faire varier la durée de l'impulsion de courant pour TM, pendant chaque demi-cycle de la section d'alimentation.

Dans un mode de réalisation préféré, représenté sur la figure 2a, l'élément de temporisation 28 est un multivibrateur monostable en circuit intégré, 32, connecté entre une source de potentiel d'alimentation de valeur +V et le potentiel de la masse. Le multivibrateur monostable comporte une entrée de déclenchement T et une sortie Q sur laquelle apparaît une impulsion de tension, pratiquement de niveau +V, en commen çant à un instant t0 qui est pratiquement identique à l'instant t0 auquel l'entrée de déclenchement T reçoit une impulsion de sens positif. La durée T M de l'impulsion 32a est déterminée par la valeur d'un condensateur de temporisation C et par la valeur d'une résistance de temporisation R, réglée par un mécanisme de commande variable 28', qui sont connectés au multivibrateur 32.Une résistance série Rg est connectée entre la sortie Q du multivibrateur et l'entrée 22c des moyens d'isolation et de commutation de résistance, pour convertir l'impulsion de tension de sortie du multivibrateur monostable en une impulsion de courant I circulant dans la diode électroluminescente 26.

En considérant maintenant les figures 2b et 2c, on voit que le fonctionnement du circuit de commande de niveau de la charge 20, commence par la détection de l'un des passages par zéro 30', à l'instant t0. Le détecteur de passage par zéro 30 émet une impulsion (telle que l'impulsion de l'instant t0 sur la figure 2b) vers l'entrée 28b de l'élément de temporisation 28. Sous l'effet de chaque impulsion de passage par zéro, l'élément 28 applique une impulsion de courant I à la diode électroluminescente 26 et la tension V B entre les bornes d'entrée de commande de marche/ arrêt de la charge, B et C, tombe du niveau V A au niveau
VM, pratiquement égal à zéro, et elle demeure au niveau VM pendant la durée de l'impulsion de sortie qui provient de l'élément de temporisation 28.On supposera initialement que la durée de l'impulsion de sortie de l'élément de temporisation correspond à un intervalle de temps T0, au moins aussi long que la durée qui sépare le début d'un demi-cycle, à l'instant t0, et un certain instant ta auquel le signal 15' de la source 11 (représenté en pointillés sur la figure 2c) diminue jusqu'à être inférieur à la tension d'entretien
Vs Dans la partie initiale de chaque intervalle de temps TO, c'est-à-dire depuis l'instant de passage par zéro t0, jusqu'à ce que la tension 15' de la source atteigne le niveau Vs de la tension d'amorçage, la tension V' de la charge est pratiquement égale à zéro.Lorsque la tension de sortie de la section d'alimentation dépasse la tension d'amorçage Vs, la combinaison ballast-lampe commence à fonctionner normalement, avec un train de signal de haute fréquence 17, ayant une enveloppe 16, qui comprend une par tie de crête d'amorçage 16a, une partie 16b d'amplitude pratiquement constante et une partie 16c d'amplitude décroissante (cette dernière partie apparaît lorsque la demionde du signal de sortie 15' de la section d'alimentation tombe vers le niveau de la tension d'amorçage).Du fait que la durée de chaque impulsion d'état"marche" est suffisamment longue pour que l'impulsion Tg soit toujours présente à l'instant t auquel le signal de sortie de la section d'alimentation tombe vers le niveau Vs, il apparaît un train complet de signal de haute fréquence d'alimentation de la charge, 16, pour chaque impulsion Tg. Ainsi, à l'instant ta, la tension vu VB entre les bornes d'entrée de marche/arrêt de la charge retourne au niveau VA, au moment où la charge est arrêtée, jusqu'au commencement du demi-cycle suivant.

On peut régler l'organe de commande de TM, 28', de l'élément de temporisation, pour réduire la durée de i'impulsion de "marche" à un intervalle de temps T1, mesuré entre l'instant de passage par zéro t'0 et un autre instant tb qui est l'instant auquel le signal de sortie 15' de la section d'alimentation a un niveau supérieur à la valeur de la tension d'amorçage Vs. Dans ces conditions, le train 16' qui alimente la charge comporte la section de crête normale 16a', correspondant à la tension d'amorçage, et au moins une partie de la section centrale 16b' d'amplitude pratiquement constante.Cependant, du fait que la tension VB des bornes d'entrée de marche/arrêt de la charge retourne au niveau de tension "d'arrêt" V A à l'instant tbs avant que la partie terminale 16c du train de signal d'alimentation soit apparue, le signal d'alimentation de la charge se termine de façon abrupte à l'instant "d'arrêt" tb, ce qui fait que la durée totale de "marche" de la charge est une partie réduite de chaque demi-cycle du signal de sortie de la section d'alimentation. Par conséquent, la valeur de la consommation d'énergie moyenne de la charge (et la valeur moyenne de la lumière que produit la lampe 12) diminue, par rapport au cas de marche au régime maximal, avec un intervalle Tg pour l'élément de temporisation.

Si on règle l'organe de commande 28' de l'élément de ternporîsatlon pour diminuer encore davantage l'intervalle de temps de "marche" (jusqu'à un intervalle de temps T2 relativement court qui commence à un instant v passage par zéro T" et se termine à un instar tc, par exemple à un instant auquel le signal de sortie 15' de la section d'ali- mentation atteint une valeur de cette), l'enveloppe 16" du train de haute fréquence contient toujours la partie de crete d'amorçage l6a" et une faible fraction de la partie centrale 16b" diamplitude pratiquement constante, mais la charge est arrêtée de façon abrupte au bout d'une durée relativement courte après qu'elle a été alimentée. On voit que la valeur moyenne de l'énergie consommée par la charge, et donc la valeur moyenne du niveau de sortie résultant de la charge (c'est-à-dire la lumière de la lampe dans l'exem- ple considéré) est inférieure dans ce cas à ce qu'elle était dans le cas d'un intervalle de temps de 'marche" T1 un peu plus long ; et les deux cas correspondamU aux intervalles de temps T et T2 donnent un niveau de sortie de la charge inférieur au cas correspondant à l'intervalle de temps de conduction complète T,. Du fait qu'on peut régler de façon continue ou par incréments relativement faibles l'intervalle de temps de "marche" TX, on peut commander le pourcentage du temps de "marche" de la charge, par rapport au temps total, et on peut donc faire varier le niveau de sortie moyen de la charge. I1 faut noter que l'organe de commande 28' de l'élément de temporisation peut être un organe de commande réglable manuellement et/ou un organe de commande réglable d'une façon relativement programmée.Par exemple, la résistance de temporisation R (figure 2a) peut être un potentiomètre avec un axe de commande manoeuvrable manuellement, ou peut être un ensembie de résistances et d'interrupteurs commandés par un ordinateur. De façon similaire, du fait que, dans un élément de temporisation particulier, la résistance de temporisation R peut avoir pour fonction de régler le courant de charge appliqué au condensateur de temporisation C, on peut utiliser une source de courant variable, de façon manuelle ou programmée (comportant éventuellement un convertisseur numérique-analogique) pour faire varier TM
On suppose dans ce qui précède qu'un signal alternatif relativement non filtré apparaît au point de potentiel d'alimentation de la charge constituée par le ballast (ce point correspond à la sortie de la section d'alimentation lOa, sur le condensateur C1), tandis que les intervalles de temps "d'arrêt" de la charge sont établis soit par la diminution de la tension périodique au-dessous d'un niveau prédéterminé (le niveau Vs de la tension d'amorçage), soit par l'intervalle de temps restant après l'intervalle de temps TM, lui-même établi par des caractéristiques d'un signal périodique (les passages par zéro de la sinusoïde de la source). Pour des charges qui fonctionnent à partir du potentiel d'une source continue ou non périodique, on peut utiliser le circuit de commande de niveau de sortie de la charge, 40, de la figure 2d.Le circuit 40 utilise un multivibrateur astable ayant un signal de sortie carré à rapport cyclique variable, qui est appliqué par une résistance Ro à l'entrée 22c des moyens d'isolation et de commutation de résistance 22. Le multivibrateur astable comporte deux entrées 40b et 40c et, à chacune de ces entrées, la valeur d'une résistance branchée soit au potentiel d'alimentation (comme il est représenté), soit au potentiel de la masse (non représenté), détermine la durée des intervalles de temps respectifs T M et TA En connectant les extrémités d'un potentiomètre 42 aux entrées 40b et 40c et en connectant le curseur du potentiomètre au potentiel nécessaire (qui est le potentiel d'alimentation dans le circuit représenté), on peut faire varier les résistances de temporisation effectives ,et donc les intervalles de temps de "marche" et "d'arrêt", l'un de ces intervalles de temps augmentant tandis que l'autre diminue simultanément, et inversement. Ainsi, même avec une charge fonctionnant à partir d'un potentiel continu, on peut faire varier le niveau de sortie de la charge de façon continue, conformément à l'invention.

Claims (16)

REVENDICATIONS

1. Procédé pour faire varier le niveau de sortie moyen d'une charge (10) ayant une entrée (B) qui commande la sortie de la charge pour la faire passer dans un état "marche" et un état "arrêt", caractérisé en ce que : on établit un intervalle de temps (TALT) de durée choisie à l'avance on applique un signal à l'entrée de la charge pour faire passer la charge à l'état "marche" pendant une première par tie variable Hz (TM) de l'intervalle de temps choisi à l'avan- ce ; on fait en sorte que le signal d'entrée de la charge fasse passer cette dernière à llétat "arrêt" pendant une seconde partie restante (TA) de chaque intervalle de temps choisi à l'avance ; et on choisit la durée de la première partie variable de l'intervalle de temps choisi à l'avance au cours duquel la charge est placée à l'état "marche", de façon à établir un niveau de sortie moyen désiré pour la charge.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'intervalle de temps choisi à l'avance (TALT) est établi par des passages par zéro successifs d'un signal périodique (15).

3. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'on utilise le signal périodique pour alimenter la charge.

4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que le signal périodique (15) est un signal sinusoldal d'un réseau électrique alternatif.

5. Procédé selon la revendication 1, dans lequel la charge est alimentée par un potentiel continu, caractérisé en ce qu'il comprend en outre l'opération consistant à établir un circuit générateur d'oscillations (40), alimenté par le potentiel continu, de façon à définir à l'entrée de la charge (B) la durée de chacune des première et seconde parties d'intervalle de temps, au cours de chaque intervalle d'une succession d'intervalles de temps choisis à l'avance.

6. Dispositif destiné à commander de façon variable le niveau de sortie d'une charge (10) ayant une borne d'entrée (B) au niveau de laquelle un signal ayant respectivement des premier et second niveaux commande la sortie de la charge de façon à la faire passer dans un état "marche" et un état "arrêt", caractérisé en ce qu'il comprend : des moyens (30) destinés à générer une succession de signaux de déclenchement, les signaux de déclenchement successifs présentant entre eux des intervalles de temps pratiquement égaux ; des moyens (28) destinés à appliquer ledit signal à la borne d'entrée de la charge (B) avec le premier niveau pendant une durée déterminable, sous l'effet de chacun des signaux de déclenchement, et à appliquer ledit signal avec le second niveau à la borne d'entrée de la charge, à tcus les autres moments ; et des moyens (28') destinés à régler la durée d'application du signal au premier niveau à la borne d'entrée de la charge, pendant un intervalle de temps choisi à l'avance, afin de commander le rapport des durées de marche et d'arrêt de la charge, pour faire varier le niveau de sortie moyen de la charge.

7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce qu'il comprend en outre des moyens (22) destinés à isoler électriquement la borne d'entrée de la charge (B) par rapport aux moyens d'application de signal (28).

8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens d'isolation consistent en un photoisolateur (22) ayant une entrée qui reçoit le signal des moyens d'application (28) et une sortie branchée à l'entrée de la charge (B).

9. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé en ce que les moyens d'isolation consistent en un photoisolateur (22) qui comporte un élément (26) qui émet un flux optique dont la valeur est fonction du niveau de sortie des moyens d'application (28) ; et un élément (24) qui reçoit au moins une partie du flux de l'élément émetteur, de façon à produire sur la borne d'entrée un signal qui varie entre les premier et second niveaux, en fonction de la valeur reçue du flux de l'élément émetteur.

10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 6 ou 9, caractérisé en ce que les moyens d'applica ti (28; comprenrtrt un multivibrateur monostable (32) ayant une entrée qui reçoit le signal de déclenchement et une sortie qui fournit ledit signal sous l'effet de chacun des signaux de déclenchement.

11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé en ce que es moyens de réglas (8': consistent en un potentiomètre qul et conneet au multiviibrateur (32) de façon à fixer la durée variable de ce dernier à l'état "marche" .

12. Dispositif selon la revendication 1D, caractérisé en ce que la charge (10) est alimentée par une sinusolde de courant alternatif et les moyens de déclenchement (30) comprennent des moyens destinés à détecter les passages par zéro de la sinusolde de courant alternatIf, de façon à produire un signal de déclenchement à chacun de ces passages par zero.

13. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens d'application consistent en un multivibrateur astable (40).

14. Dispositif selon la revendication 13, caractérisé en ce que les moyens de réglage consistent en un potentiomètre (42) qui est branché au multlvibrateur astable pour augmenter et diminuer respectivement la durée du premier niveau, et pour dIminuer et augmenter simultanément la durée du second niveau dudit signal.

15. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de réglage (28') sont conçus pour une commande manuelle.

16. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que les moyens de réglage (28') sont conçus pour une commande programmable à partir d'ur, emplacement éloigné.