FI75701C - CONTROL TRACKS ON STROEMKAELLA. - Google Patents
CONTROL TRACKS ON STROEMKAELLA. Download PDFInfo
- Publication number
- FI75701C FI75701C FI831389A FI831389A FI75701C FI 75701 C FI75701 C FI 75701C FI 831389 A FI831389 A FI 831389A FI 831389 A FI831389 A FI 831389A FI 75701 C FI75701 C FI 75701C
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- current
- power supply
- voltage
- load
- capacitor
- Prior art date
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 24
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 24
- 238000004146 energy storage Methods 0.000 claims description 18
- 238000003384 imaging method Methods 0.000 claims description 12
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 46
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 238000001816 cooling Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000001066 destructive effect Effects 0.000 description 1
- 230000001627 detrimental effect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 230000001788 irregular Effects 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000004904 shortening Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/53—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback
- H03K3/57—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of an energy-accumulating element discharged through the load by a switching device controlled by an external signal and not incorporating positive feedback the switching device being a semiconductor device
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
- G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
- G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
- G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
- Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
1 757011 75701
OHJATTU VIRTALÄHDE - KONTROLLERAD STRÖMKÄLLACONTROLLED POWER SUPPLY - CONTROLLERS IN STRÖMKÄLLA
Keksinnön kohteena on ohjattu virtalähde, jolla on induktiivinen kuorma, varsinkin ydinspinkuvauslaitteis-toon soveltuva gradienttikela.The invention relates to a controlled power supply with an inductive load, in particular a gradient coil suitable for nuclear spin imaging equipment.
5 Ydinspinkuvaus on uusi ainetta rikkomaton kuvausmene telmä, jonka eräänä merkittävimpänä käyttöalueena on lääketieteellinen diagnostiikka. Ydinspinkuvauksenperusteita on esitetty mm. viitteessä P.A. Bottomley: Rev.Sci. Instrum 53 (9) Sept. 1982. Ydinspinkuvaus perustuu atomiytimien 10 prekessiolrikkeeseen ulkoisessa magneettikentässä, kun ne ensin on viritetty radiotaajuisella magneettisella pulssilla. Tätä prekessiota voidaan ohjata kuvauskohteen paikan funktiona magneettikenttägradienttien avulla. Nämä kenttä-gradientit muodostetaan syöttämällä virrat gradienttikeloi-15 hin, joita on yleensä kolme kappaletta sijoitettuina kohti-suorasti toisiinsa nähden. Kuvaustapahtumassa gradientti-keloihin syötetään tarkasti ajoitettuja virtapulsseja, joihin kohdistuu erittäin suuret vaatimukset. Virtapulssien nousuajan tulee olla lyhyt, koska kuvattavasta kohteesta 20 saatavan signaalin keruu voidaan ilman erikoisjärjestelyjä aloittaa vasta, kun virta on saavuttanut riittävän muuttumattomana pysyvän arvon. Signaali vaimenee nopeasti virityksen jälkeen, joten nousuaikaa lyhentämällä kerättävän signaalin signaali/kohinasuhde saadaan paremmaksi.5 Nuclear spin imaging is a new non-destructive imaging technique with one of the most important applications in medical diagnostics. The criteria for nuclear spin imaging are presented e.g. in P.A. Bottomley: Rev.Sci. Instrum 53 (9) Sept. 1982. Nuclear spin imaging is based on the precession failure of atomic nuclei 10 in an external magnetic field when they are first excited by a radio frequency magnetic pulse. This precession can be controlled as a function of the location of the subject by means of magnetic field gradients. These field gradients are formed by applying currents to gradient coils, which are generally three pieces positioned perpendicular to each other. In the imaging event, precisely timed current pulses are applied to the gradient coils, which are subject to very high requirements. The rise time of the current pulses must be short, because the collection of the signal from the object 20 to be described can only be started without special arrangements when the current has reached a sufficiently constant value. The signal attenuates rapidly after tuning, so by shortening the rise time, the signal-to-noise ratio of the collected signal is improved.
25 Signaalin keruuaikana kenttägradienttien on oltava mahdollisimman tarkasti muuttumattomia, koska muuten kuvauskohteen eri paikoista saatavia signaaleja ei voida riittävän tarkasti erottaa toisistaan ja kuvasta tulee vääristynyt. Vielä voimakkaampi kuvaa vääristävä vaikutus on sillä, että 30 virtapulssien aikaintegraaleissa on vähäistäkin ohjauksesta poikkeavaa vaihtelua. Lisäksi virtapulsseissa esiintyvät häiriöt kytkeytyvät suoraan signaalikelaan. Signaalin keruuaikana pienetkin kytkeytyvät häiriöt ovat haitallisia, koska kerättävä signaali on heikko. Ydinspinkuvissa nämä häiriöt 35 näkyvät ylimääräisinä kuvioina, jotka käytännössä estävät kuvien käytön lääketieteellisessä diagnostiikassa.25 During signal acquisition, the field gradients must be as unchanged as possible, otherwise the signals from the various locations of the subject cannot be distinguished with sufficient accuracy and the image will be distorted. An even stronger image distorting effect is that there is even a slight variation in the time integrals of the 30 current pulses. In addition, disturbances in the current pulses are connected directly to the signal coil. During signal collection, even small interference is detrimental because the signal to be collected is weak. In the nuclear spin images, these disturbances 35 appear as additional patterns that virtually preclude the use of the images in medical diagnostics.
2 757012 75701
Eräässä ennestään tunnetussa ratkaisussa tällaisen virtalähteen toteuttamiseksi virtapulssit muodostetaan siten, että varattu kondensaattori kytketään tyristorilla kuormaan (J.M.S. Hutchinson, et.ai.: J. Phys. E.: Sei Instrum., 5 Voi. 11.1978). Virtapulssin muoto määräytyy virtapiiriin kytkettyjen komponenttien perusteella. Tässä ratkaisussa on epäkohtana se, että pulssit eivät ole analogisesti ohjattavissa halutun muotoisiksi, vaan niiden muokkaamiseksi on muutettava virtapiirin komponentteja.In a previously known solution for implementing such a power supply, current pulses are generated by connecting a charged capacitor to a load with a thyristor (J.M.S. Hutchinson, et al., J. Phys. E .: Sci Instrum., 5 Vol. 11.1978). The shape of the current pulse is determined by the components connected to the circuit. The disadvantage of this solution is that the pulses cannot be controlled analogously to the desired shape, but the components of the circuit must be modified in order to modify them.
1010
Edelleen tekniikan tason mukaisesti on tunnettua muodostaa virtapulssit lineaarisesti toimivien tehopuolijohteiden avulla (esim. C-M Lai et. ai.: Chem., Biomed., Environ. Instrumentation 9 (1), 1-27, 1979). Nämä puolijohteet on 15 kytketty kuorman kanssa sarjaan syöttöjännitteen ja maa- tason väliselle virtatielle. Bipolaarisessa virtalähteessä on vastaavat virransäätöpuolijohteet kytkettyinä sekä positiiviseen että negatiiviseen syöttöjännitteeseen. Näiden puolijohteiden ohjauksessa käytetään usein virta-takaisin-20 kytkentää, jolloin kuorman virtaa mitataan esimerkiksi sunttivastuksen avulla. Virta-takaisinkytketty ohjauspiiri toimii siten, että sunttivastuksen jännite vastaa mahdollisimman tarkasti virtalähteen ulkoista ohjausta.Furthermore, it is known in the art to generate current pulses by means of linearly acting power semiconductors (e.g. C-M Lai et al., Chem., Biomed., Environ. Instrumentation 9 (1), 1-27, 1979). These semiconductors are connected in series with the load to the current path between the supply voltage and the ground plane. The bipolar power supply has corresponding current control semiconductors connected to both positive and negative supply voltages. A current-back-20 connection is often used to control these semiconductors, in which case the load current is measured, for example, by means of a shunt resistor. The current-feedback control circuit operates in such a way that the voltage of the shunt resistor corresponds as closely as possible to the external control of the power supply.
Tällaisen tavanomaisen sarjasäädinvirtalähteen epäkohtana 25 on se, että induktiivista kuormaa käytettäessä virtapulssin nousuaikaa on vaikea saada riittävän lyhyeksi. Lyhyt virta-pulssin nousuaika edellyttää korkean jännitteen syöttämistä kuormaan virran muuttumisen ajaksi. Sen vuoksi kytkennässä käytettävän syöttöjännitteen tulee olla huomattavasti kor-30 keampi kuin kuorman jännitehäviö tasaista virtaa syötettäessä* Siten virtapulsseissa olevien tasaisten ja loivasti muuttuvien osien aikana suurin osa jännite- ja tehohäviöstä syntyy virransäätöpuolijohteissa. Tämän vuoksi virtalähteen hyötysuhde on huono, ja laitteen tehonsyöttökytkentä joudu-35 taan mitoittamaan hyvin suuritehoiseksi. Lisäksi virransäätöpuoli johteilta vaaditaan erittäin suuri tehon ja jännitteen kestoisuus. Korkeaa syöttöjännitettä käytettäessä myös virransäätöpuolijohteita ohjaavan kytkennän tuleeThe disadvantage of such a conventional series control power supply 25 is that when using an inductive load, the rise time of the current pulse is difficult to obtain sufficiently short. A short current pulse rise time requires a high voltage to be applied to the load during a current change. Therefore, the supply voltage used in the connection must be considerably higher than the voltage drop of the load when supplying a constant current * Thus, during the smooth and gently changing parts of the current pulses, most of the voltage and power loss occurs in the current control semiconductors. As a result, the efficiency of the power supply is poor, and the power supply circuit of the device has to be dimensioned to be very high power. In addition, very high power and voltage durability is required for the current control side conductors. When using a high supply voltage, the circuit that controls the current control semiconductors also comes
IIII
3 75701 toimia laajalla jännitealueella, jolloin ohjausta on vaikea saada riittävän tarkaksi. Usein siksi joudutaan käyttämään monimutkaista ja erikoiskomponenteilla toteutettua ohjaus-kytkentää.3 75701 operate over a wide voltage range, making it difficult to get control accurate enough. It is therefore often necessary to use a complex control circuit implemented with special components.
55
Lisäksi tunnetaan julkaisussa DE (OS) 3112280 esitetty ratkaisu virtalähteen toteuttamiseksi. Tässä ratkaisussa käytetään kahta positiivista, maatasoon sidottua syöttöjännitettä, joista toinen on jännitteeltään huomattavasti korkeampi.In addition, a solution for implementing a power supply disclosed in DE (OS) 3112280 is known. This solution uses two positive, ground-bound supply voltages, one of which is significantly higher in voltage.
10 Nämä syöttöjännitteet voidaan vuorotellen kytkeä kuorman toisen napaan puolijohdekytkimien avulla. Kuorman toisessa navassa on virransäätöpuolijohteet, joiden läpi virta kulkee maadoitustasoon. Bipolaarista toimintaa varten vastaavat puolijohdekytkimet ja virransäätöpuolijohteet on kytkettävä 15 kuorman molempiin napoihin. Virtapulssien lyhyt nousuaika saavutetaan tässä ratkaisussa siten, että virran muuttumisen ajaksi kuorma kytketään korkeampaan syöttöjännitteeseen. Virtapulssien tasaisten osien aikana käytetään matalampaa syöttöjännitettä tehohäviöiden pienentämiseksi. Virransäätö-20 puolijohteet säätävät kuorman virran ulkoista ohjausta vastaavaksi, ja niiden ohjauksessa käytetään virta-takaisinkyt-kentää.10 These supply voltages can be alternately connected to the other terminal of the load using semiconductor switches. The other terminal of the load has current control semiconductors through which current flows to the ground plane. For bipolar operation, the corresponding semiconductor switches and current control semiconductors must be connected to both terminals of 15 loads. In this solution, a short rise time of the current pulses is achieved by switching the load to a higher supply voltage during the current change. During flat parts of current pulses, a lower supply voltage is used to reduce power losses. The current control-20 semiconductors adjust the load current to match the external control, and are controlled by a current-feedback field.
Tässä tunnetussa ratkaisussa on puolestaan seuraavia epäkoh-25 tia. Kun kuorman toinen napa kytketään puolijohdekytkimillä korkeampaan syöttöjännitteeseen, tämä jännite kytkeytyy myös kuorman samassa navassa oleviin virransäätöpuolijohteisiin. Näiltä puolijohteilta vaaditaan siten suuri jännitteen kestoisuus. Korkeajännitteelle mitoitettujen säätöpuolijohtei-30 den virrankestoisuus on yleensä huono, joten puolijohteita on lisäksi kytkettävä suuri määrä rinnakkain. Vaikeutena on myös näitä virransäätöpuolijohteita ohjaavien piirien eristäminen korkeajännitteeltä. Useissa sovellusmuodoissa ohjaus-piirit eristetään ulkoisesta ohjaussignaalista optoisolaat-35 torin avulla. Myös virta-takaisinkytkennän mittauspiirit on eristettävä kuormasta. Näiden eristyksien vuoksi on erittäin vaikea saavuttaa riittävää virtapulssien tarkkuutta, ja tarvitaan monimutkainen ohjauskytkentä. Bipolaarisessa virta- 4 75701 lähteessä eri suuntaisia virtoja säätävät virransäätöpuoli-johteet on kytketty kuorman eri napoihin, ja sen vuoksi niiden ohjaukseen joudutaan käyttämään kahta erillistä ohjauspiiriä. Näiden ohjauspiirien toteuttamista vaikeuttaa 5 lisäksi se, että virran suuntaa muutettaessa virtatie joudu taan muuttamaan sekä puolijohdekytkimien että virransäätö-puolijohteiden avulla. Jotta virtapulssit olisivat riittävän tarkkoja, puolijohdekytkimien tilanvaihtojen ja virran-säätöpuolijohteiden asettumisen on tapahduttava riittävän 10 nopeasti. Piirien on kuitenkin toimittava siten, että virta ei hetkellisestikään kulje kuorman samaan napaan kytkettyjen puolijohdekytkimien ja virransäätöpuolijohteiden kautta. Tällainen virta aiheuttaisi puolijohteissa suuren tehohäviön, jota virta-takaisinkytkentä lisäksi vahvistaisi. Siten tehon 15 kestoisuudeltaan ylimitoitetutkin tehopuolijohteet saattaisivat tuhoutua. Ohjauskytkentöihin kohdistuu siis tässä ratkaisussa erityisen suuret vaatimukset. Ongelmana on lisäksi puolijohdekytkimien tilanvaihtojen aiheuttamat kytkentähäi-riöt. Virran suuntaa muutettaessa virransäätöpuolijohteissa 20 ei saa kulkea virtaa, minkä vuoksi kuorman ja maatason välinen impedanssi on hetkellisesti korkea. Siten kuorman kytkeminen syöttöjännitteeseen aiheuttaa kuormaan häiriövirtoja, jotka määräytyvät kuorman ja ympäristön hajakytkennöistä ja ovat siis epäsäännöllisiä. Esimerkiksi ydinspinkuvauslait-25 teiston gradienttikelassa tällaiset häiriöt muuttuvat satunnaisesti virtapulssien aikaintegraaleja ja sotkevat siten kuvausprosessin.This known solution, in turn, has the following drawbacks. When the other terminal of the load is connected to a higher supply voltage with semiconductor switches, this voltage is also connected to the current control semiconductors at the same terminal of the load. These semiconductors are thus required to have a high voltage resistance. Control semiconductors rated for high voltage generally have poor current resistance, so a large number of semiconductors must also be connected in parallel. It is also difficult to isolate the circuits controlling these current control semiconductors from high voltage. In many embodiments, the control circuits are isolated from the external control signal by an optoisolator 35. The current feedback measuring circuits must also be isolated from the load. Because of these isolations, it is very difficult to achieve sufficient current pulse accuracy, and a complex control circuit is required. In a bipolar current source 4 75701, current control semiconductors that control currents in different directions are connected to different terminals of the load, and therefore two separate control circuits have to be used to control them. The implementation of these control circuits is further complicated by the fact that when the current is changed, the current path has to be changed by means of both semiconductor switches and current control semiconductors. In order for the current pulses to be sufficiently accurate, the state changes of the semiconductor switches and the setting of the current-control semiconductors must take place sufficiently quickly. However, the circuits must operate in such a way that current does not momentarily pass through semiconductor switches and current control semiconductors connected to the same terminal of the load. Such a current would cause a large power loss in the semiconductors, which would be further amplified by current-feedback. Thus, even power semiconductors that are oversized in power 15 could be destroyed. The control connections are therefore particularly demanding in this solution. Another problem is the connection faults caused by the state changes of the semiconductor switches. When the current direction is changed, no current must flow in the current control semiconductors 20, so that the impedance between the load and the ground plane is momentarily high. Thus, the connection of the load to the supply voltage causes interference currents in the load, which are determined by the stray connections between the load and the environment and are therefore irregular. For example, in the gradient coil of a nuclear spin imaging device-25, such perturbations randomly change the time integrals of the current pulses and thus interfere with the imaging process.
Keksinnön tarkoituksena on aikaansaada uusi, rakenteeltaan 30 yksinkertainen ohjattu virtalähde, josta tunnetuissa ratkaisuissa ilmenevät epäkohdat on eliminoitu. Laite soveltuu ominaisuuksiltaan erityisen hyvin ydinspinkuvauslaitteiston gradienttivirtalähteeksi, ja se on lisäksi huomattavasti taloudellisempi kuin vastaavat tunnetut ratkaisut.The object of the invention is to provide a new controlled power supply with a simple structure 30, from which the disadvantages of the known solutions have been eliminated. The device is particularly well suited for the gradient power supply of nuclear spin imaging equipment, and is also considerably more economical than the corresponding known solutions.
n 35 5 75701n 35 5 75701
Keksinnön mukaiselle ohjatulle virtalähteelle on tunnusomaista se, että virtapiirissä on virtalähteen ja 5 induktiivisen kuorman kanssa ohjatusti sarjaan kytkettyinä energiaa varastoivat välineet mainittuun induktiiviseen kuormaan varastoidun energian muutosnopeuden lisäämiseksi ja mainittujen energiaa varastoivien väliaineiden ohjaus tapahtuu induktiivisessa kuormassa kulkevaa virtaa ^ tunnustelevien välineiden avulla.The controlled power supply according to the invention is characterized in that the circuit comprises energy storage means connected in series with the power supply and the inductive load in order to increase the rate of change of energy stored in said inductive load.
Kuormaan syötettävän lisäjännitepulssin avulla kuorman napojen välinen jännite saadaan korkeaksi virran muuttumisen ajaksi. Korkean jännitteen ansiosta induktiivinen energia 15 siirtyy kuormaan nopeasti, ja näin saavutetaan erittäin lyhyt virtapulssin nousuaika. Kun nopean virrannousun ajaksi tarvittavan korkean jännitteen muodostamiseen käytetään lisä-jännitepulssia, voidaan lineaarisen virransäätökytkennän toi-mintajännite mitoittaa vain kuorman resistiivisen jännitehä-20 viön perusteella. Siten lineaarisessa virransäätökytkennässä voidaan käyttää matalajännitteistä syöttötehoa, jolloin vir-ransäätöpuolijohteiden jännite- ja tehohäviöt saadaan erittäin pieniksi. Myös energiaa varastoivissa välineissä syntyvä tehohäviö on pieni, koska lisäjännitepulssi kytketään 25 virtapiiriin puolijohdekytkimillä, joiden impedanssi johtavassa tilassa on matala. Lisäksi virran muuttuessa nopeasti itseisarvoltaan pienemmäksi kuormaan varastoitunutta induktiivista energiaa voidaan siirtää takaisin energiaa varastoivien välineiden kondensaattoreihin, mikä edelleen pienen-30 tää tehonkulutusta. Lineaarisessa virransäätökytkennässä ja mainituissa energiaa varastoivissa välineissä syntyvien teho-häviöiden pienuudesta seuraa useita etuja: laitteen tehon-syöttökytkennät voidaan mitoittaa matalatehoisiksi, laitteen tehonkulutus on pieni, virransäätöpuolijohteilta ei 35 vaadita suurta tehon kestoisuutta ja tehokomponenttien riittävä jäähdytys on helposti toteutettavissa.The additional voltage pulse applied to the load makes the voltage between the terminals of the load high during the current change. Due to the high voltage, the inductive energy 15 is rapidly transferred to the load, and thus a very short rise time of the current pulse is achieved. When an additional voltage pulse is used to generate the high voltage required during a rapid current rise, the operating voltage of the linear current control circuit can only be dimensioned based on the resistive voltage loss of the load. Thus, low-voltage supply power can be used in a linear current control circuit, whereby the voltage and power losses of the current control semiconductors are made very small. The power loss in the energy storage means is also small, because the auxiliary voltage pulse is connected to the circuit 25 by semiconductor switches whose impedance in the conducting state is low. In addition, as the current rapidly becomes lower in absolute value, the inductive energy stored in the load can be transferred back to the capacitors of the energy storage devices, further reducing power consumption. The small power losses in the linear current control circuit and in said energy storage devices have several advantages: the power supply circuits of the device can be rated as low power, the power consumption of the device is low, the current control semiconductors are not required to have high power durability and adequate cooling of power components.
6 757016 75701
Energiaa varastoivat välineet on kytketty induktiivisen kuorman kanssa sarjaan, joten lisäjännitepulssin korkea-jännite ei kytkeydy lineaarisesti toimiviin virransäätö-puolijohteisiin eikä näiden ohjauspiireihin. Sen vuoksi 5 virransäätöpuolijohteina ei tarvitse käyttää korkealle jännitteelle mitoitettuja puolijohteita, joiden virran kestoisuus on yleensä huono. Riittävän suuret virta-arvot voidaan siten saavuttaa pienellä tehokomponenttien lukumäärällä. Koska kuormaan syötettävä korkea jännite ei myös-10 kään kytkeydy virta-takaisinkytkennän virranmittauspiiriin, lineaarinen virran säätö voidaan toteuttaa kokonaan matala-jännitteisenä ja ilman eristyksiä. Tämän ansiosta virtalähteellä saavutetaan yksinkertaistakin ohjauskytkentää käyttäen erittäin tarkasti ohjattavat virtapulssit. Myös lait-15 teen häiriötaso saadaan pieneksi, koska puolijohdekytkimien tilanvaihtoja ei tapahdu virtapulssien tasaisten eikä hitaasti muuttuvien osien aikana. Kun virran tulee muuttua nopeasti, lisäjännitepulssin kytkeytyminen tapahtuu siten, että kuorman ja maatason välinen impedanssi on jatkuvasti 20 matala. Siksi kytkimien tilanvaihtojen aiheuttamat satunnaiset häiriövirrat kuormassa ovat silloinkin hyvin pienet.The energy storage means are connected in series with the inductive load, so that the high voltage of the auxiliary voltage pulse is not connected to the linearly operating current control semiconductors or their control circuits. Therefore, it is not necessary to use high-voltage semiconductors having a poor current resistance as the current control semiconductors. Sufficiently large current values can thus be achieved with a small number of power components. Since the high voltage supplied to the load is also not connected to the current-feedback current measuring circuit, the linear current control can be implemented entirely at low voltage and without insulation. Thanks to this, the power supply achieves very precisely controlled current pulses using even a simple control connection. The interference level of the device-15 is also made small, because the state changes of the semiconductor switches do not take place during the smooth and slowly changing parts of the current pulses. When the current should change rapidly, the switching of the auxiliary voltage pulse takes place so that the impedance between the load and the ground plane is constantly 20 low. Therefore, the random disturbance currents in the load caused by the state changes of the switches are still very small.
Energiaa varastoiviin välineisiin kuuluvia kytkimiä ohjataan käyttämällä hyväksi välineitä, jotka tunnustelevat 25 induktiivisessa kuormassa kulkevaa virtaa. Näihin välineisiin voi kuulua virtapiiriin kytketty sunttivastus tai induktiivisen kuorman muodostamaa magneettikenttää tunnusteleva anturi. Tämän ratkaisun ansiosta kuormassa kulkevan virran asettumisaika saadaan optimaalisen lyhyeksi ja virran aika-30 integraali saadaan tarkaksi myös nopeissa virranmuutoksissa. Virran asettumisajalla ja virran aikaintegraalien tarkkuudella on varsinkin ydinspinkuvauslaitteiston gradientti-kelassa ratkaiseva merkitys.The switches included in the energy storage means are controlled using means that sense the current flowing in the inductive load. These means may include a shunt resistor connected to the circuit or a sensor sensing the magnetic field generated by the inductive load. Thanks to this solution, the settling time of the current flowing in the load is made optimally short and the integral of the current time-30 is made accurate even in rapid current changes. The settling time of the current and the accuracy of the time integrals of the current are crucial, especially in the gradient coil of nuclear spin imaging equipment.
35 Keksinnön mukaisen virtalähteen etuna on lisäksi se, että energiaa varastoivat välineet voivat olla erillinen, tavanomaiseen virtalähteeseen liitettävä lisälaite.A further advantage of the power supply according to the invention is that the energy storage means can be a separate accessory to be connected to the conventional power supply.
Il ------ 1 7 75701Il ------ 1 7 75701
Keksintöä selostetaan seuraavassa tarkemmin viitaten oheiseen piirustukseen, jossa - kuvio 1 esittää kytkentäkaaviona erästä keksinnön 5 mukaisen virtalähteen sovellusmuotoa, - kuvio 2 esittää energiaa varastoivien välineiden erään vaihtoehtoisen sovellusmuodon kytkentää.The invention will now be described in more detail with reference to the accompanying drawing, in which - Fig. 1 shows a circuit diagram of an embodiment of a power supply according to the invention 5, - Fig. 2 shows a connection of an alternative embodiment of energy storage means.
10 Piirustukseen viitaten laitteessa on matalajännitteinen virtalähde 1 sekä induktiivinen kuorma 3, joka on esimerkiksi ydinspinkuvauslaitteiston gradienttikela. Näiden kanssa sarjaan kytkettyinä on energiaa varastoivat välineet 2. Tässä sovellusrauodossa matalajännitteiseen virtalähteeseen kuulu-15 vat virransäätöpuolijohteet 8, jotka on kytketty syöttöjännitteisiin Vpc· Virransäätöpuolijohteita 8 ohjaa differentiaalivahvistin 4, joka on kytketty ulkoisen ohjausjännitteen 5 lisäksi sunttivastukseen 6 virta-takaisinkytkennän aikaansaamiseksi. Energiaa varastoiviin välineisiin 2 kuulu-20 vat piirustuksen mukaisissa sovellusmuodoissa korkeaan jännitteeseen varattavat kondensaattorit C1...C3 ja puolijohde-kytkimet F1...F10. Puolijohdekytkimiä ohjataan kaksitilai-silla komparaattoripiireillä 7 ja 9. Ohjauksessa käytetään hyväksi induktiivisessa kuormassa 3 kulkevaa virtaa tunnus-25 televia välineitä, joihin tässä sovellusmuodossa kuuluu sunttivastus 6.10 Referring to the drawing, the device has a low voltage power supply 1 and an inductive load 3, which is, for example, a gradient coil of a nuclear spin imaging apparatus. Connected in series with these are energy storage means 2. In this application slot, the low voltage power supply includes 15 current control semiconductors 8 connected to supply voltages Vpc · The current control semiconductors 8 are controlled by a differential amplifier 4 connected to an external control voltage The energy storage means 2 in the embodiments according to the drawing include high voltage chargeable capacitors C1 ... C3 and semiconductor switches F1 ... F10. The semiconductor switches are controlled by two-state comparator circuits 7 and 9. The control utilizes the current identification means flowing in the inductive load 3, which in this embodiment include a shunt resistor 6.
Keksinnön mukaiseen laitteeseen kuuluvan matalajännitteisen virtalähteen tarkoituksena on syöttää virta induktiiviseen 30 kuormaan silloin, kun virran ei taryitse muuttua nopeasti.The purpose of the low voltage power supply included in the device according to the invention is to supply current to the inductive load 30 when the current does not change rapidly.
Matalajännitteinen virtalähde voidaan siten toteuttaa usealla tavalla. Oheisen piirustuksen mukaisessa sovellusmuodossa on käytetty tavanomaista virta-takaisinkytkettyä sarjasäädinvir-talähdettä, jonka toimintajännitteet ovat matalat. Seuraa-35 vassa kuvataan tällaisen sarjasäädinvirtalähteen toimintaa induktiiviseen kuormaan kytkettynä ilman energiaa varastoivia välineitä. Tämä on siis tekniikan tason mukaisestikin tunnettua. Sen jälkeen selostetaan keksinnön mukaisen laitteen toimintaa, kun siinä on käytetty tällaista matalajännitteistä virtalähdettä.The low voltage power supply can thus be implemented in several ways. In the embodiment according to the accompanying drawing, a conventional current-feedback series regulator power supply with low operating voltages is used. The following describes the operation of such a series regulator power supply connected to an inductive load without energy storage means. This is thus known from the prior art. Next, the operation of the device according to the invention when using such a low voltage power supply will be described.
β 75701β 75701
Kuvion 1 mukaisessa matalajännitteisessä virtalähteessä 1 on virransäätöpuolijohteina 8 käytetty teho MOSFETtransistoreita. Bipolaarista toimintaa varten kytkennässä on komplementtisesti toimivat transistorit 8 sekä positiiviseen että negatiiviseen 5 syöttöjännitteeseen Vj^; kytkettyinä. Nämä syöttöjännitteet asettavat rajat kuormaan 3 syötettävän jännitteen suuruudelle. Niiden perusteella määräytyy myös kuormaan 3 syötettävän virran maksimi, koska kuormassa kulkeva virta on kuorman resistiivi-seen jännitehäviöön nähden suoraan verrannollinen. Kuorman 10 3 impedanssilla on lisäksi induktiivinen komponentti, joka rajoittaa kuormassa kulkevan virran muutosnopeutta. Virran muutosnopeus di(t)/c)t määräytyy kuorman induktanssin L ja induktiivisen jännitteen u(t) perusteella seuraavasti:The low voltage power supply 1 according to Fig. 1 has power MOSFET transistors used as current control semiconductors 8. For bipolar operation, the connection has complementary transistors 8 to both the positive and negative supply voltages V1; connected. These supply voltages set limits on the amount of voltage supplied to the load 3. They also determine the maximum current supplied to the load 3, because the current flowing in the load is directly proportional to the resistive voltage drop of the load. The impedance of the load 10 3 further has an inductive component which limits the rate of change of the current flowing in the load. The current change rate di (t) / c) t is determined by the load inductance L and the inductive voltage u (t) as follows:
15 8i(t)/3t = u(t)/L15 8i (t) / 3t = u (t) / L
Siten syöttö jännitteet Vjx; asettavat rajat myös kuormassa 3 kulkevan virran muutosnopeudelle.Thus, the supply voltages Vjx; also set limits on the rate of change of the current flowing in the load 3.
20 Kun kuormassa 3 kulkevan virran ei tarvitse muuttua nopeasti, differentiaalivahvistin 4 ohjaa virransäätöpuolijohteita 8 siten, että sunttivastuksen 6 jännite on likimäärin yhtä suuri kuin ulkoinen ohjausjännite 5. Koska kuormassa 3 kulkeva virta on suoraan verrannollinen sunttivastuksen 25 6 jännitteeseen, tätä virtaa voidaan ohjata ulkoisella ohjaus- jännitteellä 5 lineaarisesti edellä mainittuun maksimivir-taan asti. Jos kuitenkin ulkoinen ohjausjännite 5 muuttuu nopeasti, ohjausta vastaavan virran syöttäminen induktiiviseen kuormaan 3 edellyttäisi korkean jännitteen syöttämistä 30 kuormaan. Jos matalajännitteisen virtalähteen antojännite ei tähän riitä, se asettuu maksimiinsa, kunnes ohjausta vastaava virta on saavutettu. Jos ulkoisen ohjausjännitteen 5 nopea muutos tapahtuu itseisarvoltaan pienenevään suuntaan, siirtyy induktiiviseen kuormaan varautunutta energiaa syöt-35 töjännitteeseen Tämä tapahtuu MOSFET-tehotransistorien 8 sisäiseen rakenteeseen kuuluvien vastakkaissuuntaisten rinnakkaisdiodien kautta silloin, kun matalajännitteisen virtalähteen 1 antojännite on maksimissaan.When the current flowing in the load 3 does not need to change rapidly, the differential amplifier 4 controls the current control semiconductors 8 so that the voltage of the shunt resistor 6 is approximately equal to the external control voltage 5. Since the current flowing in the load 3 is directly proportional to the voltage of the shunt resistor 25 6 - at a voltage of 5 linearly up to the above-mentioned maximum current. However, if the external control voltage 5 changes rapidly, supplying a current corresponding to the control to the inductive load 3 would require supplying a high voltage to the load 30. If the output voltage of the low-voltage power supply is not sufficient for this, it will be at its maximum until the current corresponding to the control is reached. If the rapid change of the external control voltage 5 occurs in the direction of decreasing absolute value, the energy stored in the inductive load is transferred to the supply voltage. This takes place via opposite parallel diodes belonging to the internal structure of the MOSFET power transistors 8 when the low voltage power supply 1 has a maximum
Il 9 75701Il 9 75701
Keksinnön mukaiseen laitteeseen kuuluvat energiaa varastoivat välineet 2 on kuvion 1 mukaisessa sovellusmuodossa toteutettu puolijohdekytkimiä F1...F4 ja korkeajännitteeseen varattavia kondensaattoreita Cl ja C2 käyttäen. Puolijohde-5 kytkimetkin ovat MOSFET-tehotransistoreita, joita kuitenkin ohjataan kaksitilaisilla komparaattoripiireillä 7. Myötäsuun-taisella virralla puolijohdekytkimet toimivat siis ohjattavina kytkiminä, ja vastasuuntaisella virralla ne johtavat aina, kun jännite ylittää niiden sisäiseen rakenteeseen kuu-10 luvan diodin kynnysjännitteen. Komparaattoripiirit 7 saavat ohjauksensa matalajännitteisen virtalähteen 1 antojännit-teestä. Kun ulkoisen ohjausjännitteen 5 muutokset ovat hitaita, matalajännitteisen virtalähteen 1 antojännite ei saavuta vertailujännitteitä, joissa komparaattoripiirit 7 15 vaihtavat tilansa. Komparaattoripiirien 7 tilat ovat tällöin sellaiset, että kuormassa 3 kulkeva virta ohittaa kondensaattorit Cl ja C2. Kytkimet F2 ja F4 siis johtavat ja kytkimet F1 ja F3 eivät johda. Virtapulssien tasaisten ja hitaasti muuttuvien osien aikana energiaa varastoivat välineet 2 vas-20 taavat siten matalaa impedanssia virtatiellä, ja laite toimii samalla tavoin kuin pelkkä matalajännitteinen virtalähde.The energy storage means 2 included in the device according to the invention are implemented in the embodiment according to Figure 1 using semiconductor switches F1 ... F4 and high-voltage capacitors C1 and C2. Semiconductor-5 switches are also MOSFET power transistors, which are, however, controlled by two-state comparator circuits 7. Thus, in the forward current, the semiconductor switches act as controllable switches, The comparator circuits 7 are controlled by the output voltage of the low voltage power supply 1. When the changes of the external control voltage 5 are slow, the output voltage of the low voltage power supply 1 does not reach the reference voltages at which the comparator circuits 7 15 change state. The states of the comparator circuits 7 are then such that the current flowing in the load 3 bypasses the capacitors C1 and C2. Thus, switches F2 and F4 conduct and switches F1 and F3 do not conduct. During the smooth and slowly changing parts of the current pulses, the energy storage means 2-20 thus respond to a low impedance in the current path, and the device operates in the same way as a low-voltage power supply alone.
Kun ulkoinen ohjausjännite kasvaa nopeasti positiiviseen suuntaan, matalajännitteisen virtalähteen antojännite saa-25 vuttaa maksiminsa. Puolijohdekytkimiä F1 ja F2 ohjaavien komparaattoripiirien vertailujännitteet u+v ovat hieman tämän maksimijännitteen alapuolella, joten kytkimet F1 ja F2 vaihtavat tilansa. Silloin kuorman 3 virta kulkee kondensaattorin Cl kautta, ja kondensaattorin Cl jännite summau-30 tuu matalajänniteisen virtalähteen 1 antojännitteeseen.When the external control voltage increases rapidly in the positive direction, the output voltage of the low-voltage power supply reaches its maximum. The reference voltages u + v of the comparator circuits controlling the semiconductor switches F1 and F2 are slightly below this maximum voltage, so the switches F1 and F2 change state. Then the current of the load 3 passes through the capacitor C1, and the voltage of the capacitor C1 is added to the output voltage of the low voltage power supply 1.
Kuorman napojen välisen korkean jännitteen ansiosta kuorman virta nousee nopeasti ulkoista ohjausta vastaavaan arvoon.Due to the high voltage between the load terminals, the load current rapidly rises to a value corresponding to the external control.
Kun tämä virta-arvo on saavutettu, matalajännitteisen virtalähteen 1 antojännite laskee vertailujännitteen u+v alapuo-35 lelle virtatakaisinkytkennän vuoksi. Silloin kytkimet F1 ja F2 vaihtavat tilansa, ja virta alkaa kulkea jälleen konden-saattoreiden ohi. Kun ulkoinen ohjausjännite 5 kasvaa nopeasti negatiiviseen suuntaan, matalajännitteisen virtalähteen 10 75701 1 antojännite ohittaa vastaavasti kytkimiä F3 ja F4 ohjaavien komparaattoripiirien 7 vertailujännitteen. Silloin kytkimet F3 ja F4 vaihtavat tilansa, ja kuorman virta kulkee kondensaattorin C2 kautta, kunnes ulkoista ohjausjännitettä 5 5 vastaava virta-arvo on saavutettu.When this current value is reached, the output voltage of the low voltage power supply 1 drops below the reference voltage u + v due to the current feedback. Then switches F1 and F2 change state and the current starts to flow past the capacitors again. When the external control voltage 5 increases rapidly in the negative direction, the output voltage of the low voltage power supply 10 75701 1 bypasses the reference voltage of the comparator circuits 7 controlling the switches F3 and F4, respectively. Then the switches F3 and F4 change their state, and the load current flows through the capacitor C2 until the current value corresponding to the external control voltage 5 5 is reached.
Ulkoisen ohjausjännitteen muuttuessa nopeasti itseisarvoltaan pienemmäksi, kytkimiä ohjaavat komparaattoripiirit 7 toimivat samalla tavalla kuin ohjausjännitteen muuttuessa 10 nopeasti itseisarvoltaan suuremmaksi. Kondensaattoreissa Cl ja C2 sekä puolijohdekytkimissä F1 ja F4 kulkeva virta on kuitenkin vastakkaissuuntainen, koska kuormassa kulkevan virran itseisarvon pienentyessä energiaa siirtyy kuorman induktanssista kondensaattoreihin. Puolijohdekytkimissä F1 15 ja F4 virta kulkee silloin niiden sisäisen rakenteen muodostamisen rinnakkaisdiodien kautta.When the external control voltage rapidly becomes smaller in absolute value, the comparator circuits 7 controlling the switches operate in the same manner as when the control voltage 10 rapidly changes in absolute value. However, the current flowing in capacitors C1 and C2 and in semiconductor switches F1 and F4 is in the opposite direction, because as the absolute value of the current flowing in the load decreases, energy is transferred from the load inductance to the capacitors. In semiconductor switches F1 15 and F4, current then flows through the parallel diodes forming their internal structure.
Jos matalajännitteisenä virtalähteenä käytetään unipolaarista virtalähdettä, kuormassa kulkevan virran ei tarvitse 20 kasvaa nopeasti negatiiviseen suuntaan. Siten energiaa varastoivissa välineissä olevista kondensaattoreista toisen ei tarvitse syöttää energiaa kuormaan. Sen tilalla voidaankin tässä tapauksessa käyttää zenerdiodia, joka virran muuttuessa nopeasti pienemmäksi muuttaa osan induktiiviseen kuor-25 maan varastoituneesta energiasta lämmöksi. Kun zenerjännite valitaan korkeaksi, virran pienenemisaika saadaan lyhyeksi.If a unipolar power supply is used as the low voltage power supply, the current flowing in the load need not increase rapidly in the negative direction. Thus, one of the capacitors in the energy storage means does not need to supply energy to the load. Instead, a zener diode can be used in this case, which, as the current rapidly becomes smaller, converts some of the energy stored in the inductive load to heat. When the zener voltage is selected to be high, the current reduction time is made short.
Kuvio 2 esittää energiaa varastoivien välineiden 2 vaihtoehtoista sovellusmuotoa, jonka toiminta vastaa analogisesti 30 kuvion 1 sovellusmuodon toimintaa. Ainoa ero on, että tässä tapauksessa käytetään vain yhtä kondensaattoria C3, ja tämä kondensaattori kytketään virtatielle eri suuntaisesti virran muutossuunnasta riippuen.Fig. 2 shows an alternative embodiment of the energy storage means 2, the operation of which analogously corresponds to the operation of the embodiment of Fig. 1. The only difference is that in this case only one capacitor C3 is used, and this capacitor is connected to the current path in different directions depending on the direction of current change.
35 Keksintö ei rajoitu edellä esitettyihin sovellusmuotoihin, vaan useita muunnelmia on ajateltavissa oheisten patenttivaatimusten puitteissa.The invention is not limited to the embodiments described above, but several variations are conceivable within the scope of the appended claims.
IlIl
Claims (6)
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI831389A FI75701C (en) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | CONTROL TRACKS ON STROEMKAELLA. |
| US06/601,952 US4668904A (en) | 1983-04-22 | 1984-04-19 | Controlled source of current |
| DE3415041A DE3415041C2 (en) | 1983-04-22 | 1984-04-21 | Power supply circuit for a coil |
| JP59081667A JPS6046780A (en) | 1983-04-22 | 1984-04-23 | Current source |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI831389 | 1983-04-22 | ||
| FI831389A FI75701C (en) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | CONTROL TRACKS ON STROEMKAELLA. |
Publications (4)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI831389A0 FI831389A0 (en) | 1983-04-22 |
| FI831389L FI831389L (en) | 1984-10-23 |
| FI75701B FI75701B (en) | 1988-03-31 |
| FI75701C true FI75701C (en) | 1988-07-11 |
Family
ID=8517094
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI831389A FI75701C (en) | 1983-04-22 | 1983-04-22 | CONTROL TRACKS ON STROEMKAELLA. |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4668904A (en) |
| JP (1) | JPS6046780A (en) |
| DE (1) | DE3415041C2 (en) |
| FI (1) | FI75701C (en) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI80795C (en) * | 1988-07-01 | 1990-07-10 | Instrumentarium Oy | FARING EQUIPMENT FOR THE PURPOSE OF EXPLOITATION OF AUXILIARY EQUIPMENT. |
| DE3910058A1 (en) * | 1989-03-28 | 1990-10-04 | Siemens Ag | ARRANGEMENT FOR PRODUCING SECTIONAL IMAGES WITH A CORE SPIN TOMOGRAPH AND METHOD FOR OPERATING THE ARRANGEMENT |
| US4961054A (en) * | 1989-07-06 | 1990-10-02 | General Electric Company | Gradient current speed-up circuit for high-speed NMR imaging system |
| EP0722093A1 (en) * | 1989-12-01 | 1996-07-17 | Siemens Aktiengesellschaft | Method for operating a nuclear spin tomograph apparatus with a resonant circuit for producing gradient fields |
| WO1991019992A1 (en) * | 1990-06-13 | 1991-12-26 | Advanced Nmr Systems, Inc. | Circuitry for driving field-generating coil of magnetic resonance imaging system |
| DE4127529C2 (en) * | 1991-08-20 | 1995-06-08 | Siemens Ag | A method of operating a magnetic resonance imaging apparatus having a resonant circuit for generating gradient fields |
| US5270657A (en) * | 1992-03-23 | 1993-12-14 | General Electric Company | Split gradient amplifier for an MRI system |
| FI92970C (en) * | 1992-12-01 | 1995-02-10 | Picker Nordstar Oy | A method for describing the movement of a material |
| FI95625C (en) * | 1993-03-10 | 1996-02-26 | Picker Nordstar Oy | imaging method |
| DE19511833C2 (en) * | 1995-03-30 | 1998-04-23 | Siemens Ag | Gradient power supply for a magnetic resonance imaging device |
| US6552448B1 (en) | 1999-09-08 | 2003-04-22 | Harman International Industries, Incorporated | Energy management system for series connected amplifiers |
| US6504426B2 (en) * | 2001-03-28 | 2003-01-07 | Guy Picha | Methods and systems for power amplifying of signals |
| US6920312B1 (en) | 2001-05-31 | 2005-07-19 | Lam Research Corporation | RF generating system with fast loop control |
| DE10334079B4 (en) * | 2003-07-25 | 2008-08-21 | Siemens Ag | transistor module |
| US7116168B2 (en) * | 2004-12-01 | 2006-10-03 | Creative Technology Ltd | Power multiplier system and method |
| DE102023201434A1 (en) * | 2023-02-20 | 2024-08-22 | Bruker Switzerland Ag | NMR apparatus with efficient power source |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3643129A (en) * | 1970-11-30 | 1972-02-15 | Gen Motors Corp | Solenoid control apparatus |
| JPS5335895A (en) * | 1976-09-16 | 1978-04-03 | Japan Atom Energy Res Inst | High voltage generating system |
| DE3112280A1 (en) * | 1981-03-27 | 1982-10-07 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | DEVICE FOR COIL EXCITATION FOR THE PRODUCTION OF PULSE-SHAPED FIELDS OF CONSTANT STRENGTH |
| JPS58192537A (en) * | 1982-05-07 | 1983-11-10 | 株式会社日立製作所 | Inspection apparatus using nuclear magnetic resonance |
-
1983
- 1983-04-22 FI FI831389A patent/FI75701C/en not_active IP Right Cessation
-
1984
- 1984-04-19 US US06/601,952 patent/US4668904A/en not_active Expired - Lifetime
- 1984-04-21 DE DE3415041A patent/DE3415041C2/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-04-23 JP JP59081667A patent/JPS6046780A/en active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3415041C2 (en) | 1996-05-23 |
| JPS6046780A (en) | 1985-03-13 |
| FI831389A0 (en) | 1983-04-22 |
| FI831389L (en) | 1984-10-23 |
| DE3415041A1 (en) | 1984-10-25 |
| FI75701B (en) | 1988-03-31 |
| US4668904A (en) | 1987-05-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FI75701B (en) | CONTROL TRACKS ON STROEMKAELLA. | |
| US5146156A (en) | Current intensity transformer device for measuring a variable electric current | |
| US5015945A (en) | Current sensor for measuring current in a semiconductor switch | |
| US6307370B1 (en) | Active shielded superconducting assembly with improved compensation of magentic field disturbances | |
| US3475624A (en) | Firing circuit for controlling two circuit parameters | |
| CN110275104A (en) | A kind of weak current measuring device and measuring method of ATE system | |
| EP0386604A2 (en) | Static electricity meter | |
| JP4547147B2 (en) | Power supply circuit and test apparatus | |
| Cutkosky | An ac resistance thermometer bridge | |
| US4488438A (en) | Square-wave current generator | |
| US4670667A (en) | Series-connected power transistors | |
| CN108363029A (en) | The calibration system and calibration method of DC current sensor | |
| KR100272951B1 (en) | Circuit for voltage applying | |
| CA2376732C (en) | A current-comparator-based four-terminal resistance bridge for power frequencies | |
| Fernqvist et al. | Design and verification of a 24 kA calibration head for a DCCT test facility [LHC current control] | |
| RU2046366C1 (en) | Device for rejection of diodes | |
| EP0278635B1 (en) | Negative feedback power supply apparatus | |
| US10429462B2 (en) | Output stage for the generation of variable square-wave currents in an inductive load with no high-voltage supply | |
| EP3721242A1 (en) | Load impedance tester and measurement method | |
| CN114113787A (en) | Method for simultaneously carrying out direct current resistance test on two low-voltage windings | |
| EP0145940A1 (en) | Electric circuit for high uniformity magnetic field | |
| SU1711136A1 (en) | Dc stabilizer | |
| RU1806410C (en) | Position monitoring system for nuclear reactor control element | |
| Kusters et al. | A phantom burden for current transformer calibration | |
| SU1291889A1 (en) | D.c.instrument transducer |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM | Patent lapsed |
Owner name: INSTRUMENTARIUM OY |