FI76906B

FI76906B - VAEXELRIKTARANORDNING FOER MATNING AV URLADDNINGSLAMPOR.

Info

Publication number: FI76906B
Application number: FI841794A
Authority: FI
Inventors: Peter Krummel
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1983-05-27
Filing date: 1984-05-04
Publication date: 1988-08-31
Also published as: FI76906C; EP0127101A1; DE3462574D1; EP0127101B1; DE3319352A1; FI841794A; ATE25800T1; FI841794A0

Abstract

1. An inverter comprising two switches (T1, T2) which can be alternately rendered conductive, and comprising a load circuit arranged parallel to the first switch (T1) and connected via the second switch (T2) to a d. c. voltage source (Q), and consisting of the series arrangement of a reversible oscillatory capacitor (C10), a series resonant circuit composed of a choke (L1) and a capacitor (C9), and a discharge lamp (LP) equipped with heatable electrodes, where these electrodes are arranged in the load circuit and are connected to one another via the capacitor (C9) of the series resonant circuit, and comprising a control set (S) which supplies control voltages which alternately render the switches conductive, characterised by a burning voltage sensor (B) which monitors the burning voltage of the lamp (LP) and supplies an output signal dependent upon the burning voltage and fed to the control set (S) to determine the frequency of the control voltages which it supplies.

Description

1 769061 76906

Vaihtosuuntaaja purkauslamppujen syöttöä vartenInverter for feeding discharge lamps

Keksintö kohdistuu patenttivaatimuksen 1 johdannon mukaiseen vaihtosuuntaajaan. Vaihtosuuntaaja on tällöin 5 sovitettu määrätylle lampputeholle, jolloin vaihtosuun-taajankäyttötaajuus ja sarjaresonanssipiirin kuristimen induktanssi ovat tällä käyttötaajuudella niin mitoitetut, että purkauslamppu saa juuri nimellistehonsa vaatiman virran; tällöin lähdetään aivan määrätystä polttojännittees-10 tä.The invention relates to an inverter according to the preamble of claim 1. The inverter is then adapted to a certain lamp power, whereby the operating frequency of the inverter and the inductance of the choke of the series resonant circuit are dimensioned at this operating frequency so that the discharge lamp receives exactly the current required for its rated power; then a completely specified combustion voltage is started.

Jonkin aikaan on ollut markkinoilla saman nimellis-tehon omaavia purkauslamppuja, jotka eroavat kaasutäytöitään (aiemmin vain krypton, nyt myös argon) ja siten myös polttojännitteeltään toisistaan: argon-täytteisillä pur-15 kauslampuilla on selvästi korkeampi polttojännite. Ne ottaisivat siksi krypton-lampulle mitoitetulla vaihtosuuntaajalla luvattoman suuren tehon.For some time, there have been discharge lamps with the same rated wattage on the market, which differ in their gas filling (previously only krypton, now also argon) and thus also in their combustion voltage: argon-filled discharge lamps have a clearly higher combustion voltage. They would therefore take an unacceptably high power with an inverter rated for a krypton lamp.

Keksinnön pohjana on tämän vuoksi tehtävä mitoittaa vaihtosuuntaaja niin, että se on käyttökelpoinen saman ni-20 mellistehon omaavien lamppujen syöttämiseen riippumatta niiden kaasutäytöstä ja siten niiden polttojännitteestä.It is therefore an object of the invention to dimension an inverter so that it can be used to supply lamps with the same rated power regardless of their gas charge and thus their combustion voltage.

Tämän tehtävän keksinnön mukaisen ratkaisun tunnusmerkit on esitetty patenttivaatimuksessa 1. Se huolehtii riippumatta kulloinkin todetusta polttojännitteestä sel-25 laisesta vaihtosuuntaajan käyttötaajuudesta, että yhdessä sarjaresonanssipiirin kuiristimen induktanssin kanssa syntyy juuri tarvittava lamppuvirta. Ohjausyksikössä voi tällöin olla impulssigeneraattori, jonka taajuus nousee pur-kauslampun polttojännitteestä johdetun sisäänmenosuureen 30 mukana: tämän riippuvuuden sopivalla mitoituksella syntyy tällöin automaattisesti kulloisellekin polttojännitteelle sopiva taajuus ja siten vaadittava lamppuvirta. Mutta tästä poiketen voi impulssigeneraattorin taajuus olla myös kytkettävissä toiseksi riippuen polttojännitteen määrätyn 35 kynnysarvon saavuttamisesta tai alittamisesta.The features of the solution according to the invention according to the invention are set out in claim 1. Irrespective of the combustion voltage observed in each case, it ensures that the required lamp current is generated together with the inductance of the series resonant circuit choke. The control unit can then have a pulse generator, the frequency of which rises with the input variable 30 derived from the combustion voltage of the discharge lamp: a suitable dimensioning of this dependence then automatically generates a frequency suitable for the respective combustion voltage and thus the required lamp current. But in contrast, the frequency of the pulse generator may also be switchable secondly depending on reaching or falling below a certain threshold value of the combustion voltage.

2 769062 76906

Useimmiten on ennen purkauslampun sytyttämistä sen elektrodien riittävä esilämmitys toivottavaa. Tässä tarkoituksessa on tunnettua nostaa vaihtosuuntaajan käyttö-taajuutta esilämmityksen ajaksi niin paljon, että se poik-5 keaa riittävästi resonanssipiirin resonanssitaajuudesta, niin että lamppujännite ei ole riittävä sytytykseen. Tämän esilämmitysajan loputtua lasketaan käyttötaajuutta niin lähelle resonanssitaajuutta, että lamppujännite riittää sytytykseen. Näiden tunnettujen toimintojen yhdistämi-10 nen keksintöön on suoritettu edullisessa suoritusmuodossa sijoittamalla ohjausyksikön ja poltto jänniteanturin väliin mittauselimen, jolle lisäksi ohjataan vaihtosuuntaajan si-säänmenossa olevan aikaelimen jännite ja joka määrää ohjaus jännitteiden taajuuden vaihtosuuntaajan kytkemisestä 15 alkavan esilämmityksen ja siihen liittyvän sytytyksen aikana ja joka sen jälkeen sallii polttojänniteanturin ohjausyksikköä varten tuottaman ulosmenosignaalin tulla aktiiviseksi. Aikaelimen määräämän etulämmitys- ja sytytys-vaiheen aikana ei vaihtosuuntaajan käyttötaajuutta määrää 20 polttojännite vaan aikaelin, joka yksinkertaisimmassa tapauksessa on RC-elin tai monostabiili kiikku.In most cases, adequate preheating of its electrodes before lighting the discharge lamp is desirable. To this end, it is known to increase the operating frequency of the inverter during preheating to such an extent that it deviates sufficiently from the resonant frequency of the resonant circuit so that the lamp voltage is not sufficient for ignition. At the end of this preheating time, the operating frequency is lowered so close to the resonant frequency that the lamp voltage is sufficient for ignition. The combination of these known functions with the invention is carried out in a preferred embodiment by placing a measuring element between the control unit and the combustion voltage sensor, on which the voltage of the inverter input is controlled and which determines the control frequency during preheating and related ignition allows the output signal produced by the fuel voltage sensor for the control unit to become active. During the preheating and ignition phase determined by the time element, the operating frequency of the inverter is not determined by the fuel voltage 20 but by the time element, which in the simplest case is an RC element or a monostable flip-flop.

Keksinnön toisten edullisten suoritusmuotojen tunnusmerkit on esitetty alivaatimuksissa.The features of other preferred embodiments of the invention are set out in the subclaims.

Keksintöä selostetaan lähemmin piirroksen avulla, 25 jossa kuvio 1 esittää lohkokaavion keksinnöstä, kuvio 2 esittää vaihtosuuntaajan käyttötaajuuden riippuvuuden eri käyttövaiheiden aikana, kuvio 3 esittää keksinnön erityisen yksinkertaisen 30 toteutusesimerkin ja kuvio 4 esittää saha-aaltojännitteen muuttumisen ja siitä riippuvan pääälleohjausajanlyhentymisen - taajuuden kasvun - vertailujännitteestä riippuen.The invention will be described in more detail with reference to the drawing, in which Fig. 1 shows a block diagram of the invention, Fig. 2 shows the inverter frequency dependence during different operating phases, Fig. 3 shows a particularly simple embodiment of the invention. .

Kuvion 1 mukaisessa toteutusesimerkissä ovat vaih-35 tosuuntaajan kytkimet kanava tehotransistoreja Tl, T2, jot- 3 76906 ka ovat sarjassa tasajännitelähteen Q kanssa. Kuormapiiri, joka käsittää häiriönestokondensaattorin CIO, purkauslampun LP ja sarjaresonanssipiirin, jossa on kondensaattori C9 ja kuristin LI, on rinnan Tl:n kanssa, jolloin sarjareso-5 nanssipiirin kondensaattori C9 on lampun lämmitettävien elektrodien välissä. Kun T2 on ohjattu päälle, on kuorma-piiri kytketty lähteeseen Q ja latautuu uudelleen seuraa-vassa puoliaallossa päälle ohjatun Tl:n kautta.In the embodiment according to Fig. 1, the switches of the inverter-35 are channel power transistors T1, T2, which are in series with the DC voltage source Q. A load circuit comprising an interference suppression capacitor C10, a discharge lamp LP and a series resonant circuit having a capacitor C9 and a choke L1 is in parallel with T1, the capacitor C9 of the series resonance circuit being between the electrodes to be heated of the lamp. When T2 is turned on, the load circuit is connected to source Q and recharged in the next half-wave via turned on T1.

Transistorien Tl ja T2 vuorottelevan, päälleohjaukio sen suorittaa ohjausyksikkö S impulssigeneraattorelneen g, joka tuottaa taajuudeltaan säädettäviä ohjausimpulsseja; nämä annetaan impulssijakajan i kautta vuorotellen kummallekin transistorille.The alternating on-top base of the transistors T1 and T2 is performed by the control unit S of the pulse generator g, which produces frequency-adjustable control pulses; these are given via a pulse divider i alternately to each transistor.

Generaattorin g Impulssien taajuus on riippuvainen 15 mittauselimenAulosmenosignaalista, joka sisäänmenopuolel-la on kytketty polttojänniteanturiin B ja aikaelimeen Z, jossa on kaksi ulosmenoa zl, z2, ja jolla mittauselimellä on oleellisena tehtävänä aina käyttövaiheen mukaan kytkeä toinen näistä sisäänmenoista impulssigeneraattorille g.The frequency of the pulses of the generator g depends on the output signal of the measuring element 15, which is connected on the input side to the combustion voltage sensor B and the time element Z, which has two outputs z1, z2 and which has the essential function of

20 Tasajännitelähteen Q kytkemisen jälkeen tekee mit- tauselin A aikaelimen Z ensimmäisen ulosmenon Zl toimivaksi, jonka jännite ajankohtien t0 ja tx välillä (esilämmi-tysaika) huolehtii maksimikäyttötaajuudesta fv, katso kuviota 2. Tällä taajuudella lamppu ei voi syttyä. Ajankoh-25 tana ti , mittauselin A - ohjattuna Z:lla - aikaelimen toisen ulosmenon z2, joka tuottaa pienemmän tai ajankohtaan t2 asti jatkuvasti laskevan jännitteen: tähän yhdistetty käyttötaajuuden lasku johtaa lähelle resonanssipiirin re-sonanssitaajuutta ja siten lampun syttymiseen. Ajankohdan 30 t2 jälkeen kytkee mittauselin lopuksi poltto jänniteanturin B, niin että lampun polttojännitteestä riippuva ulosmeno-signaali on tällöin impulssigeneraattorilla, jonka seurauksena on Argon-lampulle korkeampi käyttötaajuus fBA ja Krypton-lampulle matalampi käyttötaajuus FBK (pisteviiva ku-35 viossa 2).20 After connecting the DC voltage source Q, the measuring element A activates the first output Z1 of the time element Z, the voltage of which between times t0 and tx (preheating time) takes care of the maximum operating frequency fv, see Fig. 2. At this frequency the lamp cannot light up. At time 25, the measuring element A - controlled by Z - the second output z2 of the time element, which produces a lower or continuously decreasing voltage up to time t2: the combined decrease in operating frequency leads close to the resonant frequency of the resonant circuit and thus the lamp lights up. After time 30 t2, the measuring element finally switches the combustion voltage sensor B so that the output voltage-dependent output signal of the lamp is on the pulse generator, resulting in a higher operating frequency fBA for the Argon lamp and a lower operating frequency FBK (dashed line 2) for the Krypton lamp.

4 769064 76906

Kuvion 3 mukaisessa yksityiskohtaisessa toteutusesi-merkissä toimii ohjausyksikkönä pääasiassa kyllästysmuun-taja L2, jonka ensiökäämitys L21 on sijoitettu kuormapii-riin ja jonka toisiokäämitykset L22, L23 on kytketty tran-5 sistorien Tl ja T2 ohjauselektrodeille. Kuormapiiri ja kyllästysmuuntaja ovat siten mitoitetut, että ilman seu-raavassa selostettuja keksinnön mukaisia toimenpiteitä Krypton-lampun syötölle asettuu alin ajateltavissa oleva käyttötaaj uus.In the detailed embodiment according to Fig. 3, the control unit is mainly a saturation transformer L2, the primary winding L21 of which is placed in the load circuit and the secondary windings L22, L23 of which are connected to the control electrodes of the tran-5 resistors T1 and T2. The load circuit and the saturation transformer are dimensioned so that without the measures according to the invention described below, the lowest conceivable operating frequency is set for the supply of the Krypton lamp.

10 Käytettäessä vaihtosuuntaajaa Argon-lampun kanssa (korkeammalla polttojännitteellä) lyhenee T2:n päälleoh-jausaika sulkutransistorien T3, T4 avulla, joiden kautta T2:n ohjauselektrodlt oikosuljetaan. Lisäksi T4:n emitter! sijaitsee synkronisointikondensaattorilla C3, joka on kyt-15 ketty esivastuksen R2 kautta tasajännitelähteeseen Q ja eslkytkentäkondensaattorin C2 kautta ennenaikaisesti suljettavan transistorin T2 kytkentäelektrodille. Saha-aalto jännitteen Uc3 muuttuminen sulkutranslstorin T4 emitte-rillä on esitetty kuviossa 4.10 When using an inverter with an Argon lamp (at a higher combustion voltage), the on-time of T2 is shortened by means of short-circuit transistors T3, T4, through which the control electrode of T2 is short-circuited. In addition, T4's emitter! is located by a synchronization capacitor C3 connected via a bias resistor R2 to a DC voltage source Q and via a bias capacitor C2 to the switching electrode of a transistor T2 to be prematurely closed. The change of the sawtooth voltage Uc3 by the emitter of the closing transistor T4 is shown in Fig. 4.

20 T4:n kanta sijaitsee jännitteenjakajalla, jossa on vastukset R3, R4 ja vertailukondensaattori C4 ja jolla esiintyy suuruudeltaan aseteltava vertailujännite. Lisäksi C4 on kytketty rinnan ohjaustransistorin T5 kanssa ja edelleen R5:n kautta apujännitelähteeseen, jonka muodostaa kon-25 densaattori C5, joka latausdiodin D4 kautta on rinnan syn-kronisolntikondensaattorin C3 kanssa.The base of T4 is located on a voltage divider having resistors R3, R4 and a reference capacitor C4 and having an adjustable reference voltage. In addition, C4 is connected in parallel with the control transistor T5 and further via R5 to an auxiliary voltage source formed by a capacitor C5, which is parallel to the synchronous capacitor C3 via the charging diode D4.

Sulkutransistori T4 ohjataan päälle aina, kun saha-aaltojännite Uc3 tulee suuremmaksi kuin vertailujännite Uc 4 (kuvio 2).The closing transistor T4 is turned on whenever the sawtooth voltage Uc3 becomes higher than the reference voltage Uc 4 (Fig. 2).

30 Ajankohtaan t2 saakka on transistori T2 suljettu ja Tl johtava; jälkimmäisen ohjaa kyllästysmuuntaja L2 tänä ajankohtana kiinni. Kuormapiirin induktanssit pakottavat silloin kuormavirran edelleen samaan suuntaan tasajännitelähteen Q ja molempien kondensaattorien C3 ja C2 kaut-35 ta, jotka tällöin tulevat varatuiksi. Tällöin tulee T4:n 5 76906 emitter! negatiivisemmaksi kuin sen kanta ja seurauksena tämä transistori ja siten myös T3 sulkeutuu. Tämän seurauksena voi L23:n syöttämä ohjausimpulssi T2:lla tulla aktiiviseksi ja ohjata tämän transistorin päälle ajankohtana 5 t4. Siitä lähtien varataan rinnankytkettyjä kondensaattoreita C2 ja C3 (C2 T2:n kautta) etuvastukset R2 kautta kunnes saha-aaltojännite T4:n emitterillä on suurempi kuin vertailujännite sen kannalla. Sitten T3 ja T4 ohjataan päälle ja transistori T2 suljetaan ennenaikaisesti.Until time t2, transistor T2 is closed and T1 is conductive; the latter is controlled by the saturation transformer L2 closed at this time. The inductances of the load circuit then force the load current further in the same direction through the DC voltage source Q and both capacitors C3 and C2, which then become charged. This will be T4's 5 76906 emitter! more negative than its strain and as a result this transistor and thus also T3 closes. As a result, the control pulse supplied by L23 at T2 can become active and control this transistor at time t4. From then on, the parallel resistors C2 and C3 (C2 via T2) are charged through the front resistors R2 until the sawtooth voltage at the emitter of T4 is higher than the reference voltage at its base. Then T3 and T4 are turned on and transistor T2 is prematurely closed.

10 Kuormapiirin virta kulkee kuitenkin vielä edelleen samassa suunnassa ja lisäksi transistorin Tl takavirtadio-din (MOS-FET-transistoreilla integroituna) kautta. Kuor-mavirran ylittäessä nollakohdan tuottaa kyllästysmuuntaja L22 päälleohjausjännitteen Tl:lie, jonka kautta häiriön-15 poistokondensaattorin CIO purkausvirta voi virrata kuormapiirin läpi vastakkaisessa suunnassa. Tämän puoliaallon kestoaika on tällöin riippuvainen kyllästysmuuntajasta ja olennaisesti vakio; tuloksena oleva käyttötaajuuden muutos saavutetaan tässä tapauksessa siis vain lyhentämällä T2:11a 20 määritettyä puoliaaltoa.However, the current in the load circuit still flows in the same direction and also through the reverse diode of the transistor T1 (integrated with the MOS-FET transistors). When the load current exceeds zero, the saturation transformer L22 produces a supply voltage T1 through which the discharge current of the interference suppression capacitor CIO can flow through the load circuit in the opposite direction. The duration of this half-wave is then dependent on the impregnation transformer and essentially constant; the resulting change in operating frequency is thus achieved in this case only by shortening the half-wave determined by T2.

Tätä lyhentämistä varten on vertailujännitteen Uc4 suuruus vertailukondensaattorilla C4 aseteltavissa erilaiseksi rinnan kytketyn ohjaustransistorin avulla. Tämän transistorin ohjauselektrodit ovat toisaalla jännitteenja-25 kajalla, jossa on vastukset R6 ja R7, sekä zenerdiodin D8 ja jännitteenjakajan R8, R9 kautta kondensaattorilla C8, joka varautuu D9:n tai D10:n, C7:n ja R12:n kautta lamppu-jännitteestä riippuvaan arvoon.For this shortening, the magnitude of the reference voltage Uc4 can be set differently by the reference capacitor C4 by means of a control transistor connected in parallel. The control electrodes of this transistor are on the other side of the voltage-25 echo with resistors R6 and R7, and through the zener diode D8 and the voltage divider R8, R9 with a capacitor C8 which charges from the lamp voltage via D9 or D10, C7 and R12 dependent value.

R6 ja R7 ovat rinnan kondensaattorin C6 kanssa, jo-30 ka on erotusdiodin D6 kautta liitetty RC-elimeen Rl, Cl ja tulee tämän kanssa varatuksi tasajännitelähteestä Q vastusten Rll, RIO ja lampun LP elektrodin kautta. Jännite Cl:llä ohjaa tällöin kytkindiodin D2 kautta transistoria T2 vaihtosuuntaajaa kytkettäessä, mutta katoaa sitten, kos-35 ka Cl varautuu Dl:n ja D2:n kautta. Siksi erotusdiodi D6 6 76906 on suljettu vaihtosuuntaajan värähtelyn alkamisen jälkeen: ohjaustransistori T5 on siksi vaihtosuuntaajan värähtelyn alkamisen jälkeen ohjattu päälle vain kondensaattorin C6 lyhyen purkausajan kuluessa, joka määrää vastuksilla R6 5 ja R7 esilämmitysajan. Niin kauan kuin T5 on tätä tietä ohjattu päälle, tulee sulkutransistori T4 alhaisen vertailu jännitteen UC4V seurauksena jokaisessa jaksossa johtavaksi jo ajankohtana tsi (kuvio 4) ja siten T2:n kautta kulkeva puoliaalto lyhennetyksi. Tästä seuraavalla käyt-10 tötaajuuden nousulla on seurauksena vastaavasti matala jännite kondensaattorilla C4, joka on rinnan purkauslampun LP kanssa, niin että tämä ei voi syttyä.R6 and R7 are connected in parallel with the capacitor C6, which is connected to the RC element R1, C1 via the isolating diode D6 and becomes charged with it from the DC voltage source Q via the resistors R11, R10 and the electrode of the lamp LP. The voltage at C1 then controls the transistor T2 via the switching diode D2 when the inverter is connected, but then disappears because the C1 is charged via D1 and D2. Therefore, the isolating diode D6 6 76906 is closed after the start of the inverter oscillation: the control transistor T5 is therefore switched on only after the start of the inverter oscillation within the short discharge time of the capacitor C6, which determines the preheating time with resistors R6 5 and R7. As long as T5 is turned on this path, the low-voltage transistor T4 becomes conductive in each cycle as a result of the low reference voltage UC4V at time tsi (Fig. 4) and thus the half-wave passing through T2 is shortened. The consequent increase in the operating frequency results in a correspondingly low voltage at the capacitor C4, which is in parallel with the discharge lamp LP, so that this cannot ignite.

Ajankohtana t1 kuviossa 2 ohjataan Tlitä lisääntyvästi kiinni ja siten vertailujännite C4:llä nousee, niin 15 että T2:n kautta kulkevat puoliaallot tulevat jatkuvasti pitemmiksi, kunnes seurauksena oleva käyttötaajuus on lähentynyt kuormapiirin resonanssi taajuutta niin paljon, että lamppu syttyy. T3, T4 Ja T5 ovat silloin suljetut ja se aikaansaa käyttötaajuuden, jolla on yhtä pitkät puoli-20 aallot ja joka on määrätty vain kyllästysmuuntajalla ja on mitoitettu käyttöä varten Krypton-lampun kanssa. Tässä tapauksessa on kondensaatorilla C8 esiintyvä jännite liian pieni ohjaustransistorin T5 ohjaamiseksi zenerdiodin D8 kautta jälleen johtavaksi.At time t1 in Fig. 2, T1 is increasingly controlled and thus the reference voltage at C4 rises, so that the half-waves passing through T2 become continuously longer until the resulting operating frequency approaches the resonant frequency of the load circuit so much that the lamp turns on. T3, T4, and T5 are then closed and provide an operating frequency of equal half-20 waves, determined only by a saturation transformer and rated for use with a Krypton lamp. In this case, the voltage at the capacitor C8 is too small to control the control transistor T5 through the zener diode D8 to conduct again.

25 Jos sensijaan kytketään näin mitoitetulle vaihto suuntaajalle saman nimellistehon omaava Argon-täytteinen lamppu, niin asettuu - samanlaisen esilämmitys- ja sytytys-vaiheen jälkeen - polttokäytössä polttojännite korkeammalle, mikä ohjaa ohjaustransistoria T5 zenerdiodin D8 kautta 30 tarkasti, niin että vertailukondensaattorille (vastakyt-kentädiodin 07 seurauksena) asettuu tällä käyttötapaukselle luonteenomainen vertailujännite UC4A, jolla sulkutransis-torit T3, T4 tulevat ohjatuiksi päälle jo ajankohtana t52 (kuvio 4), mikä johtaa T2:n kautta kulkevan puoliaallon 35 vastaavaan lyhenemiseen ja siitä seuraavaan käyttötaajuuden 7 76906 nousuun. Tämä nousu on mitoitettu, että Argon-täytteinen lamppu saa juuri oikean käyttövirran.25 If, instead, an Argon-filled lamp with the same rated wattage is connected to the alternator rectified in this way, then - after a similar preheating and ignition phase - the combustion voltage is higher in combustion mode, which controls the control transistor T5 via zener diode D8 as a result) a reference voltage UC4A characteristic of this operating case is set, at which the closing transistors T3, T4 are switched on already at time t52 (Fig. 4), which results in a corresponding shortening of the half-wave 35 passing through T2 and a consequent increase in operating frequency 7 76906. This rise is dimensioned so that the Argon-filled lamp receives just the right operating current.

Kondensaattorin C8 jännite viedään samalla vaihtosuuntaajalle sen poiskytkemistä varten, jos lamppu jatku-5 vasti ei syty; jos tämä jännite saavuttaa valvontalaitteen U antaman raja-arvon, silloin tämä havahtuu ja oiko-sulkee häiriönestokondensaattorin Cl ja Tl;n ohjauselek-trodin D5:n kautta. Tämän valvontalaitteen havahtumiskyn-nys on sen jännitteen yläpuolella, joka asettuu C8:lle 10 käytettäessä vaihtosuuntaajaa Argon-lampun kanssa. Edelleen on C8:n varausaikavakio niin suuri, että valvontalaite ei myöskään esilämmitys- ja sytytysvaiheen aikana voi havahtua, olkoonkin, ettei lamppu syttyisi ennalta annetussa ajassa (tx /t2 ).At the same time, the voltage of capacitor C8 is applied to the inverter to turn it off if the lamp does not light up continuously; if this voltage reaches the limit value given by the monitoring device U, then it starts up and short-circuits the interference suppression capacitor C1 and T1 via the control electrode D5. The start-up threshold for this monitor is above the voltage set for C8 10 when using an inverter with an Argon lamp. Furthermore, the charge time constant of the C8 is so large that the monitoring device cannot wake up during the preheating and ignition phase either, even if the lamp does not light up within a predetermined time (tx / t2).

Claims

1. Inverters supply two alternately conductive, controllable switches (T1, T2); a load circuit parallel to the first switch (T1), which, via the second switch (T2), applies to a DC voltage source (Q) and consists of a single-switch capacitor (C10) series circuit, a serous resonant circuit with a choke (LI) ) and a capacitor (C9) and a discharge lamp (LP) with heated electrodes, whereby these electrodes supply the load circuit and through the capacitor (C9) 1 the series resonant circuit is connected to each other; and with a control set (S) which alternately supplies controlling control voltages with the switches, characterized by a firing voltage detector (B), which monitors the firing voltage of the lamp (LP) and supplies a output signal dependent on the firing voltage which is supplied to the control set ( S) and determines the frequency of the control voltage supplied by the latter.

2. An inverter according to claim 1, characterized in that a measuring device (A) is arranged between the control set (S) and the fire voltage detector (B), which is further applied to the voltage of a longitudinal (PN) adjacent to the inverter. timing device (Z), which during a preheating time (t0 / tx) and a switching time (tx / t2) connected to the direct voltage source, starts to determine the frequency of the control voltage and then allows the output signal from the control voltage detector (B) (S) becomes effective.

3. An inverter according to claim 2, characterized in that the measuring device (A) compares a saw-off voltage (Vc3) with a reference voltage (Vc4) and, in dependence on this comparison, controls a latching transistor (T3, T4). terminating the control voltage in one of the inverters (T2), said highway voltage being output by a synchronization capacitor (C3) which via a