FI105621B - Method and apparatus for processing analog signal - Google Patents
Method and apparatus for processing analog signal Download PDFInfo
- Publication number
- FI105621B FI105621B FI913099A FI913099A FI105621B FI 105621 B FI105621 B FI 105621B FI 913099 A FI913099 A FI 913099A FI 913099 A FI913099 A FI 913099A FI 105621 B FI105621 B FI 105621B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- analog
- signal
- input signal
- amplitude
- ratio
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
- H04B1/64—Volume compression or expansion arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
- H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
Description
1 .Λ 1056211 .Λ 105621
Menetelmä ja laite analogiasignaalin käsittelemiseksiMethod and apparatus for processing an analog signal
Esillä oleva keksintö liittyy ensimmäisen näkökohdan mukaan laitteeseen, joka käsittelee analogisen tulo-5 signaalin, kuten puheen, jonka amplitudi vaihtelee suuresti ja jolla on maksimi- ja minimiamplitudin ensimmäinen suhde, joka laite käsittää ensimmäisen suhteen toiseksi suhteeksi, joka on ensimmäisen suhteen neliöjuuri, pienentävän elimen, ja joka antaa toisen suhteen omaavan analo-10 gisen lähtösignaalin.According to a first aspect, the present invention relates to a device for processing an analog input-signal, such as speech, which has a large amplitude variation and a first ratio of maximum and minimum amplitude, comprising a first ratio to a second ratio of square root of a first ratio. , and which gives an analog ratio output signal having a second ratio.
Myös ensimmäisen näkökohdan mukaan keksintö liittyy lisäksi menetelmään analogisen tulosignaalin, kuten puheen, jonka amplitudi vaihtelee suuresti ja jolla on maksimi- ja minimiamplitudin ensimmäinen suhde, käsittele-15 miseksi, joka menetelmä käsittää vaiheet ensimmäisen suhteen pienentämiseksi toiseksi suhteeksi, joka on ensimmäisen suhteen neliöjuuri, ja toisen suhteen omaavan analogisen lähtösignaalin antamiseksi.Also, according to a first aspect, the invention further relates to a method for processing an analog input signal such as speech having a wide range of amplitude and a first ratio of maximum and minimum amplitude, comprising the steps of reducing the first ratio to a second ratio of square root of first ratio; to provide an analog output signal having a second ratio.
Erityisesti mainitun käsittelyn tavoitteena on pie-20 nentää maksimi- ja minimiamplitudin suhde käsittelyn ulos tulossa käsittelyä edeltäneen suhteen neliöjuureksi, jotta mainittu signaali saadaan paremmin siirretyksi rajoitetun dynaamisen alueen omaavan kanavan kautta summautuvan kohinan vaikuttaessa.Specifically, the purpose of said processing is to reduce the ratio of the maximum and minimum amplitude at the output of the processing to the square root of the pre-processing ratio so that said signal is better transmitted over a channel having a limited dynamic range under the effect of summing noise.
25 Keksinnön toisen näkökohdan mukaan keksintö liittyy myös laitteeseen ja menetelmään kavennetun amplitudialueen omaavan tulosignaalin käsittelemiseksi sellaisen lähtösignaalin tuottamiseksi, jonka amplitudialue on kavennetun alueen neliö. Erityisesti mainittu tulosignaali voi olla 30 sellainen signaali, joka tuotetaan lähtösignaalina ensimmäisen näkökohdan mukaan.According to another aspect of the invention, the invention also relates to an apparatus and method for processing an input signal having a narrowed amplitude region to produce an output signal having an amplitude region squared. Specifically, said input signal may be a signal produced as an output signal according to the first aspect.
Puheensiirron laatua sellaisessa viestiliikennever-•kossa, joka kärsii siirtokohinasta, esimerkkinä vaikkapa radiolinkki, voidaan kuvata ja mitata signaali-kohinasuh-35 teen (SNR, signal-to-noise ratio) avulla. Koska todellisen 2 105621 puhesignaalin amplitudi ei ole vakio, vaan vaihtelee enemmän tai vähemmän satunnaisesti laajalla dynaamisella alueella, se ei ole SNR-mittausten suorittamiseen sopiva testisignaali. Sen sijaan tähän tarkoitukseen käytetään 5 tavallisesti vakiotasoisia, eri taajuuden omaavia ääniä äänitaajuuskaistalla, ja saatua mittaustulosta kutsutaan TTNR:ksi (Test Tone to Noise Ratio; testiääni-kohina-suhde ).The quality of voice transmission in a communication network suffering from transmission noise, such as a radio link, can be described and measured by a signal-to-noise ratio (SNR). Since the amplitude of the actual 2 105621 speech signal is not constant but varies more or less randomly over a wide dynamic range, it is not a suitable test signal for performing SNR measurements. Instead, 5 standard tones of different frequencies in the frequency band are usually used for this purpose, and the result of the measurement is called the TTNR (Test Tone to Noise Ratio).
Subjektiivisesti havaittua puheen laatua kuvataan 10 kuitenkin paremmin puheen huippuvoimakkuuden ja hiljaisten jaksojen aikaisen kohinan suhteella, jota mittausarvoa TTNR ei kuvaa. Parempi mitta subjektiiviselle laadulle olisi päällekytketyn testiäänen tason suhde jäännöskohi-naan testiäänen ollessa poiskytkettynä. Tämän subjektiivi-15 semmin tärkeän laatuominaisuuden optimoimiseksi käytetään usein dynamiikan kaventamisena tunnettua tekniikkaa.However, subjectively perceived speech quality is better described in terms of peak speech volume and noise during quiet periods, which is not measured by the TTNR. A better measure of subjective quality would be the ratio of the level of the activated test tone to the residual noise when the test tone is switched off. To optimize this important quality property of the subjective-15, techniques known to reduce dynamics are often used.
Kaventaminen käsittää muuttuvan vahvistuksen säädön lähetyspäässä sovitettuna joko suurentamaan lähetystasoa hiljaisten jaksojen aikana ja/tai pienentämään tasoa 20 äänekkäiden jaksojen aikana siten, että signaalin koko • dynaamista aluetta kavennetaan (kompressoidaan, kompan-doidaan) kohti keskiarvoa. Vastaanottopäässä laajennin . (ekspanderi, dekompanderi) suorittaa käänteisen skaalauksen suurentaen tasoa äänekkäiden jaksojen aikana signaalin 25 alkuperäisen poikkeaman palauttamiseksi ja vastaavasti pienentäen tasoa hiljaisten jaksojen aikana. Viimeksi mainitussa tapauksessa lähetyksessä summautunut kohina myös pienenee hiljaisten jaksojen aikana juuri niin kuin havaitun laadun maksimoimiseksi vaaditaankin.Narrowing involves adjusting the variable gain at the transmitting end adapted to either increase the transmission level during quiet periods and / or decrease the level during loud periods so that the entire dynamic range of the signal is narrowed (compressed, compassed) towards the mean. At the reception end of the extender. (expander, decompander) performs inverse scaling, increasing the level during loud cycles to restore the original deviation of the signal 25 and correspondingly decreasing the level during quiet periods. In the latter case, the summed noise in the transmission also decreases during quiet periods, just as is required to maximize the quality detected.
30 Yleisesti käytetty kavennuslaki on niin sanottu neliöjuurilaki, jossa todellisuudessa lähetetyn signaalin i amplitudi on verrannollinen lähteen amplitudin neliöjuureen. Esimerkiksi sellaisen jakson aikana, jolloin puheen lähteen signaalin amplitudi hetkellisesti olisi 1/1 000 35 yksikköä, kavennin nostaisi lähetetyn amplitudin l/10:een.A commonly used attenuation law is the so-called square root law, where the amplitude of the signal actually transmitted is proportional to the square root of the amplitude of the source. For example, during a period in which the speech source signal has an instantaneous amplitude of 1/1000 by 35 units, the attenuator would increase the transmitted amplitude to 1/10.
3 1056213, 105621
Vastaavasti sellaisen jakson aikana, jolloin lähteen amplitudi olisi 9 yksikköä, lähetetty amplitudi pienennettäisiin 3 yksiköksi, kun taas yksikön suuruinen amplitudi määritelmän mukaan on kaventimessa muuttumattomana pysyvä 5 taso. Oletettakoon nyt, että lähetyksessä summautunut kohina vastaa 1/100 amplitudiyksikköä. Hiljaisena jaksona, jolloin 1/10 lähetettiin, vastaanotettu signaali käsittäisi 1/10 yksikköä haluttua signaalia plus 1/100 yksikköä kohinaa. Laajentimen pienentäessä 1/10 yksikön signaalin 10 sen alkuperäiseen 1/100 yksikköön kohina pienenisi saman lain mukaan 1/100:stä 1/10 000reen. Sellaisessa tapauksessa, jossa haluttu signaali on nollatasolla, kavennin tulkitsisi vastaanotetun 1/100 yksikön kohinan kavennetuksi signaalitasoksi ja palauttaisi sen sille tasolle, jolla 15 se uskoisi alkuperäisen signaalitason olleen, nimittäin 1/10 000:n tasolle.Correspondingly, during a period where the source amplitude would be 9 units, the transmitted amplitude would be reduced to 3 units, while the unit-sized amplitude by definition is a constant 5 level in the attenuator. Now suppose that the noise summed in the transmission corresponds to 1/100 units of amplitude. During the silent period when 1/10 was transmitted, the received signal would comprise 1/10 units of the desired signal plus 1/100 units of noise. If the expander reduces the signal from 1/10 units to 10 at its original 1/100 units, the same law would reduce the noise from 1/100 to 1/10 000. In the case where the desired signal is at zero level, the attenuator would interpret the received 1/100 unit noise as a attenuated signal level and return it to the level at which it believed the original signal level was, namely, 1/10,000.
Voidaan siis nähdä, että hiljaisten jaksojen aikana kohinataso laajentimen ulostulossa on sen arvon neliö, joka se muutoin olisi ollut ilman kavennuksen ja laajen-20 nuksen käyttämistä. .Thus, it can be seen that during quiet periods, the noise level at the output of the expander is the square of its value that it would otherwise have been without the use of reduction and expansion. .
S NR mitataan usein logaritmisella desibeliasteikol-la ja määritellään seuraavasti dBs = 20LOG (signaalin amplitudi/kohinan amplitudi) 25 «S NR is often measured on a logarithmic decibel scale and defined as dBs = 20LOG (signal amplitude / noise amplitude) 25 «
Jos signaalin keskimääräiseksi amplitudiksi aktiivisen puheen aikana otetaan 1 ja jos kohinan amplitudi hiljaisten jaksojen aikana on yhtäsuuri kuin 1/100 ilman kavennusta, niin ylläolevalla kaavalla laskettu SNR on 30 40 dB.If the average amplitude of the signal during active speech is taken as 1 and if the amplitude of noise during silent periods is equal to 1/100 without attenuation, then the SNR calculated by the above formula is 30 40 dB.
: Kaventamista/laajentämistä käytettäessä hiljaisten jaksojen kohina pienennetään 1/10 000:een, mikä antaa SNRiksi 80 dB, joka edustaa subjektiivisen laadun huomattava parannusta.: When using narrowing / expanding, the noise of silent periods is reduced to 1 / 10,000, giving an SNR of 80 dB, representing a significant improvement in subjective quality.
4 1056214, 105621
Kahdessa tunnetun tekniikan mukaisessa menetelmässä neliöjuurikavennuksen suorittamiseksi, jotka tunnetaan myötäkytkentä- ja takaisinkytkentämenetelminä, kavennettu lähtösignaali saadaan vastaavasti jakamalla tulosignaali 5 arvolla, joka myötäkytkennän tapauksessa saadaan tulosig-naalin amplitudin mittauksen, tasoituksen ja neliöjuurikä-sittelyn avulla ja takaisinkytkennän tapauksessa vastaavasti kavennetun lähtösignaalin amplitudin mittauksen ja tasoituksen avulla.In the two prior art methods for performing square root reduction, known as feed-forward and feedback methods, the reduced output signal is obtained by dividing the input signal by through.
10 Takaisinkytkentämenetelmässä on se hyvä puoli, että neliöjuurifunktiota ei eksplisiittisesti tarvita ja myös että amplitudin mittaus tapahtuu kavennetulla ulostulolla, mikä puolittaa sen dB:inä ilmaistun signaalialueen, joka mittauslaitteen on käsiteltävä. Neliöjuurikavennuslaki 15 seuraa siitä, että lähtöamplitudi on tuloamplitudi jaettuna lähtöamplitudilla.The benefit of the feedback method is that the square root function is not explicitly required and also that the amplitude measurement is performed at a reduced output, which halves the signal range, expressed in dB, which the measuring device must process. The square root extension law 15 follows that the output amplitude is the input amplitude divided by the output amplitude.
On olemassa kaksi viimeksi mainittua tyyppiä olevan kaventimen tunnettua toteutusmuotoa. Ensimmäinen' on piirin täysin analoginen toteutusmuoto, jossa jakava piiri toden-20 näköisesti toteutettaisiin käyttämällä analogiakertojaa takaisinkytkentäsilmukassa. Toinen on täysin digitaalinen toteutusmuoto, jossa tulosignaali ensin digitalisoidaan käyttäen analogia-digitaalimuunninta, sitten se syötetään digitaaliseen signaalinkäsittelypiiriin, joka toteuttaisi 25 numeerisesti joko takaisinkytketyn tai myötäkytketyn tyypin mukaisen kavennusalgoritmin. Tulos täytyy sitten muuntaa jälleen takaisin analogiasignaaliksi digitaali-analo-giamuunninta käyttäen.There are two known embodiments of the latter type of constrictor. The first 'is a fully analog embodiment of a circuit in which the dividing circuit would in fact be implemented using an analog multiplier in the feedback loop. The second is a fully digital embodiment in which the input signal is first digitized using an analog-to-digital converter, then fed to a digital signal processing circuit which numerically implements a reduction or feedback type reduction algorithm. The result then has to be converted again to an analog signal using a digital-to-analog converter.
Näillä kummallakin tunnetulla totetutusmuodolla on 30 omat huonot puolensa. Täysin analogisen järjestelmän huono :* puoli on, että tarvitaan eräitä tiukat toleranssit omaavia komponentteja, joita vaikea valmistaa integroituihin puo-•lijohdepiireihin. Täysin digitaalisen toteutusmuodon huono puoli on varsin mutkikkaiden AD- ja DA-muuntimien tarve 105621These two known forms of settlement have their own disadvantages. The downside to a fully analog system: * The need is for some components with tight tolerances that are difficult to fabricate into integrated semiconductor circuits. The downside to a fully digital embodiment is the need for quite sophisticated AD and DA converters 105621
DD
sekä kallis ja tehoa kuluttava digitaalinen signaalipro-sessoripiiri.and an expensive and power-consuming digital signal processor circuit.
Esillä olevan keksinnön tavoite on aikaansaada uusi tapa toteuttaa neliöjuurilakia noudattava kavennin, jonka 5 etuna on, että se on helpommin integroitavissa halpoihin piipohjaisiin integroituihin piireihin käyttäen pienet kustannukset aiheuttavia puolijohdeprosesseja. Tämä tavoite on saavutettu tämän keksinnön ensimmäisen ja toisen näkökohdan mukaisten laitteiden ja menetelmien avulla seulo raavalla tavalla:It is an object of the present invention to provide a new way of implementing a square root law reducer 5 having the advantage that it can be more easily integrated into low cost silicon based integrated circuits using low cost semiconductor processes. This object is achieved by the apparatus and methods according to the first and second aspects of the present invention,
Keksinnön ensimmäisen näkökohdan mukainen laite käsittää analogia-digitaalimuuntimen, joka muuttaa mainitun tulosignaalin kokonaislukuvirraksi,. joka edustaa verran-15 nollisella tavalla tulosignaalin hetkellisarvoa jaettuna ensimmäisellä vertailujännitteellä, elimen, joka kehittää ensimmäisen vertailujännitteen verrannollisena mainitun lähtösignaalin amplitudiin; digitaali-analogiamuuntimen, joka muuntaa mainitun 20. lukuvirran takaisin analogiseksi signaalin aaltomuodoksi suhteessa vakioon vertailujännitteeseen, joka analoginen aaltomuoto muodostaa mainitun lähtösignaalin.The apparatus of the first aspect of the invention comprises an analog-to-digital converter which converts said input signal to an integer stream. representing, in a non-zero manner, the instantaneous value of the input signal divided by the first reference voltage, means for generating the first reference voltage proportional to the amplitude of said output signal; a digital-to-analog converter which converts said 20th reading current back into an analog signal waveform with respect to a constant reference voltage, which analog waveform generates said output signal.
Keksinnön ensimmäisen näkökohdan mukainen menetelmä käsittää vaiheet, joissa 25 mainittu tulosignaali muutetaan kokonaislukuvirrak si, joka edustaa verrannollisella tavalla tulosignaalin hetkellisarvoa jaettuna ensimmäisellä vertailujännitteellä, joka on kehitetty verrannollisena mainitun lähtösignaalin amplitudiin, 30 mainittu lukuvirta muunnetaan takaisin analogiseksi signaalin aaltomuodoksi·suhteessa vakioon vertailusignaa- * liin, joka analoginen aaltomuoto muodostaa mainitun läh-* tösignaalin.The method of the first aspect of the invention comprises the steps of converting said input signal to an integer current proportionally representing the instantaneous value of the input signal divided by a first reference voltage generated proportional to the amplitude of said output signal, converting said reading current to which analog waveform generates said output signal.
6 1056216 105621
Keksinnön toisen näkökohdan mukainen laite käsittää analogia-digitaalimuuntimen, jossa on elin, joka muuttaa mainitun tulosignaalin kokonaislukujonoksi, joka verrannollisella tavalla edustaa mainittua tulosignaalia, 5 digitaali-analogiamuuntimen, joka muuntaa mainitun lukujonon takaisin mainitun lähtösignaalin muodostavaksi analogiasignaaliksi, jossa muuntimessa on elin, joka skaalaa mainitun lähtösignaalin suhteessa vertailujännitteeseen, 10 elimen, joka johtaa mainitun vertailujännitteen mainitun tulosignaalin amplitudin perusteella.A device according to another aspect of the invention comprises an analog-to-digital converter having a means for converting said input signal into an integer sequence proportionally representing said input signal, a digital-to-analog converter converting said number sequence back to an analog signal generating said output signal, an output signal relative to the reference voltage, 10 means for deriving said reference voltage based on the amplitude of said input signal.
Keksinnön toisen näkökohdan mukainen menetelmä kä-. sittää vaiheet, joissa mainittu tulosignaali muunnetaan kokonaislukujonok-15 si, joka lukujono verrannollisella tavalla edustaa mainittua tulosignaalia, mainittu lukujono muunnetaan takaisin mainitun lähtösignaalin muodostavaksi analogiasignaaliksi skaalaamalla mainittu lähtösignaali suhteessa vertailujännitteeseen, 20. joka on johdettu mainitun tulosignaalin amplitudin perusteella.The method of the second aspect of the invention comprises: steps for converting said input signal to an integer sequence which proportionally represents said input signal, converting said number sequence back to an analog signal generating said output signal by scaling said output signal with reference to a reference voltage derived from the amplitude of said input signal.
Tämän keksinnön suoritusmuodot selitetään jäljempänä lähemmin viitaten oheisiin kaaviollisiin piirustuksiin, joissa 25 kuviot 1 ja 2 ovat esillä olevan keksinnön kahden näkökohdan yleislohkokaaviot, kuviot 3—8 esittävät kaaviollisesti kuvioihin 1 ja 2 sisältyvien lohkojen eri piiriratkaisuja ja erityisesti 30 kuviot 3 ja 4 esittävät deltamodulaatiokooderin ja -dekooderin vastaavasti, kuvio 5 ja 6 esittävät delta-sigma- tai sigma-del-takooderin ja -dekooderin vastaavasti, kuvio 7 esittää kaventamista käytettäessä eri aske-35 leen omaavia delta- tai delta-sigmamodulaatiota, ja i 9 105621 kuvio 8 esittää laajentamista, kun käytetään vakion askeleen omaavaa koodausta sekä muuttuvan askeleen omaavaa dekoodausta.Embodiments of the present invention will be further described below with reference to the accompanying schematic drawings, in which Figures 1 and 2 are general block diagrams of two aspects of the present invention, Figures 3-8 schematically illustrate various circuit solutions of the blocks included in Figures 1 and 2; the decoder, respectively, Figs. 5 and 6 show a delta sigma or sigma-del tacoder and decoder, respectively, Fig. 7 illustrates narrowing using delta or delta sigma modulation having different steps, and i 9 105621 Fig. 8 illustrates an expansion, when using constant step encoding and variable step decoding.
Kuvio 1 esittää lohkokaaviomuodossa laitteen, joka 5 käsittelee sellaisen analogisen tulosignaalin S, kuten puheen, jonka amplitudi vaihtelee suuresti. Tämä laitteen tarkoitus on pienentää lähtösignaalin P maksimi- ja mini-miamplitudin suhde, käsittelyn jälkeen, ennen käsittelyä vallinneen suhteen neliöjuureksi, jotta mainittu signaali 10 saadaan paremmin siirretyksi rajoitetun dynaamisen alueen omaavan kanavan kautta summautuvan kohinan vaikuttaessa.Fig. 1 is a block diagram illustrating a device which processes an analog input signal S, such as speech, which has a large amplitude variation. This device is intended to reduce the ratio of the maximum and the minimum amplitude of the output signal P, after processing, to the square root of the ratio before processing, in order to better transmit said signal 10 through the effect of summing noise on a channel with a limited dynamic range.
Laite käsittää analogia-digitaalimuuntimen 2, joka on sovitettu muuttamaan, kuten jäljempänä on lähemmin selitetty, signaali S kokonaislukuvirraksi. Nl,N2,N3,... 15 Näillä luvuilla voi rajatapauksessa olla vain kaksi mahdollista arvoa, kuten plus yksi ja miinus yksi. Luvut tässä virrassa edustavat tietyllä verrannollisella tavalla tulosignaalin S hetkellisarvoa jaettuna vertailujännitteellä R. Tasoitetun amplitudin mittauslaite 4 kehittää 20 tämän vertailujännitteen R verrannollisena tuotettavan lähtösignaalin P amplitudiin jäljempänä lähemmin selitetyllä tavalla, kun lukuvirta muunnetaan takaisin analogiseksi signaalin aaltomuodoksi digitaali-analogiamuuntimen 6 avulla, joka toimii vakiolla vertailujännitteellä.The apparatus comprises an analog-to-digital converter 2, which is adapted to convert, as will be described further below, signal S to an integer stream. N1, N2, N3, ... 15 These numbers can have only two possible values in the boundary case, such as plus one and minus one. The numbers in this current represent, in some proportion, the instantaneous value of the input signal S divided by the reference voltage R. The smoothed amplitude measuring device 4 generates 20 of this reference voltage .
25 Kuvio 2 esittää kaaviollisesti laitteen, joka on kuviossa 1 esitetyn laitteen suhteen komplementaarinen ja joka käsittelee kavennetun amplitudinvaihtelun omaavan signaalin U, jollaisen kuvion 1 laite voi tuottaa. Kuvion 2 laitteen tarkoitus on tuottaa signaali V, jonka amplitu-30 dinvaihtelu on palautettu normaalille alueelle, joka on kavennetun alueen neliö.Figure 2 schematically shows a device which is complementary to the device shown in Figure 1 and which processes a signal U of reduced amplitude variation that the device of Figure 1 can produce. The device of Fig. 2 is intended to produce a signal V having amplitude-30 variation returned to a normal region which is a square of the narrowed region.
Laite käsittää analogia-digitaalimuuntimen 8, joka • muuntaa mainitun kavennetun tulosignaalin U kokonaisluku- jonoksi Ml,M2,M3,... Nämä luvut voivat rajatapauksessa 35 saada vain kaksi mahdollista arvoa, kuten plus yksi ja 8 105621 miinus yksi. Tämä lukujono edustaa verrannollisella tavalla signaalia U, ja se muunnetaan takaisin analogiasignaa-liksi V digitaali-analogiamuuntimen 10 avulla. Muunnin 10 skaalaa lähtösignaalin V suhteessa vertailujännitteeseen 5 Q, joka on johdettu määrittämällä tulosignaalin U amplitudi mittauslaitteella 12, joka voi sisältää mittausarvon tasoittamisen alipäästösuotimen avulla.The apparatus comprises an analog-to-digital converter 8 which • converts said reduced input signal U into an integer sequence M1, M2, M3, ... These numbers can, in the boundary case 35, obtain only two possible values, such as plus one and? This number sequence represents the signal U in a proportional manner and is converted back to the analog signal V by the digital-to-analog converter 10. The converter 10 scales the output signal V with reference to the reference voltage 5 Q, which is derived by determining the amplitude of the input signal U with the measuring device 12, which may include smoothing the measured value by means of a low pass filter.
Esillä olevan keksinnön erään tärkeän suoritusmuodon mukaan muuntimissa 2, 6, 8 ja 10 käytettävä tekniikka 10 voi olla deltamodulaation, delta-sigmamodulaation tai näiden jonkin muunnelman mukaista tyyppiä.According to an important embodiment of the present invention, the technique 10 used in converters 2, 6, 8 and 10 may be of the type delta modulation, delta sigma modulation, or a variant thereof.
Deltamodulaatiokooderi digitalisoi analogiasignaa-lin arvoja +1 tai -1 edustavien 1-bittisten binäärilukujen jonoksi. Näitä arvoja käytetään muuttamaan pengerfunktio-15 generaattorin eli integraattorin suuntaa siten, että se ’ nousee, jos aikaisempi arvo oli pienempi kuin lähtösignaa-li, tai laskee, jos aikaisempi arvo oli liian suuri. Sitä määrää, jolla integraattori nousee tai laskee näytteiden välillä, kutsutaan askeleeksi. Jos 1-bittisiä näytteitä 20 kehitetään liian suurella taajuudella, signaalin muuttumisen seuraamiseen tarvittavien askeleiden täytyy tietyllä taajuudella olla pienempiä, ja signaalin aaltomuodon as-kelapproksimaatio on siten tarkempi. Tämän 1-bittisen kvantisoinnin karkeus voidaan siten kompensoida suurenta-" 25 maila näytteen bittitaajuutta riittävästi halutun tarkkuu- ♦ den saavuttamiseksi.The delta modulation encoder digitizes the analog signal into a sequence of 1-bit binary numbers representing +1 or -1. These values are used to change the direction of the embedded function 15 generator, i.e. the integrator, so that it rises if the previous value was less than the output signal, or decreases if the previous value was too large. The amount by which the integrator rises or falls between samples is called a step. If 1-bit samples 20 are generated at too high a frequency, the steps required to monitor signal change at a given frequency must be smaller, and thus the step-wise approximation of the waveform of the signal is more accurate. The roughness of this 1-bit quantization can thus be compensated by increasing the bit rate of the 25 bar sample sufficiently to achieve the desired accuracy.
Kuvio 3 esittää integraattorin 14, jonka lähtösig-naalia verrataan tulosignaaliin S vertailuelimessä 16. Päätös D suoritetaan tietyllä bittitaajuudella Fb kellot-30 tamalla lukkopiiriä tai kiikkua 18 taajuuden Fb omaavan kellosignaalin nousevilla reunoilla. Kellotettu päätös •' syötetään sitten kytkimeen 20 sen suunnan valinnan suorittamiseksi, johon integraattori 14 ohjautuu seuraavan näyte jakson aikana. Muutoksen suuruuden määrää arvo ASKEL.Fig. 3 shows an integrator 14 whose output signal is compared to an input signal S in a comparator 16. Decision D is performed at a specific bit rate Fb by clock-30 by locking circuit or flip-flop 18 at rising edges of a clock signal having frequency Fb. The clocked decision • 'is then fed to the switch 20 to select the direction to which the integrator 14 is directed during the next sample cycle. The magnitude of the change is determined by the value STEP.
' t. J k- . J't .J k-. J
9 1056219 105621
Eräässä toisessa tunnetussa järjestelmässä ASKELeen arvoa suurennetaan joka kerta, kun integraattori ohjautuu samaan suuntaan kolme kertaa peräkkäin, joka tapaus viittaa siihen, että signaalin muuttumisnopeus on suurempi 5 kuin mitä integraattori pystyy seuraamaan kulloisellakin ASKELeella. Tätä tunnettua järjestelmää kutsutaan "kavennetuksi deltamodulaatioksi" ja myös CVSD:ksi (Continuously Variable Slope Delta).In another known system, the STEP value is incremented each time the integrator is steered in the same direction three times in a row, which indicates that the signal change rate is greater than 5 that the integrator can follow at the current STEP. This known system is called "reduced delta modulation" and also called CVSD (Continuously Variable Slope Delta).
Kuvion 4 mukaisesti deltamodulaatio muodostetaan 10 uudelleen analogiasignaaliksi syöttämällä se integraatto-riin 22, joka on samanlainen kuin kooderissa käytettävä.As shown in Figure 4, the delta modulation is reconverted to an analog signal by feeding it to an integrator 22 similar to that used in the encoder.
Kooderin integraattorin 14 ja uudelleenmuodostuksessa käytettävän integraattorin 22 erona on se, että viimeksi mainitun täytyy sisältää jossakin muodossa oleva vuotokompo-15 nentti, esimerkiksi vuotovastus 24, joka on kytketty in-tegrointikondensaattorin 26 rinnalle, mielivaltaisen in-tegrointiaikavakion määrittelemiseksi olemaan nolla (ts. jotta saadaan käynnistyksen mielivaltainen varaustila ajan mittaan häviämään).The difference between the encoder integrator 14 and the rebuild integrator 22 is that the latter must contain some form of leakage component 15, for example a leakage resistor 24 coupled to the integrator capacitor 26, to determine an arbitrary integrator time constant to be zero (i.e., arbitrary boot state will disappear over time).
20 Vuotointegraattorin suorittaman uudelleenmuodostuk sen jälkeen suurtaajuista kvantisointikohinaa voidaan.vielä pienentää alipäästösuotimella, joka päästää suurimmat todennäköiset signaalitaajuudet, mutta joka vaimentaa ko-hinataajuuksia näytteiden bittitaajuuden ja sitä suurem-25 pien taajuuksien alueella.After reconfiguration by the leakage integrator, the high-frequency quantization noise can still be reduced by a low-pass filter which emits the highest probable signal frequencies, but which attenuates the noise frequencies in the sample bit rate and up to 25 low frequencies.
m Tähän liittyvän, sigma-delta- tai clelta-sigmamodu-laationa tunnetun algoritmin käyttö on esitetty kuvioissa 5 ja 6. Erona on, että tulosignaali S syötetään ennen in-tegraattoria, joka tässä on merkitty 22', sen sijaan että 30 se syötettäisiin jälkeenpäin. Deltamodulaatioon verrattuna ;* signaalille suoritetaan kooderissa ylimääräinen integroin- ».The use of a related algorithm known as sigma-delta or clelta-sigma modulation is illustrated in Figures 5 and 6. The difference is that the input signal S is applied before the integrator, denoted 22 'here, instead of being applied 30 . Compared to delta modulation, * the signal is subjected to additional integration in the encoder.
ti, joka sitten kuviossa 6 esitetyssä dekooderissa poiste-• taan jättämällä uudelleenmuodostuksen suorittava integ raattori 22 pois ja käyttämällä vain alipäästösuodatusta 35 28':ssa. Delta-sigmamodulaatio edustaa välillä +ASKEL ja L J U Λ 105621 -ASKEL olevia arvoja vuorottelemalla näiden välillä oikeassa keskiarvosuhteessa ja on tässä suhteessa samanlainen kuin pulssinleveysmodulaatio.6, which is then eliminated in the decoder shown in Figure 6 by omitting the rebuilding integrator 22 and using only low pass filtering at 35 '. Delta sigma modulation represents values between + ASKEL and L J U Λ 105621 ASKEL by alternating between them in the correct average ratio and in this respect is similar to pulse width modulation.
Delta- tai delta-sigmamodulaatiotavat voivat sisäl-5 tää myös enemmän kuin yhden integraattorin tai muun taajuusvasteen muokkauksen takaisinkytkentäsilmukassa, ja signaali voi kulkea· tai se ei kulje yhden tai useamman tällaisen komponentin kautta. On myös mahdollista konstruoida sellaisia deltamodulaatiokoodereita ja -dekoodereita, 10 joissa integraattorin antaman arvon ja tulosignaalin arvon välinen virhe kvantisoidaan useammalla kuin yhdellä bitillä, ja silloin modulaatiotapa tunnetaan delta-PCM:nä.Delta or delta sigma modulation schemes may also include more than one integrator or other frequency response modulation in the feedback loop, and the signal may or may not pass through one or more such components. It is also possible to construct delta modulation encoders and decoders 10 in which the error between the value provided by the integrator and the value of the input signal is quantized by more than one bit, and then the modulation method is known as delta PCM.
Kaikkien tällaisten muunnelmien rakenteen yksityiskohtia ei tarvitse tässä selittää, koska ne löytyvät tek-15 nillisestä kirjallisuudesta. Mikä tahansa rakenne, jolle' on tunnusomaista kooderi, joka digitalisoi tulosignaalin käyttäen skaalausta, jonka määrää ASKELeen arvo tai samanlainen vertailujännite, jonka voidaan antaa vaihdella signaalin mukaan, ja joka digitalisoitu signaali voidaan hel-20 posti muuntaa takaisin analogiasignaaliksi käyttäen joko samaa tai erisuurta, vakiota askelta tai muuttuvaa askelta tai vertailujännitettä, voi olla sopiva tämän keksinnön toteuttamiseksi.The details of the structure of all such variations need not be explained herein, as they can be found in the technical literature. Any structure characterized by an encoder which digitizes an input signal using a scale defined by a STEP value or a similar reference voltage which may be varied according to the signal, and which digitized signal can be easily converted back to an analog signal using either the same or a different constant step or variable step or reference voltage may be suitable for carrying out the present invention.
Sekä muuttuvaa että vakiota askelta voidaan käyttää : 25 tämän keksinnön yhteydessä. Jos signaali dekoodataan käyt täen pientä askelta ja dekoodataan käyttäen suurta askelta, sen amplitudi tulee suurennetuksi. Jos koodauksen askel on suurempi kuin dekoodauksen askel, amplitudi pienenee. Jos siis koodauksen askel muuttuu samalla kun dekoo-30 dauksen askel pidetään vakiona, signaalin lähtötaso on kääteisessä suhteessa askeleeseen, jolloin siis toteutuu neliöjuurikaventimen tarvitsema jakotoiminto.Both variable and constant steps can be used in connection with the present invention. If a signal is decoded using a small step and decoded using a large step, its amplitude will be increased. If the coding step is larger than the decoding step, the amplitude decreases. Thus, if the encoding step changes while keeping the decoding step constant, the output level of the signal is inversely proportional to the step, thus accomplishing the division function required by the square root taper.
Siksi on vain tarpeen tehdä askel verrannolliseksi kavennettuun lähtösignaalin amplitudiin johtamalla se ku-35 viossa 7 esitetystä amplitudinmittauksesta.Therefore, it is only necessary to make the step proportional to the reduced amplitude of the output signal by deriving it from the amplitude measurement shown in FIG. 7.
U 105621U 105621
Kuvio 7 esittää esimerkinomaisesti delta- tai del-ta-sigmatyyppiä olevan ja 1-bittistä kvantisointia käyttävän kooderin 30. Vakiota askelta käyttävä dekooderi on silloin yksinkertaisesti alipäästösuodin 32. Muuttuva as-5 kel kooderille johdetaan mittaamalla 34:ssä alipäästösuo-timen analogiamuotoon uudelleen muodostaman kavennetun signaalin amplitudi. Amplitudin mittausarvoon vaikuttaa lisäksi alipäästösuodatustoiminto eli tasoitusaikavakio 36, jota kutsutaan kavennusaikavakioksi. Tämä on määritel-10 ty eri kansainvälisissä standardeissa, jotka käyttävät kavennusta puheen·siirrossa.FIG. 7 illustrates by way of example an encoder 30 of the delta or delta sigma type and employing 1-bit quantization, then the constant step decoder is simply a low pass filter 32. The variable as-5 decoder is derived by measuring at 34 the re- signal amplitude. The amplitude measurement value is further influenced by the low pass filtering function, i.e. the smoothing time constant 36, which is called the reduction time constant. This is defined in various international standards that use attenuation in · speech transmission.
Vastaava laajenninpiiri on esitetty kuviossa 8. Tässä tapauksessa kavennettu tulosignaali koodataan 38:ssa vakiota askelta käyttäen sen palauttamiseksi digitaaliseen 15 muotoon, sitten se koodataan 40:ssä takaisin analogiamuotoon käyttäen tasoitettuun tuloamplitudiin verrannollista muuttuvaa askelta. Järjestelmän suorituskyvyn saamiseksi oikeaksi alipäästösuotimen eli aikavakion, jota käytetään 42:ssa amplitudin mittausarvon tasoittamiseksi laajenti-20 messa 44:ssä, tulisi olla sama kuin kaventimessa käytetyn.The corresponding expander circuit is shown in Fig. 8. In this case, the reduced input signal is encoded in 38 constant steps to convert it to digital 15, then encoded in 40 back to analog format using a variable input proportional to the smoothed input amplitude. In order to validate the system performance, the low pass filter, i.e. the time constant used at 42 to equalize the amplitude measurement value at the extender 20 at 44, should be the same as that used in the attenuator.
tt
Claims (12)
Applications Claiming Priority (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
SE9002254A SE465144B (en) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | SET AND DEVICE FOR PROCESSING AN ANALOGUE SIGNAL |
SE9002254 | 1990-06-26 | ||
SG171894A SG171894G (en) | 1990-06-26 | 1994-12-03 | A method and device for processing an analog signal |
SG171894 | 1994-12-03 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
FI913099A0 FI913099A0 (en) | 1991-06-25 |
FI913099A FI913099A (en) | 1991-12-27 |
FI105621B true FI105621B (en) | 2000-09-15 |
Family
ID=26660807
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
FI913099A FI105621B (en) | 1990-06-26 | 1991-06-25 | Method and apparatus for processing analog signal |
Country Status (17)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5276764A (en) |
EP (1) | EP0463656B1 (en) |
JP (1) | JPH0750535A (en) |
CN (1) | CN1028826C (en) |
AU (1) | AU647797B2 (en) |
CA (1) | CA2044817C (en) |
DE (1) | DE69103346T2 (en) |
DK (1) | DK0463656T3 (en) |
ES (1) | ES2057736T3 (en) |
FI (1) | FI105621B (en) |
HK (1) | HK9595A (en) |
IE (1) | IE66907B1 (en) |
NO (1) | NO176740C (en) |
NZ (1) | NZ238314A (en) |
PT (1) | PT98103B (en) |
SE (1) | SE465144B (en) |
SG (1) | SG171894G (en) |
Families Citing this family (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE69227681T2 (en) * | 1992-07-31 | 1999-06-10 | Aphex Systems Ltd | Arrangement for raising the bass frequency of an audio signal |
KR0170259B1 (en) * | 1993-07-26 | 1999-03-30 | 김광호 | Signal processing method and apparatus |
US5796359A (en) * | 1995-10-25 | 1998-08-18 | Norand Corporation | Data conversion and processing system |
GB9601885D0 (en) * | 1996-01-31 | 1996-04-03 | Wolfson Ltd | Compandors |
US6269338B1 (en) * | 1996-10-10 | 2001-07-31 | U.S. Philips Corporation | Data compression and expansion of an audio signal |
ATE371298T1 (en) * | 1996-11-07 | 2007-09-15 | Koninkl Philips Electronics Nv | TRANSMISSION OF A BIT STREAM SIGNAL |
US6148086A (en) * | 1997-05-16 | 2000-11-14 | Aureal Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for replacing a voice with an original lead singer's voice on a karaoke machine |
US7489790B2 (en) * | 2000-12-05 | 2009-02-10 | Ami Semiconductor, Inc. | Digital automatic gain control |
US6452524B1 (en) | 2001-02-08 | 2002-09-17 | Ericsson Inc. | Delta sigma converter incorporating a multiplier |
SG114498A1 (en) * | 2001-08-31 | 2005-09-28 | Univ Nanyang | Method and apparatus for generating directional sound using an ultrasonic carrier wave |
SG113393A1 (en) * | 2001-08-31 | 2005-08-29 | Univ Nanyang | Method and apparatus for enhancing the sound quality of an ultrasonic loudspeaker system |
EP1401166A1 (en) * | 2002-09-18 | 2004-03-24 | Nippon Telegraph and Telephone Corporation | Method and Device for transmitting speech and music data using return-to-zero-signals |
GB0414420D0 (en) * | 2004-06-28 | 2004-07-28 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Speech activity detection |
US7685493B2 (en) * | 2006-09-29 | 2010-03-23 | Agere Systems Inc. | Buffer compression in automatic retransmission request (ARQ) systems |
CN106248125B (en) * | 2016-08-30 | 2019-02-05 | 浙江西子富沃德电机有限公司 | A kind of sine and cosine photoelectric encoder of band signal quality self-assessment brake |
US10531099B2 (en) * | 2016-09-30 | 2020-01-07 | The Mitre Corporation | Systems and methods for distributed quantization of multimodal images |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2967992A (en) * | 1954-06-15 | 1961-01-10 | Philips Corp | Signal expansion device |
DE1912218A1 (en) * | 1968-05-17 | 1969-10-02 | Ames Automobielbedrijf N V | Berth for automobiles |
US3949299A (en) * | 1974-11-05 | 1976-04-06 | North Electric Company | Signal coding for telephone communication system |
SU919098A1 (en) * | 1980-01-10 | 1982-04-07 | Предприятие П/Я Г-4488 | Device for compression of speech signal dynamic range |
JPS57146297A (en) * | 1981-03-04 | 1982-09-09 | Nippon Electric Co | Voice processor |
US4493091A (en) * | 1982-05-05 | 1985-01-08 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Analog and digital signal apparatus |
JPS6046139A (en) * | 1983-08-24 | 1985-03-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Compander circuit |
GB8804811D0 (en) * | 1988-03-01 | 1988-03-30 | Shaye Communications Ltd | Waveform encoder/decoder |
US5079550A (en) * | 1989-10-27 | 1992-01-07 | Crystal Semiconductor Corporation | Combining continuous time and discrete time signal processing in a delta-sigma modulator |
DE69127491T2 (en) * | 1990-04-05 | 1998-01-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd., Kadoma, Osaka | Digital requantifier using multi-stage noise shapers |
-
1990
- 1990-06-26 SE SE9002254A patent/SE465144B/en not_active IP Right Cessation
-
1991
- 1991-05-28 DK DK91201285.3T patent/DK0463656T3/en active
- 1991-05-28 EP EP91201285A patent/EP0463656B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-05-28 ES ES91201285T patent/ES2057736T3/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-05-28 DE DE69103346T patent/DE69103346T2/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-05-29 NZ NZ238314A patent/NZ238314A/en unknown
- 1991-06-12 US US07/713,776 patent/US5276764A/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-17 CA CA002044817A patent/CA2044817C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-19 IE IE209791A patent/IE66907B1/en unknown
- 1991-06-24 AU AU79249/91A patent/AU647797B2/en not_active Ceased
- 1991-06-25 FI FI913099A patent/FI105621B/en active
- 1991-06-25 NO NO912483A patent/NO176740C/en not_active IP Right Cessation
- 1991-06-25 JP JP3153358A patent/JPH0750535A/en active Pending
- 1991-06-26 CN CN91104312A patent/CN1028826C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-06-26 PT PT98103A patent/PT98103B/en not_active IP Right Cessation
-
1994
- 1994-12-03 SG SG171894A patent/SG171894G/en unknown
-
1995
- 1995-01-19 HK HK9595A patent/HK9595A/en not_active IP Right Cessation
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SG171894G (en) | 1995-06-16 |
AU647797B2 (en) | 1994-03-31 |
DK0463656T3 (en) | 1994-10-03 |
CA2044817A1 (en) | 1991-12-27 |
CA2044817C (en) | 2000-03-07 |
AU7924991A (en) | 1992-01-02 |
CN1028826C (en) | 1995-06-07 |
US5276764A (en) | 1994-01-04 |
ES2057736T3 (en) | 1994-10-16 |
PT98103A (en) | 1993-08-31 |
HK9595A (en) | 1995-01-27 |
FI913099A0 (en) | 1991-06-25 |
NO176740B (en) | 1995-02-06 |
SE9002254D0 (en) | 1990-06-26 |
NO176740C (en) | 1995-05-16 |
NO912483D0 (en) | 1991-06-25 |
IE912097A1 (en) | 1992-01-01 |
SE9002254A (en) | 1991-07-29 |
PT98103B (en) | 1999-02-26 |
JPH0750535A (en) | 1995-02-21 |
FI913099A (en) | 1991-12-27 |
NO912483L (en) | 1991-12-27 |
EP0463656B1 (en) | 1994-08-10 |
NZ238314A (en) | 1993-09-27 |
DE69103346T2 (en) | 1995-02-16 |
DE69103346D1 (en) | 1994-09-15 |
EP0463656A1 (en) | 1992-01-02 |
CN1057742A (en) | 1992-01-08 |
SE465144B (en) | 1991-07-29 |
IE66907B1 (en) | 1996-02-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
FI105621B (en) | Method and apparatus for processing analog signal | |
US9325340B2 (en) | Efficient analog to digital converter | |
Kurchuk et al. | Signal-dependent variable-resolution clockless A/D conversion with application to continuous-time digital signal processing | |
US5745061A (en) | Method of improving the stability of a sigma-delta modulator employing dither | |
Kester | Mixed-signal and DSP design techniques | |
KR100716737B1 (en) | Delta-sigma modulator with dither noise added to quantization level, and delta-sigma modulating method using the same | |
US4468790A (en) | System for the quantization of signals | |
US8970411B2 (en) | Pipelined continuous-time sigma delta modulator | |
US20150138004A1 (en) | Method for calibrating a pipelined continuous-time sigma delta modulator | |
US4862168A (en) | Audio digital/analog encoding and decoding | |
US7965216B1 (en) | Compressed sensing analog-to-digital converter | |
US20090009371A1 (en) | Method and apparatus for a/d conversion | |
US5530442A (en) | Circuit and method for testing a dithered analog-to-digital converter | |
US6535154B1 (en) | Enhanced noise-shaped quasi-dynamic-element-matching technique | |
JP4058176B2 (en) | Audio signal processing device | |
US10404270B2 (en) | Semiconductor device and operating method thereof | |
Ledzius et al. | The basis and architecture for the reduction of tones in a sigma-delta DAC | |
JPS58168323A (en) | Signal quantizing device | |
US9077363B2 (en) | Stochastic encoding in analog to digital conversion | |
US20160204794A1 (en) | Efficient Dithering Technique for Sigma-Delta Analog-to-Digital Converters | |
Domańska | AD conversion with dither signal-possibilities and limitations | |
Ortmanns et al. | A cascaded continuous-time/spl Sigma//spl Delta/modulator with 80 dB dynamic range | |
JPH08172360A (en) | A/d converter | |
KR100190533B1 (en) | D/a converter | |
Belcher et al. | Direct interpolation method for reducing the non-linearity and quantisation distortion of analogue-to-digital convertors |