ES2950973T3 - Método para generar una señal utilizando un codificador Turbo, un dispositivo y un programa informático correspondientes - Google Patents

Método para generar una señal utilizando un codificador Turbo, un dispositivo y un programa informático correspondientes Download PDF

Info

Publication number
ES2950973T3
ES2950973T3 ES19839650T ES19839650T ES2950973T3 ES 2950973 T3 ES2950973 T3 ES 2950973T3 ES 19839650 T ES19839650 T ES 19839650T ES 19839650 T ES19839650 T ES 19839650T ES 2950973 T3 ES2950973 T3 ES 2950973T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
symbols
information
transformation
information symbols
modulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
ES19839650T
Other languages
English (en)
Inventor
Rami Klaimi
Catherine Douillard
Nour Charbel Abdel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
Orange SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Orange SA filed Critical Orange SA
Application granted granted Critical
Publication of ES2950973T3 publication Critical patent/ES2950973T3/es
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2771—Internal interleaver for turbo codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
    • H03M13/296—Particular turbo code structure
    • H03M13/2969—Non-binary turbo codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/271—Row-column interleaver with permutations, e.g. block interleaving with inter-row, inter-column, intra-row or intra-column permutations
    • H03M13/2714—Turbo interleaver for 3rd generation partnership project [3GPP] universal mobile telecommunications systems [UMTS], e.g. as defined in technical specification TS 25.212
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/27—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques
    • H03M13/2703—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes using interleaving techniques the interleaver involving at least two directions
    • H03M13/2725—Turbo interleaver for 3rd generation partnership project 2 [3GPP2] mobile telecommunication systems, e.g. as defined in the 3GPP2 technical specifications C.S0002
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0057—Block codes
    • H04L1/0058—Block-coded modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0066—Parallel concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
    • H03M13/1565—Decoding beyond the bounded minimum distance [BMD]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2903—Methods and arrangements specifically for encoding, e.g. parallel encoding of a plurality of constituent codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2957—Turbo codes and decoding
    • H03M13/296—Particular turbo code structure
    • H03M13/2963—Turbo-block codes, i.e. turbo codes based on block codes, e.g. turbo decoding of product codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/63—Joint error correction and other techniques
    • H03M13/6306—Error control coding in combination with Automatic Repeat reQuest [ARQ] and diversity transmission, e.g. coding schemes for the multiple transmission of the same information or the transmission of incremental redundancy
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/65—Purpose and implementation aspects
    • H03M13/6508—Flexibility, adaptability, parametrability and configurability of the implementation
    • H03M13/6516—Support of multiple code parameters, e.g. generalized Reed-Solomon decoder for a variety of generator polynomials or Galois fields

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Probability & Statistics with Applications (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Pure & Applied Mathematics (AREA)
  • Algebra (AREA)
  • Control Of Electric Motors In General (AREA)

Abstract

La invención se refiere a un método para generar una señal, que comprende una etapa de turbocodificación de un conjunto de símbolos de información que suministran, por un lado, los símbolos de información y, por otro lado, símbolos de redundancia, que comprende seguir los pasos para obtener los símbolos de redundancia, de: - una codificación (21A) del conjunto de símbolos de información por un primer codificador, - un entrelazado (23A) del conjunto de símbolos de información, - una codificación (22A) del conjunto de símbolos de información entrelazados por un segundo codificador. Según la invención, la etapa de turbocodificación también incluye una transformación biyectiva (24A) de los símbolos de información, que se realiza antes y/o después de la etapa de entrelazado, modificando la transformación el valor de al menos dos de los símbolos de información. antes de la codificación de los símbolos de información por el primer y/o el segundo codificador. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN
Método para generar una señal utilizando un codificador Turbo, un dispositivo y un programa informático correspondientes
1. Campo de la invención
El campo de la invención es el de las comunicaciones digitales, utilizando un código de corrección de errores del tipo turbo-código.
En particular, la invención propone una nueva técnica para generar una señal utilizando un código de corrección de errores del tipo turbo-código no binario.
La invención tiene aplicación en particular en el campo de las comunicaciones inalámbricas (DAB, DVB-T, WLAN, ópticas no guiadas, etc.) o cableadas (xDSL, PLC, ópticas, etc.).
2. Técnica anterior
2.1 Codificadores Turbo binarios
Los códigos de corrección de errores utilizados clásicamente en los sistemas de comunicación digital son binarios. En otras palabras, los símbolos de información a la entrada del codificador, y los símbolos de redundancia obtenidos a la salida del codificador, son elementos binarios, pertenecientes al campo de Galois GF(2).
La estructura convencional de un codificador Turbo binario, ilustrada en la figura 1, comprende la concatenación en paralelo de dos codificadores, por ejemplo, del tipo convolucional sistemático recursivo, C1 11 y C212, separados por un intercalador 13. El mensaje digital de entrada D, formado por K símbolos de información definidos en GF(2), es codificado en el orden de llegada de los símbolos de información, denominado orden natural, por parte del primer codificador C1 11, y en un orden intercalado, o permutado, por parte del segundo codificador C212. El mensaje digital de salida comprende símbolos sistemáticos S, correspondientes a los K símbolos de información, y símbolos de paridad o de redundancia P1 y P2, definidos en GF(2).
2.2 Codificadores Turbo no binarios
Los códigos correctores de errores también se pueden definir en campos de Galois de cardinal q mayor que 2, GF(q). La estructura de un codificador Turbo no binario es similar a la de un codificador Turbo binario. En este caso, el mensaje digital de entrada D está formado por K símbolos de información definidos en GF(q), y el mensaje digital de salida está formado por símbolos sistemáticos S, correspondientes a los K símbolos de información, y símbolos de paridad o de redundancia P1 y P2, definidos en GF(q).
Estos códigos de corrección de errores no binarios se pueden asociar a una modulación de orden p igual a q (por ejemplo, una modulación de amplitud en cuadratura q-QAM) o a una modulación de orden diferente. En particular, el poder corrector de los códigos no binarios es superior al poder corrector de los códigos binarios cuando estos códigos se asocian a una modulación del mismo orden, p igual a q (por ejemplo, q-QAM).
Una diferencia entre los códigos binarios y no binarios desde el punto de vista del poder corrector es que el rendimiento con baja tasa de error de un código binario viene dictado por su distancia Hamming mínima, mientras que el rendimiento con baja tasa de error de un código no binario viene dictado por la distancia euclidiana acumulada mínima entre dos secuencias codificadas (es decir, dos mensajes de salida del codificador Turbo), que tiene en cuenta la constelación de la modulación p-aria utilizada.
Cuando se combina con una modulación del mismo orden p = q (por ejemplo, q-QAM), el poder corrector con alta relación señal/ruido en un canal de ruido gaussiano aditivo de un código convolucional no binario definido en GF(q), en términos de la tasa de error de trama (TEP o FER de "Frame Error rate" en inglés), viene dado por el límite de la unión (UB de "Union Bound" en inglés):
[Equation 1]
Figure imgf000002_0001
donde K es la longitud de los mensajes digitales de entrada,
es el número de combinaciones de pares de mensajes digitales de entrada de longitud K,
dmin es la distancia euclidiana acumulada mínima entre dos mensajes de salida (o palabras de código),
n(d) es la multiplicidad asociada a la distancia d, es decir, el número de pares de palabras de código a la distancia d entre sí,
o es la varianza del ruido gaussiano, y
Q(-) designa la función de error:
Figure imgf000003_0001
El valor del límite UB está dominado por sus primeros términos, correspondientes a los valores pequeños de la distancia d, en concreto, dmin y los valores justo por encima. El documento "Capacity-Approaching Non-Binary Turbo Codes: A Hybrid Design Based on EXIT Charts and Union Bounds", Toshiki et al., IEEE Access vol. 6, 2018, XP011699389, considera la optimización de códigos convolucionales de un codificador Turbo no binario, en el criterio de la distancia espectral. El documento "Design of Low-Complexity Convolutional Codes over GF(q)", Rami et al., IEEE Globecom 2018, XP033519983, considera la optimización del mapeado y de los códigos convolucionales para los codificadores Turbo no binarios, en el criterio de la suma de distancias euclidianas entre símbolos.
3.Presentación de la invención
Con el fin de mejorar el rendimiento de los turbo-códigos, especialmente de los códigos Turbo no binarios, es deseable aumentar la distancia entre los mensajes de salida. Por ejemplo, es deseable aumentar la distancia euclidiana acumulada mínima entre dos palabras de código en comparación con la técnica anterior.
Para ello, la invención propone un método para generar una señal, que comprende una etapa de turbo-codificación de un conjunto de símbolos de información que suministra, por una parte, los símbolos de información y, por otra parte, símbolos de redundancia, utilizando, con el fin de obtener los símbolos de redundancia:
• una codificación de dicho conjunto de símbolos de información mediante un primer codificador, suministrando un primer conjunto de símbolos de redundancia,
• un intercalado de dicho conjunto de símbolos de información, suministrando un conjunto de símbolos de información intercalados,
• una codificación de dicho conjunto de símbolos de información intercalados mediante un segundo codificador, suministrando un segundo conjunto de símbolos de redundancia.
De acuerdo con la invención, la etapa de turbo-codificación también utiliza una transformación biyectiva de dichos símbolos de información, utilizada antes y/o después de dicho intercalado, modificando dicha transformación el valor de al menos dos de dichos símbolos de información antes de la codificación de dichos símbolos de información por parte del primer y/o del segundo codificador.
En otras palabras, la invención propone una modificación de la estructura convencional de los codificadores Turbo, basada en la adición de una función de transformación de símbolos de información antes de la codificación del mensaje de entrada por parte del primer codificador o por parte del segundo codificador y utilizada antes o después del intercalado.
De esta forma, por una parte, se modifica por medio del intercalado el orden de los símbolos de información que entran en los dos codificadores, y por otra parte se modifica por medio de la transformación el valor de los símbolos de información que entran en los dos codificadores. Por lo tanto, las secuencias codificadas obtenidas a la salida de los dos codificadores no están formadas por los mismos símbolos de información y redundancia.
La transformación considerada es una biyección en el conjunto de símbolos del campo de Galois considerado: cada símbolo de GF(q) tiene una imagen única en GF(q) para esta transformación y cada elemento de GF(q) tiene un antecedente único en GF(q). Por lo tanto, una transformación de este tipo modifica el valor de al menos dos símbolos de información.
A modo de ejemplo, si los símbolos de información pertenecen al campo de Galois GF(2) y si se considera un conjunto de símbolos de información que forman el mensaje de entrada 000000100, el conjunto de símbolos de información intercalados puede ser 010000000 antes de la transformación, y 101111111 después de la transformación (transformando la transformación biyectiva, en este caso, los símbolos de información con valor "0" en símbolos de información con valor "1" y viceversa). Por lo tanto, es posible cambiar a la vez el orden y el valor de los símbolos de información entrantes en los dos codificadores del codificador Turbo.
El objetivo general de esta transformación es aumentar la distancia acumulada mínima entre dos palabras de código, por ejemplo, la distancia euclidiana acumulada, con respecto al codificador Turbo sin transformación, independientemente de la naturaleza de los códigos elementales utilizados por los codificadores primero y segundo y del intercalador utilizado.
De este modo, se propone una solución que permita, en al menos una forma de realización, mejorar el poder corrector del decodificador Turbo.
En particular, los símbolos de información pertenecen a un campo de Galois de cardinal q, indicado GF(q), con q > 2. En efecto, la utilización de una función de transformación permite en particular mejorar el rendimiento de corrección de los turbo-códigos no binarios.
De acuerdo con una forma de realización particular, la transformación genera una dispersión mínima Am¡n entre dos símbolos de información S, S jentre dichos símbolos de información mayor que un umbral de selección, tal que: A m in = minA(5j(5/)
con:
D ( S i ,S j) la distancia entre dichos símbolos de información S i , S j antes de la transformación,
D ( T ( S i ) , T ( S j)) la distancia entre dichos símbolos de información S i , S j después de la transformación mediante la función T.
En otras palabras, la solución propuesta busca maximizar la separación acumulada entre los símbolos de información antes de la transformación y los símbolos de información después de la transformación.
De acuerdo con una forma de realización particular, el método utiliza una etapa de mapeado de los símbolos de información y de redundancia en símbolos de modulación asociados con una constelación de orden p, siendo mapeado un símbolo de información o de redundancia en al menos un símbolo de modulación, y teniendo en cuenta la transformación dicha constelación.
En particular, la transformación tiene en cuenta la posición de los símbolos de modulación asociados a los símbolos de información antes y después de la transformación, y busca aumentar la distancia euclidiana entre estos símbolos de modulación en comparación con una utilización sin transformación.
De acuerdo con un primer ejemplo de forma de realización, siendo el orden p de la constelación igual al cardinal q del campo de Galois al que pertenecen los símbolos de información, cada símbolo de información o de redundancia se mapea en un único símbolo de modulación.
De acuerdo con este primer ejemplo, la dispersión entre dos símbolos de información S, S j se expresa en la forma:
Figure imgf000004_0002
el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación S m , S jm sobre los que se mapean dichos símbolos de información S, S j antes de la transformación;
Figure imgf000004_0001
el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación T(S) m , T(S j ) m sobre los que se mapean dichos símbolos de información Si, S j antes de la transformación; y
Ix y Qx las componentes en fase y en cuadratura de una señal x en la constelación considerada.
En otras palabras, la distancia D(S, S j ) entre los símbolos de información D(S, S j ) antes de la transformación, y la distancia D(T(S) T(S j ) entre los símbolos de información T (S ) T(S j ) después de la transformación, se expresan en la forma de distancia euclidiana al cuadrado.
De acuerdo con un primer criterio de construcción de la función de transformación, la transformación transforma un par de símbolos de información previstos para ser mapeados en un par de símbolos de modulación cuya distancia euclidiana sea inferior a un primer umbral, en un par de símbolos de información previstos para ser mapeados en un par de símbolos de modulación cuya distancia euclidiana sea superior al primer umbral, y viceversa.
De acuerdo con un segundo criterio de construcción de la función de transformación, que se puede tomar individualmente o en combinación con el primer criterio, la transformación transforma un símbolo de información previsto para ser mapeado en un símbolo de modulación que tiene, en la constelación, un número de símbolos de modulación vecinos inferior a un número determinado, en un símbolo de información previsto para ser mapeado en un símbolo de modulación que tiene, en la constelación, un número de vecinos superior a dicho número determinado, y viceversa.
El método también puede utilizar una etapa de selección de una de varias transformaciones disponibles, teniendo en cuenta dicha selección dichos símbolos de redundancia y/o dicho intercalador.
En este caso, la selección puede hacer uso de las propiedades de la cuadrícula representativa del turbo-código. De acuerdo con un segundo ejemplo de forma de realización, siendo el orden p de la constelación inferior al cardinal q del campo de Galois al que pertenecen dichos símbolos de información, cada símbolo de información o de redundancia se mapea en n símbolos de modulación, con n > 2.
De acuerdo con este segundo ejemplo, la dispersión entre dos símbolos de información S, S j se expresa en la forma:
Figure imgf000005_0002
con:
Figure imgf000005_0001
Smi,k respectivamente Smj,k, para k comprendido entre 1 y n, los n símbolos de modulación asociados al símbolo de información S, respectivamente S j ,antes de la transformación,
Figure imgf000005_0003
respectivamente
Figure imgf000005_0004
para k comprendido entre 1 y n, los n símbolos de modulación asociados al símbolo de información S, respectivamenteSj, después de la transformación,
Ix y Qx las componentes en fase y en cuadratura de una señal x en la constelación considerada.
De acuerdo con un primer criterio de construcción de la función de transformación, ésta minimiza el número de términos nulos en la expresión de dispersión A(Si,Sj).
El método también puede utilizar una etapa de selección de una de varias transformaciones disponibles, maximizando dicha selección el valor de los términos distintos de cero en la expresión de dispersión A(Si,Sj).
De acuerdo con una forma de realización, el primer codificador utiliza al menos un primer código elemental y el segundo codificador utiliza al menos un segundo código elemental, distinto de dicho primer código elemental. De este modo, el codificador Turbo puede utilizar códigos elementales que tienen un poder corrector diferente.
De acuerdo con otra forma de realización, los códigos elementales primero y segundo son idénticos.
La invención también hace referencia a un dispositivo para generar una señal correspondiente, que comprende un codificador Turbo capaz de codificar un conjunto de símbolos de información y suministrar por una parte dichos símbolos de información y por otra parte símbolos de redundancia, comprendiendo dicho codificador Turbo:
• un primer codificador para codificar dicho conjunto de símbolos de información, suministrando un primer conjunto de símbolos de redundancia,
• un intercalador para intercalar dicho conjunto de símbolos de información, suministrando un conjunto de símbolos de información intercalados,
• un segundo codificador para codificar dicho conjunto de símbolos de información intercalados, suministrando un segundo conjunto de símbolos de redundancia,
El codificador Turbo también comprende un procesador para aplicar una transformación biyectiva a dichos símbolos de información, utilizado antes y/o después de dicho intercalador, modificando dicha transformación el valor de al menos dos de dichos símbolos de información antes de la codificación de dichos símbolos de información por parte del primer y/o del segundo codificador.
Un dispositivo para generar una señal de este tipo está especialmente adaptado para llevar a cabo el método de generación descrito anteriormente. Se trata, por ejemplo, de un codificador Turbo binario o no binario. Este dispositivo puede incluir, por supuesto, las diversas características relativas al método de generación de acuerdo con la invención, que se pueden combinar o tomar por separado. De este modo, las características y ventajas de este dispositivo son las mismas que las del método descrito anteriormente. Por consiguiente, no se detallan de forma más amplia.
La invención hace referencia además a uno o más programas informáticos que tienen instrucciones para llevar a cabo un método para generar una señal como por ejemplo el descrito anteriormente cuando dicho(s) programa(s) es(son) ejecutado(s) por al menos un procesador.
La invención también hace referencia a un soporte de información legible por ordenador que contiene instrucciones de un programa informático como por ejemplo el mencionado anteriormente.
4.Lista de figuras
Otras características y ventajas de la invención resultarán más claras a partir de la lectura de la siguiente descripción de una forma de realización particular, dada meramente a modo de ejemplo ilustrativo y no restrictivo, y de los dibujos adjuntos, entre los cuales:
[Fig 1] La figura 1 ilustra la estructura de un codificador Turbo de acuerdo con la técnica anterior.
[Fig 2A]
[Fig 2B] Las figuras 2A y 2B ilustran dos ejemplos de codificador Turbo de acuerdo con diferentes formas de realización de la invención.
[Fig 3A]
[Fig 3B] Las figuras 3A y 3B ilustran respectivamente la estructura genérica de un codificador convolucional de un elemento de memoria en GF(q), y un ejemplo de cuadrícula de un código de este tipo.
[Fig 4] La figura 4 muestra algunas secuencias DC de una cuadrícula de códigos.
[Fig 5] La figura 5 ilustra una constelación asociada a la modulación de amplitud con 64 estados.
[Fig 6] La figura 6 ilustra los puntos de la constelación de la figura 5 que sufren menos interferencias.
[Fig 7A]
[Fig 7B]
[Fig 7C] Las figuras 7A a 7C comparan el rendimiento de corrección de un turbo-código de acuerdo con una forma de realización de la invención con un turbo-código de acuerdo con la técnica anterior, cuando el orden de la modulación y del turbo-código son idénticos.
[Fig 8] La figura 8 compara el rendimiento de corrección de un turbo-código de acuerdo con un modo de la invención con un turbo-código de acuerdo con la técnica anterior, cuando el orden de la modulación y del turbo-código son diferentes.
[Fig 9] La figura 9 muestra la estructura simplificada de un dispositivo que utiliza una técnica para generar una señal de acuerdo con una forma de realización de la invención.
5.Descripción de una forma de realización de la invención
5.1 Principio general
El principio general de la invención se basa en la adición de una función de transformación de símbolos de información en un codificador Turbo, en particular un codificador Turbo "no binario", que permite modificar el valor de al menos dos símbolos de información, de forma que la secuencia entrante en un codificador del codificador Turbo sea diferente de la secuencia entrante en el otro codificador.
En las figuras 2A y 2B se ilustran dos ejemplos de estructuras de un codificador Turbo que utiliza la etapa de turbocodificación de acuerdo con la invención. Estos dos ejemplos utilizan un primer codificador C1 21 y un segundo codificador C222 en paralelo, por ejemplo, del tipo convolucional sistemático recursivo, separados por un intercalador 23 y un módulo de transformación 24. El mensaje digital de entrada D comprende K símbolos de información, y el mensaje digital de salida comprende símbolos sistemáticos S y símbolos de paridad o de redundancia P1 y P2. Cada secuencia de los K símbolos de información y de los símbolos de redundancia P1 y P2 forma una palabra de código.
Los símbolos sistemáticos S corresponden a los símbolos de información K, eventualmente después de la intercalación y/o la transformación.
De acuerdo con el ejemplo mostrado en la figura 2A, el mensaje digital de entrada D es codificado por el primer codificador C1 21A, en el orden de llegada de los símbolos de información. El mensaje digital de entrada D es transformado en paralelo en el módulo de transformación 24A, y los símbolos de información transformados se intercalan mediante el intercalador 23A. Acto seguido, el segundo codificador C2 22A codifica los símbolos de información transformados intercalados.
De acuerdo con el ejemplo ilustrado en la figura 2B, el mensaje digital de entrada D es transformado en el módulo de transformación 24B, y los símbolos de información transformados son codificados por el primer codificador C1 21B, en el orden natural. El mensaje digital de entrada D es intercalado en paralelo por el intercalador 23B y, a continuación, los símbolos de información intercalados son codificados por el segundo codificador C222B.
Cabe señalar que, de acuerdo con otro ejemplo no ilustrado, la transformación se puede llevar a cabo después de la intercalación. Por lo tanto, la transformación se puede llevar a cabo antes o después de la intercalación de forma indiferente.
De acuerdo todavía con otro ejemplo, no ilustrado, una primera transformación se puede llevar a cabo antes del primer codificador, antes del intercalador, y una segunda transformación, diferente de la primera y que no anula la primera, se puede llevar a cabo antes del segundo codificador, antes o después del intercalador. En este caso, se considera que la función de transformación tiene dos componentes, un primer componente correspondiente a la primera transformación y un segundo componente correspondiente a la segunda transformación. Por lo tanto, la transformación "global" se compone de una combinación de las transformaciones primera y segunda.
El término "transformación" se utilizará en lo sucesivo para englobar estas diferentes implementaciones.
La etapa de turbo-codificación de acuerdo con la invención utiliza por lo tanto una transformación biyectiva de los símbolos de información, utilizada antes y/o después del intercalado, modificando dicha transformación el valor de al menos dos de los símbolos de información antes de la codificación de los símbolos de información por parte del primer y/o del segundo codificador.
De esta forma, la secuencia de símbolos de información que entra en el primer codificador C1 difiere de la secuencia de símbolos de información que entra en el segundo codificador C2, por una parte, por el orden de los símbolos de información que entran en cada codificador, gracias al intercalado, y por otra parte por el valor de los símbolos de información que entran en cada codificador, gracias a la transformación.
Como se ha indicado anteriormente, la transformación considerada es una biyección sobre el conjunto de símbolos del campo de Galois considerado. A modo de ejemplo, si se considera que los símbolos de información pueden tomar valores de 0 a 15, es decir, están definidos en un campo de Galois de cardinal q=16, entonces cada símbolo de información de GF(16) tiene una imagen única en GF(16) por la transformación T, y cualquier elemento de GF(16) tiene un antecedente único en GF(16). La siguiente tabla da un ejemplo de transformación biyectiva de símbolos de información Si, definidos en GF(16), en símbolos de información T(Si), definidos en GF(16):
Tabla 1
Figure imgf000008_0001
En particular, si se consideran símbolos de información pertenecientes a un campo de Galois de cardinal q con q > 2, indicado GF(q), la etapa de turbo-codificación propuesta permite aumentar la distancia entre los símbolos de información y, en consecuencia, la distancia mínima entre las palabras de código que salen del codificador Turbo.
De acuerdo con una forma de realización particular, el objetivo global de la transformación es aumentar la distancia euclidiana acumulada mínima entre dos secuencias del código resultantes en comparación con el código sin transformación, independientemente de la naturaleza de los códigos elementales utilizados por parte de los codificadores primero y segundo y el intercalador utilizados.
Cabe señalar que la distancia euclidiana acumulada mínima entre dos palabras de código que salen del codificador Turbo depende, en particular, de la constelación de la modulación utilizada para transmitir las palabras de código.
De este modo, de acuerdo con una forma de realización, el método de generación de acuerdo con la invención comprende una etapa de mapeado de los símbolos de información y de redundancia en símbolos de modulación asociados a una constelación de orden p.
De este modo, la transformación se puede elegir teniendo en cuenta la constelación y, en particular, la posición de los símbolos de modulación asociados a los símbolos de información antes y después de la transformación.
5.2 Identificación de símbolos de información "problemáticos"
Clásicamente, los codificadores Turbo no binarios utilizan codificadores convolucionales sistemáticos recursivos que utilizan códigos elementales con un único elemento de memoria (v = 1). En efecto, la complejidad de descodificación de un código en GF(q) varía en qv, donde v es la memoria del código, y por tanto es más fácil descodificar un código que tiene un único elemento de memoria.
Estos codificadores convolucionales tienen la particularidad de tener cuadrículas totalmente conectadas, es decir, todos los estados están conectados entre sí en la cuadrícula de códigos.
A modo de ejemplo, la figura 3A ilustra la estructura genérica de un codificador convolucional de un elemento de memoria en GF(q), con a1, a2, a3 parámetros de ajuste del código, D un elemento de memoria, I los símbolos de información entrantes, S los símbolos sistemáticos y P los símbolos de paridad salientes. La figura 3B ilustra un ejemplo de cuadrícula para un código definido en GF(4), con valores particulares para los parámetros de ajuste a l , a2, a3, y con estados 0 a 3.
La distancia euclidiana acumulada mínima de un codificador convolucional a un elemento de memoria, como se muestra en la figura 3A o 3B, por ejemplo, así como las distancias justo por encima, están causadas por secuencias particulares en la cuadrícula que parten de un estado dado y convergen en otro, en particular las secuencias más cortas. Estas secuencias se denominan "DC" (por divergente y convergente o "Diverge and Converge" en inglés). En la figura 4 se ilustran algunos ejemplos de secuencias DC para un código definido en GF(4): un ejemplo de secuencia DC de longitud 2, un ejemplo de secuencia DC de longitud 3 y un ejemplo de secuencia DC de longitud 4.
Para un par de secuencias DC, X1 y X2, que se extienden en L secciones de cuadrícula (por ejemplo, las secuencias 411 y 412 que se extienden en dos secciones de cuadrícula, las secuencias 421 y 422 que se extienden en tres secciones de cuadrícula, o las secuencias 431 y 432 que se extienden en cuatro secciones de cuadrícula), la distancia euclidiana acumulada entre los símbolos de modulación asociados a estas secuencias se calcula como sigue:
[Equation 2]
Figure imgf000009_0002
[Equation 3]
Figure imgf000009_0003
donde:
Figure imgf000009_0004
y
Figure imgf000009_0005
son respectivamente los símbolos de modulación sobre los que se mapean los símbolos sistemáticos y de paridad correspondientes a la sección de cuadrícula I en la secuencia Xb, b=1,2 e Ix y Qx representan las componentes en fase y en cuadratura de la señal x en la constelación considerada.
Debido a la propiedad de conexión total de la cuadrícula, los pares de símbolos sistemáticos S transportados por las diferentes secciones de secuencias DC X1 y X2, pueden tomar todas las combinaciones en GF(q) x GF(q). Más concretamente, los símbolos sistemáticos transportados por las secciones primera y última de la cuadrícula de las secuencias DC son necesariamente diferentes en las dos secuencias. Este no es el caso de los símbolos transportados por las secciones de cuadrícula intermedias cuando L > 2, para las que los símbolos sistemáticos pueden ser idénticos.
Los inventores de la presente solicitud de patente han demostrado que para esta familia de códigos con v = 1 elemento de memoria, las secuencias DC asociadas a símbolos de modulación cuya distancia euclidiana acumulada con respecto a la secuencia transmitida es pequeña son generadas esencialmente por símbolos de modulación situados en las proximidades de los símbolos de modulación realmente transmitidos, es decir, para los cuales los siguientes términos de la ecuación 3 tienen un valor pequeño:
Figure imgf000009_0001
Por ejemplo, si se considera un codificador recursivo como por ejemplo el que se muestra en la figura 3A, definido en GF(64), los inventores de la presente solicitud de patente han demostrado que, cualesquiera que sean los valores de los coeficientes ai, los dos términos de distancias euclidianas acumuladas más pequeños de la UB se obtienen para pares de secuencias cuyos símbolos de modulación asociados a símbolos sistemáticos distan entre sí dos a dos como máximo la distancia d1 indicada en la figura 5 para una constelación 64-QAM. En otras palabras, para un símbolo sistemático transmitido sobre un símbolo de modulación dado, por ejemplo, el símbolo de modulación 12 (cuya representación binaria es 001100) en la constelación, los símbolos sistemáticos competidores más probables son los situados dentro del círculo de radio d1 centrado en el símbolo de modulación 12 en la constelación.
5.3 Ejemplos de aplicación
Con el fin de distanciar los símbolos de información transmitidos de los símbolos de información competidores más probables y, por lo tanto, aumentar la distancia euclidiana mínima entre dos palabras de código en la salida del codificador Turbo, se propone de acuerdo con la invención introducir una transformación antes de una de las etapas de codificación utilizadas por el codificador Turbo.
En particular, la transformación maximiza la separación acumulada entre los símbolos de modulación asociados a los símbolos de información antes de la transformación y después de la transformación. En consecuencia, maximizar la separación acumulada entre los símbolos de modulación asociados a los símbolos de información antes de la transformación y después de la transformación permite aumentar la distancia euclidiana mínima entre dos palabras de código en la salida del codificador Turbo.
En particular, la separación acumulada entre dos símbolos de información, o más precisamente entre dos símbolos de modulación asociados a los dos símbolos de información, se puede expresar en términos de distancia euclidiana al cuadrado. Por supuesto, se pueden utilizar otros tipos de distancia para medir la separación, o distancia, entre símbolos de información.
En otras palabras, si se define la dispersión A(Si, Sj) entre dos símbolos de información Si y Sj de GF(q) como la distancia acumulada entre dos símbolos de información antes y después de ser transformados por la función T:
[Equation 4]
Figure imgf000010_0001
la transformación se elige de forma que maximice el valor mínimo de la dispersión A(S/, Sj), indicado Amn, o al menos para obtener un valor mínimo de la dispersión A(Si, Sj) mayor que un umbral de selección:
[Equation 5]
Figure imgf000010_0002
En particular, la dispersión A(Si, Sj) entre dos símbolos de información Si y Sj de GF(q) se expresa como la suma del cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación S m , S im en los que se mapean los símbolos de información Si, S j antes de la transformación y el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación T(S¡)m, T(Sj)m en los que se mapean los símbolos de información Si, S j después de la transformación mediante la función T.
[Equation 6]
Figure imgf000010_0003
La expresión de dispersión dada por la ecuación 6 permite obtener valores enteros en el caso de constelaciones q-QAM. No obstante, se puede utilizar cualquier otra expresión de dispersión cuya maximización o minimización equivalga a maximizar la separación acumulada entre los símbolos de información antes y después de la transformación.
De este modo, la función de transformación tiene por objetivo garantizar un valor elevado de A m n , es decir, superior a un umbral de selección Th, con el fin de garantizar que si dos símbolos de información están próximos (por ejemplo, mapeados en símbolos de modulación vecinos en la constelación) antes de la transformación, estén alejados después de la transformación, y viceversa.
Como puede ser tedioso enumerar todas las transformaciones con el fin de seleccionar la que tenga el valor máximo de A m n ,, en particular para valores altos de q (cardinalidad del campo de Galois), se propone de acuerdo con la invención seleccionar valores de A m n que sean suficientemente grandes, y por ejemplo superiores al umbral de selección Th.
A continuación, se presentan varios ejemplos de transformaciones que permiten obtener valores suficientemente elevados de la dispersión mínima Amn, en función de que el cardinal del campo de Galois sobre el que se define el código, q, y el orden de la modulación, p, sean iguales o diferentes.
A) Código y modulación del mismo orden: q = p
Cuando el orden p de la modulación, representado por una constelación, es igual al cardinal q del campo de Galois al que pertenecen los símbolos de información, cada símbolo de información o de redundancia se mapea en un único símbolo de modulación. En otras palabras, si se considera una cadena de transmisión que comprende una etapa de turbo-codificación de acuerdo con la invención, tomando como entrada símbolos de información definidos en un campo de Galois GF(q) y suministrando los símbolos de información y los símbolos de redundancia definidos en el campo de Galois GF(q), y una etapa de modulación de amplitud del tipo q-QAM, cada símbolo de información o de redundancia de la etapa de turbo codificación se transmite en un símbolo de modulación de la modulación q-QAM, definiéndose cada símbolo de modulación en el alfabeto q (símbolo q-ario).
En este caso, la dispersión A(Si, Sj) entre dos símbolos de información Si y S j de GF(q) se expresa como:
Figure imgf000011_0001
con:
Figure imgf000011_0002
el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación S m , S jm sobre los que se mapean dichos símbolos de información S i , S j antes de la transformación;
Figure imgf000011_0003
el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación T(Si)m, T(Sj)m sobre los que se mapean dichos símbolos de información Si, Sj antes de la transformación; y
Ix y Qx las componentes en fase y en cuadratura de una señal x en la constelación considerada.
De acuerdo con un primer ejemplo de aplicación, la transformación transforma un par de símbolos de información previstos para ser mapeados en un par de símbolos de modulación cuya distancia euclidiana es menor que un primer umbral, en un par de símbolos de información previstos para ser mapeados en un par de símbolos de modulación cuya distancia euclidiana es mayor que el primer umbral.
En otras palabras, si el par de símbolos de información (Si, Sj) antes de la transformación se mapea en un par de símbolos de modulación que tienen una distancia euclidiana pequeña, el par de símbolos de información (T(Si), T(Sj)) después de la transformación se debe mapear en un par de símbolos de modulación que tengan una distancia euclidiana grande, y viceversa, para maximizar la dispersión mínima entre los símbolos de información Si, Sj .
A continuación, se presenta un ejemplo de construcción de la función de transformación que permite, de acuerdo con un primer criterio, garantizar un valor mínimo de la dispersión entre los símbolos de información Si, Sj .
De acuerdo con este ejemplo, con el fin de garantizar una dispersión mínima para cada par de símbolos de información (Si, Sj), es necesario conocer la distribución de las distancias euclidianas entre todos los pares de símbolos de modulación asociados a todos los pares de símbolos de información de la constelación considerada. Para una constelación 64-QAM tal como la mostrada en la figura 5, por ejemplo, se pueden enumerar 33 valores diferentes de distancias entre dos símbolos de modulación distintos.
La tabla siguiente suministra las multiplicidades m(Di) asociadas a cada distancia Di, es decir, el número de pares de símbolos de modulación a cada distancia Di, clasificándose las distancias de forma ascendente. Di corresponde a la distancia entre dos vecinos directos y D33 a la distancia entre dos esquinas opuestas de la constelación:
Tabla 2
Figure imgf000012_0001
Una primera regla de construcción de la función de transformación consiste en asociar los pares cuyas distancias antes de la transformación están al principio de la tabla con los pares cuyas distancias después de la transformación están al final de la tabla.
Por ejemplo, se busca un valor máximo de i, indicado imax, tal que si la distancia euclidiana antes de la transformación entre todos los pares de símbolos de modulación asociados a los símbolos de información S y S', indicada deuc (Sm, S'm), es menor o igual que Dimax, su distancia después de la transformación, indicada deuc (T(S)m, T(S')m), es estrictamente mayor que Dimax. Esto garantiza que Amn > D imax+1 + D i .
Por ejemplo, para una modulación 64-QAM, como por ejemplo se muestra en la figura 5, imax es igual a 3: Dimax = D3.
En la tabla 3 siguiente suministra la lista con las multiplicidades asociadas a las distancias euclidianas después de la transformación para los pares de símbolos de información S y S' cuya distancia euclidiana antes de la transformación es inferior a Dimax: d euc (S m ,S m ) < D imax .
Se observa que todos los pares de símbolos de modulación asociados a símbolos de información tienen una distancia euclidiana estrictamente superior a Dimax = D3, ya que los tres primeros valores de multiplicidad son iguales a 0.
T l
Figure imgf000012_0002
De acuerdo con un segundo ejemplo de aplicación, la transformación transforma un símbolo de información previsto para ser mapeado en un símbolo de modulación que tiene, en la constelación, un número de símbolos de modulación vecinos inferior a un número determinado, en un símbolo de información previsto para ser mapeado en un símbolo de modulación que tiene, en la constelación, un número de símbolos de modulación vecinos superior a dicho número determinado, y viceversa, siempre que sea posible.
A continuación, se presenta un ejemplo de construcción de la función de transformación que permite, de acuerdo con un segundo criterio, optimizar el nivel de protección de los símbolos de información.
Si se toma, a modo de ejemplo, el caso de la constelación 64-QAM de la figura 6, se observa que los 28 símbolos de modulación representados por los puntos de la constelación situados en las esquinas (puntos rodeados por un círculo) y los bordes (puntos enmarcados) de la constelación tienen menos vecinos directos que los símbolos de modulación en el centro de la constelación. Por consecuencia, la constelación proporciona a los símbolos de información o de redundancia mapeados en estos símbolos de modulación situados en las esquinas y en los bordes una mejor protección, ya que hay menos símbolos de modulación con los que se puedan confundir estos símbolos de modulación situados en las esquinas y en los bordes.
Por consecuencia, si la transformación se construye de tal manera que los símbolos de información mapeados en los símbolos de modulación situados en los bordes y las esquinas de la constelación antes (respectivamente después) de la transformación se encuentren en la parte central de la constelación después (respectivamente antes) de la transformación, el número total de símbolos de información que se benefician de esta mayor protección se duplicará en comparación con un esquema de codificación sin transformación.
En otras palabras, en el caso de que los símbolos de información y de redundancia del codificador Turbo estén asociados a una constelación que tenga diferentes niveles de protección de símbolos, se puede definir de este modo una segunda regla de construcción de la transformación.
Cabe señalar que estos dos ejemplos de aplicación de la transformación se pueden aplicar de forma independiente (es decir, de forma individual) o combinada.
A modo de ejemplo, se presentan dos funciones de transformación, indicadas T1 y T2, obtenidas mediante la aplicación de las dos reglas de construcción anteriores, y de acuerdo con las cuales los símbolos de información y de redundancia pertenecen al campo de Galois GF(64) y están previstos para ser mapeados en símbolos de modulación de una modulación de amplitud en cuadratura 64-QAM tal como se ilustra en la figura 5.
El mapeado de los símbolos GF(64) en la constelación 64-QAM viene dado por la siguiente tabla, donde b5b4b3b2b1b0 es la representación binaria de cada símbolo GF(64), representando b5 el bit más significativo (MSB) y b0 el bit menos significativo (LSB).
T l 4
Figure imgf000013_0001
La transformación T1 corresponde a un valor de dispersión mínimo Amin = 12, y la transformación T2 corresponde al mayor valor de dispersión mínimo encontrado para una constelación 64-QAM, Amin = 28:
T l
Figure imgf000014_0002
De acuerdo con un tercer ejemplo de aplicación, el método para generar una señal utiliza una etapa de selección de la transformación entre varias transformaciones disponibles, teniendo en cuenta selección los símbolos de redundancia y/o el intercalador.
En particular, en el caso de que la primera y/o la segunda regla permitan construir varias funciones de transformación equivalentes según los criterios correspondientes, se puede aplicar un tercer criterio, para seleccionar una de las transformaciones.
Para ello, para cada secuencia X que comprende dos o tres símbolos sistemáticos en GF(q), se identifican las secuencias competidoras X' que comprenden los símbolos sistemáticos competidores más probables, tal como se han definido anteriormente y se ilustran en la figura 5 para GF(64). En efecto, como se ha demostrado anteriormente, son las secuencias DC de longitud 2 ó 3 las que provocan la distancia euclidiana mínima de la modulación codificada, lo que limita el rendimiento con baja tasa de error.
A continuación, se determina la distancia euclidiana acumulada de los símbolos de modulación asociados a los símbolos de redundancia entre cada secuencia transmitida y las secuencias competidoras, antes y después de la transformación:
[Equation 7]
Figure imgf000014_0001
donde:
L es el número de símbolos de modulación asociados a los símbolos sistemáticos (es decir, L = 2 o L = 3);
representan respectivamente los símbolos de modulación asociados a los símbolos de paridad I-ésimos de las secuencias X y X' obtenidas a partir de los símbolos de información;
ym y m r
‘ lp ’ 1 lp
representan respectivamente los símbolos de modulación asociados a los símbolos de paridad I-ésimos de las secuencias T(X) y T(X') obtenidas a partir de los símbolos de información transformados.
La etapa de selección selecciona, por ejemplo, la transformación T que conduce al mejor espectro de distancias, donde el espectro de distancias se compone del conjunto de valores de distancia calculados y ordenados de forma ascendente asociados al número de ocurrencias (multiplicidad) para cada distancia. El mejor espectro de distancias es el que da la mayor distancia mínima. Si las distancias mínimas son iguales, se selecciona el espectro con menor número de ocurrencias de la distancia mínima. Si la multiplicidad es igual, se busca el valor de distancia justo por encima de la distancia mínima.
De acuerdo con este tercer ejemplo de aplicación, se selecciona de este modo la transformación más ventajosa en términos de distancia euclidiana acumulada.
Cabe señalar que si la función de transformación tiene dos componentes, uno utilizado antes de la primera codificación y el otro antes de la segunda codificación, ya sea antes o después del intercalado, se aplican los criterios anteriores para optimizar globalmente la función de transformación.
B) Código y modulación de orden diferente: q > p
Cuando el orden p de la modulación, representado por una constelación, es inferior al cardinal q del campo de Galois al que pertenecen los símbolos de información, cada símbolo de información o de redundancia se mapea en varios símbolos de modulación. En otras palabras, si se considera una cadena de transmisión que comprende una etapa de turbo-codificación de acuerdo con la invención, tomando como entrada símbolos de información definidos en un campo de Galois GF(q), y suministrando los símbolos de información y los símbolos de redundancia definidos en el campo de Galois GF(q), y una etapa de modulación de orden p, cada símbolo de información o de redundancia de la etapa de turbocodificación se transmite en n símbolos de modulación, definiéndose cada símbolo de modulación en la letra p (símbolo p-ario).
La introducción de una función de transformación permite mejorar de este modo el rendimiento de corrección de errores con baja tasa de error cuando los símbolos del campo de Galois en el que se define el código, q, se transmiten utilizando n símbolos de una constelación de orden inferior p: q = pn.
A modo de ejemplo de ejemplo, cada símbolo de información o de redundancia del codificador Turbo, definido en GF(256), se transmite en dos símbolos de modulación de una modulación 16-QAM (q = 256, p = 16, n = 2), definidos en el alfabeto 0 a 15, o cada símbolo de información o de redundancia procedente del codificador Turbo, definido en GF(64), se transmite en tres símbolos de modulación QPSK (q = 64, p = 4, n = 3), definidos en el alfabeto 0 a 3. En este caso, cada símbolo de información o de redundancia de GF(q) se puede representar mediante un conjunto de n símbolos de modulación asociados a una constelación de orden p (por ejemplo, p-QAM).
En este caso, la dispersión A(Si, Sj) entre dos símbolos de información Si y Sj de GF(q) se expresa como:
[Equation 8]
Figure imgf000015_0001
con:
Smi,k respectivamente Smj,k, para k comprendido entre 1 y n, los n símbolos de modulación asociados al símbolo de información Si, respectivamente Sj,antes de la transformación,
, respectivamente
Figure imgf000016_0002
para k comprendido entre 1 y n, los n símbolos de modulación asociados al símbolo de información S,, respectivamente Sj,, después de la transformación,
Ix y Qx las componentes en fase y en cuadratura de una señal x en la constelación considerada.
Por tanto, el término de distancia entre dos símbolos de GF(q) se descompone en n términos, cada uno de los cuales representa una distancia euclidiana en el espacio de constelación de orden p.
A continuación, se presentan diferentes ejemplos de aplicación que permiten obtener un valor de dispersión mínima Amin suficientemente alto, es decir, por encima de un umbral de selección, en este caso particular en el que q > p:
Figure imgf000016_0001
De acuerdo con un primer ejemplo de aplicación, la transformación minimiza el número de términos cero en la ecuación 8 de la dispersión A(S i ,S j ).
Más concretamente, cada expresión de distancia D(S i , S j ) contiene n términos de distancia euclidiana en el espacio de una constelación de p señales. Por consecuencia, se busca minimizar el número de símbolos p-arios, entre los n símbolos de modulación asociados a cada símbolo de información de GF(q), que son idénticos antes y después de la transformación.
Para ello, la transformación asocia pares de símbolos de información de GF(q) que tienen muchos símbolos p-arios en común, con pares de símbolos de información que tienen pocos símbolos p-arios en común, y viceversa.
En otras palabras, la transformación transforma un par de símbolos de información previstos cada uno de ellos para ser mapeados en n símbolos de modulación p-arios, siendo el número de símbolos p-arios en común entre los dos conjuntos de n símbolos de modulación p-arios mayor que un segundo umbral, en un par de símbolos de información previstos cada uno de ellos para ser mapeados en n símbolos de modulación p-arios, siendo el número de símbolos p-arios en común entre estos dos conjuntos de n símbolos de modulación p-arios menor que el segundo umbral, y viceversa.
A modo de ejemplo, si se considera un turbo-código definido en el campo de Galois GF(64), donde cada símbolo de información o de redundancia se transmite en tres símbolos de modulación QPSK (es decir, q = 64, p = 4, n = 3), dos símbolos de información distintos en GF(64) pueden diferir en uno, dos o tres símbolos de modulación distintos en la constelación QPSK.
De este modo, si el símbolo de información 19 (010011) definido en GF(64) está previsto para ser mapeado en los tres símbolos de modulación QPSK 103 y el símbolo de información 62 (111110) está previsto para ser mapeado en los tres símbolos de modulación QPSK 332, los dos símbolos de información 19 y 62 difieren en la constelación QPSK en tres símbolos de modulación (1^3, 0^3, 3^2). La expresión para la distancia entre los símbolos de información, D(19,62) no contiene términos cero.
Si el símbolo de información 55 (110111) está previsto para mapearse en los tres símbolos de modulación 313, y el símbolo de información 62 (111110) está previsto para mapearse en los tres símbolos de modulación 332, los dos símbolos de información difieren en la constelación QPSK en dos símbolos de modulación (3=3, 1^3, 3^2). Por lo tanto, la expresión de la distancia entre los símbolos de información, D(55,62) contiene un término cero.
Si el símbolo de información 63 (111111) está previsto para mapearse en los tres símbolos de modulación 333, y el símbolo de información 62 (111110) está previsto para mapearse en los tres símbolos de modulación 332, los dos símbolos de información difieren en la constelación QPSK en un solo símbolo de modulación (3=3, 3=3, 3*2). Por lo tanto, la expresión para la distancia entre los símbolos de información, D(63,62) contiene dos términos cero.
Entre las
Figure imgf000016_0003
combinaciones posibles de pares de símbolos de información de GF(64), se determinan de este modo:
• 864 pares que no tienen ningún símbolo QPSK común cuando los símbolos de información se representan en la constelación QPSK,
• 864 pares que tienen un símbolo QPSK común cuando los símbolos de información se representan en la constelación QPSK,
• 288 pares que tienen dos símbolos QPSK en común cuando los símbolos de información se representan en la constelación QPSK.
La transformación propuesta permite asociar primero los pares de símbolos de información que tienen, en la constelación QPSK, dos símbolos QPSK en común con los pares de símbolos de información que no tienen, en la constelación QPSK, ningún símbolo QPSK en común y, a continuación, los pares de símbolos de información que tienen, en la constelación QPSK, un símbolo QPSK en común con los pares de símbolos de información que no tienen, en la constelación QPSK, ningún símbolo QPSK en común.
Por ejemplo, la transformación T3 propuesta a continuación en la Tabla 7 permite transformar los 288 pares de símbolos de información con dos símbolos QPSK en común, antes de la transformación, en 288 pares que no tienen ningún símbolo QPSK en común, después de la transformación, y transforma 48 pares de símbolos de información que tienen un símbolo QPSK en común, antes de la transformación, en 48 pares que no tienen ningún símbolo QPSK en común, después de la transformación. Los 864 - 48 = 816 pares de símbolos de información restantes conservan un símbolo QPSK común después de la transformación.
El mapeado en la constelación QPSK se da en la siguiente Tabla 6, donde b1b0 es la representación binaria asociada a cada símbolo de modulación QPSK, con b1 representando el bit más significativo (MSB) y b0 el bit menos significativo (LSB).
Tabla 6
Figure imgf000017_0001
T l 7
Figure imgf000017_0002
De acuerdo con un segundo ejemplo de utilización, el método para generar una señal de acuerdo con la invención comprende una etapa de selección de la transformación entre varias transformaciones disponibles, maximizando la selección los términos distintos de cero en la ecuación 8 de la dispersión A(Si,Sj).
En particular, en el caso en que el ejemplo de utilización propuesto anteriormente permita la construcción de varias funciones de transformación equivalentes, se puede utilizar una etapa de selección que permita seleccionar la función de transformación que maximice los valores distintos de cero de los términos
Figure imgf000018_0001
Un criterio de este tipo permite garantizar que los símbolos p-arios que están cerca antes de la transformación se alejen después de ella.
5.4 Rendimiento
A continuación, se presentan algunos resultados de simulación, que permiten medir el efecto de la introducción de una transformación en el rendimiento de corrección de un turbo-código, independientemente del efecto del intercalado. Las figuras 7A a 7C ilustran la tasa de error (FER) en función de la relación señal/ruido (Eb/N0) para diferentes simulaciones, cuando el orden de la modulación y el turbo-código son idénticos.
Para obtener estos resultados, se considera:
• la estructura de la figura 2A, de acuerdo con la cual los símbolos de información que entran en el primer codificador C1 21A no se intercalan ni se transforman, y los símbolos de información que entran en el segundo codificador C222A se intercalan y, a continuación, se transforman;
• cada codificador C1 21A, C222A utiliza el mismo código elemental con un elemento de memoria único tal como se muestra en la figura 3A;
• el rendimiento del turbo-código es de 1/3;
• la longitud de los mensajes digitales de entrada es de K = 900 símbolos de información;
• los símbolos de información están definidos en GF(64);
• la modulación es una modulación 64-QAM;
• la longitud de los mensajes digitales de entrada expresada en bits es Kb = Kx6 = 5400 bits de información. Para los resultados ilustrados en las figuras 7A y 7B, los parámetros de ajuste del código elemental son, por ejemplo, a1 = 31, a2 = 5 y a3 = 18, y para los resultados ilustrados en la figura 7C, los parámetros de ajuste del código elemental son, por ejemplo, a1 = 41, a2 = 2 y a3 = 0, y el código se construye utilizando el polinomio primitivo P(D)=1 D2+D3+D5+D6.
Se probaron diferentes transformaciones:
configuración 1: la transformación es la función identidad (no hay transformación. En este caso, para una modulación 64-QAM, tenemos:
Figure imgf000018_0002
• configuración 2: la transformación T1 corresponde a un valor de dispersión mínimo Amin = 12;
• configuración 3: la transformación T2 corresponde a un valor de dispersión mínimo Amin = 28, que es el mayor valor de Amin encontrado para una constelación 64-QAM.
Las transformaciones T1 y T2 para la constelación 64-QAM de la figura 5 se muestran en la Tabla 5.
Una primera simulación consistió en simular un turbo-código cuya función de intercalado es la función identidad. En otras palabras, las secuencias de símbolos de información antes y después del intercalado son idénticas. En este caso, no se espera ninguna ganancia de rendimiento relacionada con el intercalado ("ganancia de intercalado").
Los resultados de esta primera simulación se ilustran en la figura 7A.
Cuando no se aplica ninguna transformación (curva 71A), el rendimiento de corrección del turbo-código es similar al del código convolucional elemental para el que se repite la transmisión de símbolos de paridad.
Cuando se inserta una transformación antes de la codificación por el segundo codificador C2 22A, por ejemplo, la transformada T1 (curva 72A) o la transformación T2 (curva 72B) se observa una ganancia de codificación, que aumenta con el valor de la dispersión mínimo Amin.
Una segunda simulación consistió en simular un turbo-código cuya función de intercalado es una función aleatoria (aún denominada intercalado uniforme). Se trata de un intercalador probabilístico que permite estimar la ganancia media de intercalado del turbo-código, independientemente de un esquema de intercalado concreto. El intercalador se extrae de manera aleatoria para cada mensaje transmitido. Las curvas de tasa de error obtenidas de este modo representan el rendimiento del código promediado sobre todos los intercaladores posibles.
Los resultados de esta segunda simulación se ilustran en la figura 7B.
En contraste con el rendimiento de la figura 7A, en este caso podemos observar la presencia de una ganancia de codificación vinculada al intercalado. También se observa el fenómeno del tasa de error mínima (en inglés ''error floor''), característico de los turbo-códigos cuando no se optimiza el intercalado. La posición del suelo de error en las curvas 72A (sin transformación), 72B (con la transformación T1) o 72C (con la transformación T2) viene dada por el límite de la unión del turbo-código, de acuerdo con la ecuación 1.
En la figura 7B se observa que la introducción de una transformación permite reducir el suelo de error y mejora el poder corrector con baja tasa de error del turbo-código, y esto especialmente cuando el parámetro de dispersión mínima Amin asociado a la transformación es alto. Esto confirma el aumento de la distancia euclidiana acumulada mínima del turbo-código con la maximización del parámetro de dispersión mínimo Amin.
Una tercera simulación consistió en simular un turbo-código cuya función de intercalado es una función de intercalado clásica, por ejemplo, de tipo ARP (en inglés ''Almost Regular Interleaver'').
Los resultados de esta tercera simulación se ilustran en la figura 7C.
En la figura 7C se observan los mismos fenómenos que en la figura 7B.
En particular, como se han modificado los parámetros a1 = 41, a2 = 2 y a3 = 0 de cada código elemental (C1, C2), el turbo-código obtenido no tiene buenas propiedades de distancia y presenta un tasa de error mínima naturalmente elevada sin transformación (curva 71C). Se puede observar que la utilización de la transformación T2, en términos de dispersión, permite reducir esta tasa de error mínima en unas 2 décadas (curvas 73C).
También se observó un fenómeno similar para otros códigos elementales en GF(64) con las mismas transformaciones, así como para códigos definidos en GF(16), asociados a una modulación 16-QAM.
La figura 8 muestra la tasa de error (FER) en función de la relación señal/ruido (Eb/Nü) para diferentes simulaciones, cuando el orden de la modulación y del turbo-código son diferentes.
Para obtener estos resultados, se considera:
• la estructura de la figura 2A, de acuerdo con la cual los símbolos de información que entran en el primer codificador C1 21A no se intercalan ni se transforman, y los símbolos de información que entran en el segundo codificador C222A se intercalan y, a continuación, se transforman;
• cada codificador C1 21A, C222A utiliza el mismo código elemental con un elemento de memoria único tal como se muestra en la figura 3A;
• la longitud de los mensajes digitales de entrada es de K = 900 símbolos de información;
• los símbolos de información están definidos en GF(64);
• la modulación es una modulación QPSK;
• la longitud de los mensajes digitales de entrada expresada en bits es Kb = Kx6 = 5400 bits de información.
Para los resultados ilustrados en la figura 8, los parámetros de ajuste del código elemental son a1 =31, a2=5 et a3=18 y el código se construye utilizando el polinomio primitivo P(D)=1+D2+D3+D5+D6.
Se probaron diferentes transformaciones:
• configuración 1: la transformación es la función identidad (no hay transformación);
• configuración 2: la transformación T3 corresponde a un valor de dispersión mínimo Amin = 16.
La transformación T3 se describe en la tabla 7.
El turbo-código obtenido de este modo se simuló para su transmisión en un canal gaussiano, utilizando un intercalador aleatorio. En la figura 8 se observan las curvas de rendimiento sin la utilización de una transformación (curva 81) y con la utilización de la transformación T3 (curva 82), y se puede observar que la introducción de la transformación también permite en este contexto reducir significativamente el suelo de error y mejorar el poder corrector con baja tasa de error del turbo-código.
Cabe señalar que en las simulaciones anteriores se ha considerado que los codificadores C1 y C2 utilizan el mismo código elemental, por ejemplo, el ilustrado en la figura 3A. Por supuesto, estos codificadores pueden utilizar códigos diferentes y, en particular, códigos que tienen poderes correctores diferentes. En particular, en el codificador Turbo se proporciona una salida sistemática única.
55 Estructura
Por último, en relación con la figura 9, se muestra la estructura simplificada de un codificador Turbo de acuerdo con al menos una forma de realización descrita anteriormente.
Un codificador Turbo de este tipo comprende al menos una memoria 91 que comprende una memoria intermedia, al menos una unidad de procesamiento 92, equipada por ejemplo con una máquina de cálculo programable o una máquina de cálculo dedicada, por ejemplo, un procesador P, y controlada por el programa informático 93, que utiliza etapas del método para generar una señal de acuerdo con al menos un modo de realización de la invención.
En la inicialización, las instrucciones de código del programa informático 93 se cargan, por ejemplo, en una memoria RAM antes de ser ejecutadas por el procesador de la unidad de procesamiento 92.
El procesador de la unidad de procesamiento 92 utiliza etapas del método para generar una señal anteriormente descrito, de acuerdo con las instrucciones del programa informático 93, para:
• codificar un conjunto de símbolos de información (ya sean símbolos de información entrantes o símbolos de información transformados) utilizando un primer código, suministrando un primer conjunto de símbolos de redundancia,
• intercalar el conjunto de símbolos de información (ya sean los símbolos de información entrantes o los símbolos de información transformados), suministrando un conjunto de símbolos de información intercalados,
• codificar el conjunto de símbolos de información intercalados (ya sean los símbolos de información entrantes o los símbolos de información transformados) utilizando un segundo código, suministrando un segundo conjunto de símbolos de redundancia,
• aplicar una transformación biyectiva a los símbolos de información (ya sean los símbolos de información entrantes o los símbolos de información intercalados), antes y/o después del intercalado.

Claims (13)

  1. REIVINDICACIONES
    I.Método para generar una señal, previsto para ser utilizado por un dispositivo de generación de señales, comprendiendo el método una etapa de turbo-codificación de un conjunto de símbolos de información que suministra, por una parte, dichos símbolos de información y, por otra parte, símbolos de redundancia, perteneciendo los símbolos de información a un campo de Galois de cardinal q, indicado GF(q), con q > 2, utilizando, para la obtención de los símbolos de redundancia:
    - una codificación (21A, 21B) de dicho conjunto de símbolos de información mediante un primer codificador, suministrando un primer conjunto de símbolos de redundancia,
    - un intercalado (23A, 23B) dicho conjunto de símbolos de información, suministrando un conjunto de símbolos de información intercalados,
    - una codificación (22A, 22B) de dicho conjunto de símbolos de información intercalados mediante un segundo codificador, suministrando un segundo conjunto de símbolos de redundancia, caracterizada en que dicha etapa de turbo-codificación también utiliza una transformación biyectiva (24A, 24B) de dichos símbolos de información, utilizada antes y/o después de dicho intercalado, modificando dicha transformación el valor de al menos dos de dichos símbolos de información antes de la codificación de dichos símbolos de información por parte del primer y/o del segundo codificador.
  2. 2.Método de acuerdo con la reivindicación anterior, caracterizado por que dicha transformación genera una dispersión mínima Amñ entre dos símbolos de información Si, Sj entre dichos símbolos de información mayor que un umbral de selección, tal que:
    Figure imgf000021_0004
    con:
    Figure imgf000021_0003
    D(S,,Sj) la distancia entre dichos símbolos de información Si, Sj antes de la transformación,
    D(T(Si),T(Sj)) la distancia entre dichos símbolos de información Si, Sj después de la transformación mediante la función T.
  3. 3. Método de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones anteriores, caracterizado por que utiliza una etapa de mapeado de los símbolos de información y de redundancia en símbolos de modulación asociados a una constelación de orden p, mapeándose un símbolo de información o de redundancia en al menos un símbolo de modulación, y por que dicha transformación tiene en cuenta dicha constelación.
  4. 4. Método de acuerdo con la reivindicación 3 caracterizado por que, siendo el orden p de la constelación igual al cardinal q del campo de Galois al que pertenecen dichos símbolos de información, cada símbolo de información o de redundancia se mapea en un único símbolo de modulación.
  5. 5. Método de acuerdo con las reivindicaciones 2 y 4, caracterizado por que la dispersión entre dos símbolos de información Si, Sjse expresa en la forma:
    Figure imgf000021_0005
    con:
    Figure imgf000021_0001
    el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación Sm, Sjm sobre los que se mapean dichos símbolos de información Si, Sj antes de la transformación;
    Figure imgf000021_0002
    el cuadrado de la distancia euclidiana entre los símbolos de modulación T(S)m, T(Sj)m sobre los que se mapean dichos símbolos de información Si, Sj después de la transformación;
    Ix y Qx las componentes en fase y en cuadratura de una señal x en la constelación considerada.
  6. 6. Método de acuerdo con una cualquiera las reivindicaciones 4 y 5, caracterizado por que dicha transformación transforma un par de símbolos de información previstos para ser mapeados en un par de símbolos de modulación cuya distancia euclidiana es menor que un primer umbral, en un par de símbolos de información previstos para ser mapeados en un par de símbolos de modulación cuya distancia euclidiana es mayor que dicho primer umbral.
  7. 7. Método de acuerdo con una cualquiera las reivindicaciones 4 a 6, caracterizado por que dicha transformación transforma un símbolo de información previsto para ser mapeado en un símbolo de modulación que tiene, en la constelación, un número de símbolos de modulación vecinos inferior a un número determinado, en un símbolo de información previsto para ser mapeado en un símbolo de modulación que tiene, en la constelación, un número de vecinos superior a dicho número determinado.
  8. 8. Método de acuerdo con la reivindicación 3, caracterizado por que, siendo el orden p de la constelación menor que el cardinal q del campo de Galois al que pertenecen dichos símbolos de información, cada símbolo de información o de redundancia se mapea en n símbolos de modulación, con n > 2.
  9. 9. Método de acuerdo con las reivindicaciones 2 y 8, caracterizado por que la dispersión entre dos símbolos de información Si, Sjse expresa en la forma:
    Figure imgf000022_0002
    con:
    Figure imgf000022_0001
    Sm¡,k respectivamente Smj,k, para k comprendido entre 1 y n, los n símbolos de modulación asociados al símbolo de información Si, respectivamente S,antes de la transformación,
    T (Si)m k, respectivamente T(Sj)mk, para k comprendido entre 1 y n, los n símbolos de modulación asociados al símbolo de información Si, respectivamente Sj, después de la transformación,
    Ix y Qx las componentes en fase y en cuadratura de una señal x en la constelación considerada.
  10. 10. Método de acuerdo con la reivindicación 9, caracterizado por que dicha transformación minimiza el número de términos perturbadores en la expresión de la dispersión A(Si,S j ).
  11. 11. Método de acuerdo con una cualquiera de las reivindicaciones 9 y 10, caracterizado por que comprende una etapa de selección de dicha transformación entre varias transformaciones disponibles, maximizando selección el valor de los términos no perturbadores en la expresión de dispersión A(Si,S j ).
  12. 12. Dispositivo para generar una señal, que comprende un codificador Turbo capaz de codificar un conjunto de símbolos de información y de suministrar por una parte dichos símbolos de información y por otra parte símbolos de redundancia, perteneciendo los símbolos de información a un campo de Galois de cardinal q, indicado GF(q), con q > 2, comprendiendo dicho codificador Turbo:
    - un primer codificador (21 A, 21B) para codificar dicho conjunto de símbolos de información, que suministra un primer conjunto de símbolos de redundancia,
    - un intercalador (23A, 23B) para intercalar dicho conjunto de símbolos de información, que suministra un conjunto de símbolos de información intercalados,
    - un segundo codificador (22A, 22B) para codificar dicho conjunto de símbolos de información intercalados, que suministra un segundo conjunto de símbolos de redundancia, caracterizado por que dicho codificador Turbo comprende también un procesador para aplicar una transformación biyectiva (24A, 24B) a dichos símbolos de información, utilizada antes y/o después de dicho intercalador, modificando dicha transformación el valor de al menos dos de dichos símbolos de información antes de la codificación de dichos símbolos de información por parte del primer y/o del segundo codificador
  13. 13. Programa informático que comprende instrucciones para llevar a cabo un método de acuerdo con la reivindicación 1 cuando este programa es ejecutado por un procesador.
ES19839650T 2018-12-20 2019-12-12 Método para generar una señal utilizando un codificador Turbo, un dispositivo y un programa informático correspondientes Active ES2950973T3 (es)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1873615A FR3091093A1 (fr) 2018-12-20 2018-12-20 Procédé de génération d’un signal mettant en œuvre un turbo-codeur, dispositif et programme d’ordinateur correspondants.
PCT/FR2019/053048 WO2020128248A1 (fr) 2018-12-20 2019-12-12 Procédé de génération d'un signal mettant en œuvre un turbo-codeur, dispositif et programme d'ordinateur correspondants

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ES2950973T3 true ES2950973T3 (es) 2023-10-17

Family

ID=66676729

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES19839650T Active ES2950973T3 (es) 2018-12-20 2019-12-12 Método para generar una señal utilizando un codificador Turbo, un dispositivo y un programa informático correspondientes

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11831339B2 (es)
EP (1) EP3900193B1 (es)
ES (1) ES2950973T3 (es)
FR (1) FR3091093A1 (es)
WO (1) WO2020128248A1 (es)

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6023783A (en) * 1996-05-15 2000-02-08 California Institute Of Technology Hybrid concatenated codes and iterative decoding
EP2173036B1 (en) * 1998-08-17 2014-05-14 Dtvg Licensing, Inc Turbo code interleaver with near optimal performance
US6427214B1 (en) * 1998-09-29 2002-07-30 Nortel Networks Limited Interleaver using co-set partitioning
US6785859B2 (en) * 2000-08-04 2004-08-31 Texas Instruments Incorporated Interleaver for variable block size
US6845482B2 (en) * 2001-02-28 2005-01-18 Qualcomm Incorporated Interleaver for turbo decoder
US8031793B2 (en) * 2005-01-19 2011-10-04 Dumitru Mihai Ionescu Apparatus using concatenations of signal-space codes for jointly encoding across multiple transmit antennas, and employing coordinate interleaving
US8549376B1 (en) * 2007-12-13 2013-10-01 Rockwell Collins, Inc. Vector turbo codes
ES2453071T3 (es) * 2009-03-31 2014-04-03 Orange Procedimiento y dispositivo de emisión con asignación tiempo-frecuencia de símbolos en subcanales
PL3072308T3 (pl) * 2013-11-22 2018-07-31 Kamstrup A/S Miernik zużycia z korekcją błędów
KR20160015711A (ko) * 2014-07-31 2016-02-15 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템에서 비이진 채널 부호를 사용한 데이터 송수신 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
US11831339B2 (en) 2023-11-28
EP3900193B1 (fr) 2023-04-12
US20220060198A1 (en) 2022-02-24
EP3900193A1 (fr) 2021-10-27
FR3091093A1 (fr) 2020-06-26
WO2020128248A1 (fr) 2020-06-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5506879B2 (ja) 低密度パリティ検査符号を使用する通信システムのチャネル復号化装置及び方法
ES2965396T3 (es) Patrón de perforación específico del formato de modulación para códigos LDPC en combinación con 16QAM
CN112994705B (zh) 发送方法和接收方法
JP2019216428A (ja) 並列ビットインターリーバ
ES2849723T3 (es) Procedimiento y aparato para codificación y descodificación de canal en un sistema de comunicación que usa códigos de verificación de paridad de baja densidad
US8495459B2 (en) Channel-encoding/decoding apparatus and method using low-density parity-check codes
KR101481435B1 (ko) 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서 신호매핑 방법 및 이를 위한 장치
ES2664496T3 (es) Aparato y procedimiento para codificar y decodificar canales en un sistema de comunicación usando códigos de verificación de paridad de baja densidad
JP4177824B2 (ja) 符号化方法、復号化方法および符号化システム
Sheikh et al. Refined reliability combining for binary message passing decoding of product codes
Van Nguyen Design of capacity-approaching protograph-based LDPC coding systems
ES2950973T3 (es) Método para generar una señal utilizando un codificador Turbo, un dispositivo y un programa informático correspondientes
EP3539234A1 (en) Devices and methods for generating a low density parity check code for a incremental redundancy harq communication apparatus
KR101413320B1 (ko) 통신 시스템에서 채널 인터리빙/디인터리빙 장치 및 방법
WO2022012258A1 (zh) 调制编码、解调译码的方法、装置、设备及通信系统
KR20150134505A (ko) 송신 장치 및 그의 신호 처리 방법
Ho et al. Designing optimal multiresolution quantizers with error detecting codes
Ismail et al. A survey of three-dimensional turbo codes and recent performance enhancements
WO2010089834A1 (ja) 無線通信装置
WO2010146694A1 (ja) 送信装置および受信装置
Nowak et al. On matching short LDPC codes with spectrally-efficient modulation
US8259868B1 (en) Conditionally cycle-free generalized tanner graphs based decoding
KR101426558B1 (ko) 저밀도 패리티 검사 부호를 사용하는 통신 시스템에서데이터 송수신 장치 및 방법
JP2010124367A (ja) 無線通信装置
Hu Applications of improved constrained interleaving in wireless communications