FI73553B

FI73553B - ANORDNING FOER EKOFASUTJAEMNING OCH DESS TILLAEMPNING PAO EKOELIMINATORER.

Info

Publication number: FI73553B
Application number: FI822436A
Authority: FI
Inventors: De Verdiere Jean-Marc Ma Colin; Patrice Rene Langlois; Odile Marie Macchi
Original assignee: Telecommunications Sa
Priority date: 1981-07-09
Filing date: 1982-07-08
Publication date: 1987-06-30
Also published as: FI822436A0; FR2509552A1; EP0070236A1; DE3262044D1; NO822375L; CA1194953A; DK307782A; EP0070236B1; ES513728A0; FI73553C; HU186079B; FR2509552B1; JPS5817735A; NO157679B; ES8305172A1; JPS644699B2; SU1414332A3; NO157679C; FI822436L

Description

7355 37355 3

Kaiun vaiheentasauslaite ja sen sovellutus kaiun kumoamis-laitteisiinEcho phase equalizer and its application to echo cancellation devices

Esillä oleva keksintö koskee yhtäaikaisten, kaksisuuntaisten tietojen siirtämistä kaksilankaista piiriä myöten, ja tarkemmin sanottuna kaiun mitätöimistekniikkaa.The present invention relates to the transmission of simultaneous, bidirectional data along a two-wire circuit, and more particularly to an echo cancellation technique.

On tunnettua, että menetelmä, joka mahdollistaa yhtäaikaisen, kaksisuuntaisen tietojen siirron kaksilankaista piiriä myöten, esimerkiksi modernien (modulaattori-demodulaattorien) avulla on "kaiun mitätöimismenetelmä". Kun kummassakin päässä olevat modernit lähettävät samalla taajuuskaistalla, täytyy f jotta vastaanotettaessa saataisiin hyötysignaali, kaiut mitätöidä. Tätä varten kaiun mitätöimislaitteet antavat arvion kaiuista ja vähentävät sen vastaanotetusta signaalista.It is known that a method that allows simultaneous, two-way data transmission up to a two-wire circuit, for example by means of modern (modulator-demodulators), is an "echo cancellation method". When moderns at both ends transmit in the same frequency band, f in order to obtain a useful signal upon reception, the echoes must be nullified. To this end, the echo cancellers provide an estimate of the echoes and subtract it from the received signal.

Nämä kaiut koostuvat tavallisesti paikallisesta kaiusta, joka johtuu 4 langasta 2 lankaan siirtymisen varmistavan differentiaalipiirin mukautumattomuudesta, mihin lisäksi tulevat kaukaiset kaiut, jotka johtuvat siirretyn signaalin heijastumisista impedanssien mukautumattomuuden johdosta. Viimeksimainittuihin kaikuihin vaikuttaa näin ollen vastaanotossa taajuusero, so. se, että kaukaisen kaiun kantoaalto-taajuus ei ole enää sama kuin lähetetyn signaalin.These echoes usually consist of a local echo due to the mismatch of the differential circuit ensuring the transition from 4 wires to 2 wires, in addition to distant echoes due to reflections of the transmitted signal due to impedance mismatch. The latter echoes are thus affected by the frequency difference in reception, i.e. the fact that the carrier frequency of the far echo is no longer the same as the transmitted signal.

Niinpä kun lähetetty signaali moduloidaan kantoaaltotaajuudella f , kaiku sinänsä saapuu moduloituna samalla kantoaaltotaajuudella f , jolle on tapahtunut vaihesiirtymä v = 2πΔ fnT + i , jossa Af on kaiun taajuuden muutos ja T näytteenottojakso. Tällaisen kaiun mitätöimiseksi se täytyy rakentaa uudelleen moduloimalla se samalla kantoaaltotaajuudella fc, hetkellä nT faasin 0^ kanssa, joka on arvio tämän kaiun faasista . Sitten täytyy vastaanotossa jokaisella näytteenottohetkellä nT vähentää vastaanotetusta signaalista arvioitu kaikusignaali.Thus, when the transmitted signal is modulated at the carrier frequency f, the echo itself arrives modulated at the same carrier frequency f, which has undergone a phase shift v = 2πΔ fnT + i, where Af is the change in echo frequency and T is the sampling period. To nullify such an echo, it must be rebuilt by modulating it at the same carrier frequency fc, at time nT with the phase 0 ^, which is an estimate of the phase of this echo. Then, at reception, at each sampling time nT, the estimated echo signal from the received signal must be subtracted.

2 7 3 5 5 32 7 3 5 5 3

Kuvio 1 esittää tällaista, aikaisemmasta tekniikasta tunnettua kaiun mitätöimislaitetta. Lähetyksessä signaali esiintyy sarjana An kompleksitietoja, jotka on moduloitu modulaattorin 1 avulla kantoaaltotaajuudella f . Differentiaa-lipiiri 2 varmistaa linjan kytkennän lähetyksen kanssa ja modernin vastaanoton. Vastaanotettu signaali hn hetkellä nT koostuu hyötysignaalista, joka tulee kaukaisesta päästä, ja kaikusignaalista g f joka voidaan kirjoittaa: Σ j(2irf nT+Y ) . j, 0 . _ _ , ^ a - , A , η. eJ c n , iossa f = 2πΔίηΤ + - n k n-k k J n oFigure 1 shows such an echo cancellation device known from the prior art. In the transmission, the signal occurs as a series of complex information An modulated by the modulator 1 at the carrier frequency f. Differentiation circuit 2 ensures line connection with transmission and modern reception. The received signal hn at time nT consists of a useful signal coming from the far end and an echo signal g f which can be written: Σ j (2irf nT + Y). j, 0. _ _, ^ a -, A, η. eJ c n, where i = f = 2πΔίηΤ + - n k n-k k J n o

Ui ja jossa r^ on se impulssivastaus, joka on otettu näytteeksi, palautettuna kaikusignaalin peruskaistalle.Ui and where r ^ is the impulse response sampled, returned to the baseband of the echo signal.

Vastaanotossa ennen demodulaatiota demodulaattorin 4 avulla jokaisesta vastaanotetusta näytteestä hn vähennetään kor-jausnäyte σ^, niin että saadaan näyte en vähennyspiirin 6 avulla, jotka näytteet rn ja ovat komplekseja. Havaitaan, että signaali hfi on kompleksisignaali, joka on vaihe-siirretty verran erotuspiirin 7 avulla, joka on sovitettu vastaanottamaan di fferentiaalipiirin 2 ja vähennyspiirin 6 väliin.In the reception before the demodulation by the demodulator 4, a correction sample σ 1 is subtracted from each received sample hn, so that a sample en is obtained by the subtraction circuit 6, which samples rn and are complexes. It is found that the signal hfi is a complex signal which is phase-shifted by means of a separation circuit 7 adapted to receive between the differential circuit 2 and the subtraction circuit 6.

Sitten näyte en kohdistetaan demodulaattorin 4 sisäänmenoon. Tunnetut kaiun mitätöimislaitteet 5, joilla kaiun vaihe 0 voidaan kumota, koostuvat ensimmäisestä kertointen uudelleen aktuaalistamisjärjestelmästä 51, esimerkiksi gradientin n+l -j(2.f0n T + θη)The sample en is then applied to the input of the demodulator 4. The known echo cancellation devices 5, with which the echo phase 0 can be canceled, consist of a first coefficient re-actualization system 51, for example a gradient n + 1 -j (2.f0n T + θη)

Ck Ck γ n An-k e [2 ] algoritmin mukaan, jossa kertoimet ovat komplekseja, jossa γ on positiivinen, reaalinen vakio, ja toisesta kaiun vaiheen 0n uudelleen aktualisoimisjärjestelmästä 52, joka faasi Θ sekin uudelleen aktualisoidaan gradientin li 7355 3 3 Θη+1 = Θη + “Im(en ση} f 3-Ι algoritmin mukaan, jossa kaavassa on uudelleen muodostettu kaiku ja on tämän konjugoitu kompleksi ja a on positiivinen, reaalinen vakio.Ck Ck γ n according to the An-k e [2] algorithm, where the coefficients are complexes, where γ is a positive, real constant, and from the second echo phase 0n re-actualization system 52, which phase Θ is also re-actualized by the gradient li 7355 3 3 Θη + 1 = Θη + “Im (en ση} f 3-Ι according to an algorithm in which an echo is reconstructed and is a conjugated complex of this and a is a positive, real constant.

Mitätöimislaitteen 5 ulostulopuolella uudelleen muodostettu kaiku on _ _ _ j(2irf n T + Θ ) r „ Σ C, A , eJ c n Γ t- 1The reshaped echo on the output side of the cancellation device 5 is _ _ _ j (2irf n T + Θ) r „Σ C, A, eJ c n Γ t- 1

°n = k k n‘k L 5 J° n = k k n’k L 5 J

Tällainen kaiun mitätöimislaite on selitetty esimerkiksi artikkelissa, joka on ilmestynyt aikakauslehdessä IEEE Trans. Corn. 25, n:o 7, heinäkuu 77, sivuilla 654-666.Such an echo cancellation device is described, for example, in an article published in the journal IEEE Trans. Corn. 25, No. 7, July 77, pp. 654-666.

Tällaiset vaiheen oikaisemisjärjestelmät kelpaavat käytettäviksi hitaan vaihesiirron tai hyvin pienen taajuusjätön kompensoimiseen. Kuitenkin silloin kun vaiheen muutos käsittää suuren taajuusjätön, tällaiset järjestelmät ovat perin riittämättömiä. Erityisesti silloin kun hyötysignaalin suhde kaikuun, jätön vaikuttaessa kaikuun, on pieni, faasin kompensaatio ei enää ole hyväksyttävissä. Itse asiassa se vaatisi, että faasin oikaisemisalgoritmissä /37 olisi käytettävä liian suurta kerrointa a, mikä huonontaisi suorituksia taajuusjätön puuttuessa.Such phase correction systems are suitable for compensating for slow phase shift or very low frequency drop. However, when the phase change involves a large frequency drop, such systems are inherently inadequate. Especially when the ratio of the useful signal to the echo, with omission affecting the echo, is small, phase compensation is no longer acceptable. In fact, it would require that the phase correction algorithm / 37 should use an excessive coefficient a, which would degrade performance in the absence of frequency drop.

Tämän keksinnön keksijät, herrat Colin de Verdiere, Langlois ja rouva Macchi, joka viimeksimainittu keksijä on työssä CNRS:n signaali- ja järjestelmälaboratoriossa (L.2.S), ovat pyrkineet lieventämään näiden kaiun mitätöimiseen käytettävien vaiheen oikaisulaitteiden puutteita, niin että niillä voitaisiin korjata kaiun suurikin taajuusjättö.The inventors of the present invention, Mr. Colin de Verdiere, Langlois, and Ms. Macchi, the latter inventor of the CNRS Signal and Systems Laboratory (L.2.S), have sought to alleviate the shortcomings of these phase cancellation phase correction devices so that they can be corrected. even the largest frequency drop in the echo.

Olennaisesti keksintö käsittää sen, että vaiheen hitaita muutoksia u^ varten käytetään ensimmäistä vaiheenmuutos-järjestelmää ja nopeita vaiheen vaihteluita varten 4 73553 toista vaiheen muutosjärjestelmää, jolloin vaiheen kokonais-muutos 0^ saadaan yhteenlaskentapiirin tulosteena, joka yh-teenlaskentapiiri ottaa vastaan mainittujen ensimmäisen ja toisen järjestelmän signaalit u^ ja .Essentially, the invention comprises using a first phase change system for slow phase changes and 4 73553 second phase change systems for fast phase variations, wherein the total phase change 0 is obtained as an output of an aggregation circuit which receives the first and second systems of said first and second systems. signals u ^ and.

Ensimmäisen tunnusmerkin mukaan jokaisella näytteenottohet-kellä nT lähtien suureesta dwn, joka suure dwn edustaa kaiun kompleksin korjaustekijän imaginaarista osaa, johon on liitetty kaiun mitätöimislaitteen ulostulosta saatu arvojen signaali e , mainitun kaiun kumoamisen jälkeen, joka korjaustekijä kerrotaan suhteellisuuskertoimella, keksinnön mukainen vaiheen kompensoimisjärjestelmä käsittää laitteen, jolla voidaan laskea yhteen, jokaisella näytteenottohetkel-lä, hidas vaiheen muutos u^ nopean vaiheen muutoksen wn kanssa, joka yhteenlaskulaite antaa tulosteena kaiun oikean vaiheen G , joka hidas muutos un saadaan mainitusta lisäyksestä dwn ensimmäisen laitteen avulla, ja mainittu nopea muutos saadaan mainitusta lisäyksestä dwn toisen laitteen avulla.According to the first characteristic, at each sampling time nT from the quantity dwn, which quantity dwn represents the imaginary part of the echo complex correction factor to which the value signal e obtained from the output of the echo cancellation device is connected, after echo cancellation which can sum, at each sampling moment, a slow phase change u ^ with a fast phase change wn, which summing device outputs the correct phase G of the echo, which slow change un is obtained from said increment dwn by the first device, and said fast change is obtained from said increment dwn using another device.

Lisäksi mainittu ensimmäinen, u :n toimittava laite käsit- n tää laitteen edellisellä näytteenottohetkellä esiintyvien vaihteluiden u , laskemiseksi yhteen suureen T.F :n kanssa, jossa T on näytteenottojakson pituus, ja suure Fn saadaan laitteella, jolla lasketaan yhteen edellisen näytteenotto-hetken suure F , suureen dF kanssa, joka suure dF on saatu laitteella, jolla mainittu lisäys dw , tasapainotettuna vakiolla edellisen näytteenottohetken suureen dFn-1 kanssa, joka suure dFn_^ myös on tasapainotettu toisella vakiolla (l-δ), jossa gja6 tarkoittavat positiivisia, relatiivisia vakioita.In addition, said first device supplying u comprises a device for summing the variations u occurring at the previous sampling time with a quantity TF, where T is the length of the sampling period, and the quantity Fn is obtained by a device for summing the quantity F at the previous sampling moment, with a quantity dF obtained by the device with said addition dw, equilibrated by a constant with the quantity dFn-1 of the previous sampling moment, which quantity dFn_ ^ is also equilibrated by a second constant (l-δ), where gja6 denote positive, relative constants.

Keksinnön erään ensisijaisen sovellutusmuodon mukaan vakion arvo on 1.According to a preferred embodiment of the invention, the value of the constant is 1.

Keksinnön toisen tunnusmerkin mukaan mainittu toinen laite, joka antaa nopeat vaihtelut w , käsittää laitteen, jolla 5 73553 voidaan laskea yhteen mainittu lisäys dwn ja edellisen näyt- teenottohetken arvo w ,.According to another feature of the invention, said second device, which gives rapid variations w, comprises a device with which said addition dwn and the value w 1 of the previous sampling moment can be added.

n-1n-1

Keksintö tekee mahdolliseksi helposti korjata suurestakin taajuuspoikkeamasta johtuvia kaikuja.The invention makes it possible to easily correct echoes due to even a large frequency deviation.

Muita keksinnön etuja ja tunnusmerkkejä selviää seuraavasta keksinnön selityksestä ja oheisesta piirustuksesta.Other advantages and features of the invention will become apparent from the following description of the invention and the accompanying drawing.

Kuvio 1 on yleinen esitys ennestään tunnetusta kaiun kumoa-mislaitteesta.Figure 1 is a general representation of a prior art echo canceller.

Kuvio 2 esittää tunnettua kaiun kumoamisia!tteen vaiheen oikea-aikaiseksi palauttamisjärjestelmää.Figure 2 shows a known echo cancellation phase timely recovery system.

Kuvio 3 esittää kaiun vaihevaihteluiden keksinnön mukaista jakautumista.Figure 3 shows the distribution of echo phase variations according to the invention.

Kuvio 4 esittää keksinnön mukaisia vaiheen korjauspiirejä.Figure 4 shows phase correction circuits according to the invention.

Kuvio 5 esittää kuvion 4 mukaisen keksinnön ensisijaista sovellutusmuotoa.Figure 5 shows a preferred embodiment of the invention according to Figure 4.

Niin kuin kuviosta 2 näkyy, ennestään tunnetut kaiun kor-jauslaitteen vaiheen ©n oikea-aikaiseksipalauttamisjärjestelmät käsittävät piirin 21, jolla edellisen näytteen uudelleen muodostettu, arvioitu, yhdistetty, kompleksinen arvo cr^ voidaan kertoa kuvion 1 mukaisen vähennyspiirin 6 antamalla arvolla e . Piiri 22, joka ottaa vastaan kerto- n laskun tuloksen piiristä 21, antaa tulosteenaan tämän suureen puhtaan imaginaarisen osan, joka sitten kerrotaaan a :11a kertolaskupiirin 23 avulla, a on sopivalla tavalla valittu vakio, joka saadaan muistista 24.As shown in Fig. 2, the previously known echo correction device phase © time recovery systems comprise a circuit 21 by which the reconstructed, estimated, combined, complex value cr 1 of the previous sample can be multiplied by the value e given by the subtraction circuit 6 of Fig. 1. The circuit 22, which receives the result of the multiplication of the multiplication circuit 21, outputs this large pure imaginary part, which is then multiplied by a: 11a by means of the multiplication circuit 23, a is a suitably selected constant obtained from the memory 24.

Piirin 23 tulosteena saatu suure lasketaan yhteen arvon ©n_2 kanssa, joka saadaan tulosteena piiristä 25, joka 6 7355 3 joka hidastaa sitä yhden näytteenottojakson T verran. Piirin 24 tulosteesta saatu yhteenlaskutulos on Θ , joka on kaiun vaihesiirtymäarvo kullakin näytteenottohetkellä nT ensiasteisen, tunnetun arvioinnin mukaan. Tämä arviointi voidaan lisäksi ilmaista yhtälöllä 0 = 0 , + d0 .The quantity obtained as the output of the circuit 23 is added to the value © n_2 obtained as the output from the circuit 25 which 6 7355 3 which slows it down by one sampling period T. The summation result obtained from the output of circuit 24 is Θ, which is the echo phase shift value at each sampling time nT according to the first-order, known estimate. This estimate can further be expressed by the equation 0 = 0, + d0.

Keksintö käsittää sen, että vaihe ©n hajotetaan kahdeksi komponentiksi u ja w , joista ensimmäinen, u , vastaa hi-dasta poikkeamisilmiötä, jolla on taipumus pienetä tai jopa suureta, ja toinen w , vastaa nopeata ilmiötä ja että nopeasta ilmiöstä jokaisella näytteenottohetkellä poistetaan hitaan ilmiön jäännökset. Vaihe Θ , hetkellä nT voidaan sit-ten ilmaista komponenttien un ja wn summana.The invention comprises that step © n is decomposed into two components u and w, the first of which, u, corresponds to a slow deviation phenomenon which tends to decrease or even increase, and the second w, corresponds to a fast phenomenon and that the slow phenomenon is eliminated at each sampling moment. carcass. The phase Θ, at time nT, can then be expressed as the sum of the components un and wn.

Niin kuin kuviosta 3 näkyy, komponentti u^ edustaa vaiheen keskiarvoa, kun taas wn edustaa amplituudiltaan pieniä vaihteluita poikkeaman tämän keskiarvon molemmin puolin.As shown in Figure 3, the component u ^ represents the phase mean, while wn represents small variations in amplitude on either side of this deviation.

Keksinnön mukaan on käytettävissä kaksi erilaista näiden kummankin komponentin oikea-aikaiseksipalauttamisjärjestelmää .According to the invention, two different timely recovery systems for each of these components are available.

Komponentti palautetaan oikea-aikaiseksi keksinnön mukaan ensimmäistä astetta olevan vaihepiirin avulla, kun taas komponentti ufi palautetaan oikea-aikaiseksi keksinnön mukaan korkeampaa astetta olevan vaihepiirin avulla.According to the invention, the component is restored to time by means of a first-order phase circuit, while the component ufi is restored to time by means of a higher-order phase circuit.

Ensiksi muodostetaan kasvu dw lähtien uudelleen muodoste- n tusta kompleksista, yhdistetystä kaiusta d" ja hyötysig-naalin kompleksista arvosta e^ kaiun vähentämisen jälkeen. Tätä varten kertolaskupiiri 31, joka ottaa vastaan en:n ja σ^:η toimittaa suureen piirin 32 sisäänmenoon, joka piiri päästää tulosteeseensa ainoastaan imaginaarisen osan. Tämä suure kerrotaan a :11a kertolaskupiirin 33 avulla, joka tulosteeseensa antaa nopean komponentin kasvuarvon dwn.First, an increase dw is formed from the reconstructed complex, the combined echo d ", and the complex value of the payload signal after subtraction of the echo. To this end, the multiplication circuit 31, which receives en and σ ^: η, supplies a large circuit 32 to the input. which outputs only an imaginary part to its output.This quantity is multiplied by a multiplication circuit 33 which outputs to its output a fast component growth value dwn.

Vakio a saadaan muistista 34. dwn:n kaava on 73553 dw = a Im(e^ σ ) n n n Tästä arvosta dwn poistetaan keksinnön mukaan hitaan ilmiön un jäännökset. Tätä varten dwn kohdistetaan ensimmäisen oikeaksipalautusjärjestelmän sisäänmenoon, suorittaen useita signaalin dwn käsittelyjä, jotka matemaattisesti ilmaistaan seuraavasti: dF = (1 - δ) dF , + -|r dw n n-1 T nThe constant a is obtained from memory 34. The formula for dwn is 73553 dw = a Im (e ^ σ) n n n According to the invention, the remainder of the slow phenomenon un is removed from this value dwn. To this end, dwn is applied to the input of the first recovery system, performing several processing of the signal dwn, which is mathematically expressed as follows: dF = (1 - δ) dF, + - | r dw n n-1 T n

Fm = F , + dF n n-1 n u = u - + T.F n n-1 n jossa δ ja β ovat sopivalla tavalla valittuja vakioita ja T on näytteenottojakson kesto.Fm = F, + dF n n-1 n u = u - + T.F n n-1 n where δ and β are appropriately selected constants and T is the duration of the sampling period.

Niinkuin kuviosta 4 näkyy, tämä ensimmäinen oikeaksipalaut-tamisjärjestelmä koostuu ensimmäisestä kertolaskupiiristä, jossa termi dwn kerrotaan sopivasti valitulla vakiolla βδ/Τ. joka saadaan muistista 39. Tämä suure βδ/Τ x dwR kohdistetaan piirin 38 tulosteesta yhteenlaskupiirin 40 sisäänmenoon. Tämä yhteenlaskupiiri 40 antaa tulosteenaan suureen dFfi.As shown in Figure 4, this first validation system consists of a first multiplication circuit in which the term dwn is multiplied by a suitably selected constant βδ / Τ. obtained from memory 39. This quantity βδ / Τ x dwR is applied from the output of circuit 38 to the input of summing circuit 40. This summing circuit 40 outputs a large dFfi.

Tämän yhteenlaskupiirin 40 toinen sisäänmeno vastaanottaa suureen dFn_^ edellisen näytteenoton hetkeltä (n-l)T, joka sisältyy rekisteriin 41, joka hidastaa näytteenottoajän T verran, ja joka suure dFn_^ tasapainotetaan kertoimella (1-6), joka on valittu sopivalla tavalla. Tämän dF .:n n-1 tasapainotuksen suorittaa kertolaskupiiri 42, ja vakio 1-δ saadaan muistista 43.The second input of this summing circuit 40 receives a quantity dFn_ ^ from the previous sampling moment (n-1) T contained in the register 41, which slows down the sampling time T, and which quantity dFn_ ^ is balanced by a factor (1-6) selected appropriately. This n-1 balancing of dF. Is performed by the multiplication circuit 42, and the constant 1-δ is obtained from the memory 43.

Termi dFfi kohdistetaan sitten toiseen piiriin kuuluvan yhteenlaskupiirin 44 sisäänmenoon, joka suorittaa suodatuksen, jota kuvaa kaava F = F + dF n n-1 n 8 7355 3The term dFfi is then applied to the input of the summing circuit 44 of the second circuit, which performs the filtering represented by the formula F = F + dF n n-1 n 8 7355 3

Piirin 44 tulosteesta saadaan itse asiassa F , kun taas piirin 44 toinen sisäänmeno ottaa vastaan termin F ,, iota on n-1 säilytetty siirtymärekisterissä 45, joka viivyttää näytteen ottojakson T verran.The output of circuit 44 actually provides F, while the second input of circuit 44 receives the term F i is stored in the transition register 45, which delays the sampling period T by.

Piirin 44 tulosteena saatu termi F kohdistetaan kertolasku- n piirin 46 sisäänmenoon, joka kertoo sen suureella T, joka on yhtä suuri kuin näytteenottojakso, joka saadaan muistista 47. Kertolaskupiirin tuloste yhdistetään yhteenlasku-piirin 48 sisäänmenoon, joka tulosteenaan antaa vaiheen hitaat vaihtelut u . Yhteenlaskupiirin 48 toinen sisäänmeno vastaanottaa termin un_^, joka on pantu muistiin siirtymä-rekisteriin 49, joka viivyttää näytteenottojakson T verran. Tämä uusi piiri suorittaa näinollen toisen suodatuksen, jota esittää kaava: u = u . + T.F n n-1 nThe term F obtained as output from circuit 44 is applied to the input of multiplication circuit 46, which multiplies it by a quantity T equal to the sampling period obtained from memory 47. The output of multiplication circuit is combined with the input of addition circuit 48, which outputs slow phase fluctuations u. The second input of the summing circuit 48 receives the term un_ ^ stored in the transition register 49, which delays the sampling period by T. This new circuit thus performs a second filtering represented by the formula: u = u. + T.F n n-1 n

Yhteenlaskupiirin 48 antama komponentti un kohdistetaan yhteenlaskupiirin 37 sisäänmenoon, jossa siihen lisätään toinen komponentti wn, joka vastaa nopeita vaihteluita.The component un provided by the summing circuit 48 is applied to the input of the summing circuit 37, where a second component wn corresponding to rapid fluctuations is added.

Yhteenlaskupiiri 37 antaa tulosteenaan myös näytteen n arvioidun vaiheen Θ .The summing circuit 37 also outputs the estimated phase Θ of the sample n.

nof

Komponentti wn, joka esiintyy yhteenlaskupiirin 37 toisessa sisäänmenossa, saadaan sekin lähtien kasvusta dw , mutta n yksinkertaisen suodatuksen avulla. Tämä suure dw kohdis-J n tetaan yhteenlaskupiirin 35 sisäänmenoon, joka laskee yhteen tämän suureen dw ja arvon w ., joka saadaan edelli-The component wn present at the second input of the summing circuit 37 is also obtained from the increase dw, but n by simple filtration. This quantity dw is applied to the input J of the summing circuit 35, which adds up to this quantity dw and the value w.

n J n-1 Jn J n-1 J

sellä näytteenottohetkellä ja säilytetään ajan T viivyttävän siirtymärekisterin 36 avulla.at that time of sampling and is stored by means of a transition register 36 delayed by time T.

Nopea ilmiö w palautetaan näinollen oikeaksi gradientin algoritmilla: w = w . + dw , jossa dw = a Im(e σ ) n-1 n ' J n n n 73553 9 Tällä tavoin hidas ilmiö palautetaan oikeaksi kolmatta astetta olevan vaiheen korjauspiirin avulla, kun taas nopea ilmiö, mitä siihen tulee, palautetaan oikeaksi ensimmäistä astetta olevan vaiheen korjauspiirin avulla.The fast phenomenon w is thus restored by a gradient algorithm: w = w. + dw, where dw = a Im (e σ) n-1 n 'J nnn 73553 9 In this way, the slow phenomenon is restored by the third-order phase correction circuit, while the fast phenomenon that it enters is restored by the first-order phase correction circuit. through.

Vakioiden α,β ja δ valinta on tuloksena taajuuden muutoksen arvioinnin aikaansaamisnopeuden ja sen huononemisen välillä, joka hyväksytään taajuuden muutoksen poissaollessa kaiusta. a valitaan kuitenkin tavallisesti suuremmaksi kuin β.The choice of the constants α, β, and δ results in a rate change between the rate at which the frequency change is obtained and its deterioration, which is accepted in the absence of a frequency change echo. however, a is usually chosen to be greater than β.

Kuvio 5 esittää erästä keksinnön ensisijaista toteutusmuotoa, jossa 6=1. Tällöin vaiheen hitaan muutoksen piiri on yksinkertaisempi ja algoritmit voidaan esittää seuraavasti: ®_ = u„ + w n n n w = w . + dw„ n n-1 n dw„ = Im(o+ e ) Γ o 1 n n n 8 |Figure 5 shows a preferred embodiment of the invention where 6 = 1. Then the circuit of slow phase change is simpler and the algorithms can be presented as follows: ®_ = u „+ w n n n w = w. + dw „n n-1 n dw„ = Im (o + e) Γ o 1 n n n 8 |

u = U η + T.Fu = U η + T.F

n n-i n F = F . + |;dw n n-1 Tn jossa un edustaa vaihekorjausta, joka toistuvasti estää termin dFn suodatuksen. Niinkuin kuviosta 5 näkyy, yhteenlasku- piiri 44 vastaanottaa sisääntulonsa suoraan termin ^ dw ,n n-i n F = F. + |; dw n n-1 Tn where un represents a phase correction that repeatedly prevents filtering of the term dFn. As shown in Figure 5, the summing circuit 44 receives its input directly from the term ^ dw,

Tn jonka se laskee yhteen F ^:n kanssa, jonka toimittaa viivytyksen T aikaansaama piiri 45 kohdistaakseen termin Fn ker-tolaskupiirin 46 sisäänmenoon. Näin ollen ainoastaan viivy-tyspiirin 41 ja kertolaskupiirin 42 muodostama piiri on ehkäisty. Vaiheen hitaan vaihtelun oikeaksi-palauttamisjärjestelmä siirtyy kolmannesta toiseen asteeseen.Tn which it adds to F 1 supplied by the circuit 45 provided by the delay T to align the term Fn with the input of the multiplication circuit 46. Thus, only the circuit formed by the delay circuit 41 and the multiplication circuit 42 is prevented. The phase-slow variation validation system returns from the third to the second stage.

Kuvion 5 sovellutusmuodon mukaisilla simulaatioilla voidaan saada erittäin tyydyttäviä vaiheen oikeaksi-palautta-mistuloksia kaiun kumoamiseksi. Kuvion 5 sovellutusmuodon 10 73553 mukaisessa järjestelmässä α:η ja β:η arvot pysyvässä ti- -3 -2 -4 lassa vaihtelevat 10 :sta 10 :een a:n osalta ja 10 :stä -3 10 reen β:η osalta.Simulations according to the embodiment of Figure 5 can provide very satisfactory phase validation results for echo cancellation. In the system of embodiment 10 73553 of Figure 5, the values of α: η and β: η in the constant ti- -3 -2 -4 l range from 10 to 10 for a and from 10 to 3 for β.

On yksinkertaisesti välttämätöntä, että kerroin 3 on pienempi kuin a, jotta saataisiin riittävä integraatio ja tarkkuus kaiun taajuuden muutoksen arvioinnissa. Sensijaan, jos β on liian pieni, taajuuden muutoksen arvion saamiseen tarpeellinen aika tulee liian pitkäksi. Kun pienillä β :n arvoilla muutoksen arviointi ei käy yhtä nopeasti, yhtäaikaisen kaksisuuntaisen siirron laatu huononee.It is simply necessary that the factor 3 be less than a in order to obtain sufficient integration and accuracy in estimating the change in echo frequency. Instead, if β is too small, the time required to estimate the frequency change becomes too long. When the evaluation of the change is not as fast at low β values, the quality of the simultaneous bidirectional transfer deteriorates.

Keksinnön mukainen vaiheen Θη oikeaksipalauttamisjärjestelmä kohdistuu olennaisesti lisäykseen dwn, joka muodostetaan arvojen signaalista en kaiun kumoamisen jälkeen kompleksi-alueella. Keksinnön mukaista vaiheen oikeaksipalauttamis-järjestelmää voidaan kuitenkin soveltaa myös palauttaen oikeaksi ainoastaan e :n reaaliosa.The phase Θη recovery system according to the invention is essentially directed to the addition dwn formed from the signal of values after echo cancellation in the complex region. However, the phase rectification system according to the invention can also be applied by validating only the real part of e.

nof

Lisäys dw on tällöin seuraavan kaavan mukainen: n dw = a e Im(a ) n n n7 ja kuviot 4 ja 5 ja yhtälöt /7/ pysyvät muuttumattomina.The addition dw is then according to the following formula: n dw = a e Im (a) n n n7 and Figures 4 and 5 and equations / 7 / remain unchanged.

Esillä olevaa vaiheen 0n oikea-aikaiseksipalauttamisjärjestelmää voidaan käyttää sekä kuvion 1 mukaiseen peruskais-tan signaaliin An että ohimenevän kaistan signaalin An, jossa tapauksessa modulaatio kohdistuu kumoamislaittee-seen hiukan eri tavalla. Itse asiassa tiedetään, että silloin kun kumoamislaite 5 toimii peruskaistalla niin kuin kuviossa 1 on esitetty, kertoimet Cn muodostaa oikea-aikaiseksipalauttamis järjestelmän 51 välittömästi lähtien arvojen kompleksista signaalista A^. Keksinnön mukaisen vaiheen oikea-aikaiseksipalauttamisjärjestelmän avulla suoritettu faasista poikkeavalla kantotaajuudella f modulointi ti 7355 3 11 tapahtuu siis kerrointen oikea-aikaiseksipalautusjärjestelmän ulostulossa.The present phase 0n time reset system can be used for both the baseband signal An of Fig. 1 and the transient band signal An, in which case the modulation is applied to the cancellation device in a slightly different way. In fact, it is known that when the cancellation device 5 operates in the baseband as shown in Fig. 1, the coefficients Cn form a timely reset system 51 immediately starting from the complex signal A 1 of the values. Thus, the modulation at the non-phase carrier frequency f performed by the phase-time recovery system according to the invention, ti 7355 3 11, takes place at the output of the coefficient time-recovery system.

Keksinnön mukaista vaiheenkompensaatiojärjestelmää voidaan kuitenkin soveltaa myös ohimenevällä kaistalla toimivaan kaiun kumoamislaitteeseen. Kerrointen C oikea-aikaiseksi- n palauttamisjärjestelmä vastaanottaa tällöin arvojen signaalin An, joka jo on moduloitu kantotaajuudella f , ja keksinnön mukaisella vaiheen kompensaatiojärjestelmällä tapahtuva 0n:n vaiheen siirto tapahtuu vasta kerrointen oikea-aikai-seksipalauttamisjärjestelmän ulostulopuolella.However, the phase compensation system according to the invention can also be applied to an echo cancellation device operating in a transient band. The coefficient C reset system then receives the value signal An, which is already modulated at the carrier frequency f, and the 0n phase shift with the phase compensation system according to the invention takes place only on the output side of the coefficient reset system.

Claims

1. Equal phase equalization device for data transmission using an echo eliminator which provides an update of the echo phase's self-phase in each sample instantaneously, starting from a value dw, said value dw corresponding to n the imaginary portion of the correction product σ for the complex echo combined with the data signal e, which is output at the output of the echo eliminator after suppression of said echo, said product being multiplied by a proportional in density coefficients a, characterized in that the system includes an organ (37) which at each sampling moment adds slow phase change u and rapid phase change w, which attenuating means (37) emits the echo phase -Θ-, and which slow change u is obtained from the increase dw (48) and what rapid change w is obtained from the increase dw through other nn organs (35).

Device for phase equalization according to claim 1, characterized in that said first means (48), which at its output emits u, comprise means for adding the fluctuations u in the preceding sampling instant and the value n-1 TF, where T is equal to the sampling period and value F gn are obtained by means (44) for adding the value F in the preceding sampling instant and a value dF, which value dF is obtained by means (40) for adding said increase n R6 dw, weighted by a positive constant - s-, and the value n 0 1 dF at the previous sampling moment, which value dF n-1 n-1 is also weighed by another real, positive constant (1-5).

Device for phase equalization according to claim 2, characterized in that 6 is equal to 1.

Device for phase equalization according to claim 1, characterized in that said second means (35),