FI75454B

FI75454B - VAEXELSTROEMSOMRIKTARE.

Info

Publication number: FI75454B
Application number: FI830413A
Authority: FI
Inventors: Peter Krummel; Max Kerscher; Armin Kroening
Original assignee: Siemens Ag
Priority date: 1981-07-31
Filing date: 1983-02-07
Publication date: 1988-02-29
Also published as: EP0085073A1; NO831158L; NO161530B; IT1237330B; NO161530C; FI830413L; DE3277718D1; DK94683A; DE3273928D1; WO1983000587A1; JPS58501255A; FI75454C; FI830413A0; DK94683D0; EP0085073B1; IT8222667A0; JP2520856B2

Description

7545475454

Vaihtosähkönmuuttaj aAlternator a

Keksinnön kohteena on patenttivaatimuksen 1 johdannon mukainen vaihtosähkönmuuttaja.The invention relates to an alternating current converter according to the preamble of claim 1.

5 Sellainen taajuuden muutin on selitetty saksalai sessa patenttihakemuksessa P 30 29 672.1 (VPA 80 P 4410 DE); toimintasuhteen varauskytkimen ohjaamiseksi määrää tällöin säädin, johon syötetään asetusarvona tasasuuntaajan puoliaaltojännite, mikä kuitenkin vaatii suhteellisen 10 monimutkaisen kytkennän.5 Such a frequency converter is described in German patent application P 30 29 672.1 (VPA 80 P 4410 DE); to control the duty cycle of the duty cycle is then determined by a controller to which the half-wave voltage of the rectifier is supplied as a setpoint, which, however, requires a relatively complex connection.

Mainitun kytkennän yhteydessä täytyy edelleen kytkeä irti tasonsäädin, kun varauskondensaattorista ei oteta energiaa, esim. kun vaihtosuuntaaja ei värähtele.In connection with said connection, the level controller must still be disconnected when no energy is drawn from the charge capacitor, e.g. when the inverter does not oscillate.

Keksinnön päämääränä on yksinkertaistaa alussa mai-15 nitun laatuisen vaihtosähkönmuuttajan yhteydessä varaus-kytkimen ohjausta. Erityisesti tulee tämän olla tehty sillä tavalla, että se automaattisesti kytkee irti tasonsää-timen ei-värähtelevän vaihtosuuntaajan yhteydessä ja toimii mahdollisimman vähäisellä häviöllä.The object of the invention is to simplify the control of a charge switch in connection with an alternator of the quality initially mentioned. In particular, this should be done in such a way that it automatically disconnects the level controller in connection with the non-oscillating inverter and operates with the lowest possible loss.

20 Tämän tehtävän keksinnön mukainen ratkaisu on sel laisen vaihtosähkönmuuttajan yhteydessä tunnettu siitä, että varauskytkimen ohjausosa on tahdistettu vaihtosuuntaajan toisen kytkimen suorakaidejännitteellä, ja että varauskytkimen päällekytkentäajan toimintasuhde jaksonkes-25 toon nähden määritetään hidastusvaraajan varusajasta riippuvan ohjaussuureen avulla, hidastusvaraajän purkauspiirin ollessa muodostettu vaihtosuuntaajan yhden kytkimen kautta.The solution according to the invention is characterized in connection with such an AC converter in that the charge switch control part is synchronized with the rectangular voltage of the second inverter switch, and that the charge switch

Keksinnön yhteydessä toimii varauskytkin siten sa-30 maila kytkentätaajuudella kuin vaihtosuuntaajan kytkimet, jolloin ohjausjännite varauskytkintä varten on johdettu esim. kapasitiivisen jännitteenjakajan välityksellä vaihtosuuntajan toisessa kytkimessä olevasta suorakulma-jännitteestä. Jos tämä jännite jää pois ei-värähtelevän 35 vaihtosuuntaajan yhteydessä, niin myös tasonsäätimen va- 2 75454 rauskytkin pysyy avonaisena. Häiriön esiintyessä tarvitsee sen vuoksi kytkeä irti ainoastaan vaihtosuuntaaja.In connection with the invention, the charge switch thus operates at the same switching frequency as the inverter switches, whereby the control voltage for the charge switch is derived, e.g. via a capacitive voltage divider, from the rectangular voltage in the second switch of the inverter. If this voltage is lost in connection with the non-oscillating inverter 35, then the level switch of the level controller 2 75454 also remains open. Therefore, in the event of a fault, only the inverter needs to be switched off.

Ensimmäisen suoritusesimerkin mukaisesti voi vara-uskytkimen kytkentäaika olla voimassa kulloinkin suorakul-5 majännitteen loppuun saakka vaihtosuuntaajan toisessa kytkimessä, jolloin sen alku on hidastusvaraajan varausajan lopun välityksellä määrätty toiminta-arvoon, jonka alku alkaa mainitulla suorakulmajännitteellä; kytkentäaika on sen mukaisesti varausajan verran pienempi kuin puoli jak-10 sonkestoa.According to a first embodiment, the switching time of the backup switch may be valid until the end of the rectangular voltage in the second switch of the inverter, the beginning of which is determined via the end of the deceleration accumulator charge time to an operating value beginning with said rectangular voltage; the switching time is accordingly less than half of the charge time by half the charge time.

Erään toisen suoritusmuodon mukaisesti voi kuitenkin varauskytkimen kytkentäaika olla määrätty myös välittömästi hidastusvaraajan varausajan avulla ja aloittaa suorakulmajännitteen alkamisella tai loppumisella vaihto-15 suuntaajan toisessa kytkimessä.However, according to another embodiment, the switching time of the charge switch can also be determined immediately by the charge time of the deceleration accumulator and start with the beginning or end of the rectangular voltage in the second switch of the inverter-15 rectifier.

Edellyttäen, että varauskondensaattorin keskijän-nitteen tulee olla ainoastaan vähän suurempi kuin tasasuuntaajan puoliaaltojännitteen huippuarvo, vaihtelee va-rauskuristimen purkausjännite (varauskondensaattorin ja 20 tasasuuntaajan jännitteiden välinen ero) hyvin voimakkaasti verkkovaihtojännitteen puoliaallon sisällä, mikä vakion toimintasuhteen yhteydessä Johtaa verkkovirran poikkeamiin sinimuodosta.Provided that the center voltage of the charge capacitor should be only slightly higher than the peak half-voltage of the rectifier, the discharge voltage of the charge choke (difference between the voltages of the charge capacitor and the rectifier 20) varies very strongly from the sink current to the mains

Tämän estämiseksi on toimintasuhteella sinänsä tun-25 netulla tavalla (DE-OS 26 52 275) tasasuuntaajan puoliaalto jännitteen jokaisen puoliaallon keskialueella minimiarvo ja puoliaallon ensimmäisessä ja viimeisessä kolmanneksessa maksimiarvo ja se muuttuu niiden välissä tämän puoliaalto-jännitteen tai varauskondensaattorin jännitteen hetkelli-30 sestä arvosta riippuvaisesti ohjaukseltaan. Minimiarvo on tällöin mitoitettu edullisesti siten, että varauskuristin voi varauskondensaattorin nimellisjännitteellä ja nimel-liskuormituksen omaavalla kuormalla purkautua täysin ennen jokaista varausta. Edelleen on edullista tehdä toiminta-35 suhde riippuvaiseksi myös varauskondensaattorin jännitteenTo prevent this, the operating ratio has a minimum value of the rectifier half-wave voltage in the middle region of each half-wave and a maximum value in the first and last third of the half-wave in a manner known per se (DE-OS 26 52 275) and changes between them depending on the instantaneous value of this half-wave voltage or charge capacitor voltage. Under the guidance of. The minimum value is then preferably dimensioned so that the charge choke can be completely discharged before each charge with the nominal voltage of the charge capacitor and the load with the nominal load. It is further advantageous to make the operating ratio 35 also dependent on the voltage of the charge capacitor

IIII

75454 3 keskiarvosta tämän jännitteen pitämiseksi mahdollisimman vakiona.75454 3 average to keep this voltage as constant as possible.

Vaihtosähkönmuuttajan käyttö puolijohdekomponenteilla vaatii lisäksi alhaisella jännitetasolla olevaa oh-5 jaustehoa. Tämä saadaan keksinnön erään edullisen suoritusmuodon mukaisesti aikaan likimain häviöttömästi kahdesta kondensaattorista muodostuvan jännitteenjakajan avulla, joka on rinnan varauskytkimen ja/tai vaihtosuuntaajan toisen kytkimen kanssa ja rajoittaa samalla jännitteen nousun 10 kytkimen avautumisen yhteydessä, mikä käytettäessä transistoreja kytkiminä myötävaikuttaa irtikytkentäpurkauk-seen.In addition, the use of an AC converter with semiconductor components requires low-voltage control power. According to a preferred embodiment of the invention, this is achieved almost losslessly by means of a voltage divider consisting of two capacitors parallel to the second switch of the charge switch and / or the inverter and at the same time limiting the voltage rise when the switch opens, which contributes to disconnection.

Tasonsäätimen syöttämä vaihtosuuntaaja voi olla tehty siltakytkennäksi, joka käsittää neljä kytkintä tai 15 kaksi kytkintä ja kaksi kondensaattoria. Edullisesti on tällöin kuitenkin kysymys vaihtosuuntaajasta, joka käsittää ainoastaan kaksi kytkintä ja kuormahaaran, joka on kytketty rinnan toisiokytkimen kanssa ja sisältää sarja-kytkennässä värähdyskondensaattorin, kuormituksen, sarja-20 resonanssipiirin ja kyllästysmuuntajan ensiökäämin. Kyl-lästysmuuntajassa on tällöin toisiokäämit vaihtosuuntaajan molempien kytkimien vuorottaiseksi ohjaamiseksi, jolloin kyllästysmuuntajan määräämä, vaihtosuuntaajan käyttötaa-juus on jonkin verran sarjaresonanssipiirin resonanssitaa-25 juuden yläpuolella. Käytettäessä transistoreja kytkiminä, voidaan tällöin sinänsä tunnettujen antiparalleelikytket-tyjen takavirtadiodien yhteydessä välttää varmasti transistorien kytkentäaikojen päällekkäisyys. Käynnistysim-pulssi tuodaan käynnistyskondensaattorista liipaisudiodin 30 kautta vaihtosuuntaajan ensiökytkimeen.The inverter supplied by the level controller can be made as a bridge connection comprising four switches or two switches and two capacitors. Preferably, however, this is an inverter comprising only two switches and a load branch connected in parallel with the secondary switch and comprising in series connection an oscillating capacitor, a load, a series-20 resonant circuit and a primary winding of the saturation transformer. The impregnation transformer then has secondary windings for alternately controlling both switches of the inverter, whereby the operating frequency of the inverter determined by the impregnation transformer is somewhat above the resonance frequency of the series resonant circuit. When transistors are used as switches, it is then possible to avoid overlapping the switching times of the transistors in connection with the back-up diodes connected per se, which are known per se. The start pulse is supplied from the start capacitor via the trigger diode 30 to the primary switch of the inverter.

Vaihtosähkönmuuttaja on sopiva ennen kaikkea esi-kuumennettavia elektrodeja sisältävien kaasunpurkauslamp-pujen käyttöä varten, jolloin sarjaresonanssipiirin kondensaattori on aina kaasunpurkauslampun molempien elektro-35 dien välissä. Tällöin on jatkuvasti syttymästä kieltäyty- 4 75454 vän lampun yhteydessä huolehdittava vaihtosähkönmuuttajan irtikytkennästä.The AC converter is particularly suitable for use with gas discharge lamps with preheated electrodes, in which case the capacitor of the series resonant circuit is always between the two electrodes of the gas discharge lamp. In this case, the AC adapter must be disconnected in the event of a 4 75454 non-igniting lamp.

Tähän tarkoitukseen käytetään blstabillia kytkentälaitetta, joka kytkeytyy erotussignaalin vaikutuksesta ja 5 joka käsittää pitovirtapiirin, jonka avulla tämä kytkentä-tila säilytetään pitovirtapiirin katkaisuun saakka. Keksinnön mukaisesti on toinen kaasunpurkauslampun elektrodeista tai kahden elektrodin sarjakytkentä kaksi lamppua käsittävän kytkennän yhteydessä tässä pitovirtapiirissä ja 10 käynnistyskondensaattorin varausvirtapiirissä. Lampun vaihdon yhteydessä päättyy irtikytkentätila siten automaattisesti ja lampun toiminta alkaa jälleen, ilman että sitä varten tarvitsee kytkeä irti koko valaistuslaitteis-toa.For this purpose, a blstable switching device is used which switches under the influence of the difference signal and which comprises a holding circuit by means of which this switching state is maintained until the holding circuit is switched off. According to the invention, one of the electrodes of the gas discharge lamp or a series connection of two electrodes in connection with a connection comprising two lamps is in this holding circuit and in the charging circuit of the starting capacitor. When the lamp is replaced, the disconnection mode thus ends automatically and the operation of the lamp begins again, without the need to disconnect the entire lighting equipment.

15 Edullisesti toimii kytkentälaitteena pysäytystyris tori, joka saattaa käynnistyskondensaattorin ja kyllästys-muuntajan katkaisukäämin oikosulkutilaan jatkuvasti syttymästä kieltäytyvän lampun yhteydessä ja asettaa siten vaihtosuuntaajan - ja siten välittömästi myös tasonsääti-20 men - pois toiminnasta. Tämä tila säilyy pysäytystyristo-rin pitovirran katkaisuun saakka, jonka tyristorin pito-piiri on tätä tarkoitusta varten liitetty kaasunpurkauslampun yhden elektrodin ja esivastuksen välityksellä syöt-töjännitteelle, esimerkiksi varauskondensaattoriin. Lampun 25 vaihdon yhteydessä tämä virtapiiri katkeaa pakkotoimisesta ja oikosulkutila lakkaa. Uuden lampun paikalleen sijoittamisen jälkeen voi käynnistyskondensaattori varautua uudelleen ja vaihtosähkönmuuttaja alkaa jälleen automaattisesti toimia.Preferably, a switching resistor acts as a switching device, which short-circuits the trip coil of the starting capacitor and the saturation transformer in the event of a non-igniting lamp, thus deactivating the inverter - and thus immediately the level controller - 20. This state is maintained until the holding current of the stop thyristor is switched off, the holding circuit of the thyristor for this purpose being connected via a single electrode and a pre-resistor of the gas discharge lamp to a supply voltage, for example a charging capacitor. When lamp 25 is replaced, this circuit is interrupted by forced operation and the short-circuit condition ceases. After inserting a new lamp, the starting capacitor may recharge and the AC adapter will automatically start operating again.

30 Keksintöä selitetään lähemmin kahden suoritusmuoto- esimerkin yhteydessä. Tällöin esittää kuvio 1 ensimmäistä suoritusmuotoesimerkkiä, kuvio 2 toista suoritusmuotoesimerkkiä, joka eroaa ainoastaan pistekatkoviivalla esitetyn keskiviivan vasem-35 maila puolella olevan ohjausosan osalta kuvion 1 mukaises-The invention will be explained in more detail in connection with two exemplary embodiments. In this case, Fig. 1 shows a first exemplary embodiment, Fig. 2 shows a second exemplary embodiment, which differs only in the guide part on the left-35 mile side of the center line shown by the dotted line, according to Fig. 1.

IIII

5 . H . 75454 ta suoritusmuodosta, kuvio 3 tasasuuntaimen G puoliaaltojännitteen kulkua (katkoviiva) ja virran Ij kulkua varauskuristimen kautta, 5 kuvio 4a jännitteen kulkua varauskuristimessa, kuvio 4b virtaa varauskuristimen kautta, kuvio 4c tahdistavan suorakulmajännitteen UT1 vai-hetilaa kuvion 1 mukaisen suoritusmuotoesimerkin yhteydessä, 10 kuvio 4d tahdistavan suorakulmajännitteen vaiheti- laa ensiötransistorissa kuvion 2 mukaisen suoritusmuoto-esimerkin yhteydessä ja kuvio 5 suoritusmuotoesimerkkiä.5. H. 75454, Fig. 3 is a half-wave voltage flow of rectifier G (dashed line) and current Ij is passed through a charge choke, Fig. 4a is a voltage flow in a charge choke, Fig. 4b is current through a charge choke, phase synchronous rectangular voltage in the primary transistor in connection with the embodiment example of Fig. 2 and Fig. 5 an exemplary embodiment.

Kaksitiekytkennässä oleva tasasuuntaaja G on tulopuolelta liitetty ei-esitetyn suodattimen välityksellä 15 vaihtojänniteverkkoon (220 volttia/50 Hz) ja lähtöpuolella se syöttää varauskuristimen L ja varausdiodin D välityksellä varauskondensaattoria C. Rinnan tämän kanssa on liitetty vaihtosuuntaajan kahdesta vaihdellen läpikytkevästä transistorista muodostuva sarjakytkentä; varausdiodin D 20 vieressä olevaa transistoria T3 nimitetään seuraavassa toisiotransistoriksi ja toista transistoria Tl ensiötran-sistoriksi. Rinnan toisiotransistorin T3 kanssa on kuorma-haara, jossa ovat kaasunpurkauslamppu E, sarjaresonanssi-piiri C2, L2, värähdyskondensaattori Cl ja kyllästysmuun-25 tajän ensiökäämi L30 sarjakytkennässä, jolloin sarjareso-nanssipiirin kondensaattori C2 sijaitsee purkauslampun E molempien esikuumennettavien elektrodien välissä, jonka lampun toinen elektrodi on liitetty välittömästi varaus-kondensaattoriin C.The rectifier G in the two-way connection is connected on the input side via a filter (not shown) to an AC network (220 volts / 50 Hz) and on the output side it supplies a charging capacitor C via a charging choke L and a charging diode D. In parallel the transistor T3 adjacent to the charging diode D20 is hereinafter referred to as a secondary transistor and the second transistor T1 as a primary transistor. In parallel with the secondary transistor T3 there is a load branch with a gas discharge lamp E, a series resonant circuit C2, L2, an oscillation capacitor C1 and a primary winding L30 of the saturation converter 25 in series connection, the second is immediately connected to charge capacitor C.

30 Kyllästysmuuntajassa on kaksi toisiokäämiä L31, L32 sekä katkaisukäämi L33; toisiokäämit L31, L32 on kytketty siten ensiö- ja toisiotransistorin Tl, T3 ohjauspiireihin, että nämä tulevat vaihdellen ohjatuiksi kyllästysmuuntajan jälleenmagnetointiajan kuluessa. Tällöin on kyllästysmuun-35 taja mitoitettu siten, että sen määräämä vaihtosuuntaajan 6 75454 käyttötaajuus on jonkin verran sarjaresonanssipiirin resonanssi taajuuden yläpuolella. Täten syntyy aukkoja toisiaan seuraavien ohjausimpulssien väliille, niin että ensiö- ja toisiotransistorin samanaikainen johtava tila ja siten 5 jännitteen oikosulku varauskondensaattorissa C ei ole mahdollinen. Virran johtamiseksi molempien transistorien samanaikaisen sulkutilan aikana on kaksi takavirtadiodia Dl, D2 sovitettu rinnan kunkin transistorin kanssa. Ensiö-transistorin Tl kytkentääjän kuluessa on varauskondensaat-10 torin C jännite kuormahaarassa ja johtaa värähdyskonden-saattorin Cl varaukseen kuviossa osoitetulla napaisuudella. Transistorin Tl sulkutilaan joutumisen jälkeen virtaa virta kuormahaaran kautta, sarjaresonanssipiirin kuristimen L2 läpi, edelleen takavirtadiodin D2 kautta, kunnes T3 15 kytkeytyy. Sen jälkeen purkautuu värähdyskondensaattori Cl T3:n ja kuormahaaran kautta, kunnes T3 joutuu jälleen sulkutilaan. Tämän jälkeen virtaa kuormitusvirta samassa suunnassa varauskondensaattorin C ja takavirtadiodin Dl kautta edelleen Tl: n uuteen kytkeytymiseen saakka. 20 Suorakulmajännitteen UT1 kulku ensiötransistorissa on -idealisoituna - esitetty kuvioissa 4c, 4d.30 The saturation transformer has two secondary windings L31, L32 and a cut-off winding L33; the secondary windings L31, L32 are connected to the control circuits of the primary and secondary transistors T1, T3 in such a way that these become alternately controlled during the re-magnetization time of the saturation transformer. In this case, the impregnation converter is dimensioned so that the operating frequency of the inverter 6 75454 determined by it is somewhat above the resonance of the series resonant circuit. Thus, gaps are created between the successive control pulses, so that the simultaneous conducting state of the primary and secondary transistors and thus a short circuit of the voltage 5 in the charging capacitor C is not possible. To conduct current during the simultaneous closing state of both transistors, two back current diodes D1, D2 are arranged in parallel with each transistor. Within the coupling of the primary transistor T1, the voltage of the charging capacitor C 10 is in the load branch and results in the charging of the oscillation capacitor C1 with the polarity indicated in the figure. After the transistor T1 enters the closed state, current flows through the load branch, through the choke L2 of the series resonant circuit, further through the back current diode D2 until T3 15 is switched on. The oscillating capacitor C1 is then discharged through T3 and the load branch until T3 returns to the closed state. Thereafter, the load current flows in the same direction through the charge capacitor C and the back current diode D1 further until the reconnection of T1. The flow of the rectangular voltage UT1 in the primary transistor is -dealized - shown in Figures 4c, 4d.

Vaihtosuuntaajan käytön yhteydessä varauskonden-saattorista C saatu energia tuodaan tähän tasasuuntaimesta G varauskuristimen L ja varausdiodin D kautta. Kuvion 1 25 mukaisessa suoritusesimerkissä muodostavat ensiötransisto-ri Tl ja varaustyristori T2 tätä tarkoitusta varten sarja-kytkennässä varauskytkimen, jonka välityksellä varausku-ristin L on kytketty rinnan tasasuuntaajan G kanssa. Edullisesti on varaustyristorin T2 yhteydessä kysymys suo-30 ritusmuodosta, joka ei sulkeudu paluusuunnassa, vaan joka toimii diodin tapaan: Tässä tapauksessa voi silloin taka-virtadiodi D2 jäädä pois, koska varaustyristori T2 sarja-kytkennässä D:n kanssa - voi ottaa vastaan sen tehtävän.In connection with the use of the inverter, the energy obtained from the charge capacitor C is supplied here from the rectifier G via a charge choke L and a charge diode D. In the embodiment according to Fig. 1 25, the primary transistor T1 and the charge thyristor T2 form a charge switch for this purpose in series connection, via which the charge choke L is connected in parallel with the rectifier G. Preferably, the charge thyristor T2 is an embodiment which does not close in the return direction but which acts like a diode: In this case, the reverse current diode D2 can then be omitted because the charge thyristor T2 in series with D can take over its function.

Varaustyristorin T2 sytytys on mahdollinen ainoas-35 taan vaihtosuuntaajan ensiötransistorin Tl kytkentäaikojenIgnition of the charging thyristor T2 is possible only during the switching times of the primary transistor T1 of the inverter.

IIII

75454 7 aikana: Vastaavasti se syttyy ajankohtana tl hidastusajalla a ensiötransistorin Tl kytkentäajankohdan tO jälkeen (vrt. kuviot 4a - 4c). Tl:n uuteen sulkeutumiseen saakka on varauskuristin tasasuuntaajan G puoliaaltojännitteellä 5 ja vastaanottaa energiaa, jonka se Tl:n sulkutilaan joutumisen jälkeen luovuttaa varausdiodin D välityksellä varauskondensaattoriin C tai vast, siihen liitettyyn vaihtosuuntaajan ja sen kulutuskohtaan. Varauskuristimen varaaminen ja purkaminen tapahtuu siten tahdistetusti vaih-10 tosuuntaajan vaihtokytkennän kanssa, joka värähtelee esim. taajuudella 40 kHz. Yhtä usein varautuu tai purkautuu varauskuristin tasasuuntaajan G tuottaman puoliaaltojännitteen yhden puoliaallon aikana, jolloin virralla IL on varauskuristimen läpi kaavamaisesti esitetty kulku. Suodatin 15 integroi virtaimpulssit ennen tasasuuntaajaa likimain sinimuotoiseksi verkkovirraksi, jolloin suodatin voi suuren kytkentätaajuuden vuoksi olla mitoitettu suhteellisen pieneksi .75454 7: Correspondingly, it lights up at time t1 with a deceleration time a after the switching time tO of the primary transistor T1 (cf. Figs. 4a to 4c). Until the T1 is closed again, the rectifier G has a charge choke at the half-wave voltage 5 and receives the energy which, after the T1 enters the closed state, it transmits via the charging diode D to the charging capacitor C or vast, to the connected inverter and its consumption point. The charging choke is thus charged and discharged in synchronism with the inverter switching of the inverter-10, which oscillates, for example, at a frequency of 40 kHz. Equally often, the half-wave voltage produced by the rectifier G of the charge choke is charged or discharged during one half-wave, whereby the current IL has a schematically shown passage through the charge choke. The filter 15 integrates the current pulses before the rectifier into an approximately sinusoidal mains current, whereby the filter can be dimensioned relatively small due to the high switching frequency.

Kuvioissa 4a ja 4b on esitetty jännitteen UL kulku 20 varauskuristimessa L ja sen virta IL varaus- ja purkaus-jakson aikana suurennettuna. Varauskuristin L varautuu aina puoliaaltojännitteen hetkellisen arvon mukaan, minkä vuoksi varausvirran nousu vaihtelee vastaavasti. Kuristimen varauksen purkamiselle on sitä vastoin kulloinkin mää-25 räävä puoliaaltojännitteen hetkellisen arvon ja varauskon-densaattorin C käytännöllisesti ottaen vakion jännitteen välinen ero, niin että pisin purkausaika syntyy suurimman hetkellisen arvon yhteydessä. Varauskytkimen kytkentääjän TL jakson keston T välinen toimntasuhde V riippuu varaus-30 tyristorin T2 sytytyksen hidastusajasta a ensiötransistorin Tl läpikytkentäajankohtaan tO verrattuna ja se on periaatteessa valittava siten, että varauskuristimen suurin vastaanottama energia - siis puoliaaltojännitteen suurimman arvon ajankohtana - voi täysin virrata pois varausdio-35 din D kautta ennen seuraavaa varausta. Ainoastaan silloin 8 75454 ei varaustyristorin t2 sytytyksen yhteydessä esiinny taka-virtaa varausdiodin D kautta ja siten varaustyristorin kytkentään ei liity häviöitä; edelleen ainoastaan silloin voidaan saada aikaan varauskuristimen mahdollisimman pieni 5 mitoitus.Figures 4a and 4b show the flow of the voltage UL 20 in the charging choke L and its current IL during the charging and discharging period, enlarged. The charge choke L is always charged according to the instantaneous value of the half-wave voltage, which is why the rise of the charge current varies accordingly. In contrast, the discharge of the choke is in each case determined by the difference between the instantaneous value of the half-wave voltage and the practically constant voltage of the charging capacitor C, so that the longest discharge time occurs at the maximum instantaneous value. The duty cycle V between the period T of the charge switch switch TL depends on the deceleration time a of the charge-thyristor T2 compared to the switching time tO of the primary transistor T1 and must in principle be chosen so that the maximum energy received by the charge choke - i.e. the half-wave voltage Through D before the next booking. Only then, 8 75454, when the charging thyristor t2 is ignited, is there no back current through the charging diode D, and thus there are no losses associated with the connection of the charging thyristor; further only then can the minimum possible dimensioning of the charge choke 5 be achieved.

Varaustyristoria T2 ohjataan tahdistetusti vaihtosuuntaajan vaihtokytkentätapahtumiin nähden. Tätä tarkoitusta varten on sen ohjausmatka liipaisudiodin D9 välityksellä rinnan hidastuskondensaattorin C6 kanssa, joka on 10 puolestaan purkausdiodin D8 välityksellä rinnan toisio-transistorin T3 kanssa ja on ensiötransistorin Tl, säädettävän purkausvastuksen Rl ja erotusdiodin D7 välityksellä liitetty ohjausjännitelähteeseen. Viimeksi mainittu muodostuu ohjaustransistorista T5 ja rinnan siihen nähden so-15 vitetusta varastointikondensaattorista C5, joka muodostaa yhdessä diodin D5 ja jakajakondensaattorin C7 kanssa ensiötransistorin Tl kanssa rinnan sijaitsevan jännitteenjakajan, joka vastaavasti varautuu ja purkautuu jaksoittai-sesti T3:n ja Tl:n välityksellä. Tällä tavalla syntyy kon-20 densaattorissa C5 käytännöllisesti ottaen häviöttömästi varauskondensaattorin C suuresta jännitteestä johdettu alhainen käyttöjännite, jonka suuruutta rajoittaa zenerdiodi D6, joka samalla saa aikaan C7:n varauksen purkautumisen. C5 ja C7 rajoittavat samalla jännitteen nousua Tlissä ja 25 saavat aikaan siten irtikytkentäpurkauksen.The charge thyristor T2 is controlled synchronously with respect to the inverter switching events of the inverter. For this purpose, its control distance is connected via a trigger diode D9 in parallel with a deceleration capacitor C6, which in turn is connected via a discharge diode D8 in parallel with a secondary transistor T3 and is connected to a control voltage via a primary transistor T1, an adjustable discharge resistor R1 and a disconnect diode D7. The latter consists of a control transistor T5 and a storage capacitor C5 arranged in parallel with it, which together with the diode D5 and the divider capacitor C7 form a voltage divider in parallel with the primary transistor T1, which is charged and discharged periodically between T3 and T1, respectively. In this way, a low operating voltage derived from the high voltage of the charging capacitor C is generated in the capacitor C5 practically losslessly, the magnitude of which is limited by the zener diode D6, which at the same time causes the discharge of the charge of the C7. At the same time, C5 and C7 limit the voltage rise in T1 and thus cause a disconnection discharge.

Johtavaksi ohjatun toisiotransistorin T3 yhteydessä menee varaustyristori T2 R5:n, D4:n välityksellä nopeasti sulkutilaan ja hidastuskondensaattorin C6 varaus purkautuu D8:n kautta. Sen varautuminen alkaa siten määritellystä 30 potentiaalista ensiötransistorin Tl ohjauksen alusta ajankohtana TO: Tästä lähtien purkautuu nimittäin varastointi-kondensaattorin C5 varaus D7:n, Rl:n ja ensiötransistorin Tl kautta hidastuskondensaattoriin C6, jonka jännite saavuttaa Rl:ssä säädettävän hidastusajän a kuluttua arvon, 35 jonka yhteydessä liipaisudiodi D9 kytkeytyy ja varausty-In connection with the conducting secondary transistor T3, the charge thyristor T2 enters the closed state quickly via R5, D4 and the charge of the deceleration capacitor C6 is discharged via D8. Its charging thus begins from the defined 30 potential control transistors of the primary transistor T1 at time TO: From now on, the charge of the storage capacitor C5 is discharged through D7, R1 and the primary transistor T1 to the deceleration capacitor C6, the voltage of which reaches in which the trigger diode D9 switches on and the charge

IIII

75454 9 ristori T2 syttyy. Tämä varaustyristorin yksinkertainen, tahdistettu ohjaus on ennen kaikkea huomionarvoinen myös, koska hidastuskondensaattori C6 on suuremmassa potentiaalissa kuin varastointikondensaattori C5.75454 9 Ristor T2 lights up. This simple, synchronous control of the charge thyristor is above all noteworthy also because the deceleration capacitor C6 has a higher potential than the storage capacitor C5.

5 Varastointikondensaattorissa C5 on oleellisesti va kio käyttöjännite, joka huolehtii myös vakiosta aikaviiveestä a. Siihen yhdistetyt varauskuristimen eripituiset purkausajat johtavat kuitenkin vaihtojänniteverkosta saadun virran poikkeamiseen sinimuodosta, joka on sitä suu-10 rempi, mitä vähemmän varauskondensaattorin jännite on tasasuuntaajan puoliaaltojännitteen suurimman arvon yläpuolella. Tuloksena on verkkovirta jokaisen puoliaallon alussa ja lopussa jonkin verran pienempi ja keskialueella suurempi kuin sinimuotoisen virran arvo. Suurimittainen 15 läheneminen saavutetaan kuitenkin muuttamalla varastointi-kondensaattorin C5 käyttöjännitettä puoliaaltojännitteen suuruudesta riippuvaisesti. Tätä tarkoitusta varten on C5:n kanssa rinnan kytketty ohjaustransistori T5, jonka ohjausmatka on liitetty zenerdiodin D3 välityksellä RC-20 elimeen ja tämä diodin D15 välityksellä R6:een, R7:ään rinnan tasasuuntaimen G kanssa. Kytkentä on tällöin mitoitettu siten, että transistoria T5 ohjataan jonkin verran ainoastaan tasasuuntaajan G puoliaaltojännitteen jokaisen puoliaallon keskialueella zenerdiodin D3 välityksellä ja 25 siten jännite alenee varastointikondensaattorissa C5. Täten on tällä keskialueella tuloksena puoliaaltojännitteen hetkellisen arvon myötä kasvava hidastusaika a, josta ovat seurauksena lyhyemmät virtaimpulssit ja siten varauskuristimen vähentynyt energian vastaanotto. Siten on toisaalta 30 mahdollista valita hidastusaika jokaisen puoliaallon alun ja lopun alueella pienemmäksi ja siten suurentaa verkosta otettuja virtaimpulsseja, ilman että varauskuristimen täydellisen jälleenmagnetoinnin haluttu käyttötapa muuttuu. Näistä toimenpiteistä on sitten tuloksena verkkovirta, jo-35 ka on hyvin lähellä sinimuotoa.5 The storage capacitor C5 has a substantially constant operating voltage, which also takes care of a constant time delay a. The result is a mains current at the beginning and end of each half-wave that is somewhat smaller and in the middle region greater than the value of the sinusoidal current. However, a large-scale convergence is achieved by varying the operating voltage of the storage capacitor C5 depending on the magnitude of the half-wave voltage. For this purpose, a control transistor T5 is connected in parallel with C5, the control distance of which is connected via a zener diode D3 to the RC-20 element and this via a diode D15 to R6, R7 in parallel with the rectifier G. The circuit is then dimensioned so that the transistor T5 is controlled somewhat only in the middle region of each half-wave voltage of the rectifier G via the zener diode D3, and thus the voltage decreases in the storage capacitor C5. Thus, this mid-range results in an increasing deceleration time α with the instantaneous value of the half-wave voltage, which results in shorter current pulses and thus a reduced energy reception of the charge choke. Thus, on the other hand, it is possible to select a deceleration time in the region of the beginning and end of each half-wave smaller and thus increase the current pulses taken from the network without changing the desired mode of complete re-magnetization of the charge choke. These measures then result in mains current, which is already very close to the sinusoidal shape.

10 7545410 75454

Hidastusaikaan a vaikutetaan edelleen varauskonden-saattorln C Jännitteen kulutusta ja suuruudesta riippuvaisesti. Tätä varten on RC-elin kytketty ohjaustransistorin T5 ohjausmatkalla diodin D16 ja vastuksen R71 välityksellä 5 myös varauskondensaattoriin C. RC-elimen kondensaattori C4 huolehtii tällöin lisätasoituksesta ja sellaisesta vaihe-siirtymästä, että jonkin verran aaltomainen (100 Hz) tasa-jännite kulkee siinä likimain tahdistetusti verkkovaihto-jännitteeseen verrattuna. Jos siten varauskondensaattorin 10 C jännite kohoaa jännitteenjakajan ja zenerdiodin D3 määräämän arvon yläpuolelle, niin hidastusaika suurenee T5:n kautta ja ja siten varauskuristimen varausaika pienenee verkkovaihtojännitteen jokaisen puoliaallon keskialueella, mikä lisäksi myötävaikuttaa verkkovirran sinimuodon para-15 nemiseen.The deceleration time a is still affected depending on the consumption and magnitude of the charge capacitor C. For this purpose, the RC element is also connected to the charge capacitor C via the control distance of the control transistor T5 via the diode D16 and the resistor R71 5. The capacitor C4 of the RC element then takes care of the additional smoothing and the phase shift so that a somewhat undulating (100 Hz) DC voltage compared to the mains switching voltage. Thus, if the voltage of the charge capacitor 10C rises above the value determined by the voltage divider and the zener diode D3, then the deceleration time increases through T5 and thus the charge time of the charge choke decreases in the center of each half-wave of the AC voltage, further contributing to the mains sine waveform.

Kuvaillun säädön vaikutuksesta ei jännite varaus-kondensaattorissa voi ylittää tiettyä raja-arvoa silloinkaan, kun siihen ei ole liitetty mitään kuormitusta tai on liitetty liian pieni kuormitus, esim. liian pienitehoinen 20 lamppu.As a result of the described control, the voltage in the charge capacitor cannot exceed a certain limit value even when no load is connected to it or too low a load is connected, e.g. a lamp 20 of too low a power.

Jätettäessä pois Dl5 ja Dl6 voidaan C4 liittää R71:n välityksellä ja rinnan sen kanssa Rl':n ja C4':n välityksellä - esitetty katkoviivoin - suoraan varauskondensaattoriin C. Myös siten saadaan aikaan jännitteen säätö 25 C:ssä ja tämän jännitteen aaltomuodon vuoksi samalla -Rl':n ja C4':n vastaavan mitoituksen yhteydessä - varaus-kuristimen L varausajan lyheneminen verkkovaihtojännitteen puoliaaltojen keskialueella ja siten verkkovirran parempi läheneminen sinimuotoa vastaavaksi. Vaihtosuuntaaja ja ta-30 sonsäädin alkavat työskennellä vasta, kun jännite on käyn-nistyskondensaattorissa C8 saavuttanut sellaisen arvon, että sen energia kytkeytyy liipaisudiodin D13 välityksellä ensiötransistorin Tl ohjausmatkalle ja siten tämä kytkeytyy. Käynnistys kondensaattori C8 on tätä tarkoitusta var-35 ten liitetty toisaalta vastusten R2, R4 ja lampun E elek-When D15 and D16 are omitted, C4 can be connected via R71 and in parallel with it via R1 'and C4' - shown in broken lines - directly to the charge capacitor C. This also provides voltage control at 25 ° C and due to this waveform at the same time. In connection with the corresponding dimensioning of -R1 'and C4' - a shortening of the charging time of the charge choke L in the middle range of the half-waves of the mains AC voltage and thus a better convergence of the mains current to correspond to the sinusoidal shape. The inverter and the ta-30 controller do not start working until the voltage in the starting capacitor C8 has reached such a value that its energy is connected via the trigger diode D13 to the control distance of the primary transistor T1 and thus this is switched on. For this purpose, the starting capacitor C8 is connected, on the one hand, to the electrons of the resistors R2, R4 and the lamp E.

IIII

75454 11 trodin välityksellä varauskondensaattoriin C ja toisaalta diodin D10 välityksellä rinnan ensiötransistorin Tl kyt-kentämatkan kanssa. Sen jälkeen, kun verkkovaihtojännite on kytketty tasasuuntaajaan, varautuu varauskondensaattori 5 C varauskuristimen ja varausdiodin välityksellä ja siten myös käynnistyskondensaattori C8, kunnes ensiötransistori Tl syttyy. Sitten purkautuu samalla käynnistyskondensaat-torin varaus D10:n kautta, niin että tämä käynnistyskyt-kentä ei voi vaikuttaa enää vaihtosuuntaajan jaksoittaisen 10 värähtelyn aikana.75454 11 via a trode to the charging capacitor C and on the other hand via a diode D10 in parallel with the switching distance of the primary transistor T1. After the mains AC voltage is connected to the rectifier, the charging capacitor 5C is charged via the charging choke and the charging diode, and thus also the starting capacitor C8, until the primary transistor T1 is lit. The starting capacitor is then discharged at the same time via D10, so that this starting switching field can no longer act during the periodic oscillation of the inverter.

Käytettäessä vaihtosähkönmuuttajaa kaasunpurkaus-lampun E kanssa, on huolehdittava vaihtosähkönmuuttajan irtikytkennästä jos kaasunpurkauslamppu on jatkuvasti haluton käynnistymään, siis esiintyy ainoastaan toistuvia, 15 tuloksettomia käynnistysyrityksiä. Tätä tarkoitusta varten on sovitettu pysäytystyristori T4, jonka kanssa rinnan on kytketty kyllästysmuuntajan katkaisukäämi L33 diodien Dll, D12 välityksellä ja käynnistyskondensaattori C8 R2:n välityksellä ja joka saa pitovirtansa kaasunpurkauslampun 20 varauskondensaattorin C vieressä olevan elektrodin ja esi-vastuksen R4 välityksellä.When using the AC adapter with the discharge lamp E, care must be taken to disconnect the AC adapter if the discharge lamp is constantly unwilling to start, ie there are only repeated, unsuccessful start attempts. For this purpose, a stop thyristor T4 is provided, with which the cut-off coil L33 of the impregnation transformer is connected in parallel via diodes D11, D12 and the start capacitor C8 via R2 and which receives its holding current between the electrode adjacent the charge capacitor C of the discharge lamp 20 and the pre-resistor R4.

Katkaisukäämiin L33 on diodin Dll välityksellä liitetty myös RC-elin R3, C9 rinnankytkennässä, joka taas on liipaisudiodin D14 kautta kytketty rinnan pysäytystyristo-25 rin T4 ohjausmatkan kanssa. Tämän kytkennän toiminta ja mitoitus pohjautuu siihen tosiasiaan, että kaasunpurkauslampun käsittävän kuormahaaran kautta virtaavan ja katkai-sukäämin L33 ottaman virran amplitudi on oleellisesti suurempi lampun ollessa sytytettynä (vaimennettu resonanssi-30 piiri). Mitoituksen määräämän lukumäärän jälkeen hyödyttömiä käynnistysyrityksiä on C9 varautunut niin paljon, että pysäytystyristori T4 syttyy liipaisudiodin D14 välityksellä ja katkaisukäämi L33 joutuu oikosulkuun. Siten jäävät pois vaihtosuuntaajan transistorien ohjausjännitteet ja 35 vaihtosuuntaajan käyttö keskeytyy. Sellaiseen irtikytken- 12 7 5 4 5 4 tään eivät kuitenkaan johda normaalit sytytysyritykset eikä normaali lamppuvirta, koska tällöin C9:n jännite ei saavuta liipaisudiodin D14 ohjaamiseksi vaadittavaa arvoa.An RC element R3, C9 is also connected to the trip coil L33 via a diode D11 in parallel connection, which in turn is connected via a trigger diode D14 in parallel with the control distance T4 of the stop thyristor-25. The operation and dimensioning of this connection is based on the fact that the amplitude of the current flowing through the load branch comprising the gas discharge lamp and taken up by the circuit breaker L33 is substantially larger when the lamp is lit (attenuated resonance circuit 30). After the number determined by the dimensioning, the useless start-up attempts C9 are so charged that the stop thyristor T4 lights up via the trigger diode D14 and the trip coil L33 is short-circuited. Thus, the control voltages of the inverters of the inverter are omitted and the operation of the inverter 35 is interrupted. However, such disconnection is not caused by normal ignition attempts or normal lamp current, because then the voltage C9 does not reach the value required to control the trigger diode D14.

Tasonsäätimen synkroniohjauksen vuoksi vaihtosuun-5 taajan kytkimien suorakulmajännitteestä riippuvaisesti kytkeytyy tasonsäädin automaattisesti irti vaihtosuuntaajan kanssa ja jälleen toimintaan vaihtosuuntaajan käynnistyksen jälkeen.Due to the synchronous control of the level controller, depending on the rectangular voltage of the inverters of the inverter-5 frequency, the level controller automatically switches off with the inverter and again after starting the inverter.

Vaihtosuuntaaja pysyy irtikytkettynä, kunnes pysäy-10 tystyristorin T4 pitovirta voi katketa ja tämä voi sen vuoksi jälleen siirtyä sulkutilaan. Tätä tarkoitusta varten voidaan esim. verkkovaihtojännite katkaista. Hyvin usein on kuitenkin katkaisu seuraus viallisesta lampusta, joka vaihdetaan verkkojännitettä katkaisematta. Koska myös 15 käynnistyskondensaattorin C8 virtapiiri on johdettu lampun elektrodin kautta, alkaa vaihtosähkömuuttaja värähdellä jälleen automaattisesti uuden lampun paikalleen sijoittamisen jälkeen.The inverter remains disconnected until the holding current of the stop-10 thyristor T4 can be interrupted and this can therefore return to the closed state. For this purpose, the mains AC voltage can be switched off, for example. Very often, however, the disconnection is the result of a faulty lamp that is replaced without disconnecting the mains voltage. Since the circuit of the starting capacitor C8 15 is also conducted through the electrode of the lamp, the AC transformer starts to oscillate again automatically after the new lamp is inserted.

Kuvion 2 mukainen suoritusesimerkki eroaa kuvion 1 20 mukaisesta ainoastaan varauskytkimen T2 ohjauksen osalta, joka kytkin on tällöin tehty MOS-tehotransistoriksi. Pis-tekatkoviivan oikealla puolella oleva kytkentä on yhdenmukainen kuvion 1 vastaavan osan kanssa.The embodiment according to Fig. 2 differs from the embodiment according to Fig. 1 only in the control of the charge switch T2, which switch is then made as a MOS power transistor. The connection to the right of the dashed line is consistent with the corresponding part of Figure 1.

Ohjaamiseksi käytetään komparaattoria S, jonka kyt-25 kentätulo + sijaitsee zenerdiodissa D19 ja on vastuksen R8 ja rinnakkaiskondensaattorin CIO välityksellä kytketty rinnan ensiötransistorin Tl kanssa. Komparaattorin sulku-tulo - sijaitsee hidastuskondensaattorissa C6’, joka on purkausdiodin D8' ja vastuksen R65 kautta samoin kytketty 30 rinnan ensiötransistorin Tl kanssa. Varaamiseksi on hidas-tuskondensaattori C6' liitetty varausvastuksen Rl' välityksellä toisaalta ei-lineaarisen vastuksen R61, R62, ze-nerdiodin D18 kautta tasasuuntaimeen G ja toisaalta vastuksen R64 kautta - kytketyn toisiotransistorin T3 yhtey-35 dessä - varauskondensaattoriin C. Hidastuskondensaattoris-For control, a comparator S is used, the switching input + of which is located in the zener diode D19 and is connected in parallel with the primary transistor T1 via a resistor R8 and a parallel capacitor C10. The comparator input of the comparator - is located in the deceleration capacitor C6 ', which is likewise connected in parallel with the primary transistor T1 via a discharge diode D8' and a resistor R65. To charge, the deceleration capacitor C6 'is connected via a charging resistor R1' on the one hand via a non-linear resistor R61, R62, a zener diode D18 to a rectifier G and on the other hand via a resistor R64 - connected secondary transistor T3 - to a charging capacitor C.

IIII

75454 13 sa C6' oleva zenerdiodin D17 rajoittama jännite on siten riippuvainen tasasuuntaajan puoliaaltojännitteen hetkellisestä arvosta ja varauskondensaattorin C jännitteestä. ze-nerdiodi D18 huolehtii siitä, että C6':n varaus pienenee 5 puoliaaltojännitteestä riippuvaisesti pienen hetkellisen arvon yhteydessä, siis vielä johtamattoman zenerdiodin D18 yhteydessä, varuskondensaattorin C jännitteen aikaansaamaan varaukseen verrattuna. Puoliaaltojännitteen suurempien hetkellisten arvojen ja siten johtavan zenerdiodin D18 10 yhteydessä on sitä vastoin puoliaaltojännitteen vaikutus 06':n varaukseen voimakkaampi.The voltage limited by the zener diode D17 of 75454 13 sa C6 'is thus dependent on the instantaneous value of the half-wave voltage of the rectifier and the voltage of the charge capacitor C. the zener diode D18 ensures that the charge of C6 'decreases as a function of the half-wave voltage at a small instantaneous value, i.e. in the case of the still non-conducting zener diode D18, compared to the charge provided by the voltage of the capacitor C. In contrast, in the case of higher instantaneous values of the half-wave voltage and thus of the conductive zener diode D18 10, the effect of the half-wave voltage on the charge of 06 'is stronger.

Rinnan ensiötransistorin Tl kanssa oleva kokooja-kondensaattori C5 tuottaa käyttöjännitteen komparaattoria S varten ja ohjausvirran varauskytkintä T2' varten ja pur-15 kautuu tällä tavalla jaksoittaisesti. T2':n ohjausvirta virtaa tällöin transistorien T5 Ja T6 sekä diodin D21 kautta, jolloin transistori T7 on sulkutliassa. Sellainen ohjausimpulssi edellyttää, että C5:ssä olevalla jännitteellä on ainakin zenerdiodin D20 määräämä arvo, jotta 20 transistori T5 on ohjattuna. Edelleen täytyy transistorin T6 olla komparaattorin S ohjaama positiivisella potentiaalilla, miten on asianlaita, kun ohjaustulossa + oleva signaali on suurempi kuin sulkutulossa - oleva. Jos komparaattori on saattanut transistorin T6 miinussignaalin 25 avulla sulkutilaan, silloin jää pois R12:n sulkuesijännite transistoria T7 varten, jonka kautta sulkuimpulssi T2':ta varten silloin kulkee.The collector capacitor C5 in parallel with the primary transistor T1 produces the operating voltage for the comparator S and the control current charge switch T2 ', and in this way discharges periodically. The control current of T2 'then flows through transistors T5 and T6 and diode D21, whereby transistor T7 is in the short circuit. Such a control pulse requires that the voltage in C5 has at least the value determined by the zener diode D20 in order for the transistor T5 to be controlled. Furthermore, the transistor T6 must be controlled by the comparator S with a positive potential, as is the case when the signal at the control input + is larger than the signal at the shut-off input -. If the comparator has switched the transistor T6 to the closed state by means of the minus signal 25, then the closing voltage of R12 for the transistor T7, through which the closing pulse for T2 'then passes, is omitted.

Varauskytkimen T2' tahdistetun ohjauksen selittämiseksi viitataan kuvioihin 4b ja 4d. Ensiötransistorin T2 30 sulkutilaan joutumisen yhteydessä ajankohtana tl on komparaattorin S ohjaustulossa + välittömästi zenerdiodin D19 määräämä, positiivinen vertailujännite. Sulkutulossa -To explain the synchronous control of the charge switch T2 ', reference is made to Figs. 4b and 4d. When the primary transistor T2 30 enters the closed state, at time t1 there is a positive reference voltage at the control input of the comparator S + immediately determined by the zener diode D19. Closing Incoming -

oleva jännite kohoaa sitä vastoin ensiksi hitaasti ennestään purkautuneen hidastuskondensaattorin C6' varautumisen 35 myötä puoliaaltojännitteen Uq ja varauskondensaattorin Con the other hand, the voltage of the half-wave voltage Uq and the charge capacitor C

14 75454 määräämää arvoa kohti. Siten on ohjaustulossa + oleva signaali suurempi, niin että komparaattori S tuottaa ajankohdasta tl lähtien positiivisen ohjaussignaalin ja siten va-rauskytkin T2' on suljettuna. Puoliaaltojännitteestä Uq ja 5 varauskondensaattorin jännitteestä riippuvan ajan TL kuluttua on komparaattorin S sulkutulossa - oleva signaali kasvanut niin paljon, että komparaattori vaihtokytkeytyy ja tuottaa lähdössään negatiivisen sulkusignaalin, jonka vaikutuksesta varauskytkin T2' avautuu.14 per value determined by 75454. Thus, the signal at the control input + is larger, so that the comparator S produces a positive control signal from the time t1, and thus the charge switch T2 'is closed. After a time TL depending on the half-wave voltage Uq and the voltage of the charge capacitor 5, the signal at the closed input of the comparator S has increased so much that the comparator switches and produces a negative closing signal at its output, which opens the charging switch T2 '.

10 Tämä kytkentätila säilyy Tl:n seuraavaan sulkuti- laan joutumiseen saakka. Niin kauan kuin Tl on vielä sul-kutilassa, ovat komparaattorin S molemmat tulot Rl:n, R64:n ja vast. R8:n ja edelleen D10:n, R2:n ja R4:n välityksellä varauskondensaattorin C jännitteellä, jolloin ze-15 nerdiodit D17 ja D19 on mitoitettu siten, että sulkutulossa - oleva jännite on suurempi kuin ohjaustulossa oleva. Tällä tavalla on taattu myös T2':n irtikytkentä vaihtosuuntaajan jatkuvan irtikytkennän yhteydessä.10 This switching state is maintained until T1 enters the next closed state. As long as T1 is still in the closed state, both inputs of comparator S are R1, R64 and resp. R8 and further through D10, R2 and R4 at the voltage of the charge capacitor C, the ze-15 diodes D17 and D19 being dimensioned so that the voltage at the closing input is higher than that at the control input. In this way, the disconnection of T2 'is also guaranteed in connection with the continuous disconnection of the inverter.

Ensiötransistorin Tl seuraavan ohjausajan aikana 20 varautuu hidastuskondensaattori C6' D8':n ja vastuksen R65 kautta, Jolloin aikavakio on niin suuri, että C6':ssa oleva signaali ei laske Tl:n koko ohjausajan aikana ohjaustulossa + olevan jännitteen alapuolelle. Viimeksi mainittu jännite on ensisijaisesti D19:n ja R8:n kautta tapahtuvan 25 C10:n purkauksen määräämä ja sen vuoksi negatiivinen.During the next control time 20 of the primary transistor T1, the deceleration capacitor C6 'D8' and the resistor R65 are charged, whereby the time constant is so large that the signal in C6 'does not fall below the voltage at the control input + during the entire control time T1. The latter voltage is primarily determined by the discharge of 25 C10 through D19 and R8 and is therefore negative.

CIO:n purkautumisen jälkeen on potentiaali ohjaustulossa + D8':n ja R65:n jännitteenlaskun verran sulkutulon - potentiaalin alapuolella, niin että komparaattori S pitää Tl:n uuteen sulkutilaan joutumiseen saakka varauskytkimen T2' 30 sulkutilassa.After the CIO is discharged, the potential at the control input + the voltage drop of D8 'and R65 is below the closing input potential, so that the comparator S keeps the charging switch T2' 30 in the closed state until T1 enters the new closed state.

Kuvion 5 mukaista kolmatta suoritusmuotoa käsitellään seuraavassa ainoastaan sikäli kuin se eroaa kuvion 2 mukaisesta suoritusmuodosta.The third embodiment according to Fig. 5 will be discussed below only in so far as it differs from the embodiment according to Fig. 2.

Pistekatkoviivan vasemmalla puolella oleva tason-35 säädin toimii kaksinapaisella transistorilla T2'', jonkaThe level-35 controller to the left of the dotted line operates on a bipolar transistor T2 '', which

IIII

75454 15 ohjaamiseksi tarvitaan negatiivinen käyttöjännite. Tämä ja positiivinen kokoojakondensaattorin C5 käyttöjännite tuotetaan seuraavalla, häviöttömällä tavalla:75454 15 A negative supply voltage is required to control. This and the positive operating voltage of the collector capacitor C5 are produced in the following, lossless manner:

Rinnan vaihtosuuntaajan ensiötransistorin Tl kanssa 5 on kapasitiivinen jännitteenjakaja sekä kondensaattorit C7, C7’, jotka tl:n ollessa sulkutilassa varautuvat positiivisesti, jolloin suurin osa Tl:n korkeasta sulkujännit-teestä vaikuttaa C7:ään, jolla on huomattavasti pienempi kapasitanssi. Tl:n ohjauksen yhteydessä purkautuu sitten 10 C7 C7':een ja - jännitteensä vastaavan suuruudella - D27:n kautta varastointikondensaattoriin Cll, jonka jännite on zenerdiodin D26 rajoittama. Vaihtosuuntaajan alkuvärähte-lyn jälkeen varautuvat varastointikondensaattorti C5 ja Cll siten mainitulla napaisuudella positiiviselle tai 15 vast, negatiiviselle käyttöjännitteelle. C7':ssä syntyy sitä vastoin suorakulmajännite, joka on ylöspäin C5:n jännitteen rajoittama ja alaspäin Cll:n jännitteen rajoittama ja joka toimii komparaattorin S ohjaamiseksi. Tasonsäädin alkaa toimia vasta sitten, kun C5:n positiivinen käyttö-20 jännite on riittävän suuri ja siten T5 ohjataan zenerdiodin D20 ja RIO:n välityksellä.The parallel inverter primary transistor T1 5 has a capacitive voltage divider and capacitors C7, C7 'which, when t1 is in the closed state, charge positively, whereby most of the high closing voltage T1 affects C7, which has a much lower capacitance. In connection with the control of T1, 10 C7 is then discharged into C7 'and - with a voltage corresponding to its value - via D27 to a storage capacitor C11, the voltage of which is limited by the zener diode D26. After the initial oscillation of the inverter, the storage capacitors C5 and C11 are thus charged with a positive or 15 or negative operating voltage at said polarity. In C7 ', on the other hand, a rectangular voltage is generated, which is limited upwards by the voltage C5 and downwards limited by the voltage C11 and which acts to control the comparator S. The level controller only starts to operate when the positive operating voltage of C5 is sufficiently high and thus T5 is controlled via zener diode D20 and RIO.

Varastointikondensaattori C5 muodostaa diodin D5' ja jakajakondensaattorin C5' kanssa sarjakytkennän, joka on sovitettu rinnan varauskytkimen T2’ ' kanssa ja joka 25 toimii katkaisukuormituksena. Varauskytkimen T2' ' ollessa sulkutilassa varautuvat siten nämä molemmat kondensaattorit, jolloin jännitteen suurin osa on oleellisesti pienemmäksi mitoitetulla kondensaattorilla C5'. T2'':n seuraavan ohjauksen yhteydessä purkautuu C5' sitten värähdyskuristi-30 men L3 kautta kondensaattoriin Cll, joka tuottaa negatiivisen käyttöj ännitteen.The storage capacitor C5 forms a series connection with the diode D5 'and the divider capacitor C5', which is arranged in parallel with the charge switch T2 '' and which acts as a cut-off load. When the charging switch T2 '' is in the closed state, both of these capacitors are thus charged, whereby most of the voltage is substantially lower with the dimensioned capacitor C5 '. In the next control of T2 '', C5 'then discharges through the oscillation choke 30 L3 to the capacitor C11, which produces a negative operating voltage.

Hidastuskondensaattori C6' komparaattorin S miinus-tulossa on tällöin kytketty varausvastuksen Rl' välityksellä sarjaan kondensaattorin C4' kanssa ja näiden molem-35 pien kanssa rinnan vastuksen R62' välityksellä ainoastaan 75454 16 varauskondensaattorin C kanssa rinnan. C6':n jännite on siten riippuvainen sekä varauskondensaattorin C keskiarvosta - R62':n kautta - että myös hetkellisestä arvosta C4':n ja Rl':n kautta. C4':n kautta virtaava, varauskon-5 densaattorissa C vaikuttavasta aaltoisuudesta riippuvainen vaihtovirta voisi johtaa C6':ssa olevan jännitteen napaisuuden vaihtoon, jonka diodit D28, D29 estävät. Positiivisessa suunnassa on C6':n jännite diodin D17' rajoittama positiivisen käyttöjännitteen arvoon.The deceleration capacitor C6 'at the negative input of the comparator S is then connected in series with the capacitor C4' via the charging resistor R1 'and with both of them in parallel via the resistor R62' with only the 75454 16 charging capacitor C in parallel. The voltage of C6 'thus depends both on the average of the charge capacitor C - via R62' - and also on the instantaneous value via C4 'and R1'. The alternating current flowing through C4 ', which depends on the ripple acting in the charge converter 5, could lead to a change in the polarity of the voltage in C6', which is blocked by diodes D28, D29. In the positive direction, the voltage of C6 'is limited by the diode D17' to the value of the positive operating voltage.

10 Varauskytkimen T2'' ohjaus hidastuskondensaattorin C6 jännitteestä riippuvaisesti on toiminnaltaan samanlainen kuin kuvion 2 mukaisen suoritusmuodon yhteydessä. Kuitenkaan ei komparaattoria S tahdisteta R8:n tai vast. R65:n ja D8':n välityksellä ensiötransistorin Tl suurella 15 suorakulmajännitteellä, vaan ainoastaan sen murto-osalla -ohjauskondensaattorin C7' väliotosta saatu.The control of the charge switch T2 '' depending on the voltage of the deceleration capacitor C6 has a function similar to that of the embodiment according to Fig. 2. However, the comparator S is not synchronized with R8 or resp. Via R65 and D8 'obtained at a high rectangular voltage of the primary transistor T1, but only at a fraction thereof from the tap of the control capacitor C7'.

Tuloksessa on T2':n ohjausaika ja siten varausku-ristimen L varausaika sitä pitempi, mitä alhaisempi on varauskondensaattorin C jännite. Tämä säätyy arvoon, joka on 20 säädettävissä jännitteenjakajan avulla komparaattorin S positiivisessa tulossa. RC-elimen Rl', C4' vastaavalla mitoituksella saadaan sellainen vaihesiirtymä, että varaus-kuristimen varausaika ja siten virranotto verkosta on pienimmillään juuri verkkovaihtojännitteen puoliaaltojen kes-25 kialueella, joten tuloksena on verkkovirran hyvä sinimuo-don läheneminen.The result is the control time T2 'and thus the longer the voltage of the charge capacitor C, the longer the charge time of the charge choke L. This is adjusted to a value that is adjustable by means of a voltage divider at the positive input of the comparator S. The corresponding dimensioning of the RC element R1 ', C4' gives such a phase shift that the charge time of the charge choke and thus the current draw from the mains is at its smallest in the middle range of the mains voltage half-waves, thus resulting in a good mains convergence.

Vaihtosuuntaaja - pistekatkoviivan oikealla puolella - on tässä suoritusesimerkissä kuormitettu kahdella rinnan kytketyllä lampulla E, E' kumpikin vastaavine sar-30 jaresonanssipiireineen C2, L2 ja C2', L2'. Tällöin on tärkeä lampun virtapiirien symmetrinen syöttö, jolloin väräh-dyskondensaattori Cl on liitetty molempien lamppujen elektrodien liitoskohtaan. Pysäytystyristorin T4 pitovirtapii-ri ja käynnistyskondensaattorin C8 varauspiiri kulkee sitä 35 vastoin R4:n, R4':n kautta ja lamppujen välittömästi kesii 75454 17 kenään sarjaan kytkettyjen elektrodien kautta.In this embodiment, the inverter - to the right of the dotted line - is loaded with two lamps E, E 'connected in parallel, each with its respective series 30 resonant circuits C2, L2 and C2', L2 '. In this case, the symmetrical supply of the lamp circuits is important, in which case the oscillation capacitor C1 is connected to the connection point of the electrodes of both lamps. In contrast, the holding circuit of the stopping thyristor T4 and the charging circuit of the starting capacitor C8 pass through R 4, R 4 'and the lamps immediately pass through the electrodes connected in series.

Irtikytkemiseksi jatkuvasti syttymästä kieltäytyvän lampun ollessa kyseessä käytetään hyväksi sarjaresonanssi-piirien kuristimissa L2, L2' olevia jännitteitä ja ne tuo-5 daan jännitteenjakajien ja erotusdiodien D22, D23 kautta TAI-portin tapaan RC-elimeen C9, R3. Nämä jännitteet ovat jatkuvasti syttymästä kieltäytyvän lampun yhteydessä - re-sonanssitapauksessa - niin suuret, että pysäytystyristori T4 syttyy liipaisudiodin D14 välityksellä, joka tyristori 10 pysyy sitten ohjattuna vioittuneen lampun vaihtamiseen saakka. Se saattaa siten kyllästysmuuntajan katkaisukäämin L33' oikosulkutilaan diodin D21 ja käynnistyskondensaatto-rin C8 välityksellä ja kytkee siten irti vaihtosuuntaajan. Koska diodit D22 ja D23 on liitetty TAI-portin tapaan RC-15 elimeen R3, C9, voi kumpikin molemmista rinnan kytketyistä lampuista - tai myös molemmat samanaikaisesti - aiheuttaa irtikytkentätilan.In the case of a lamp which continuously refuses to light up, the voltages in the chokes L2, L2 'of the series resonant circuits are utilized and are supplied to the RC element C9, R3 via voltage dividers and isolating diodes D22, D23. These voltages are constantly so high in the case of a non-igniting lamp - in the case of resonance - that the stop thyristor T4 is ignited via the trigger diode D14, which thyristor 10 then remains controlled until the defective lamp is replaced. It thus shortens the trip coil L33 'of the saturation transformer to the short-circuit state via the diode D21 and the start capacitor C8, and thus disconnects the inverter. Because diodes D22 and D23, like the OR gate, are connected to the element R3, C9 of the RC-15, each of the two lamps connected in parallel - or both at the same time - can cause a disconnection state.

Irtikytkentätila säilyy, kunnes toinen molemmista lampuista on vaihdettu ja siten T4 katkaisee pitovirtapii-20 rin. Uuden lampun sijoittamisen myötä voi sitten käynnis-tyskondensaattori C8 varautua R2:n, R4:n ja molempien lamppujen E, E' sarjaan kytkettyjen elektrodien kautta, niin että ensiksi vaihtosuuntaaja alkaa jälleen värähdellä. Kohta sen jälkeen ovat riittävän suuret käyttöjännit-25 teet käytettävissä C5:ssä ja Cll:ssä tasonsäädintä varten, niin että myös tämä alkaa automaattisesti jälleen toimia.The disconnection state is maintained until one of the two lamps has been replaced and thus T4 disconnects the holding circuit. With the placement of a new lamp, the starting capacitor C8 can then charge through the electrodes connected in series with R2, R4 and both lamps E, E ', so that first the inverter starts to oscillate again. Shortly afterwards, sufficiently high operating voltages-25 are available in C5 and C11 for the level controller, so that this too automatically starts working again.

Vanhentunut lamppu käyttäytyy kuten tasasuuntaaja, vaikka napaisuus ei ole etukäteen määrätty. Vastavasti voi värähdyskondensaattorissa Cl esiintyä hyvin korkea posi-30 tiivinen tai negatiivinen jännite, pyöreästi 1 000 V, jonka vaikutuksesta olisi vaarantunut valvontakytkentä, erityisesti pysäytystyristori T4. Sen vuoksi toimii diodi D24 sarjassa T4:n kanssa suojaksi Cl:n negatiivisen ylijännitteen yhteydessä. Diodi D25 pitää sitä vastoin potentiaalin 35 postiivisen ylijännitten yhteydessä varauskondensaattorin 18 75454 C jännitteen arvossa.An outdated lamp behaves like a rectifier, even if the polarity is not predetermined. Correspondingly, a very high positive or negative voltage, 1000 V round, may be present in the oscillation capacitor C1, which would have jeopardized the control circuit, in particular the stop thyristor T4. Therefore, diode D24 in series with T4 acts as a protection against negative overvoltage of C1. Diode D25, on the other hand, keeps the potential 35 in the case of positive overvoltages at the voltage of the charge capacitor 18 at 75454 C.

Myös valvonnan ja irtikytkennän tässä kuvailtu muunnelma on edullisesti käyttökelpoinen kuvioiden 1 ja 2 mukaisten suoritusesimerkkien yhteydessä sekä vaihtosuun-5 taajan ja tasonsäätimen tässä selitetystä ohjauksesta erillään.The variation of monitoring and disconnection described herein is also preferably useful in connection with the embodiments of Figures 1 and 2 and separately from the control of the inverter-5 frequency converter and the level controller described herein.

ilil

Claims

75454 19

An AC converter comprising a level controller having a charge capacitor (C) connected to an AC mains via a charge diode (D), a charge inductor (L) and a rectifier (G), the rectifier supplying an unbalanced half-wave voltage, a charge switch (T2, T2) , through which the charge choke (D) can be connected to the rectifier (G), a control section 10 for controlling the charge switch (T2, T2 ') supplies a periodic control voltage whose operating ratio depends on the operating balance, an inverter with two alternately controlled switches are called primary switches (T1) and secondary switches (T3) and are in series with the charging capacitor (C) in series, the switching frequency of the charging switch and the inverter switches being higher than the frequency of the AC network, characterized in that the charging switch (T2, 20 T2) ', T2' ') the control section is synchronized with the rectangular voltage of the second switch (T1, T3) of the inverter, and you do not this duty cycle (V) of the charge switch (T2, T2 ') with respect to the cycle duration (T) is determined by the charge time-dependent control variable of the deceleration accumulator (C6, C6'), the deceleration accumulator discharge circuit being formed by one switch (T1) of the inverter; T3) through.

Alternator according to Claim 1, characterized in that the charge circuit of the deceleration accumulator (C6) has a charge resistor (R1), a isolating diode (D7), one of the inverter switches (T1) and an auxiliary voltage source, and the latter is formed of a storage capacitor (C5) and a parallel control transistor (T5) parallel thereto, the control of which depends on the control variable (Fig. 1).

An AC converter according to claim 2, characterized in that the deceleration accumulator is a deceleration capacitor (C6) which controls via a trigger diode (D9) a thyristor (T2) in series with the inverter switch (T1) located in the deceleration-5 in the charging circuit of the capacitor (C6), forms a charging switch and that the secondary switch (T3) of the inverter and the discharge diode (D8) are located in the discharge circuit of the deceleration capacitor (C6).

Alternator according to Claim 1, characterized in that when transistors are used as inverter switches, the control of the charge switch depends on the cut-off voltage in the primary transistor (T1) of the inverter and that the decoupling circuit (D8F, R65) of the retarder Tl) through.

Alternator according to Claim 4, characterized in that the control of the charge switch (T2 ', T2' ') depends on the voltage of the second capacitor (C7') of the capacitive voltage divider (C7, C7 '), which voltage divider is the primary of the parallel inverter. with a transistor (T1).

Alternator according to Claim 4 or 5, characterized by a comparator (S) controlling the charge switch (T2 ', T2' '), one input of which is connected to a deceleration accumulator (C6') formed by a capacitor and the other input to a voltage divider connected to a parallel inverter with the transistor (T1) through which the discharge circuit of the deceleration accumulator (C6 ') is passed.

An AC converter according to any one of claims 1 to 6, wherein the operating ratio for generating a sinusoidal mains current depends on a correction value derived from the rectifier half-wave voltage, characterized in that the charge of the deceleration accumulator (C6, C6 ') depends on the current flowing through the charge capacitor (C) via a series connection of a resistor (R1 *) and a capacitor II (C4 *) connected in parallel.

Alternating current converter according to Claim 7, characterized in that there is a resistor (R62 '; R71) in parallel with the series connection.

Alternator according to one of Claims 1 to 8, characterized in that the accumulator capacitor (C5) produces a positive operating voltage for the control part, which capacitor together with the isolating diode (D5) and the divider capacitor (C7) forms a capacitive voltage divider in parallel. with the primary switch (T1) of the inverter.

Alternating current converter according to Claim 9, characterized in that the series connection of the positive operating voltage storage capacitor (C5) and the separating diode (D5 ') on the one hand and the series connection of the negative operating voltage storage capacitor (C11) and the return choke (L3) ) in parallel with the charge switch (T2, T2 ', T2' ').

Alternating current converter according to Claim 10, characterized by a negative operating voltage storage capacitor (C11) connected in parallel with the primary transistor (T1) of the oscillator converter via a isolating diode (D27) and a divider capacitor (C7), the isolating diode (D27) being polished so that and the capacitor (C7) can be discharged in connection with the controlled primary transistor (T1) to the storage capacitor (C11). 22 Patent Scrap: 7 5 4 5 4