FI88233B

FI88233B - Resonance current source

Info

Publication number: FI88233B
Application number: FI911075A
Authority: FI
Inventors: Matti Virta
Original assignee: Power Signaali Oy
Priority date: 1991-03-04
Filing date: 1991-03-04
Publication date: 1992-12-31
Also published as: FI911075A; FI911075A0; FI88233C

Description

1 882331 88233

Re sonanss i teholähdeRe sonanss i power supply

Keksinnön kohteena on resonanssiteholähde, joka käsittää tasajännitelähteen, kahden puolijohdekytkinväli-5 neen sarjaankytkennän, joka on kytketty rinnan mainitun tasajännitelähteen kanssa, kytkinvälineiden ollessa ohjattavissa vuorotellen johtaviksi, muuntajan, joka käsittää muuntajasydämelle sijoitettuna ensiökäämin, jonka ensimmäinen napa on kytketty mainittujen puolijohdekytkinvälineiden 10 väliseen liitäntäpisteeseen, ja toisiokäämin, joka on kytketty tasasuuntaajalle, ainakin yhden kapasitanssin, joka on kytketty mainitun tasajännitelähteen yhden navan ja muuntajan ensiökäämin toisen navan väliin, ensimmäisen resonanssipiirin, joka käsittää ainakin yhden kapasitanssin 15 ja ainakin yhden induktanssin muuntajan ensiökäämin virran aaltomuodon muokkaamiseksi osittain siniaaltomuodoksi, ja toisen resonanssipiirin, joka käsittää ainakin yhden kapasitanssin ja iduktanssin, oleellisesti nollajännitekytken-nän aikaansaamiseksi puolijohdekytkinvälineille.The invention relates to a resonant power supply comprising a direct voltage source, a series connection of two semiconductor switching means connected in parallel with said direct voltage source, the switching means being controllable to alternately conduct a transformer comprising a connecting terminal a secondary winding connected to the rectifier for modifying at least one capacitance connected between one terminal of said DC voltage source and the second terminal of the transformer primary winding, a first resonant circuit comprising at least one capacitance 15 and at least one inductance transformer primary winding current comprising at least one capacitance and a germination to provide a substantially zero voltage connection in a semiconductor switch älineille.

20 Kytkinteholähteitä eli hakkuriteholähteitä käytetään yleisesti tasa Jännitteiden muuntamiseen. Kytkinteholähtei-den etuja ovat suurempi hyötysuhde ja pienempi koko sekä pienempi paino lineaariteholähteisiin verrattuna.20 Switching power supplies, or switch mode power supplies, are commonly used to convert DC voltages. The advantages of switching power supplies are higher efficiency and smaller size as well as lower weight compared to linear power supplies.

Kytkinteholähdetekniikka on jo vuosikymmeniä perus-25 tunut pääasiassa pulssisuhde- tai pulssinleveyssäätöön (PWM). Siinä lähtötehon, lähtöjännitteen tai lähtövirran säätö tai vakauttaminen (stabilointi) toteutetaan kytkinte-holähteen (hakkurin) puolijohdekytkimien (esim. fettien) johtamisajan ja johtamattoman ajan välistä suhdetta muutta-30 maila. Taajuus on yleensä suurinpiirtein vakio.For decades, switching power supply technology has been based primarily on pulse ratio or pulse width control (PWM). In it, the adjustment or stabilization (stabilization) of the output power, output voltage or output current is carried out by changing the ratio between the conduction time and the non-conductivity time of the semiconductor switches (e.g. fets) of the switching power supply (switch). The frequency is usually approximately constant.

: Viime aikoina on kuitenkin noussut mielenkiinnon .···. kohteeksi uusi resonanssiteholähdetekniikka (RTL). Reso- nanssiteholähdetekniikan mukanaan tuomia etuja ovat mm.: Recently, however, interest has risen. ···. new resonant power supply (RTL) technology. The advantages brought by resonant power supply technology are e.g.

- puoli johdekytkimien kytkentähäviöiden aleneminen, "... 35 koska kytkimillä voidaan suorittaa nollavirta- tai nolla- 2 88233 jännitekytkentöjä, ts. puolijohdekytkimen läpi ei kulje virtaa tai sen yli ei ole jännitettä kytkentähetkellä.- reduction of the switching losses of the semiconductor switches, "... 35 because the switches can be used for zero-current or neutral 2 88233 voltage connections, ie no current flows through the semiconductor switch or there is no voltage across it at the time of connection.

- pienempien kytkentähäviöiden ansiosta voidaan käyttää suurempia kytkentätaajuuksia, mikä taas johtaa 5 pienempiin tehonsiirtokomponentteihin ja mahdollisuuteen suodattaa kytkintoiminnan ja kytkinpiirien säteilemät häiriöt pienemmillä suodatuskomponenteilla. Toisin sanoen teholähteen kokoa voidaan pienentää.- lower switching losses allow higher switching frequencies to be used, which in turn leads to 5 lower power transmission components and the possibility to filter out interference radiated by switching operation and switching circuits with smaller filtering components. In other words, the size of the power supply can be reduced.

- resonanssiteholähdetekniikan avulla voidaan edel-10 leen toteuttaa kytkentöjä, joissa kytkettävät virrat ja/tai jännitteet ovat eräältä osin hetkellisesti sinimäisiä. Tällöin piirin sisältämien induktanssien ja kapasitanssien vaikutuksesta virran tai jännitteen aaltomuoto kehittyy enemmän tai vähemmän sinifunktion mukaisesti, riippuen 15 siitä, miten paljon piirissä olevat siniaaltoa vääristävät piirielementit tai piiriin liittyvät muut sähköiset signaalit muuttavat aaltomuotoa. Sinimäisten aaltomuotojen etuja ovat perustaajuudesta poikkeavien harmonisten taajuuskom-ponenttien puuttuminen aaltomuodon spektristä, mikä merkit-20 see käytännössä radiotaajuisten häiriöiden vähenemistä ja yksinkertaistaa häiriöiden vaimentamista teholähteessä. Toinen sinimuotoisen aaltomuodon tuoma merkittävä seikka on puolijohdekytkimien kytkentähäviöiden aleneminen aaltomuodon ollessa hidastettu kytkentähetkellä.- with the help of resonant power supply technology, it is still possible to implement connections in which the currents and / or voltages to be connected are, in some respects, momentarily sinusoidal. In this case, as a result of the inductances and capacitances contained in the circuit, the current or voltage waveform develops more or less according to the sine function, depending on how much the sine wave distorting circuit elements or other electrical signals associated with the circuit change the waveform. The advantages of sinusoidal waveforms are the absence of harmonic frequency components deviating from the fundamental frequency in the spectrum of the waveform, which in practice means a reduction in radio frequency interference and simplifies the attenuation of interference in the power supply. Another significant aspect brought about by the sinusoidal waveform is the reduction in the switching losses of the semiconductor switches with the waveform being decelerated at the time of switching.

..:25 Resonanssiteholähde on viritetty antamaan suurin teho tietyllä resonanssitaajuudella. Resonanssiteholähteen tehoa, virtaa tai jännitettä voidaan säätää pienemmäksi suurentamalla tai pienentämällä teholähteen taajuutta kauemmaksi resonanssitaajuudesta. Kun taajuuden avulla tapah-30 tuva tehonsäätö vaatii tehon säätämistä pienemmäksi tai jopa nollaan, kohdataan ongelmia, jos tehon säätäminen tapahtuu taajuutta suuremmalla, koska kytkinfettejä ei voida kytkeä edullisesti taajuuden lähestyessä ääretöntä. Toisaalta kohdataan ongelmia myös silloin, kun toiminta . 35 perustuu tehon alentamiseen taajuutta alentamalla, koska 3 88233 taajuuden pienentyessä myös säätöpiirin on oltava hidas ja pienen taajuuden suodattaminen vaatii suuret suodatinkom-ponentit...: 25 The resonant power supply is tuned to give maximum power at a certain resonant frequency. The power, current, or voltage of a resonant power supply can be adjusted lower by increasing or decreasing the frequency of the power supply further away from the resonant frequency. When frequency-based power control requires a lower or even zero power adjustment, problems are encountered if the power adjustment is higher than the frequency, because the switch fetters cannot be switched advantageously when the frequency approaches infinity. On the other hand, problems are also encountered when operating. 35 is based on lowering the power by lowering the frequency, because as the frequency of 3 88233 decreases, the control circuit must also be slow and filtering the low frequency requires large filter components.

Resonanssiteholähdetekniikassa energia on vuorotel-5 Ien varautunut joko virtana induktanssiin tai jännitteenä kapasitanssiin. Virta ja jännite vaihtelevat ääriarvojen välillä ylittäen nollakohdan säännöllisesti. Maksimikytken-tätehokkuus saavutetaan silloin, kun kytkentä tapahtuu näissä nollakohdissa.In resonant power supply technology, energy is alternately charged either as a current to an inductance or as a voltage to a capacitance. Current and voltage fluctuate between extremes, regularly exceeding zero. Maximum switching efficiency is achieved when switching occurs at these zeros.

10 Artikkelissa "Switching supplies: Changing with the times", John Bassett, Electronics, January 7, 1988, ss. 145 - 150, on kuvattu erilaisia resonanssiteholähteitä ja niiden toimintaa. Artikkelissa kaikki resonanssiteholähteet käsittävät kahden puolijohdekytkimen sarjaankytkennän sekä 15 kahden kondensaattorin sarjaankytkennän, jotka on molemmat kytketty rinnan tasa jännitelähteen kanssa. Edelleen artikkelissa esitetyt teholähteet käsittävät muuntajan, jonka ensiökäämi on kytketty erillisen kelan kanssa sarjaan puoli johdekytkinten välisen liitäntäpisteen ja kondensaattori-20 en välisen liitäntäpisteen väliin. Muuntajan toisiokäämi on kytketty tasasuuntaaja- ja suodatinpiireille, jotka muodostavat resonanssi teholähteen ulostulon. Muuntajan ensiökää-min rinnalle on kytketty kondensaattori, joka yhdessä edellä mainitun kelan kanssa muodostaa teholähteen resonanssi-25 piirin mahdollistaen puoli johdekytkinten nol lavi r täky tkennän. Mikäli lisäksi halutaan puolijohdekytkimien nollajän-nitekytkentä, artikkelissa kytketään muuntajan ensiökäämin ja mainitun kelan sarjaankytkennän rinnalle vielä toinen kondensaattori.10 In "Switching supplies: Changing with the times," John Bassett, Electronics, January 7, 1988, p. 145 - 150, various resonant power supplies and their operation have been described. In the article, all resonant power supplies comprise the series connection of two semiconductor switches as well as the series connection of two capacitors, both of which are connected in parallel with the voltage source. Further, the power supplies disclosed in the article comprise a transformer whose primary winding is connected in series with a separate coil between the connection point between the half-conductor switches and the connection point between the capacitors-20. The secondary winding of the transformer is connected to rectifier and filter circuits which form the output of the resonant power supply. A capacitor is connected in parallel with the primary winding of the transformer, which together with the above-mentioned coil forms a resonance-25 circuit of the power supply, enabling the zero Lavi r filling of the half-conductor switches. In addition, if a neutral-to-terminal connection of the semiconductor switches is desired, another capacitor is connected in parallel with the primary winding of the transformer and the series connection of said coil.

30 Keksinnön päämääränä on aikaansaada uudentyyppinen resonanssiteholähde, jossa komponenttien määrää voidaan pienentää ja jossa tehonsäätö voidaan suorittaa myös pienillä tehoilla.The object of the invention is to provide a new type of resonant power supply in which the number of components can be reduced and in which power control can also be performed at low powers.

Tämä saavutetaan johdannossa esitetyn tyyppisellä ·...’ 35 resonanssiteholähteellä, jolle on keksinnön mukaisesti 4 88233 tunnusomaista, että ensinnäisen resonanssipiirin muodostavat muuntajan hajainduktanssi ja mainittu ainakin yksi kapasitanssi, ja että toisen resonanssipiirin muodostavat puolijohdekytkimien yli vaikuttavat kapasitanssit ja muun-5 tajän induktanssi tai muuntajan ensiö- tai toisiokäämin rinnalle kytketty induktanssi.This is achieved by a resonant power supply of the type described in the introduction, which according to the invention 4 88233 is characterized in that the first resonant circuit is formed by the transformer stray inductance and said at least one capacitance, and the second resonant circuit is formed by capacitances and inductance connected in parallel with the primary or secondary winding.

Keksinnössä on vältetty täysin erilliset resonanssi-piirin muodostavat kelat ja kondensaattorit. Resonanssite-holähteen varsinaisen resonanssipiirin muodostavat aikai-10 semmin erotuskondensaattoreina käytetyt kondensaattorit sekä muuntajan hajainduktanssi. Toisessa resonanssipiirissä muuntaj an induktanssiin varastoitunutta magnetointienergiaa voidaan käyttää muuttamaan puolijohdekuytkimien yli vaikuttavien kapasitanssien jännitteet nollajännitekytkennän 15 mahdollistamiseksi sekä puoli johdekytkimien kytkentähäviöi- den ja radiotaajuisia häiriöitä synnyttävän, puoli johdekytkimien kytkemisestä syntyvän nopean jännitemuutoksen hidastamiseen ja puolijohdekytkimien ohjauksen helpottamiseen. Tämän seurauksena puolijohdekytkimien ohjauspiireiltä vaa-20 di taan vähemmän suorituskykyä. Hakkurimuuntaj an muuntaj asy-dän ei voi myöskään oikein mitoitettuna kyllästyä, koska muuntajan ensiökäämin kanssa sarjassa olevat resonointikon-densaattorit rajoittavat muuntajan virtaa, johon magnetoin-tivirta sisältyy. Myöskään muuntajan toisiokäämin virranra-: 25 joitusinduktanssia ei välttämättä tarvita erillisenä piiri-elementtinä, vaan saman tehtävän voi toteuttaa ensiö- ja toisiokäämien välinen hajainduktanssi. Koska tämän hajain-duktanssin energia on käytännössä kokonaan ilmassa, ei se voi koskaan kyllästyä. Täten keksinnön mukaisen resonanssi-30 teholähteen induktiivisten pilrielementtien kyllästyminen on käytännössä mahdotonta kaikissa tilanteissa (esim. teholähteen käynnistyksessä), jolloin on voitettu eräs kytkin-teholähteiden tärkeimmistä vikaantumissyistä ja siten huomattavasti parannettu teholähteen luotettavuutta.The invention avoids completely separate coils and capacitors forming the resonant circuit. The actual resonant circuit of the resonant bond source consists of capacitors previously used as separation capacitors and the stray inductance of the transformer. In the second resonant circuit, the excitation energy stored in the inductance of the transformer can be used to change the voltages of the capacitances acting across the semiconductor switches to enable zero voltage switching 15. As a result, less performance is required from the control circuits of semiconductor switches. It is also not possible to saturate the transformer of the switch transformer when dimensioned correctly, because the resonant capacitors in series with the primary winding of the transformer limit the current of the transformer, which includes the excitation current. Also, the current inductance of the secondary winding of the transformer is not necessarily needed as a separate circuit element, but the stray inductance between the primary and secondary windings can perform the same function. Because the energy of this scattering ductance is virtually entirely in the air, it can never get bored. Thus, saturation of the inductive column elements of the resonant power supply according to the invention is practically impossible in all situations (e.g. when the power supply is switched on), thus overcoming one of the main causes of switching power supply failures and thus greatly improving the power supply reliability.

35 Toisen resonanssipiirin induktanssi voidaan toteut- _ 83233 5 taa myös muuntajan ensiö- tai toisiokäämin rinnalle kytketyllä erillisellä induktanssilla erityisesti ilmasydämet-tömän muuntajan tapauksessa. Haittana on kuitenkin ylimääräisen komponentin tuominen piiriin.The inductance of the second resonant circuit can also be realized by a separate inductance connected in parallel with the primary or secondary winding of the transformer, especially in the case of a coreless transformer. The disadvantage, however, is the inclusion of an additional component in the circuit.

5 Keksinnön toisessa suoritusmuodossa resonanssiteho- lähde on toteutettu säädettävänä siten, että se toimii suuremmilla tehoalueilla resonanssiperiaatteella taajuus-säätöisenä ja pienemmillä tehoalueilla kytkinteholähteenä pulssisuhdesäätöisenä. Keksinnön mukaisessa resonanssiteho-10 lähteessä lähtötehoa pienennetään säätämällä teholähteen taajuutta pienemmäksi, mutta lähtötason säätäminen nollaan resonanssiperiaatteella taajuutta pienentämällä ei ole edullista, koska matala kytkentätaajuus vaatii hitaan takaisinkytkennän. Toisaalta myös tällaisessa ratkaisussa 15 syntyisi pienitaajuisia tasasähköpulsseja, joiden suodattaminen hyvin vähän aaltoilevaksi tasasähköksi vaatisi liian suuret ulos tulo jännitteen suodatuskomponentit. Tämän vuoksi käyttämällä pienillä tehoalueilla ja pienillä taajuuksilla teholähdettä pulssisuhdesäätöisenä kytkinteholähteenä, 20 yhdistetään näiden kahden eri periaatteella toimivan teho-lähdetekniikan hyvät ominaisuudet siten, että kummallekin tekniikalle luonteenomaisia epäideaalisuuksia voitetaan.In another embodiment of the invention, the resonant power supply is designed to be adjustable so that it operates in the higher power ranges on the resonance principle as frequency-controlled and in the smaller power ranges as the switching power supply as pulse ratio-controlled. In the resonant power source 10 according to the invention, the output power is reduced by adjusting the frequency of the power supply lower, but adjusting the output level to zero by the resonance principle by reducing the frequency is not advantageous because the low switching frequency requires slow feedback. On the other hand, even in such a solution 15, low-frequency DC pulses would be generated, the filtering of which with very little undulating DC would require too large output voltage filtering components. Therefore, by using a low power and low frequency power supply as a pulse ratio controlled switching power supply, the good features of the two power supply technologies operating on different principles are combined so as to overcome the non-idealities characteristic of both technologies.

Keksintöä selvitetään seuraavassa yksityiskohtaisemmin viitaten oheisiin piirroksiin, joissa 25 kuvio 1 esittää erästä keksinnön mukaista resonans si teholähdettä kytkentä- ja lohkokaaviomuodossa, kuviot 2-4 esittävät signaaleja, joita esiintyy kuvion 1 mukaisessa resonanssiteholähteessä sen toimiessa resonans s iperlaatteel1a, " 30 kuvio 5 esittää kytkentäkaavion eräästä ohjauspii ristä, jolla kuvion 1 teholähdettä voidaan säätää keksinnön mukaisesti, ____ kuviot 6a ja 6b esittävät signaalikaavioita, jotka • havainnollistavat kuvion 5 mukaisen piirin synnyttämiä • 35 kytkinohjaussignaaleja OUTA ja OUTB, ja 6 88233 kuviot 7-9 esittävät signaaleja, joita kuvion 1 teholähteessä esiintyy sen toimiessa pulssisuhdesäätöisenä kytkinteholähteenä.The invention will now be described in more detail with reference to the accompanying drawings, in which Figure 1 shows a resonant power supply according to the invention in circuit and block diagram form, Figures 2 to 4 show signals present in the resonant power supply of Figure 1 of the control circuit with which the power supply of Fig. 1 can be adjusted according to the invention, ____ Figs. 6a and 6b show signal diagrams • illustrating the switch control signals OUTA and OUTB generated by the circuit of Fig. 5, and 6 88233 Figs. 7-9 show signals present in the power supply of Fig. 1 when it acts as a pulse rate controlled switching power supply.

Tässä yhteydessä käytetyllä termillä resonanssiteho-5 lähde tarkoitetaan yleisesti DC-DC-muuttajina käytettyjä resonanssiperiaatteella toimivia kytkinteholähteitä, joita voidaan kutsua myös resonanssimuuntimiksi tai resonanssi-inverttereiksi. Kuviossa 1 esitetyn teholähteen toimintaperiaate on puolisiltainvertteri. Kuviossa 1 resonanssiteho-10 lähde käsittää tasa jännitelähteen tai sisääntulon VS. Tasa- jännitelähteen rinnalle on kytketty puolijohdekytkinten Q1 ja Q2, esim. fettien, sarjaankytkentä sekä kondensaattorien Cl ja C2 sarjaankytkentä. Sarjaankytkettyjen puolijohdekyt-kimien Q1 ja Q2 välisen liitospisteen P1 ja kondensaattori-15 en Cl ja C2 välisen liitospisteen P2 väliin on kytketty hakkurimuuntajan Tl ensiökäämi LI. Toinen kondensaattoreista Cl ja C2 on mahdollista jättää pois, jolloin jäljelle jäävä kondensaattori on kytketty tasa jännitelähteen VS toisen navan ja ensiökäämin LI toisen navan P2 väliin. Samalle 20 muuntajasydämelle ensiökäämin LI kanssa on käämitty muuntajan Tl toisiokäämi L2, joka on edelleen kytketty tasa-suuntaajapiirille 2, suodatinpiirille 3 sekä ulostulojän-nitteen ja virranmittauspiirille 4, jonka ulostulonavoissa näkyy resonanssivirtalähteen tasajänniteulostulo U0UT. Puo-• 25 lijohdekytkimen Q1 rinnalle on kytketty estosuuntaisesti diodi Dl ja puolijohdekytkimen Q2 on kytketty estosuuntaisesti diodi D2 suojaamaan puolijohdekytkimiä Q1 ja Q2 suurilta vastakkaissuuntaisilta kytkentäpiikeiltä. Diodit Dl ja D2 voivat käytännössä olla puolijohdekytkinkomponenttei-30 hin Q1 ja Q2, kuten tehofetit, integroituja osia. Puolijoh-dekytkimien Q1 ja Q2 rinnalle katkoviivalla piirretyt kondensaattorit C3 ja C4 havainnollistavat puolijohdekytkimien yli vaikuttavia loiskapasitansseja, jotka voivat olla pelkästään pisteeseen P1 kytkettyjen komponenttien sisäisiä 35 kapasitansseja.As used herein, the term resonant power-5 source refers to resonant switching power supplies commonly used as DC-DC converters, which may also be referred to as resonant converters or resonant inverters. The operating principle of the power supply shown in Figure 1 is a half-bridge inverter. In Figure 1, the resonant power-10 source comprises a DC voltage source or input VS. A series connection of semiconductor switches Q1 and Q2, e.g. fets, and a series connection of capacitors C1 and C2 are connected in parallel with the DC voltage source. A primary winding L1 of the switch transformer T1 is connected between the connection point P1 between the series-connected semiconductor switches Q1 and Q2 and the connection point P2 between the capacitor-15 en C1 and C2. It is possible to omit one of the capacitors C1 and C2, whereby the remaining capacitor is connected directly between the second terminal of the voltage source VS and the second terminal P2 of the primary winding L1. On the same 20 transformer cores with the primary winding L1, a secondary winding L2 of the transformer T1 is wound, which is further connected to the rectifier circuit 2, the filter circuit 3 and the output voltage and current measuring circuit 4, the output terminals of which show the DC voltage output U0UT of the resonant current source. In parallel with the semiconductor switch Q1, a diode D1 is connected in the blocking direction, and a diode D2 is blocked in the blocking direction of the semiconductor switch Q2 to protect the semiconductor switches Q1 and Q2 from large switching peaks in opposite directions. The diodes D1 and D2 can in practice be integral parts of the semiconductor switch components Q1 and Q2, such as power fets. In parallel with the semiconductor switches Q1 and Q2, the dashed capacitors C3 and C4 illustrate the parasitic capacitances acting over the semiconductor switches, which may be only the internal capacitances of the components connected to the point P1.

7 882337 88233

Vertailupiiri 5 vertaa mittauspiirin 4 mittaamia ulostulojännite- ja virta-arvoja asetuspiirin 6 antamiin asetusarvoihin ja syöttää vertailutuloksen ohjauspiirille 1. Ohjauspiirin 1 ohjausulostulo OUTA on kytketty puolijoh-5 dekytkimen Q1 ohjauselektrodille, kuten hilalle. Vastaavasti ohjauspiirin 1 toinen ohjausulostulo OUTB on kytketty toisen puolijohdekytkimen Q2 ohjauselektrodille. Oh-jausulostulot OUTA ja OUTB ovat aina eriaikaisesti aktiivisessa tilassa ohjaten puolijohdekytkimet vuorotellen johta-10 viksi.The comparison circuit 5 compares the output voltage and current values measured by the measuring circuit 4 with the set values given by the setting circuit 6 and supplies the reference result to the control circuit 1. The control output OUTA of the control circuit 1 is connected to the control electrode Q1 of the semiconductor switch 5. Correspondingly, the second control output OUTB of the control circuit 1 is connected to the control electrode of the second semiconductor switch Q2. The control outputs OUTA and OUTB are always in the active state at different times, controlling the semiconductor switches alternately to conduct.

Siten puolijohdekytkimet Q1 ja Q2 kytkevät vuorotellen tasajännitelähteen Vs eri navat muuntajan Tl ensiökää-min LI napaan, joka on kytketty liitäntäpisteeseen Pl. Muuntajan Tl hajainduktanssi ja kondensaattorit Cl ja C2 15 muodostavat resonanssiteholähteen normaalin toiminnan aikaansaavan resonanssipiirin. Toisaalta muuntajan Tl induktanssi ja hajakapasltanssit C3 ja C4 muodostavat toisen resonanssipiirin, jolloin johtavan puolijohdekytkimen Q1 tai Q2 kautta muuntajan Tl enslökäämln LI läpi kulkeva 20 virta lataa varastoi muuntajan Tl induktanssiin induktiivisen energian, joka puolijohdekytkimen Q1 tai Q2 avautuessa tai tullessa johtamattomaksi vaihtaa molempien puolijohdekytkimen Q1 ja Q2 yli olevien kapasitllvisten elementtien, ts. C3 ja C4, varaukset siten, että seuraavak-25 si johtavaksi kytkettävän puolijohdekytkimen Q1 tai Q2 yli vaikuttava jännite on käytännössä 0 sillä hetkellä, kun puolijohdekytkin kytketään johtavaksi. Diodi D3 tai D4 johtaa, kun muuntajan Tl energia muuttaa kondensaattorien C3 ja C4 varauksia. Keksinnön ensisijaisessa suoritus-30 muodossa haluttu muuntajan Tl Induktanssiin varastoituneen induktiivisen energian suuruus saadaan pienentämällä muuntajan Tl induktanssia. Muuntajan induktanssilla tarkoitetaan muuntajan ensiökäämin Li navoista mitattua induktanssia, kun toisiokäämin L2 navat ovat avoimet. Tämä induk-35 tanssi saadaan valituksi tai pienennetyksi sopivaksi säätä- 8 88233 mällä muuntajasydämen muodostamassa magneettipiirissä olevaa ilmarakoa. Muuntajan Tl magnetointienergian edullisin arvo sillä hetkellä, kun jompikumpi puolijohdekytkin Q1 tai Q2 kytketään johtamattomaksi, on suunnilleen sama kuin 5 kapasitanssien Cl ja C2 varaamiseen ja purkamiseen vaadittava, nollajännitekytkennän mahdollistava energia. Muuntajan Tl magnetointienergia saadaan yhtälöstä WT1 = ½ · LT1 -I2, (1) missä LT1 = muuntajan induktanssi ja I = magnetointivirran 10 osuus muuntajan virrasta.Thus, the semiconductor switches Q1 and Q2 alternately connect the different terminals of the DC voltage source Vs to the terminal L1 of the primary winding of the transformer T1, which is connected to the connection point P1. The stray inductance of the transformer T1 and the capacitors C1 and C2 form a resonant circuit providing normal operation of the resonant power supply. On the other hand, the inductance and stray capacitances C3 and C4 of the transformer T1 form a second resonant circuit, whereby the current 20 The charges of the capacitive elements over Q2, i.e. C3 and C4, so that the voltage across the semiconductor switch Q1 or Q2 to be switched on is practically 0 at the moment when the semiconductor switch is switched on. Diode D3 or D4 conducts when the energy of transformer T1 changes the charges of capacitors C3 and C4. In a preferred embodiment of the invention, the desired amount of inductive energy stored in the inductance of the transformer T1 is obtained by reducing the inductance of the transformer T1. The inductance of a transformer means the inductance measured from the terminals Li of the primary winding of the transformer when the terminals L2 of the secondary winding are open. This inductance can be selected or reduced to suit by adjusting the air gap in the magnetic circuit formed by the transformer core. The most preferred value of the excitation energy of the transformer T1 at the moment when either the semiconductor switch Q1 or Q2 is connected to the non-conductive is approximately equal to the zero voltage switching energy required to charge and discharge the capacitances C1 and C2. The excitation energy of the transformer T1 is obtained from the equation WT1 = ½ · LT1 -I2, (1) where LT1 = the inductance of the transformer and I = the proportion of the excitation current 10 of the transformer current.

Kytkimien yli vaikuttavien kapasitanssien energia puolestaan saadaan yhtälöstäThe energy of the capacitances acting over the switches, in turn, is obtained from the equation

Wc = ½ - C -U2, (2) missä C = kytkimien yli vaikuttavien kapasitanssien summa 15 C3+C4jaU= tasajännitelähteen Vs jännite. Siten keksinnön mukainen nollajännitekytkentä saavutetaan kun WT1 = Wc.Wc = ½ - C -U2, (2) where C = sum of capacitances acting across switches 15 C3 + C4 and U = voltage of DC voltage source Vs. Thus, the zero voltage connection according to the invention is achieved when WT1 = Wc.

Muuntajan hajainduktanssilla tarkoitetaan induktanssia, joka mitataan muuntajan ensiökäämin LI navoista kun toisiokäämin L2 navat on oikosuljettu. Tätä hajainduk-20 tanssia voidaan haluttaessa käyttää myös korvaamaan erillinen toisiovirtaa rajoittava kela.Transformer stray inductance means the inductance measured from the terminals of the primary winding L1 of the transformer when the terminals of the secondary winding L2 are short-circuited. This diffuse induct-20 dance can also be used to replace a separate secondary current limiting coil if desired.

Oleellisesti sama vaikutus kuin ilmasydämellä varustetun muuntajan induktanssia käytettäessä saadaan ilmasydä-mettömässä muuntajassa, kun muuntajan Tl ensiökäämin rin-25 nalle kytketään erillinen induktanssi L3, joka toimii toisessa resonanssipiirissä edellä mainitun muuntajan induktanssin tilalla.Substantially the same effect as when using the inductance of a transformer with an air core is obtained in an airless transformer when a separate inductance L3 is connected to the primary winding of the transformer T1, which operates in the second resonant circuit instead of the inductance of the above transformer.

Kuvioissa 2-4 havainnollistetaan graafisesti muutamia kuvion 1 teholähteessä esiintyviä aaltomuotoja sen 30 toimiessa resonanssiperiaatteella. Kuvio 2 havainnollistaa liitäntäpisteen P1 jännitettä Upl, jossa jännitteen muutokset tapahtuvat molempien puolijohdekytkimien Q1 ja Q2 ollessa johtamattomina. Jännitteen UPl muuttuminen tapahtuu sinifunktion mukaisesti muuntajan Tl magnetointienergian 35 muuttaessa kapasitanssien C3 ja C4 varaukset. Kuvio 3 ha- 9 88233 vainnollistaa liitäntäpisteen P2 jännitteen Up2 aaltomuotoa. Kun resonanssipiirin taajuutta ja sitä kautta tehoa pienennetään, pitenevät aikavälit tt - t2 Ja t3 - tt, joiden aikana jännite UP2 on vakio ja yhtä suuri kuin tasajänniteläh-5 teen Vs jännite U tai vastaavasti nolla volttia. Kuvio 4 esittää muuntajan Tl ensiökäämin läpi kulkevan virran aaltomuotoa. Muutettaessa resonanssipiirin taajuutta eli kytkimien Q1 ja Q2 kytkentätaajuutta muuttuvat aikavälit t5 -t6 ja t7 - t8, joiden aikana virta iL1 on vakio tai muuttuu 10 melko hitaasti. Virran iL1 arvo aikaväleillä t5 - t6 ja t7 -t8 muodostuu pelkästään magnetointivirrasta. Ajanhetkinä t6 ja t8 kulloinkin johtavana ollut puolijohdekytkin Q1 tai Q2 ohjataan johtamattomaksi ja muuntajan Tl magnetointivirta alkaa muuttamaan kapasitanssien C3 ja C4 varauksia.Figures 2-4 graphically illustrate some of the waveforms present in the power supply of Figure 1 as it operates on the resonance principle. Figure 2 illustrates the voltage Upl at the connection point P1, where the voltage changes occur when both semiconductor switches Q1 and Q2 are non-conductive. The change of the voltage UP1 takes place according to the sine function when the excitation energy 35 of the transformer T1 changes the charges of the capacitances C3 and C4. Fig. 3 shows a waveform of the voltage Up2 of the connection point P2. As the frequency of the resonant circuit and thereby the power is reduced, the time intervals tt - t2 and t3 - tt increase, during which the voltage UP2 is constant and equal to the voltage Us of the DC voltage transmitter 5 or zero volts, respectively. Figure 4 shows the waveform of the current flowing through the primary winding of the transformer T1. When the frequency of the resonant circuit, i.e. the switching frequency of the switches Q1 and Q2, is changed, the time intervals t5 -t6 and t7 to t8 change, during which the current iL1 is constant or changes rather slowly. The value of the current iL1 in the time slots t5 to t6 and t7 -t8 consists only of the excitation current. At times t6 and t8, the semiconductor switch Q1 or Q2, which is currently conducting, is controlled to be non-conductive and the excitation current of the transformer T1 begins to change the charges of the capacitances C3 and C4.

15 Nyt viitataan kuvioon 5, jossa on esitetty kytkentä kaavio eräästä ohjauspiiristä, jota voidaan käyttää kuvion 1 ohjauspiirinä 1. Kuviossa 5 esitetyssä keksinnön ensisijaisessa suoritusmuodossa ohjauspiiri on toteutettu erityisesti resonanssiteholähteiden ohjaamiseen tarkoitetulla 20 integroidulla piirillä MC 34066 (High Performance Resonant Mode Controller), jota valmistaa Motorola Inc. Piiri MC 34066 kehittää esimerkiksi vertailupiirin 5 muodostaman takaisinkytkentäsignaalin avulla puolijohdekytkimien Q1 ja Q2 ohjaamiseen tarvittavat ohjaussignaalit OUTA ja OUTB. 25 Toinen ohjaussignaaleista OUTB ja OUTA täytyy viedä puoli-johdekytkimelle erottimen kautta, koska puolijohdekytkimien Q1 ja Q2 ohjauselektrodien välillä voi olla hyvin suuri jännite, esim. 300 V. Erottimena voi sinänsä tunnetulla tavalla käyttää valmista mikropiiriä tai erotusmuuntajaa.Referring now to Figure 5, there is shown a circuit diagram of a control circuit that may be used as the control circuit 1 of Figure 1. In the preferred embodiment of the invention shown in Figure 5, the control circuit is implemented with a High Performance Resonant Mode Controller (MC 34066) manufactured specifically by a resonant power supply. Motorola Inc. The MC 34066 circuit generates, for example, the control signals OUTA and OUTB required to control the semiconductor switches Q1 and Q2 by means of the feedback signal generated by the reference circuit 5. 25 One of the control signals OUTB and OUTA must be applied to the semiconductor switch via a disconnector, because there can be a very high voltage between the control electrodes of the semiconductor switches Q1 and Q2, e.g. 300 V.

·: 30 Resonanssiteholähteen ohjaussignaalien synnyttäminen MC 34066 ohjauspiirillä on selostettu esimerkiksi kyseisen piirin datakirjassa ja tässä yhteydessä selostetaan tarkemmin vain ne lisäykset, jotka ohjauspiiriin tarvitaan keksinnön mukaisen tehonsäädön aikaansaamiseksi . Ohjauspiiris-35 sä MC 34066 on nastaan 16 kytkettynä vastuksen RT ja kon- 10 88233 densaattorin CT muodostama RC-aikavakiopiiri, jonka avulla voidaan määritellä kuvioissa 6a ja 6b esitetyille ulostulosignaaleille OUTA ja OUTB maksimi pulssinleveys t10, joka määrittää vastaavan puolijohdekytkimen Q1 ja Q2 johtavana 5 oloajan. Kun piirin 1 synnyttämien ohjaussignaalien taajuutta alennetaan, t10 levenee, kunnes RC-aikavakiopiirin RTCT määräämä maksimi pulssinleveys saavutetaan. Kun taajuutta edelleen pienennetään, ohjaussignaalien OUTA ja OUTB aktiivisten pulssien välinen aikaero tu alkaa kasvaa.·: 30 The generation of the control signals of the resonant power supply by the control circuit MC 34066 is described, for example, in the data book of the circuit in question, and in this connection only the additions to the control circuit required to achieve the power control according to the invention are described in more detail. The control circuit 35 MC 34066 is connected to pin 16 by an RC time constant circuit formed by a resistor RT and a capacitor CT, by means of which the maximum pulse width t10 for the output signals OUTA and OUTB shown in Figs. 6a and 6b can be determined, which determines the corresponding semiconductor switch Q1 and Q2 residence time. As the frequency of the control signals generated by the circuit 1 is reduced, t10 widens until the maximum pulse width determined by the RC time constant circuit RTCT is reached. As the frequency is further reduced, the time difference tu between the active pulses of the control signals OUTA and OUTB begins to increase.

10 Ohjauspiiri MC 34066 ja siihen liittyvä RC-aikava- kiopiiri R,.CT toimii täysin sille asetetulla tavalla re-sonanssiteholähteen toimiessa resonanssiperiaatteella suurilla taajuuksilla ja suurilla tehoilla ja säätää resonanssi teholähteen ulostulotehoa säätämällä kytkentätaajuutta. 15 Esillä olevan keksinnön mukaisesti kuitenkin teho lähteen tehon kytkentätaajuden pienentyessä ennalta määrätylle alueelle, teholähteen säätö alkaa siirtyä taajuuden säädöstä pulssisuhdesäätöön. Tätä varten on keksinnön ensisijaisessa suoritusmuodossa, joka on esitetty kuviossa 5, 20 RC-aikavakiopiirin RjC.,. vastuksen RT rinnalle kytketty sähköisesti säädettävänä vastuksena toimiva kanavatransistori Q4. Tämän avulla voidaan toisen ohjaussignaalin OUTA ja OUTB aikaa t10 säätää jopa pienemmäksi, kuin se on maksimi-kytkentätaajuudella. Tämä mahdollistaa lähtötehon säätämi-25 sen alemmaksi pulssisuhdesäätöisenä. Jos laitteen maksimi-taajuus on noin 700 kHz, niin teholähteen toimiessa resonanssiperiaatteella t10 on noin 600 ns, kun taas minimitaa-juudella, esim. 50 kHz, aikaväli t10A tai t10B voi olla esim. 150 ns. Ohjauspiirissä MC 34066 nastan 6 jännitearvo 30 muuttaa kytkentätaajuutta siten, että kytkentätaajuus pienenee, kun jännite nastassa 6 laskee. Kun kytkentätaajuus on suuri, ts. teholähde toimii resonanssiperiaatteella, nastan 6 suuri jännite ohjaa vastuksien Rl ja R3 kautta ohjaustransistorin Q3 johtavaksi, jolloin se ohjaa kanava-. 35 transistorin 4 johtamattomaksi eli suuri-impedanssiseen 11 88233 tilaan. Tällöin kanavatransistorin Q impedanssi on huomattavasti suurempi kuin vastuksen R, arvo, eikä siten vaikuta aikavakiopiirin R,CT aikavakioon. Kun nastan 6 jännite kytkentä taajuutta pienennettäessä pienenee arvoon n. 1 V, 5 ohjaustransistorin Q3 johtavuus alkaa pienentyä. Tällöin kanavatransistori Q4 alkaa saada positiivista ohjausjänni-tettä aina kun mastassa 12 esiintyvä ohjaussignaali OUTA on positiivinen. Saamansa positiivisen ohjauksen aikana kanavatransistori Q4 johtaa, jolloin sen impedanssi pienenee 10 huomattavasti ja alkaa vaikuttaa vastuksen RT rinnalla pienentäen aikavakiopiirin R,CT aikavakiota ohjaussignaalin OUTA ollessa aktiivisena ja siten lyhentää tämän ohjaussignaalin pulssinleveyttä t10A. Mitä pienemmäksi kytkentätaa-juus ja nastan 6 jännite tulevat sitä lyhyemmäksi muuttuu 15 ohjaussignaalin OUTA aktiivisen pulssin t10A leveys. Näin tehonsäätö muuttuu taajuussäädöstä pulssinleveyssäädöksi tai pulssisuhdesäädöksi. Tietyllä siirtymäalueella vaikuttavat kuitenkin samanaikaisesti sekä taajuudensäätö että pulssinleveyssäätö, jolloin ei voida määritellä mitään 20 tarkkaa rajaa, missä muutos tapahtuu.10 The control circuit MC 34066 and the associated RC time constant circuit R, .CT operate in the fully set manner when the resonant power supply operates on the principle of resonance at high frequencies and high powers, and adjusts the output power of the resonant power supply by adjusting the switching frequency. However, according to the present invention, as the power switching frequency of the power source decreases to a predetermined range, the control of the power supply begins to shift from frequency control to pulse ratio control. To this end, in the preferred embodiment of the invention shown in Fig. 5, there is an RC time constant circuit RjC. an electrically adjustable resistor channel transistor Q4 connected in parallel with the resistor RT. This makes it possible to set the time t10 of the second control signal OUTA and OUTB even smaller than it is at the maximum switching frequency. This allows the output power to be adjusted to lower pulse ratio control. If the maximum frequency of the device is about 700 kHz, then when the power supply operates on the resonance principle t10 is about 600 ns, while at the minimum frequency, e.g. 50 kHz, the time interval t10A or t10B can be e.g. 150 ns. In the control circuit MC 34066, the voltage value 30 of the pin 6 changes the switching frequency so that the switching frequency decreases as the voltage at the pin 6 decreases. When the switching frequency is high, i.e. the power supply operates on the resonance principle, the high voltage of the pin 6 controls the control transistor Q3 through the resistors R1 and R3, whereby it controls the channel. 35 transistors 4 to a non-conductive, i.e. high-impedance, state of 11,88233. In this case, the impedance of the channel transistor Q is considerably higher than the value of the resistor R, and thus does not affect the time constant of the time constant circuit R, CT. When the voltage switching of pin 6 decreases to about 1 V as the frequency decreases, the conductivity of control transistor Q3 5 begins to decrease. In this case, the channel transistor Q4 starts to receive a positive control voltage whenever the control signal OUTA present in the mast 12 is positive. During the positive control received, the channel transistor Q4 conducts, whereby its impedance 10 decreases considerably and begins to act in parallel with the resistor RT, reducing the time constant of the time constant circuit R, CT while the control signal OUTA is active and thus shortens the pulse width t10A of this control signal. The lower the switching frequency and the voltage of the pin 6, the shorter the width of the active pulse t10A of the control signal OUTA 15 becomes. This changes the power control from frequency control to pulse width control or pulse ratio control. However, in a given transition range, both frequency control and pulse width control act simultaneously, so that no exact limit where the change occurs can be defined.

Kuvioissa 7 - 9 on vastaavasti esitetty pisteen P1 • jännitteen UP1 aaltomuoto, ensiökäämin LI virran iL1 aalto muoto ja pisteen P2 jännitteen Up2 aaltomuoto teholähteen toimiessa pulssinleveyssäätöisenä kytkinteholähteenä.Figures 7 to 9 show the waveform of the voltage UP1 at the point P1 •, the waveform of the current iL1 of the primary winding L1 and the waveform of the voltage Up2 of the point P2 with the power supply acting as a pulse width controlled switching power supply, respectively.

25 Kuviot ja niihin liittyvä selitys on tarkoitettu vain havainnollistamaan esillä olevaa keksintöä. Yksityiskohdiltaan keksinnönmukainen resonanssiteholähde voi vaihdella oheisten patenttivaatimusten puitteissa. Esimerkiksi puolijohdekytkinten Q1 ja Q2 ohjaus keksinnön mukaisesti :.··| 30 voidaan toteuttaa hyvin monella eri tavalla edellä esitetystä poiketen. Voidaan esimerkiksi toteuttaa ohjauspiiri, joka pulssinleveyssäätöisenä mahdollistaa pulssinleveyden säätämisen nollaan.The figures and the related description are only intended to illustrate the present invention. The details of the resonant power supply according to the invention may vary within the scope of the appended claims. For example, control of semiconductor switches Q1 and Q2 according to the invention: 30 can be implemented in many different ways, as opposed to the above. For example, a control circuit can be implemented which, when pulse width controlled, allows the pulse width to be adjusted to zero.

Claims

1. A resonant current source comprising a DC source (VS), a series connection of two semiconductor connectors 5 (Q1, Q2), which are connected in parallel with said DC source (VS) so that the connectors (Q1, Q2) can be made transiently conductive. a transformer (T1) comprising a primary coil (L1) of the transformer core, the first pole of which is connected to a connector (Pi) between said semiconductor connector (Q1, Q2), and a secondary coil (L2) which is connected to a rectifier (2), at least one capacitance (C1, C2) coupled between one of the DC voltage source poles and one terminal of the transformer primary coil, a first resonant circuit comprising at least one capacitance and at least one inductance of the transformer. the waveform of the current in the primary coil of the transformer to substantially a sine waveform at least at the moment when the semiconductor couplings are switched on, and a second resonant circuit comprising at least one circuit pacitance and an inductance for providing a substantially zero voltage connection for the semiconductor couplers, characterized in that the first resonant circuit consists of the current inductance of the transformer (T1) and at least one capacitance (C1, C2), and that the second resonant circuit capacitances (C3, C4) acting in the semiconductor couplings (Q1, Q2) and the inductor (T1) of the transformer (T1) or an inductance (L3) in parallel with the transformer's primary or secondary coil.

2. A resonant current source according to claim 1, characterized in that said at least one capacitance comprises a series circuit of two capacitances (C1, C2) connected in parallel with said DC voltage: s1, that one pole of the transformer (T1 ) primary coil is 88233 (Li) is connected to a terminal contact (P2) between said series coupled capacitances (C1, C2).

3. A resonant current source according to claim 1 or 2, characterized in that the inductance of the transformer (T1) has been set by regulating the air gap in the magnetic circuit formed by the transformer core, that where the semiconductor coupling (Q1, Q2) leads, the energy stored in the the inductance of the transformer (T1) is essentially as large as the energy required to discharge and charge the capacities acting over both semiconductor connections, i.e. these are non-conductive and allow a zero voltage connection.

4. A resonant current source according to claim 1, 2 or 3, characterized by a series connection of two diodes (D3, D4), which are connected in parallel with the series connection of said capacitances (C1, C2), so that the connection contact between the diodes (D3 , D4) is connected to the connection contact (P2) between the capacitances.

5. A resonant current source according to any of the preceding claims, characterized in that the control of the output current of the resonant current source is semiconductor; switching frequency control (Q1, Q2).

Resonant current source according to any of the preceding claims, characterized in that the control of the output current of the resonant current source is at the small output current of the semiconductor coupler (Q1, Q2).

7. A resonant current source according to claim 5 or 6, characterized by current regulators, which at

Large effects and switching frequencies control the switching frequency of the semiconductor couplings (Q1, Q2) and, at relatively low effects and switching frequencies, regulate the relationship between the lengths of the conductive and non-conducting periods of the semiconductor couplings (Q1,: Q2).