FI114423B - Menetelmä ja laite koherentin vastaanottimen siirtyneen taajuuden estimoimiseksi - Google Patents

Description

114423

Menetelmä ja laite koherentin vastaanottimen siirtyneen taajuuden estimoimiseksi

Esillä oleva keksintö liittyy yleisesti viestintäjärjestel-5 miin ja erityisesti menetelmään ja laitteeseen viestintäjärjestelmän koherentin vastaanottimen siirtyneen taajuuden (offset frequency) estimoimiseksi.

Viestintäjärjestelmiä on monen muotoisia. Eräs viestintä-10 järjestelmätyyppi on monikanavainen hajaspektrijärjestelmä. Hajaspektrijärjestelmässä käytetään modulointitekniikkaa, jossa lähetettävä signaali hajautetaan laajalle taajuuskaistalle viestintäkanavalla.

15 On olemassa kolme yleistä hajaspektriviestintätekniikkaa, joihin luetaan suorasekvenssimodulointi, taajuus- ja/tai aikahyppelymodulointi ja uikutusmodulointi (chirp modulation) . Suorasekvenssimoduloinnissa kantoaaltosignaali moduloidaan digitaalisella koodisekvenssillä, jonka bit-20 tinopeus on paljon suurempi kuin informaatiosignaalin kaistanleveys.

! I l » * > · Nämä suorasekvenssi-hajaspektriviestintäjär jestelmät voi-daan helposti suunnitella monikanavaisiksi viestintäjärjes-25 telmiksi. Hajaspektrijärjestelmä voidaan suunnitella esi- ; merkiksi suorasekvenssi-koodijakokanavoiduksi (DS-CDMA, ·* direct sequence code division multiple access) järjestel- ♦ · * mäksi. DS-CDMA-järjestelmässä kahden viestintäyksikön vä linen tietoliikenne suoritetaan hajauttamalla kukin lähe- 30 tettävä signaali viestintäkanavan taajuuskaistalle käyttä- : jäkohtaisella hajotuskoodilla. Lähetettävät signaalit ovat ; tämän tuloksena viestintäkanavan samalla taajuuskaistalla T,.’ ja niitä erottavat vain käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit.

* · * · ;· Nämä käyttäjäkohtaiset hajotuskoodit ovat mieluimmin kes- • ’·. 35 kenään ortogonaaliset siten, että hajotuskoodien välinen : ristikorrelaatio on likimain nolla.

114423 2

Alan asiantuntijoille on selvää, että on olemassa useita erilaisia hajotuskoodeja, joita voidaan käyttää erottamaan datasignaalit toisistaan DS-CDMA-viestintäjärjestelmässä. Näihin hajotuskoodeihin kuuluvat, mutta ei rajoittavassa 5 mielessä, pseudokohinakoodit (PN, pseudonoise codes) ja

Walsh-koodit. Walsh-koodi vastaa Hadamard-matriisin yhtä vaaka- tai pystyriviä.

Alan asiantuntijoille on lisäksi selvää, että hajotuskoo-10 deja voidaan käyttää datasignaalien kanavakoodaamiseksi. Datasignaalit kanavakoodataan viestintäjärjestelmän suorituskyvyn parantamiseksi tekemällä mahdolliseksi, että lähetettävät signaalit kestävät paremmin erilaisten kanavan huononnusten kuten kohinan, huojunnan ja häirinnän vai-15 kutuksia. Kanavakoodaus pienentää tyypillisesti bittivir- heen todennäköisyyttä ja/tai pienentää tarvittavaa signaa-likohinasuhdetta, joka tavallisesti ilmaistaan virhebit-teinä per kohinatiheys (ts. Eb/No, joka on määritelty energian informaatiobittiä kohti suhteena kohinan spektri-20 tiheyteen), signaalin talteenottamiseksi sillä kustannuksella, että käytetään suurempaa kaistanleveyttä kuin mitä datasignaalin lähettämiseksi muutoin olisi tarpeen. Esimerkiksi Walsh-koodisanoja voidaan käyttää datasignaalin kanavakoodaamiseksi ennen datasignaalin modulointia myö- » ! 25 hempää lähetystä varten. Samoin PN-hajotuskoodeja voidaan ; käyttää datasignaalin kanavakoodaamiseksi.

» · '* * Kanavakoodaus yksinään ei ehkä kuitenkaan saa aikaan tar vittavaa signaalikohinasuhdetta joillekin viestintäjärjes-30 telmärakenteille, jotka edellyttävät, että järjestelmän on : pystyttävä käsittelemään tietty määrä samanaikaisia tieto- ; ]·. liikenneyhteyksiä (joilla kaikilla on minimi signaaliko- ]!!.’ hinasuhde) . Tämä suunni ttelura joi tus voidaan täyttää jois- t · sakin tapauksissa suunnittelemalla viestintäjärjestelmä il-* '*· 35 maisemaan lähetetyt signaalit koherentisti sen sijaan että :/·· käytettäisiin ei-koherentteja vastaanottotekniikkoja. Alan asiantuntijoille on selvää, että koherentti vastaanotin 114423 3 vaatii pienemmän signaalikohinasuhteen (Eb/No) kuin saman bittivirhesuhteen omaava ei-koherentti vastaanotin (ts. erityinen suunnittelurajoitus, joka merkitsee hyväksyttävää häiriötasoa). Karkeasti sanoen niiden välillä on kolmen 5 desibelin (dB) ero Rayleigh-häipyvällä kanavalla. Kohe-rentin vastaanottimen etu on merkitsevämpi toistevastaan-ottoa (diversity reception) käytettäessä, koska optimaalisessa koherentissa vastaanottimessa ei ole yhdistämisvaimennus ta, kun taas ei-koherentissa vastaanottimessa on aina 10 yhdistämisvaimennusta.

Eräs tällainen menetelmä lähetettyjen signaalien koherentin ilmaisun helpottamiseksi on pilottisignaalin käyttö. Esimerkiksi solukkojärjestelmässä myötäkanava (forward 15 Channel) eli alaspäinen yhteys (down-link) (so. tukiase malta matkaviestimelle) voidaan ilmaista koherentisti, jos tukiasema lähettää pilottisignaalin. Sen jälkeen kaikki matkaviestimet käyttävät pilottikanavasignaalia kanavan vaihe- ja itseisarvoparametrien estimo imiseksi. Vasta-20 kanavalla (reverse channel) eli ylöspäisellä yhteydellä (up-link) (so. matkaviestimeltä tukiasemalle) tällaisen yhteisen pilottisignaalin käyttö ei ole mielekästä. Tämän johdosta alan asiantuntijat usein olettavat, että vain ei-koherentit ilmaisutekniikat soveltuvat ylöspäisen yhteyden 25 tietoliikenteelle.

' Eräs ratkaisu koherentin ylöspäisen yhteyden kanavan tar- V* peeseen löytyy US-patenttijulkaisusta n:o 5,329,547, pa tentti myönnetty Fuyun Lingille ja siirretty yhdessä tämän 30 patenttihakemuksen kanssa Motorola, Inc.rille. Tässä pa- : tenttijulkaisussa on esitetty referenssibittien sijoitus ; datavirtaan ennen hajotusta ja lähetystä sekä näiden refe- *!!. ’ renssinäytteiden myöhempää erottamista ja niiden käyttä- mistä kanavavasteen estimaatin muodostamiseksi. Tätä esti-* '** 35 moitua kanavavastetta vuorostaan käytetään estimoitujen : datasymbolien ilmaisemiseksi koherentisti.

114423 4

Vaikka tämä ratkaisu tekee mahdolliseksi koherentin ilmaisun, se olettaa, että taajuuspoikkeaman estimoimiseksi käytetään enemmän tai vähemmän perusmallin mukaisia vaihe-lukittuja silmukoita (PLL, phase-locked loop). Tällaiset 5 tekniikat eivät kuitenkaan täysin käytä hyväksi tunnettua tahdistuskuviota.

Vaihelukitut silmukat eli PLL:t ovat alalla tunnettuja. PLL-piiri on tavallisesti muodostettu vaiheilmaisimeksi, 10 jota syötetään tulo- ja takaisinkytkentäsignaaleilla, silmukkasuotimeksi ja jänniteohjatuksi oskillaattoriksi siniaallon (so. takaisinkytkentäsignaalin) synnyttämiseksi. Perus-PLL vertaa estimoitua taajuuttaan, siniaaltoa, kohinalliseen tulosignaaliin vaiheilmaisinta käyttäen. 15 Ideaalinen vaiheiImaisin, jonka perässä on silmukkasuodin, muodostaa sisäänmenon ja VCO:n (voltage controlled oscillator; jänniteohjatun oskillaattorin) ulostulon välisen vaihe-eron kohinallisen estimaatin. VCO siis vaikuttaa silmukkasuotimen ulostuloon sellaisen siniaallon PLL-esti-20 maatin synnyttämiseksi, jolla on sisäänmenon vaihe (ja siten sen taajuus).

;·. Vaikka alkeis-PLL on useimmissa sovelluksissa kohtalaisen hyvä vaiheenseurannassa, se ei ole erityisen hyvä tunnis-25 tamaan tai seuraamaan suuren taajuusvirheen omaavia signaaleja. PLL:llä on luonteenomainen lukittumisalue (pull-in range) Bp. Bp*.n suurentuessa vaihevirheen varianssi ♦ '*’ kuitenkin suurenee. AFC-yksiköitä (automatic frequency control; automaattinen taajuudensäätö), FLL:iä (Frequency 30 Lock Loops; taajuus lukittuja silmukoita) tai PLLriä, joissa on vaihe- ja taajuusilmaisimet, käytetään usein tällaisten : signaalien seurantaan. Nämä piirit tuottavat tyypillisesti vain tulotaajuuden keskiarvon estimaatin ja vaativat li-säksi alkeis-PLL:n, jos vaihetta on määrä seurata. Langat- ·· 35 tomassa tietoliikenteessä piirin monimutkaisuus on kuiten- • kin rajoittanut AFC:n suunnittelua, joten järjestelmäsuun nittelussa taajuustarkkuuden rajoitukset on tyypillisesti 114423 5 tehty jossakin määrin väljiksi monimutkaisuuden tai käsit-telyvaatimusten aiheuttamien estävien kustannusten välttämiseksi .

5 Enemmän optimaalisten modulointimenetelmien kuten QPSK:n (quaternary phase shift keying; kvaternaarinen vaihemodu-lointi) käyttöönoton myötä tarvitaan kuitenkin usein tarkempia — 30-60 Hz (hertsin) tarkkuuden omaavia — taajuus-estimaatteja. Tämä pitää erityisesti paikkansa sellaisissa 10 sovelluksissa kuten DS-CDMA:n (direct sequence code division multiple access; suorasekvenssi-koodijakokanavointi) hajaspektrisignaaleilla, mikäli taajuusinformaation sisältävien näytteiden signaalikohinasuhde on noin 0 desibeliä (dB) (ts. kohinateho on yhtä suuri kuin signaaliteho) , ja 15 taajuusvirhe ennen korjausta voi olla ±1000 Hz tai suurempi . Nämä taajuusvirheet voivat aiheutua esimerkiksi lähet-timen/vastaanottimen kellosta, joka kideoskillaattorin epätarkkuuksien vuoksi ei ole täydellisesti lukittu, sekä suurista Doppler-taajuussiirtymistä (kuten esimerkiksi 20 aukeilla alueilla suurilla nopeuksilla liikkuvista ajoneu voista) . Koherentit DS-CDMA-järjestelmät, kuten US-patent-tijulkaisussa n:o 5,329,547 ja Lingin ym. rinnakkaisessa US-patenttihakemuksessa "Method and Apparatus for Coherent Communication Reception in a Spread-Spectrum Communication 25 System", jätetty helmikuun 28. päivänä 1994 ja siirretty * i * yhdessä tämän patenttihakemuksen kanssa Motorolalle, jotka < ·!·* kummatkin on sisällytetty tähän viitteenä, sallivat noin V · 200 ms tai tätä lyhyemmän ajan alkutunnistusta varten ja vaativat virheen olevan alle 100 Hz tunnistuksen jälkeen.

30 Tällaisilla suurilla taajuuspoikkeamilla näin lyhyillä aikaväleillä tyypillinen AFC tai PLL ei pystyisi lukittu- . maan vastaanotettavaan signaaliin tai seuraamaan sitä » » · kohtuullisella tarkkuusasteella. Siten jää jäljelle sei- » * laisen parannetun AFC:n/PLL:n tarve, joka kompensoi nämä : 35 ja muut ongelmat.

» Täsmällisemmin sanottuna keksinnön mukaiselle menetelmälle 114423 6 on tunnusomaista se, mikä on esitetty patenttivaatimuksen 1 tunnusmerkkiosassa.

Keksinnön mukaiselle vastaanottimelle puolestaan on 5 tunnusomaista se, mikä on esitetty patenttivaatimuksen 6 tunnusmerkkiosassa.

Kuvio 1 on tämän keksinnön mukaisen vastaanottimen ja siirtyneen taajuuden estimaattorin ensimmäisen suoritusmuo-10 don toiminnallinen lohkokaavio; kuvio 2 on kuvion 1 tunnistuspiirin 120 nykyisin parhaana pidetyn suoritusmuodon toiminnallinen lohkokaavio; 15 kuvio 3 on kuvion 1 seurantapiirin 140 nykyisin parhaana pidetyn suoritusmuodon toiminnallinen lohkokaavio; kuvio 4 on kuvion 1 seurantapiirin 140 vaihtoehtoisen suoritusmuodon toiminnallinen lohkokaavio; 20 kuvio 5 on kuvion 1 tunnistuspiirin 120 vaihtoehtoisen suo-i ritusmuodon toiminnallinen lohkokaavio; ja kuvio 6 on kuvion 1 siirtyneen taajuuden estimaattorin 110 25 vaihtoehtoisen suoritusmuodon toiminnallinen lohkokaavio.

' Keksinnön mukainen parannettu siirtyneen taajuuden esti- mointimenetelmä ratkaisee edellä mainitut ja muut ongelmat. Keksinnön nykyisin parhaana pidetty suoritusmuoto on : 30 siirtyneen taajuuden estimaattori, jonka perässä on infor- ...· maation erotin referenssinäytteiden erottamiseksi vastaan- : otetusta signaalista. Siirtyneen taajuuden estimaattorissa 114423 7 on mieluimmin tunnistuspiiri, joka ensin suodattaa referenssi-informaation (suodatetun referenssisekvenssin muodostamiseksi) ja sen jälkeen korreloi sekvenssin ennalta määrättyä referenssisignaalia vastaan (esim. ehdokkaiden 5 sekvenssi tai parvi DFT-korrelaattorissa (discrete Fourier transform; diskreetti Fourier-muunnos)). Tulostettuja korrelaatioarvoja käytetään sen jälkeen määritettäessä poikkeamasignaalin luonteenomainen estimaatti (esim. siirtyneen taajuuden estimaatti). DFT-käsittelyn tapauksessa 10 huippuarvoilmaisimella ilmaistu ulostulon huippuarvon indeksi (esim. ennalta määrätty arvo, joka vastaa vaiheen-muutoksen suuruuden ajallista nopeutta) siirretään ali-päästösuotimeen. Alipäästösuotimen ulostulo on taajuuden alkuestimaatti f0. Seurantamoodissa (sen jälkeen kun vas-15 taanotettu signaali on aluksi tunnistettu) referenssisym-bolivirta syötetään suotimeen ja suodatettu sekvenssi (tai tässä tapauksessa näyte) korreloidaan aikaisempaa näytettä vastaan vaihekierron määrittämiseksi ennalta määrätyllä aikavälillä. Tulos alipäästösuodatetaan ja korjataan ai- . 20 kaisemman estimaatin mukaan, mikä tuottaa taajuusestimaa- • · · · tin f. Jäljempänä on käsitelty myös vaihtoehtoisia suori-·' tusmuotoja. Tämä parannetun AFC:n käytön avulla voidaan saavuttaa nopeampi tunnistus ja seuranta sekä pilot-ti-/johdantosignaalin ilmaisu kuin mitä ennestään tunne- t :: 25 tuilla menetelmillä oli mahdollista ylläpidettäessä silti samalla tarkkoja taajuusestimaatteja.

, .*. Seuraavassa selityksessä esitetään parannus DS-CDMA-soluk- ,>*·. koviestintään. Tämä ratkaisu käyttää koherenttia ilmaisua 30 yhdessä referenssisymboleihin perustuvan kanavanestimoin-nin kanssa ja käyttää erityisesti parannettuja taajuu-denestimointitekniikkoja vastaanotetun signaalin ilmaise-miseksi optimaalisesti. Alan asiantuntijoille on selvää, että muuntyyppiset viestintäjärjestelmät (esim. henkilö-35 kohtaiset viestintäjärjestelmät, yhteiskäyttöiset järjes- 11442? 8 telmät, satelliittiviestintäjärjestelmät, dataverkot ja muut sellaiset) voidaan myös sovittaa ja/tai suunnitella käyttämään tässä kuvattuja periaatteita.

5 Kuviossa 1 on esitetty koherentin vastaanottimen 100 nykyisin parhaana pidetty suoritusmuoto. Kantataajuusmuunnin (baseband converter) 102 vastaanottaa koodatut referenssi-symbolit sisältävän hajaspektrisignaalin vastaanottimen 100 antennin kautta ja alasmuuntaa signaalin kantataajuuk-10 silla tapahtuvaa jatkokäsittelyä varten. Kokoaja 104 kokoaa seuraavaksi signaalin, ja referenssinäytteiden ero-tin/demultiplekseri 106 erottaa referenssinäytteet 107 signaalista. Referenssinäytteet 107 syötetään sen jälkeen taajuusestimaattoriin/AFC:hen 110 samalla kun datanäyttei-15 tä tarkoituksenmukaisesti viivästetään AFC:n 110 taajuus-poikkeaman korjausulostulon aiheuttaman vaihekierron vuoksi .

Alkutunnistuksen aikana referenssinäytteet 107 ohjataan . 20 kytkimen 109 kautta sisäänmenoksi 111 tunnistuksen taa- ... juusestimaattorille 120. Tunnistuksen taajuusestimaattori ’·' * 120, joka selitetty täydellisemmin jäljempänä, määrittää >·: taajuuden alkuestimaatin f0 131, joka syötetään taajuus- seuraimeen 140.

25 : : : Sijoitettavat referenssisymbolit voidaan organisoida loh koihin tai hajauttaa tasaisesti. Tasaisesti huojuvan kana-; van tapauksessa on toivottavaa, että referenssisymbolit sijoitetaan jaksollisesti ja tasaisesti datavirtaan. DS-• > 30 CDMA:n ylöspäisellä yhteydellä (up-link), jossa edustakä- sittelyssä käytetään RAKE-vastaanotinta, RAKErn kunkin ·' · "haaran" ulostuloa voidaan käsitellä ikäänkuin se olisi tasaisesti huojuva signaali. Siten parhaana pidetyn suo-,··. ritusmuodon viestintäjärjestelmä sijoittaa tasaisesti 35 yhden referenssisymbolin kutakin Y koodattua datasymbolia 114423 9 kohti. Tunnistuksen jälkeen kytkin 109 kytkee referenssi-symbolit 107 taajuusseuraimeen 140 sisäänmenon 112 kautta. Taajuusseurain 140, joka myös on lähemmin selitetty jäljempänä, määrittää taajuuspoikkeaman estimaatin f 160 sekä 5 f0:n 131 että referenssinäytteiden sisäänmenon 112 perusteella. Taajuuspoikkeaman estimaatti 160 muunnetaan sen jälkeen piirissä 161 ja syötetään taajuudenkorjaussignaa-lina 162 sekoittimelle 170. Sekoittimen 170 tehtävänä on korjata datanäytteiden 108 vaihe/taajuus ennen demodulaat-10 torin/ilmaisimen 180 suorittamaa käsittelyä.

Kuvio 2 esittää tunnistuksen taajuusestimaattorin 120 parhaana pidettyä suoritusmuotoa. Referenssinäytteet 107 suodatetaan ensin keskiarvoittamisen suorittamiseksi ja 15 siten valetoistojen vähentämiseksi suotimen 121 alinäyt-teitetyssä ulostulossa, koska koko hajautettu taajuuskaista on useita kertoja leveämpi kuin referenssinäytteiden taajuuskaista. Lohkosuodin (boxcar filter) 121 operoi referenssinäytteiden 107 yli mieluimmin L:n pituudelta.

20 Esimerkiksi jos hajautettua kehystä kohti on 96 referens- ... sinäytettä, suodin asetetaan keskiarvoittamaan jokaiset L, • · ^ esim. L=3, näytettä ja tulostamaan siten 32 keskiarvoite- ·; tun referenssinäytteen sekvenssi. Alan asiantuntijalle lienee ilmeistä, että vaikka lohkosuodin (boxcar filter) ,,V 25 on tässä yksinkertainen toteuttaa, niin myös muita suoti- V ·' mia on mahdollista käyttää.

, Suotimen 121 ulostulo (esim. 32 näytteen suodatettu refe- ; j'; renssisekvenssi) syötetään DFT-muistiin 122 (DFT, discrete • , 30 Fourier transform; diskreetti Fourier-muunnos) ja sen ’ jälkeen DFT-estimaattoriin 124, jotka yhdessä muodostavat * ♦ « * * korrelaattorin 125. DFT-estimaattori 124 suorittaa osit-:V: täisen DFT-laskennan (ts. DFT-operaatioiden lukumäärä voi olla pienempi kuin muistin pituus L) DFT-muistin 122 ulos-35 tulolla. Valitaan sellainen taajuuksien joukko, joka kat- 10 11442? taa vastaanotettujen referenssinäytteiden käyttämän sig-naaliavaruuden, ja muodostetaan alkuperäisen kohinallisen huojuvan referenssisekvenssin perusjoukkoesitys ja määritellään myös ennalta määrätty aikayksikkö. Ehdokkaiden 5 sekvenssi (joita edustavat potenssit e~jln,e yhtälössä 1, missä potenssi, johon viitataan, on m) ovat tietenkin kohinattomia ja kullakin on erisuuri (esim. suurempi) vaiheen lisäys aikayksikköä kohti kuin edeltävällä ehdokkaalla. Kukin perusfunktio korreloidaan suodatetun refe-10 renssisekvenssin kanssa korrelaatioarvojen muodostamiseksi kullekin ehdokkaalle. Korrelaation huippuarvoa vastaava ehdokas valitaan vastaanotetun signaalin saman taajuuden ja suurimman energiakomponentin omaavan segmentin parhaaksi estimaatiksi, ja vastaavan ehdokkaan vaihekulman aika-15 derivaatta antaa signaalin taajuuspoikkeaman estimaatin.

Seuraavassa esityksessä ei ole katsottu tarpeelliseksi lähemmin mainita lohkosuodinta (boxcar filter) 121, ja DFT-muistin sisältö on merkitty rk. Tämä rk:n käyttö muistin sisältönä tapahtuu myös myöhemmin esitettävillä pii-. 20 reillä. Toisin sanoen DFT-estimaattorin ulostulo Dm voi daan esittää seuraavasti:

"! N

:f D. . Σ »4rie-i*«0 (!) : : : 1=2 ::: 25 jossa m = 0, ..., M-l, M on suotimien lukumäärä, on ik-kunafunktio ja Θ on muunnoksen juuriparametri (esim. 2π · jaettuna DFT-muistissa olevien pisteiden lukumäärällä

• ;..j 30 (N)), ja se antaa suotimen positiot taajuuksilla mö/T (T

on näytteiden k-1 ja k välinen aika). Muistettakoon että ajanhetkellä k vastaanotetun signaalin 107 rk haluttu osa '·'·* on sk kanavan vahvistuksen ollessa ak ja kohinan nk (ts.

’...· tk = aksk + nk = AkeJ®k, jossa k = 1, ..., N). DFT-esti- 35 maattori 124 toimii riittävän kaistanleveyden omaavien ja 11 114422 kapeakaistaisten suotimien ryhmänä, jossa suotimien määrä on riittävä vastaanotettujen aaltomuotojen mahdollisten taajuuksien käsittelemiseksi, ja vastaavat suotimen ulostulot ovat alinäytteitetyt, koska tarvitaan vain tuloksen 5 verhokäyrä. Toisin sanoen, kun N = 32 ja M = 32, kullakin mahdollisella indeksillä m (= 0...31) suoritetaan r^rn -Γ32:η korrelointi, joten Dm = [ri(cos(lm®) + jsin(lm®)] + ... + [r32(cos(32m0) + jsin(32m®)]. Ulostuloa Dm kaikilla 32 arvolla vertaillaan, ja huippuarvon omaavan summan in-10 deksi (esim. 9) antaa siirtyneen taajuuden arvon 9Θ/Τ.

Alan asiantuntijalle on selvää, miten DFT-estimaattori 124 optimoidaan. Koko ryhmän erottelutarkkuutta voidaan parantaa myös optimoimalla ikkunafunktio w. Lisäksi pienen 15 erottelutarkkuuden omaavan etsinnän suorittamiseksi pienemmällä määrällä suotimia kaistanleveyttä voidaan suurentaa ja suotimen keskitaajuuden erotusta voidaan suurentaa suurentamalla ®:aa (ja pienentämällä M:ää) (eräs tällainen ratkaisu on esitetty kuviossa 4). Yksittäisten suotimien 20 kaistanleveyksiä voidaan myös muuttaa (esim. taajuusvir- ... heen epävarmuustason kompensoimiseksi) asettelemalla DFT- ’ muistin 122 ulottuvuus N. Lisäksi tämä muodostelu (muu ·· kuin suodinryhmien lukumäärä ja sekvenssin tarkkailupituus N) voidaan tehokkaasti toteuttaa FFTrnä (fast Fourier ,·,· 25 transform; nopea Fourier-muunnos). Lopuksi vielä alan : : asiantuntijalle on selvää, että DFT-estimaattorin lineaa risuus on välttämätön hyvän suorituskyvyn vuoksi 0:n tai negatiivisen SNR:n (signal to noise ratio; signaaliko- ♦ » · hinasuhde) tapauksessa tarkkailuajan N ollessa rajoitettu.

30 * * DFT-estimaattorin 124 kunkin laskennan jälkeen lähtöjoukko D syötetään huippuarvoilmaisimeen 125. Suotimen indeksi m energian huippuarvolla määritetään (ts. Dmi = max (M:n ,···, yli) | Dm | ), ja suodin 127 suodattaa tämän indeksin m' ko- 35 hinan vaikutusten pienentämiseksi.

12 11442? Tämä suotimen 127 suorittama vanhan taajuusestimaatin sekoittaminen uuden informaation kanssa (ts. m' ajanhet-kellä k) tehdään mahdollisen taajuudenmuutoksen nopeuden ja ajallisesti muuttuvan kohinan varianssin perustella.

5 Ulostulo on taajuuden alkuestimaatti fg 131 = (m')θ/(2πΤ)

Hz.

Alan asiantuntija on selvillä siitä, että tätä DFT-ratkai-sua voidaan käyttää edullisesti sellaisissa sovelluksissa 10 kuten johdanto- tai pilottisignaalin ilmaisu, sekä signaaleilla, joiden seuranta on epäonnistunut. Huomattakoon että DFT-estimaattori 124 voi operoida myös tuntemattomalla vastaanotetulla datalla. Tällaisissa tapauksissa data-bittiarvot täytyy tehdä transparenteiksi (esim. neliöimäl-15 lä BPSK-signaalilla (binary phase shift keyed; binaarinen vaihemodulointi) tai korottamalla 4:nteen potenssiin QPSK-signaalilla. Referenssinäytteisiin perustuvat estimaatit ja dataan perustuvat estimaatit voitaisiin sitten sekoittaa käyttäen prosessi-informaatiotietämystä (estimoitu 20 konfidenssitaso ym.).

Kuviossa 3 on esitetty taajuusseuraimen 140 parhaana pi-detty suoritusmuoto. Alkutunnistuksen jälkeen kytkin 109 (katso kuvio 1) suorittaa kytkennän referenssinäytteiden 25 107 syöttämiseksi taajuusseuraimen 140 sisäänmenoon 112.

;.· : Referenssinäytteet suodatetaan samoin, mieluummin lohko- suotimella (boxcar filter) 141, jonka pituus on L. Suoda-; tettu signaali, (esim. yksi kuvion 2 suodatetun sekvenssin 32 jäsenestä) syötetään sen jälkeen korrelaattorimuistiin • 30 142, jossa on 2 termiä, joten se tulostaa suodatetun refe- renssisignaalin konjugoijaan (conjugator) 143 ja signaalin ’*”· viivästetyn toisinnon, joka korreloidaan (sekoittimessa 144) signaalin konjugaattia vastaan (jonka konjugoija 143 ,···. määrittää signaalista). Korreloitu signaali käsitellään 35 sen jälkeen lohkossa 145 kompleksisen sisäänmenon redusoi- 13 114423 miseksi sen imaginaarikomponentiksi, ja tämä sekoitetaan sekoittimessa 146, joka asettaa tarkoitetun seurantasil-mukan vahvistuksen K. Asetettu korrelaatioarvoulostulo suodatetaan sen jälkeen alipäästösuotimella 156, jossa 1-β 5 on suotimen navan paikka z-tason reaaliakselilla. Ulostulon kulma määrää taajuuspoikkeaman skaalatun estimaatin B^. Teoreettisesti B^rn tulisi olla yhtä suuri kuin odotuskulma E r^.^ )*}, mutta käytännössä Bj^rn arvo määritetään mieluimmin yhtälöstä 10

Bk = Bk-1 (1-β) + (BKjImCrkirk.i)*).

Bk, suodatettu säädetty korrelaatioulostulo mieluimmin integroidaan sen jälkeen häviöttömässä integraattorissa 147 15 yhdessä aikaisemman poikkeaman kanssa (joka alkutunnistuk-sen tapauksessa on fg:n kulmapoikkeama), mikä auttaa ohjaamaan taajuuspoikkeaman virheen nollaksi. Tulostettua siirtyneen taajuuden estimaattia 160 käytetään sekä AFC:n 110 ulostulona että oskillaattorin 157 virittämiseksi t<>. 20 kompleksisen siniaallon kehittämiseksi sekoittimen 158 ... yhdelle sisäänmenolle sekoitettavaksi seuraavan referens- t · · ' . sinäytesignaalin rk+i kanssa.

• · « >>.: Ymmärrettäneen että tämä ratkaisu on epälineaarinen, mutta 25 se on edullinen vaatiessaan vähemmän laskutoimituksia sen V · taajuuden määrittämiseksi, jolla signaalin 107 energia on suurin. Se poistaa olennaisesti vakion tuntemattoman vai-; hekulman, joka aiheutuu vastaanotetun signaalin 107 huoju- vasta kanavasta, ja säilyttää vaihesiirron, joka aiheutuu t 30 taajuuspoikkeamasta näytteen ja seuraavan näytteen välillä. Toisin sanoen tämä kiinteän viiveen huomioon ottava ratkaisu vertaa kulloistakin näytettä r^ aikaisempiin :V: signaalinäytteisiin kiinteässä ajassa tapahtuneen kierron määrittämiseksi.

35 114423 14

Vaihtoehtoinen tapa kiinteän viiveen määrittämiseksi, ainakin summautuvaa kohinaa sisältävällä kanavalla, näyttää olevan lineaarinen ennustusmenetelmä. Tässä ratkaisussa virheteho minimoidaan (esim. pienimmän keskineliön mää-5 rittämisen avulla) vertaamalla vastaanotettuja näytteitä ennustettuihin arvoihin. Esimerkiksi mikäli signaalin estimaatti (r^)" on B)<*r)<_^, niin e^ = rk*(rk)~ ja ^k+1 = Bk+pe^Xk-i· Tätä menetelmää yhdessä muiden kiinteän viiveen huomioon ottavien ratkaisujen kanssa voidaan vielä 10 parantaa keskiarvoittamalla referenssinäyteinformaatio ennen epälineaarisiin asteisiin siirtämistä ja laskemalla korrelaatioestimaatti vähemmän kuin kerran vastaanotettua näytettä kohti (esim. korvaamalla arvolla Rj<mod4 = <rk+rk-l+rk-2+rk-3)>· 15

Kuvio 4 esittää taajuusseuraimen 140 pienen erottelutark-* kuuden omaavaa vaihtoehtoista suoritusmuotoa, jossa etsin- ‘j tä kuvion 2 tunnistuspiiriin verrattuna voidaan tehdä pienemmällä määrällä suotimia (ts. sekoittimilla 148-150 20 yhdessä vastaavien integraattorilohkojen 151-153 kanssa, missä M on suotimien lukumäärä ja Θ asettaa taajuuserotuk-sen, joka valitaan siten, että se antaa riittävän pienen suodinvälin siten, että taajuuspoikkeaman jäännösvirhettä ei menetetä) sekä valitsimella 154. Kunkin sekoittimen * 25 148-150 tehtävänä on korreloida yksi ehdokkaiden sekvens- sistä (joilla kullakin on erisuuri muutosarvon kulmanope-' us) suodatetun referenssisignaalin kanssa, ja korreloidut ···. ulostulot integroidaan laatuestimaattien (esim. energiaes- timaattien) muodostamiseksi. Valitsin 154 valitsee sitten 30 parhaan laatuestimaatin ja tulostaa parasta laatuestimaat-, * tia vastaavan ehdokkaan taajuuspoikkeaman estimaatin.

Skaalain 155 kuvaa tulostetun kokonaisluvun taajuudeksi Hz:inä. Kaistanleveyttä voidaan siis suurentaa ja suotimen 156 keskitaajuuserotusta voidaan suurentaa suurentamalla 35 0:aa ja pienentämällä M:ää. Pääasiallisena etuna on, että 114423 15 se on kuvion 3 kiinteän viiveen huomioon ottavaan ratkaisuun verrattuna tehokkaampi johtuen sen leveämmästä taajuuskaistasta ja lineaarisesta käsittelystä, jossa käytetään korrelointia kohinattoman ehdokkaan kanssa.

5

Kuvio 5 esittää tunnistuksen taajuusestimaattorin 120 vaihtoehtoista suoritusmuotoa, jossa suoritetaan kokonais-aikakorrelointi. Tämä ratkaisu on aika-alueratkaisu (toisin kuin DFT-estimaattoria 124 käyttävä taajuusalueratkai-10 su) ja on eräässä mielessä kuvion 3 kiinteän viiveen huomioon ottavan korreloinnin suoritusmuodon yleistys. Kukin vastaanotettu signaali r^ 107 suodatetaan suotimella 121, suodatettu sekvenssi syötetään korrelaattorimuistiin 123 ja sekvenssin viimeisen (ts. viimeisimmän) jäsenen/näyt-15 teen konjugaatti korreloidaan aikaisempia N vastaanotettua näytettä vastaan korrelaattorissa 125, jonka muodostavat useat sekoitin/suodin-parit, esimerkiksi 124 ja 126. Suotimien ulostulot, joita tarkastellaan viivearvon funktiona (n:s suodin antaa viivettä = n vastaavan arvon, koska jä- , 20 senten välinen viive T on tunnettu), muodostavat vastaan- * · « otetun näytteen autokorrelaation estimaatin viiveen (tai poikkeaman) funktiona. (Ulostulo ensimmäisen viiveen 126 kohdalla vastaa yhtä korrelaatiota estimoituna kuvion 3 kiinteän viiveen huomioon ottavassa ratkaisussa.) Etsin ;,· 25 128 suorittaa sitten nollanylitysten etsinnän (joko reaa- ' : : liosan tai imaginaariosan tai kummankin), mikä tuottaa viivearvoehdokkaan x, joka perustuu tunnettuun viivearvoon ; suodatetun sekvenssin vastaavalla jäsenellä. Sen jälkeen . määritetään tämän arvon käänteisarvo ja käänteisarvo skaa- • t 30 lataan ennalta määrätyllä määrällä Krprp (invertoidun viive-arvon muuntamiseksi Hz riksi) skaalausyksikössä 129. Ulos-' * tulo on siirtyneen taajuuden estimaatti. Tässä tapauksessa estimoidut korrelaatioarvot Bn ^ ovat yhtä kuin 35 ®n,k-l(^--ö) + ®rk(rk-n)*' 114423 16 jossa l-β on jälleen alipäästösuotimen 127 navan paikka z-tason reaaliakselilla.

Selittääksemme tämän toisella tavalla kuvion 5 kokonaisai-5 kakorrelaattorin prosessi perustuu trigonometriaan. Tarkasteltakoon huojunutta kohinallista referenssisekvenssiä, jolla on tuntematon taajuuspoikkeama ω, jolla häipymäpro-sessin keskineliöarvo on A: 10 r’k = akejukT + vk (2) jossa T on lohkosuotimen (boxcar filter) 107 ulostulojen välinen aika, joka on esitetty myös muistielementin viiveenä muistissa 133. Korrelaatio eri viiveillä n voidaan 15 silloin laskea seuraavasti: B(n) = E{r'k,r'*k+n} = = Acos(unT) + jAsin(onT) (3) 20 * » « * jos kT << huojuvan kanavan koherenssiaika ja jos kohina on i « i · riippumaton näytteitysväleillä kT (mikä pätee tässä esi- i t « Ί merkissä). B(n) on siis yksinkertaisesti kompleksinen >·’ siniaalto, jonka taajuus ω on tuntematon ja jossa ei ole 25 kohinaa. Sellaisten elementtien kuin suotimen 125 suorit-: » tama keskiarvoittamisoperaatio approksimoi edellä esitet tyä odotusarvoa minimoimalla kohinan ja tuottamalla komp-;'· leksisen siniaallon. Siniaallon taajuus saadaan helpolla 1 i · tavalla selville, kun todetaan, että B(n):n reaaliosa - t 30 ylittää nollan pisteessä ωηζΤ = n/2, mikä voidaan täysin vastaavasti ilmaista sanomalla, että ω:η jakso on 4nzT. Imaginaariosa (Asin(o)nT)) saavuttaa maksimin pisteessä (inmaxT = m/2. On suhteellisen yksinkertaista löytää B(n):n ”, reaaliosan seuraava nollanylitys ja imaginaariosan ensim- • s * 35 mainen maksimi. On olemassa muita nollanylityksiä ja mak- 114423 17 simeja, joita voidaan myös käyttää hyväksi, kuten alan asiantuntijalle on selvää, ja tässä annettuun estimaattiin vaikuttava korreloimaton kohina ainakin osittain vääristää niitä, joten tämän idean ilmeisissä yleistyksissä tunnis-5 tetaan muita nollanylityksiä sekoitettavaksi taajuusesti-maattiin. Edellä esitetty selitys näyttää, miten nämä nollanylitykset ja niiden suhde e:aan määritetään. Ko-hinattomassa tapauksessa nz = nmax. Suodatuksen jälkeinen jäännöskohina poikkeuttaa näitä, joten tuntemattoman taa-10 juuden lopullisen estimaatin tulee olla ω' = 4T2rc(nz+nmax)/2, kun fQ = ω'/2τι (4)

Supistetulla kokonaisajän seuraimella (kuvio 6 jäljempänä) 15 estimaatti yksinkertaisesti ikkunoidaan, ts. B(n):ää ei lasketa viive-etäisyyksien kohdalla kulloisestakin parhaasta nollanylityksen estimaatista nz. Niinpä B(n) lasketaan, kun n = nz_5 . . . nz+5 tai muu sellainen, missä 10 aktiivisesti lasketun viiveen ikkuna on annettu esimerkki-20 nä. Tämä ikkuna voidaan tehdä suuremmaksi tai pienemmäksi *·**: riippuen siitä, miten luotettavana ω:η kulloistakin esti- !‘: maattia pidetään.

t I t ·

Vaikka kuvio 5 on esitetty tunnistuksen taajuusestimaatto-25 rin 120 vaihtoehtoisena suoritusmuotona, alan asiantunti-jalle on selvää, että sitä voidaan helposti käyttää myös seurantaan. Kuvio 6 esittää erästä tällaista vaihtoehtoista suoritusmuotoa, joka itse asiassa on kuvion 5 suoritus- • h* muodon loogisesti supistettu muoto. Kuviossa 6 piiri on V · 30 olennaisesti samanlainen kuin kuvion 5 piiri, paitsi että korrelaattorimuisti 133 rajoittaa ulostulojen lukumäärän arvoon M+J, niiden N mahdollisen näytteen osajoukkoon, • joita kuvion 5 korrelaattorimuisti 123 käyttää tunnistuk- \V sen aikana (ts. korrelaattorimuisti 133 on mieluummin sama 35 yksikkö kuin korrelaattorimuisti 123 tarkoituksenmukaises- 114423 18 ti konfiguroituna tulostamaan vain M+J viimeisintä tallennettua näytettä). Korrelaattorin 125 kertoja/suodin-parit sekä suodin 127 ja etsin 128 toimivat samalla tavoin kuin tunnistuksen aikana paitsi vain korrelaattorimuistin 133 5 tulostamilla (M+J-M = J) näytteellä. Vaikka kuvioissa 5 ja 6 parhaiksi on katsottu 1-napaiset suotimet, niin voidaan käyttää useampia kuin yhtä napaa. Skaalausyksikkö 129 ottaa jälleen nollanylitysulostulon X käänteisarvon, skaalattuna, ja häviöllinen integraattori 135 summaa kohinal-10 liset taajuusestimaatit lähtövirheen minimoimiseksi. Lopullinen ulostulo on taajuusestimaatti f 160.

Alan asiantuntijalle on siten selvää, että tämän keksinnön mukaan on saatu aikaan sellainen menetelmä ja laite taa-15 juuden estimoimiseksi signaalin koherenttia ilmaisua varten, joka täysin toteuttaa edellä esitetyt tavoitteet ja tarkoitusperät ja tuottaa mainitut edut. Vaikka keksintö on selitetty sen erityisten suoritusmuotojen yhteydessä, niin on selvää, että monet vaihdokset, muutokset ja muun-20 nokset ovat alan asiantuntijoille edellä esitetyn selityk-sen valossa ilmeisiä. Näin ollen keksinnön on tarkoitettu käsittävän kaikki tällaiset oheisten patenttivaatimusten ··· hengen mukaiset ja niiden suojapiirissä olevat vaihdokset, » i « · muutokset ja muunnokset.

I · · » · ·

• I I

♦ · · • · · • 1 • t ·

Claims (6)

114423 19

1. Menetelmä tunnetun referenssi-informaation omaavan vastaanotetun (100) signaalin siirtyneen taajuuden 5 estimoimiseksi, joka menetelmä käsittää: (a) referenssi-informaation erottamisen vastaanotetusta (100) signaalista; (b) referenssi-informaation suodattamisen (121) suodatetun referenssisekvenssin tulostamiseksi; 10 (c) suodatetun (121) referenssisekvenssin korreloimisen (125) ennalta määrättyä referenssisignaalia vastaan korrelaatioarvojen muodostamiseksi; ja tunnettu siitä, että kohta (c) käsittää suodatetun referenssisekvenssin korreloinnin (125) useiden 15 ehdokkaiden kanssa, jotka sisältävät ennalta määritetyn referenssisignaalin, jolloin kullakin ehdokkaalla on erilainen vaihemuutos ennalta määrätyssä aikayksikössä korrelointiarvojen hankkimiseksi kullekin ehdokkaalle, ja lisäksi käsittää vaiheen (d) poikkeamataajuuden estimaa-20 tin määrittämisen korrelaatioarvojen mukaisesti.

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tunnettu siitä, että mainittu ennalta määrätty referens-sisignaali on kohinattomien ehdokkaiden sekvenssi, missä 25 kohinattomien ehdokkaiden sekvenssin kullakin ehdokkaalla on suurempi vaiheenlisäys ennalta määrättyä aikayksikköä kohti kuin jollakin edeltävällä ehdokkaalla.

3. Förfarande i enlighet med patentkrav 2, kännetecknat av att steget (d) vidare omfattar ’’ detektering av ett korrelationstoppvärde och bestämning av ' ‘ den förskjutna frekvensens estimat frän den kandidat som „ 114423 motsvarar korrelationstoppvärdet.

3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen menetelmä, t u n - 30. e t t u siitä, että vaihe (d) käsittää lisäksi korre- ' laation huippuarvon ilmaisemisen ja siirtyneen taajuuden : estimaatin määrittämisen korrelaation huippuarvoa vastaa- , vasta ehdokkaasta.

4. Förfarande i enlighet med nägot av de föregäende patentkraven, kännetecknat av att steget (c) omfattar utförande av en diskret Fourier-transformation av 5 den filtrerade referenssekvensen.

4. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen me- 11442? 20 netelmä, tunnettu siitä, että vaihe (c) käsittää suodatetun referenssisekvenssin diskreetin Fourier-muun-noksen suorittamisen.

5. Förfarande i enlighet med patentkrav 1, kännetecknat av att det vidare omfattar följande steg: korrelering (125) av varje kandidatsekvens med en 10 filtrerad (121) referenssignal för att bilda ett flertal kvalitetsestimat, där varje övrig kandidatsekvens upp-visar ett olika stort förutbestämt vinkelvärde än alla » andra av de nämnda övriga kandidatsekvenserna; och i · : ·’ bestämning av ett frekvensestimat för en avvikelse- 15 signal frän det förutbestämda vinkelvärdet av den första j* av nämnda kandidatsekvenser, vilket estimat motsvarar det ,·’ bästa av nämnda flertal kvalitetsestimat.

5. Patenttivaatimuksen 1 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että se käsittää lisäksi vaiheet: kunkin ehdokkaiden sekvenssin korreloimisen (125) suodatetun (121) referenssisignaalin kanssa useiden laatuestimaattien muodostamiseksi, missä kullakin muulla 10 ehdokkaiden sekvenssillä on erisuuri ennalta määrätty kulma-arvo kuin kaikilla toisilla mainituista muista ehdokkaiden sekvensseistä; ja poikkeamasignaalin taajuusestimaatin määrittämisen, joka estimaatti vastaa parasta mainituista useista 15 laatuestomaateista, ensimmäisen mainituista ehdokkaiden sekvensseistä ennalta määrätystä kulma-arvosta.

6. Vastaanotin (100) tunnetun referenssi-informaation omaavan ensimmäisen signaalin koherentiksi vastaanotta-20 miseksi ja erotin (106) referenssi-informaation (107) erottamiseksi ensimmäisestä signaalista, joka vastaanotin (100) käsittää siirtyneen taajuuden estimaattorin (120) , joka käsittää: « . suodatusvälineet (121), jotka suodattavat refe- ; 25 renssi-informaation suodatetun referenssinäytteen tu- ; lostamiseksi; *' korrelointivälineet (125), jotka korreloivat suodatetun referenssisekvenssin ennalta määrättyä refe-renssisignaalia vastaan korrelaatioarvojen muodostamisek-|j* 30 si; ja tunnettu siitä, että korrelointivälineet **: (125) on sovitettu korreloimaan suodatettu referenssi- sekvenssi useiden ehdokkaiden kanssa, jotka sisältävät \* ennalta määritellyn referenssisignaalin, missä kullakin ;·’ ehdokkaalla on erisuuri vaihemuutos ennalta määrätyssä 35 aikayksikössä korrelointiarvojen hankkimiseksi kullekin 114423 21 ehdokkaalle ja käsittää lisäksi määritysvälineet (126), jotka määrittävät korre-laatioarvojen mukaiseesti poikkeamataajuusestimaatin. 114423 22 I Patentkrav: I 1. Förfarande för estimering av en förskjuten frekvens hos en mottagen (100) signal med känd referensinformation, vilket förfarande omfattar: I 5 (a) separering av referensinformationen frän den mottagna (100) signalen; (b) filtrering (121) av referensinformationen för att mata ut en filtrerad referenssekvens; (c) korrelering (125) av den filtrerade (121) 10 referenssekvensen mot en förutbestämd referenssignal för | att bilda korrelationsvärden; och kanne- ! tecknatav att steget (c) omfattar korrelering ! (125) av den filtrerade referenssekvensen med ett flertal kandidater, vilka innehäller den förutbestämda referens-15 signalen, varvid varje kandidat uppvisar en olik fas-förändring i en förutbestämd tidsenhet för att leverera korrelationsvärden för varje kandidat, och vidare om-: fattar ett steg (d) för bestämning av ett avvikelse- , frekvensestimat enligt korrelationsvärdena. 20 2. Förfarande i enlighet med patentkrav 1, kännetecknat av att nämnda förutbestämda referenssignal utgörs av en brusfri kandidatsekvens, där den brusfria kandidatsekvensens varje kandidat uppvisar en större fasökning per en förutbestämd tidsenhet än nägon 25 föregäende kandidat.

6. Mottagare (100) för koherent mottagning av en * första signal med känd referensinformation och en av- 20 skiljare (106) för separering av referensinformation (107) fran den första signalen, vilken mottagare (100) omfattar ' en estimator (120) för en förskjuten frekvens, omfattande: - ·, filtreringsorgan (121), vilka filtrerar referens- : informationen för att mata ut ett f iltrerat ref erens- 25 sampel; korrelationsorgan (125), vilka korrelerar den filtrerade referenssekvensen mot en förutbestämd referenssignal för att bilda korrelationsvärden; och kännetecknad av att korrelationsorganen (125) 114423 24 är anordnade att korrelera den filtrerade referens-sekvensen med ett flertal kandidater, vilka innehaller den förutbestämda referenssignalen, varvid varje kandidat uppvisar en olika stor fasförändring i en förutbestämd 5 tidsenhet för att leverera korrelationsvärden för varje kandidat, och vidare omfattar bestämningsorgan (126), vilka bestämmer ett av-vikelsefrekvensestimat enligt korrelationsvärdena. 10 t