ES2880838T3

ES2880838T3 - Receptores y transmisores inteligentes para redes CATV

Info

Publication number: ES2880838T3
Application number: ES15720235T
Authority: ES
Inventors: Venkatesh G Mutalik; Joseph F Chiappetta; Marcel F Schemmann; Shamsuddin H Chasmawala
Original assignee: Arris Enterprises LLC
Current assignee: Arris Enterprises LLC
Priority date: 2014-04-15
Filing date: 2015-04-10
Publication date: 2021-11-25
Anticipated expiration: 2035-04-10
Also published as: US20150295648A1; WO2015160660A1; US9723370B2; CA2945929A1; CA2945929C; EP3132548B1; EP3132548A1

Abstract

Un método para determinar un tipo de distorsión mediante el análisis de un espectro de señales ópticas que se envían desde un transmisor a un receptor (100), el método que comprende: (a) aplicar al menos una señal de difusión a una primera entrada (160) del receptor (100) y aplicar al menos una señal de difusión restringida a una segunda entrada (162) del receptor (100); (b) aplicar una tensión de control a un circuito de cancelación de distorsión (122, 124) en el receptor (100) que recibe como entrada, señales de la al menos una señal de difusión y la al menos una señal de difusión restringida; (c) alternar un conmutador de múltiples posiciones (200) que se opera para enviar al menos una de la al menos una señal de difusión y la al menos una señal de difusión restringida, o la salida del circuito de cancelación de distorsión a un analizador de espectro (128), en donde al menos una de la distorsión 4 WM de mezcla de cuatro ondas y la distorsión SBS de dispersión estimulada de Brillouin es detectable mediante un análisis de espectro de la al menos una señal de difusión y/o la al menos una señal de difusión restringida y la señal de salida del circuito de cancelación de distorsión; y (d) realizar análisis de espectro para medir la distorsión de la al menos una señal antes y después de alternar el conmutador hacia o desde el circuito de cancelación de distorsión, y determinar el tipo de distorsión en base a estas mediciones.

Description

DESCRIPCIÓN

Receptores y transmisores inteligentes para redes CATV

Referencia cruzada a las solicitudes relacionadas

Esta solicitud reivindica prioridad a la solicitud provisional de los Estados Unidos con Núm. de Serie 61/980030 presentada el 15 de abril de 2014.

Antecedentes de la invención

El tema de esta solicitud se refiere a sistemas y métodos que proporcionan señales ópticas a través de una red de transmisión por cable.

Los primeros sistemas CATV se configuraron para suministrar contenido a lo largo de una ruta de transmisión coaxial desde un proveedor de contenido a sus suscriptores. A medida que estos sistemas evolucionaron no solo para proporcionar una mayor cantidad de contenido, sino para proporcionar servicios de datos que viajan hacia y desde el suscriptor (por ejemplo, el servicio de Internet), gran parte de la ruta coaxial desde el proveedor hasta los suscriptores se reemplazó por cable de fibra óptica, que podría transmitir una señal a una mayor distancia con menos amplificación intermedia. Tales sistemas suelen denominarse sistemas coaxiales de fibra híbrida (HFC) porque la mayor parte de la transmisión entre una cabecera que envía una señal y un cliente que recibe una señal se propaga a lo largo de la fibra óptica, excepto en las distancias cortas cerca de los linderos del cliente, que es coaxial.

Los sistemas de comunicación de fibra óptica ofrecen muchas ventajas, que incluyen altas tasas de transferencia de datos y una inmunidad sustancial a las interferencias electromagnéticas. Las redes que pueden integrar fibra óptica para la transferencia de datos, como las redes de televisión por cable (CATV), pueden aumentar el rendimiento para el consumidor. Sin embargo, generalmente es costoso tender cables de fibra óptica, especialmente en áreas metropolitanas densas. Esto ha llevado a una creciente demanda de velocidades de datos más altas en la fibra existente e intentos de enviar luz a tramos más largos de fibra. Las tecnologías para aumentar la velocidad de datos de la comunicación de fibra óptica incluyen la Multiplexación por División de Ondas por Curso (CWDM) y la Multiplexación por División de Ondas Densas (DWDM).

Un sistema óptico típico puede operar con frecuencias portadoras de RF de televisión por cable (CATV), como las frecuencias portadoras de RF del Comité Nacional de Sistemas de Televisión (NTSC). En un enlace óptico que transporta muchos canales portadores de radiofrecuencia (RF), existen componentes compuestos de distorsión de segundo orden (CSO). Los componentes CSO son el resultado de la no linealidad inherente de los componentes del enlace, las interacciones de chirrido del láser, la dispersión a lo largo de la fibra y otros efectos. El CSO degrada el rendimiento de la red CATV y, por lo tanto, se desean técnicas mejoradas para reducir las distorsiones CSO en una red CATV.

El documento US 2009/113511 (A1) describe la cancelación y eliminación de componentes de distorsión y ruido de una señal que se genera en una red híbrida de fibra coaxial (HFC). El sistema transmite una señal óptica desde un lado de entrada de una unidad de red óptica de una red HFC existente a un concentrador de distribución coaxial a través de un puente de fibra óptica separado; convierte la señal óptica en una señal de RF de referencia; extrae solo el componente de distorsión y ruido al combinar la señal de RF de referencia con la señal de RF principal degradada, en fase opuesta, que contiene distorsiones y ruidos que se generan, mientras que la señal de RF principal pasa a través de cables coaxiales y amplificadores coaxiales en cascada en rutas coaxiales de una red HFC ; y cancela el componente de distorsión y ruido al combinar el componente de distorsión y ruido extraído con la señal de RF principal degradada, en fase opuesta.

El documento WO 01/50642 (A1) describe un monitor de distorsión para un dispositivo no lineal. El circuito de control incluye una entrada que se acopla para recibir una señal del dispositivo no lineal y un primer monitor de frecuencia que se acopla a la entrada. El monitor de frecuencia monitorea el nivel de una distorsión de orden par e impar en una primera frecuencia y crea una primera señal indicativa del nivel de distorsión sin el uso de un tono piloto.

Breve Descripción de los Dibujos

Para una mejor comprensión de la invención, y para mostrar cómo puede llevarse a cabo la misma, se hará ahora referencia, a manera de ejemplo, a los dibujos adjuntos, en los que:

La Figura 1A muestra un receptor dual óptico ilustrativo que recibe tanto una señal de difusión como una señal de difusión restringida.

La Figura 1B muestra un preamplificador ilustrativo usado en el receptor de la Figura 1.

Las Figuras 2A y 2B muestran una primera porción y una segunda porción, respectivamente, de un diagrama de bloques de circuitos que implementan el receptor de la Figura 1.

Las Figuras 3A y 3B muestran una primera porción y una segunda porción, respectivamente, del receptor de la Figura 1A con un conmutador de múltiples posiciones a un analizador de espectro.

Las Figuras 4A y 4B muestran una primera porción y una segunda porción, respectivamente, de un diagrama de bloques para la compensación dinámica de la dispersión para el receptor ilustrativo de las Figuras 3A y 3B. La Figura 5 muestra la distorsión en función de la tensión de control para el receptor ilustrativo de las Figuras 3A y 3B.

La Figura 6 muestra un transmisor ilustrativo capaz de transmitir una señal óptica que puede procesarse por el receptor de las Figuras 3A y 3B.

Las Figuras 7A y 7B muestran una primera porción y una segunda porción, respectivamente un diagrama de bloques de circuitos para la cancelación de distorsión dinámica.

La Figura 8A compara la ganancia en un receptor con y sin cancelación de distorsión dinámica para un transmisor en modo de control de ganancia manual (MGC).

La Figura 8B compara la ganancia en un receptor con y sin cancelación de distorsión dinámica para un transmisor en modo de control de ganancia automático (AGC).

La Figura 9 muestra un circuito ilustrativo para un receptor fuera de banda (OOB).

Descripción detallada

Como se señaló anteriormente, la demanda de un mayor ancho de banda en las redes CATV está creciendo continuamente para admitir aplicaciones como datos IP, TV de alta definición y video a demanda. Para satisfacer esta demanda, las redes HFC se están actualizando para proporcionar multiplexación por división de longitud de onda (WDM) sobre la fibra existente en lugar de proporcionar más cable, ya que este último tiene un costo prohibitivo. La WDM, a su vez, típicamente requiere transmisión óptica a longitudes de onda de 1550 nm, una longitud de onda que también tiene la ventaja de reducir las pérdidas de atenuación a lo largo de la longitud de la fibra. Desafortunadamente, la transmisión óptica desde un transmisor láser directamente modulado a la longitud de onda de 1550 nm es propensa a altos niveles de distorsión compuesta de segundo orden (CSO) en la fibra debido a la interacción entre el chirrido del láser y la dispersión de la señal óptica dentro de la fibra. Estas distorsiones CSO perjudican el rendimiento de SNR de la red CATV, particularmente a medida que aumenta la longitud de la fibra entre los puntos de transmisión.

El chirrido es una variación involuntaria de frecuencia a la salida de un láser. El chirrido ocurre cuando se cambia la corriente de un láser para proporcionar la señal que se propaga; la densidad de la portadora del láser cambia y, por lo tanto, da como resultado un cambio de fase dependiente del tiempo, donde las variaciones en la salida de una señal de un láser se acompañan de modulaciones en la frecuencia. El chirrido es muy impredecible y tiene características que no solo varían de un láser a otro, sino que también cambian en la salida de un láser dado con base en la carga de RF y la corriente de polarización.

La dispersión (la distorsión espacial de una señal óptica que viaja a través de un cable de fibra óptica) puede ser dispersión modal, dispersión cromática o dispersión en modo de polarización. La dispersión modal resulta de las diferentes velocidades a las que la luz viaja a través de diferentes modos de fibra y puede eliminarse mediante el uso de fibra monomodo. La dispersión cromática se refiere a los diferentes tiempos de viaje para diferentes longitudes de onda en la fibra, debido a las diferentes velocidades de propagación en las respectivas longitudes de onda. Aunque algunos láseres pueden emitir luz en bandas espectrales muy estrechas, ningún láser puede emitir luz en una única longitud de onda monocromática, por lo que siempre se producirá dispersión cromática. La dispersión del modo de polarización resulta de la diferencia en las constantes de propagación de un cable de fibra óptica debido a imperfecciones en su geometría. La dispersión es particularmente limitante cuando se busca expandir el contenido de CATV que se suministra a través de un cable de fibra óptica mediante el uso de técnicas como la multiplexación por división de longitud de onda (WDM).

Pueden usarse diferentes técnicas para reducir estas distorsiones de las OSC, pero cada una tiene sus desventajas. Por ejemplo, algunas técnicas compensatorias intentan predistorsionar la señal de entrada a un láser para cancelar la CSO resultante del chirrido y la dispersión del láser. Tales técnicas de distorsión previa requieren un conocimiento avanzado de las características de chirrido de un láser junto con la longitud de la fibra a lo largo de la cual se transmite el láser. Sin embargo, muchas redes existentes mantienen rutas redundantes, generalmente logradas al dividir ópticamente una señal de un transmisor a lo largo de diferentes rutas, al tener cada una diferentes longitudes de fibra óptica. Cuando la transmisión a lo largo de una ruta se degrada, se interrumpe, etc., la transmisión a lo largo de la otra ruta proporciona la señal. Sin embargo, debido a que no pueden anticiparse cambios de una ruta a otra, el transmisor no puede compensar la nueva longitud de la fibra, lo que resulta en distorsión y degradación de SNR. Otra técnica que compensa las distorsiones CSO debidas al chirrido y la dispersión del láser reemplaza un láser directamente modulado con un láser modulado indirecta o externamente. Dos tipos típicos de moduladores externos son los moduladores Mach-Zehnder y los moduladores de electroabsorción (EAM). Un modulador Mach-Zehnder recibe una señal óptica entrante y la divide por igual, al enviar las señales divididas por dos rutas ópticas diferentes respectivamente. Después de una cierta distancia, las dos rutas se recombinan, al provocar que las ondas ópticas interfieran entre sí. Tal disposición se conoce como interferómetro. El cambio de fase entre las dos señales ópticas se controla al cambiar el retardo a través de una o ambas rutas ópticas por medio del efecto electroóptico. Si el cambio de fase entre las dos ondas es 0°, entonces la interferencia es constructiva y la intensidad de luz en la salida es alta (estado encendido); si el cambio de fase es de 180°, entonces la interferencia es destructiva y la intensidad de luz es cero (estado apagado).

Un EAM consiste en una región semiconductora activa intercalada entre una capa dopada tipo p y n, formando una unión tipo p-n. El EAM funciona según el principio conocido como efecto Franz-Keldysh, de acuerdo con el cual la banda prohibida efectiva de un semiconductor disminuye al aumentar el campo eléctrico. Sin tensión de polarización a través de la unión tipo pn, la banda prohibida de la región activa es lo suficientemente amplia para ser transparente a la longitud de onda de la luz láser. Sin embargo, cuando se aplica una polarización inversa suficientemente grande a través de la unión tipo p-n, la banda prohibida efectiva se reduce hasta el punto en que la región activa comienza a absorber la luz láser y, por tanto, se vuelve opaca. Por tanto, un EAM puede usarse de forma eficaz para pasar o absorber selectivamente la luz que se emite por un láser en dependencia de la tensión que se aplica través de la unión tipo p-n del EAM.

Debido a que el campo eléctrico en la región activa no solo modula las características de absorción, sino también el índice de refracción, el EAM produce algo de chirrido. Sin embargo, este chirrido suele ser mucho menor que el de un láser de modulación directa. La combinación de un láser con un EAM se denomina típicamente láser modulado por electroabsorción (EML). Aunque los EML ofrecen una fácil integración, baja tensión de activación y disipación de potencia, el modulador introduce inherentemente distorsiones no lineales (de segundo orden y superiores) en la señal óptica modulada, lo que da como resultado una degradación del rendimiento de la tasa de error de bits (BER). Estas distorsiones varían mucho en función del punto de polarización del EAM y, por lo tanto, el punto preciso donde se minimizan las distorsiones se establece de manera diferente para diferentes láseres. Aunque algunas técnicas de distorsión previa pueden usarse para corregir aún más la distorsión láser residual que se produce incluso después de la selección de un punto de polarización óptimo, estos enfoques suelen ser costosos debido a la dificultad de establecer con precisión la polarización en un punto óptimo y mantener la polarización en ese punto. Además, aunque son menos costosos que los moduladores Mach-Zehnder, los EML son aún más costosos que los láseres modulados directamente. Además, es posible que los láseres modulados externamente no estén disponibles en todas las longitudes de onda de interés.

Otras técnicas más para reducir las distorsiones CSO causadas por el chirrido y la dispersión seleccionan componentes ópticos que son "planos", es decir, tienen una pérdida que es independiente de la longitud de onda en la banda de paso del filtro óptico a través del área de interés y no interactúan con el chirrido. Sin embargo, tales componentes ópticos tienden a ser costosos y tienen un tiempo de entrega más largo.

La presente solicitud describe técnicas para la minimización dinámica de distorsiones CSO en una red CATV. En algunas modalidades, se describe un circuito que implementa la minimización dinámica de las distorsiones CSO en un receptor, en lugar de en un transmisor. Tales circuitos descritos pueden permitir el uso de transmisores láser modulados directamente mientras se logra un rendimiento similar al de los transmisores láser modulados externamente, tales como los EML y los moduladores Mach-Zehnder. En algunas modalidades, los circuitos descritos pueden configurarse para incluir una función que cancele dinámicamente o de cualquier otra manera reduzca las distorsiones de los filtros ópticos en las redes HFC. En algunas modalidades, el diseño del circuito descrito se configura para la cancelación dinámica de la distorsión de fibra en las redes HFC. En algunas modalidades, el diseño de circuito descrito se configura para la gestión dinámica de potencia de RF por canal en las redes HFC. En algunas modalidades, el diseño de circuito descrito se configura para una configuración y gestión de superposición de Difusión/Difusión Restringida (BC/NC) dinámicas y novedosas en redes HFC.

La Figura 1A muestra un receptor óptico de doble canal 100 que tiene dos convertidores de señal óptica a eléctrica, uno de los cuales consta de un fotodiodo 102, un monitor IPD (corriente de fotodiodo) 106, un preamplificador 104, un amplificador de etapa intermedia 108 y un post amplificador 110. El receptor 100 puede ser un receptor de control automático de ganancia (AGC) para manejar una señal de entrada con una amplitud que puede variar en un amplio intervalo dinámico. Un receptor AGC, por ejemplo, puede proporcionar una amplitud de salida relativamente constante de manera que el equipo que sigue al receptor AGC requiera menos intervalo dinámico.

Una señal entrante 101, es decir, una señal óptica, es decir, luz, se introduce en un fotodiodo 102. El fotodiodo 102 convierte la señal óptica y sus correspondientes distorsiones ópticas en señales electrónicas, por ejemplo, señales eléctricas de RF. Un monitor de potencia óptica, tal como el monitor IPD 106, que monitorea la corriente del fotodiodo (IPD), puede usarse para monitorear la potencia óptica que se suministra al receptor desde un láser transmisor al producir y escalar una tensión proporcional a la corriente recibida. La tensión escalada es una medida indirecta de la potencia de salida óptica del láser y, por lo tanto, puede usarse para determinar la eficiencia de suministro de potencia del láser al receptor en su intervalo de temperatura operativa.

Las señales de salida de RF y los componentes de distorsión del fotodiodo 102 pueden amplificarse mediante un preamplificador de entrada de RF 104. En la Figura 1B se muestra un diagrama ilustrativo de un preamplificador, e incluye los transistores Q1, Q2, las resistencias R1 y R2, el capacitor C1 y los transformadores T1 hasta T5. Las resistencias R1 y R2 proporcionan la tensión de polarización para los transistores Q1 y Q2. El capacitor C1 desacopla el ruido de la fuente de alimentación del circuito. En algunas modalidades, el circuito de la Figura 1B tiene una eficiencia de conversión de salida de 50 mV/mW. Esta configuración equilibrada puede emplearse para proporcionar una reducción de segundo orden de los componentes de distorsión de RF que pueden generarse por esta etapa de amplificación particular.

En una modalidad del receptor 100 de la Figura 1A, la entrada óptica 101 puede tener niveles de 0 a 3 dBm, que se convierten para generar una señal con un piso de ruido de 7 pA/rtHz por el fotodiodo 102. En una modalidad alternativa de bajo ruido, la señal de entrada óptica 101 puede estar entre -3 y 0 dBM de manera que el fotodiodo 102 se acopla a una serie de amplificadores de bajo ruido (preamplificadores medios y post amplificadores) de manera que el receptor 100 tenga una ruido térmico de entrada equivalente para generar una salida de 4,5 pA/\Hz. En otra modalidad más de ruido ultrabajo, la señal de entrada óptica 101 puede estar entre -10 dBm y 0 dBm, de manera que el ruido térmico de entrada equivalente en el fotodiodo es 3 pA/VHz.

La salida del preamplificador 104 puede proporcionarse a un amplificador de etapa intermedia 108. En algunas modalidades, un atenuador 107 puede atenuar la señal que se proporciona al amplificador de etapa intermedia 108. La salida del amplificador de etapa intermedia 108 puede proporcionarse a un post amplificador 110, que de nuevo en algunas modalidades puede atenuarse primero. En tal modalidad de un receptor AGC óptico básico como se muestra en la Figura 1A, la luz se recibe por un fotodiodo, con lo cual se calibra y mide la corriente del fotodiodo. En algunas modalidades, puede establecerse una ganancia del extremo frontal que se proporciona por el preamplificador 104 para garantizar que el extremo frontal del receptor siempre se configure para suministrar una señal equivalente a un nivel de RF de 0 dBm, o algún otro valor de nivel óptico deseado. Por ejemplo, la ganancia del extremo frontal podría establecerse de acuerdo con la ecuación

GANANCIA del extremo frontal = -20*LOG(IPD)

Los expertos en la técnica deben entender que el nivel de RF exacto podría diferir en dependencia del tipo de transmisor, debido al índice de modulación óptica específico (OMI) y la carga de RF del transmisor, que no afectará el receptor AGC óptico 100 que se muestra en la Figura 1A.

Preferentemente, el receptor 100 se configura de manera que el monitor IPD 106 se comunique con el post amplificador a través de un microprocesador y un control 120. El microprocesador y el control 120 pueden enviar una señal a un atenuador 107 en la salida del preamplificador 104 o 105 en la entrada del post amplificador 110. El microcontrolador monitorea la corriente del monitor IPD 106 y usa esta información para ajustar la pérdida antes del post amplificador con el objetivo de compensar los cambios en la corriente del monitor.

Preferentemente, el receptor 100 incluye un circuito de cancelación de distorsión pasiva óptica 122 que cancela la distorsión pasiva, es decir, la distorsión que resulta de una forma de onda que tiene una amplitud que no es constante con los cambios en la longitud de onda. Además, el receptor 100 incluye preferentemente un circuito de cancelación de distorsión de la fibra 124 que se sitúa entre el circuito de cancelación de distorsión pasiva 122 y el amplificador de etapa media 108. El circuito de cancelación de la distorsión de fibra 124 puede corregir la distorsión resultante de la dispersión de la fibra, por ejemplo. Preferentemente, tanto el circuito de cancelación de distorsión pasiva 122 como el circuito de cancelación de la distorsión de fibra 124 reciben una entrada del microprocesador y el control 120 para ajustar la cantidad de distorsión corregida por los respectivos circuitos 122 y 124.

Preferentemente, el microprocesador 120 puede atenuar una señal recibida al controlar independientemente el atenuador variable 105 y el atenuador variable 107. De esta manera, el microprocesador 120 puede ajustar el atenuador 107 para asegurar que el amplificador de etapa intermedia 108 no se sobrecarge mientras que también ajusta, según sea necesario, el atenuador 105 para asegurar que el post amplificador 110 no se sobrecarge. Al mismo tiempo, el microprocesador 120 puede mantener el nivel de entrada a los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124 relativamente constante, independientemente de las variaciones en los niveles de entrada al fotodiodo 102. Los expertos en la técnica apreciarán, sin embargo, que en algunas modalidades el microprocesador 120 puede controlar de forma variable sólo uno selectivo de un atenuador 105 y un atenuador 107.

Preferentemente, el receptor 100 se configura como un receptor sintonizador de espectro al incluir un divisor 126 y un analizador de espectro 128. El divisor 126 recibe una entrada del preamplificador 104 y el atenuador 107. El divisor 126 proporciona una entrada al analizador de espectro 128 y el analizador de espectro 128 proporciona una entrada al microprocesador y al control 120. Además, el receptor 100 incluye preferentemente un receptor de codificación por desplazamiento de frecuencia (FSK) 130 y un divisor 132, que se conecta tanto al analizador de espectro 128 como al receptor FSK remoto 130, los cuales proporcionan una entrada al microprocesador y al control 120.

Algunas modalidades del receptor 100 pueden usar solo un único fotodiodo 102. Sin embargo, a la inversa, algunas modalidades del receptor 100 pueden configurarse como un receptor dual que incluye un segundo fotodiodo 142 que se acopla a un segundo preamplificador 144 y un segundo monitor IPD 146. Por tanto, pueden introducirse dos señales ópticas 101 y 103 en el receptor 100. El monitor IPD 146 se acopla comunicativamente al microprocesador 120 a través de la conexión 148, el microprocesador 120 se acopla comunicativamente a un atenuador variable 150 a través de la conexión 152. Un combinador de componentes 154 recibe una entrada del atenuador variable 150 y el atenuador variable 107. Además, el microprocesador y el control 120 proporcionan una entrada al atenuador variable 105.

Las Figuras 2A y 2B representan una primera y segunda porción, respectivamente, de un diagrama de bloques de los circuitos que implementan el receptor 100, por ejemplo, al mostrar amplificadores específicos que pueden usarse para lograr la funcionalidad del receptor dual de la Figura 1A.

Las Figuras 3A y 3B muestran una primera porción y una segunda porción, respectivamente, de una modalidad alternativa del receptor 100, pero con componentes adicionales tales como el conmutador de múltiples posiciones 200 que se añade entre un divisor o conmutador de señal RF 132 y el analizador de espectro 128. El conmutador de múltiples posiciones 200 es un conmutador de palanca con múltiples posiciones, por ejemplo, un conmutador de múltiples posiciones de cinco posiciones. Las entradas pueden incluir entradas desde: (1) un primer receptor 160, por ejemplo, un receptor de radiodifusión (BC) que tiene un fotodiodo 102; (2) un segundo receptor 162, por ejemplo, un receptor de difusión restringida (NC) que tiene un fotodiodo 142; (3) una señal combinada (por ejemplo, señal BC/NC) 164; (4) la señal 166 del receptor justo después de los circuitos de cancelación de distorsión 122, 124; y/o (5) la señal 168 de una toma de salida de un nodo 170. Cualquiera de estas entradas puede seleccionarse para enviarse al analizador de espectro 128. Por ejemplo, el conmutador de múltiples posiciones 200 puede dirigir una señal BC, una señal NC o la señal BC/NC combinada al analizador de espectro 128. El conmutador de múltiples posiciones también puede seleccionar como entrada la salida del receptor 166 y/o una toma de salida del nodo 168. Todos los resultados del analizador de espectro se proporcionan al microprocesador 120, que puede comunicarse con un sistema de gestión de elementos (EMS) 172 existente que puede enviar información en sentido ascendente, como por ejemplo a la cabecera. El EMS 172 tiene un canal de comunicación de retorno. Como resultado de las entradas al conmutador 200 que pueden seleccionarse para su análisis por el analizador de espectro 128, el receptor 100 es capaz de realizar varias funciones novedosas como se describe en la presente descripción.

Los expertos en la técnica apreciarán que el receptor dual 100 que se muestra en las Figuras 1-3 puede configurarse para recibir una señal de difusión/difusión restringida desde una red de superposición de difusión/difusión restringida. Por ejemplo, la modalidad de la Figura 1A incluye una entrada de multiplexor óptico de adición y caída de longitud de onda de difusión (OADM) 174 para recibir una entrada combinada de difusión/difusión restringida 176 de una red de superposición BC/NC. Se admiten numerosas longitudes de onda de difusión restringida junto con los servicios de difusión en una sola entrada de fibra 176 a la longitud de onda de difusión OADM 174. Por tanto, un receptor puede recibir una señal combinada BC/NC combinada.

El OADM 174 es un dispositivo que puede usarse en sistemas de multiplexación por división de longitud de onda para multiplexar y enrutar diferentes canales de luz hacia o desde una fibra monomodo (SMF), que es un tipo de nodo óptico generalmente usado en redes de telecomunicaciones ópticas. Los términos "agregar" y "eliminar" se refieren a la capacidad del dispositivo para agregar uno o más canales de longitud de onda nuevos a una señal WDM de múltiples longitudes de onda existente y/o descartar (eliminar) uno o más canales, al pasar esas señales a otra ruta de red. El uso de la longitud de onda BC OADM 174 no es oneroso debido al hecho de que la porción de difusión puede separarse de la porción de difusión restringida.

Refiriéndose nuevamente a la Figuras 3A y 3B, el conmutador de múltiples posiciones 200 puede recibir varias entradas y puede seleccionar entre ellas para enviar una señal de entrada seleccionada al analizador de espectro. Además de las mediciones estándar que puede realizar el analizador de espectro, las modalidades descritas permiten el uso del analizador de espectro para la monitorización del sistema, como el análisis de ruido. A continuación se describen ejemplos de degradaciones que pueden determinarse mediante el análisis de la información recopilada mediante el uso del conmutador 200 y el analizador de espectro 128. Los sistemas de longitudes de onda múltiples son complejos y la capacidad de extraer información del sistema para monitorear/solucionar problemas es útil. Se describen modalidades novedosas que permiten capacidades de monitorización del sistema a través de componentes que se integran en el receptor. Las capacidades de monitoreo ilustrativas del sistema incluyen: (1) análisis del espectro de baja frecuencia (< 50 MHz) para cada una de las señales de entrada conmutadas al analizador de espectro; (2) determinar la presencia de Dispersión de Brillouin Estimulada (SBS) en la salida del transmisor mediante el uso de una presencia detectada de un alto grado de ruido de baja frecuencia, que se etiqueta y se emite una Alerta de SBS; (3) determinar la presencia de 4 WM o pasivos defectuosos en el sistema a través de la presencia detectada de un alto grado de ruido de baja frecuencia sin una fuerte dependencia de la frecuencia; y (4) mediciones de los niveles de RF de los tonos piloto a 40 MHz y 1,25 GHz, que se establecen en un OMI apropiado, y podrían usarse como referencia para cualquiera de las otras capacidades de monitoreo del sistema que se acaban de mencionar.

Si hay ruido en las bandas de baja frecuencia, es probable que haya distorsión. Por ejemplo, los sistemas de comunicaciones ópticas utilizan pulsos de luz que comprenden las señales ópticas transmitidas, a través de cables de fibra óptica, al transmitir de esta manera la información entre dispositivos. Si la entrada de potencia óptica a una fibra en el sistema de comunicación óptica es demasiado alta, puede ocurrir un fenómeno conocido como Dispersión de Brillouin Estimulada (SBS). Con SBS, una porción de la entrada de luz a la fibra se refleja y el nivel de potencia de la luz que se transmite a través de la fibra se reduce por debajo del nivel de potencia de entrada previsto, entre otros efectos perjudiciales. La SBS puede reducir la calidad de la señal de salida de la fibra y, por lo tanto, afectar el rendimiento de un sistema de comunicación.

Considere, por ejemplo, un espectro por debajo de la banda CATV (por ejemplo, por debajo de 50 MHz): si hay un alto nivel de ruido en bajas frecuencias, puede inferirse la cantidad de supresión de SBS de la señal del transmisor que se ubica en la cabecera. Por tanto, la información que se habilita al incluir el conmutador 200 en un receptor puede usarse para detectar la SBS, que puede informarse a la cabecera, por ejemplo, mediante EMS 172 que se muestra en la Figura 3. Anteriormente, el SBS se identificaba en función de la luz reflejada en el transmisor. Por tanto, el receptor descrito es capaz de detectar la SBS en las modalidades descritas e informar de la información que le pertenece a la cabecera.

Además, mediante el uso del receptor descrito para identificar el ruido permite la detección de otras degradaciones de la señal, como las degradaciones debidas a la mezcla de cuatro ondas (4 WM), la deriva de la longitud de onda o el enlace óptico/pasivo óptico defectuoso. Por ejemplo, algunas modalidades del sistema descrito pueden analizar el espectro de alta frecuencia (por ejemplo >1,2 GHz) para cualquiera de las señales conmutadas al analizador de espectro 128. La presencia de ruido por encima de esta banda de frecuencia seleccionada puede indicar la presencia de 4 WM en el sistema o un alto grado de distorsiones CSO en la fibra.

A frecuencias más altas, por ejemplo, por encima de la banda CATV, por ejemplo, por encima de 1,2 GHz, 4 WM puede ser una degradación sustancial del sistema, que es una función de la planificación de la longitud de onda. Si la planificación de la longitud de onda es incorrecta, la disposición de las longitudes de onda en el sistema puede causar una degradación, como una cantidad sustancial de mezcla directa de longitudes de onda QAM multiplexadas. Generalmente, el transmisor o receptor no es la fuente de la planificación incorrecta de la longitud de onda, sino que es una función de las longitudes de onda variables en el sistema, y generalmente es casi imposible de detectar a menos que se realice una prueba de mezcla de cuatro ondas, que prueba para una cantidad significativa de ruido de RF en la banda exterior, lo que indica mezcla directa. Las pruebas que están disponibles actualmente, como la detección de la interferencia de pulsación óptica (OBI) en el contexto de un alto silenciamiento, pueden probar una cantidad significativa de ruido de RF. Sin embargo, esto no detecta una mezcla de cuatro ondas. Por tanto, actualmente es casi imposible detectar una disposición de longitud de onda inadecuada, lo que destaca la utilidad del receptor descrito.

Además de indicar la posible presencia de 4 WM, un ruido significativo a frecuencias más altas también puede ser el resultado de un transmisor defectuoso o defectos de la fibra debido a los diferentes tipos de fibra que se instalan en la red. Sin embargo, el receptor descrito es capaz de distinguir entre estas causas de ruido en altas frecuencias. Específicamente, cuando CSO causa ruido en un receptor, entonces generalmente el ruido debería ser mucho más bajo después de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124 que antes de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124. Debido a que el espectro puede analizarse antes y después de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124, el receptor descrito puede diferenciar entre ruido inducido por distorsión (como distorsión de fibra o, alternativamente, distorsión inducida por filtro) y ruido aleatorio donde el ruido aleatorio anormal de alta frecuencia puede generalmente ser adscrito a 4 WM. (Como se discutió en la sección anterior, el ruido anormal de baja frecuencia sin el correspondiente ruido de alta frecuencia generalmente puede atribuirse al SBS.)

Muchos operadores usan una cantidad significativa de fibra en su sistema, pero los operadores típicamente no conocen los tipos o longitudes de fibra. Incluso cuando lo hacen, los operadores típicamente no tienen valores precisos para los tipos de fibra o longitudes de fibra. Por lo tanto, con frecuencia el operador desconoce las capacidades del sistema, y aunque el operador puede registrar un tipo y longitud de fibra estimados o asumidos, es probable que estos parámetros sean inexactos, lo que significa que el transmisor se configura con base en suposiciones o estimaciones erróneas del tipo/enlaces de fibra. El transmisor se configura para determinar cuánta distorsión CSO debe cancelar el transmisor con base en estas estimaciones erróneas. Por lo tanto, con frecuencia el transmisor no cancela adecuadamente las distorsiones CSO.

Sin embargo, mediante el uso del receptor descrito, puede proporcionarse información de fibra a la cabecera y al operador mediante la lectura de la configuración del circuito de cancelación de distorsión de la fibra para una distorsión mínima, como se describe a continuación, y mediante la lectura de la corriente del detector mediante el uso de los métodos no invasivos descritos anteriormente, que no requieren una medida manual de la fibra colocada en el suelo.

En algunas modalidades, el monitoreo del sistema que puede conseguirse mediante el uso de las técnicas descritas incluye: (1) analizar el espectro de alta frecuencia antes y/o después de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124; y (2) analizar los ajustes de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124. La presencia de ruido por encima de una banda de frecuencia de umbral indica la presencia de 4 WM en el sistema, que es un resultado importante para la resolución de problemas. La presencia de una gran cantidad de compensación de distorsión CSO indica la presencia de un filtro defectuoso o una longitud de onda derivada. La presencia de una gran cantidad de vector de compensación de distorsión CSO de fibra indica un fuerte chirrido del transmisor. La presencia de un vector de compensación de distorsión CSO de fibra inesperado indica que está presente un tipo de fibra diferente. Los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124 reducen la dispersión de la fibra y la dispersión del filtro. El analizador de espectro 128 puede usarse para analizar el circuito antes de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124, así como también después de los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124. Sin embargo, antes de los circuitos de cancelación de distorsión, existe incertidumbre con respecto a la fuente del ruido, por ejemplo, si el problema se debe a pasivos defectuosos, mezcla directa, SBS, etc. Después de los lazos de control, es más fácil concluir la fuente del problema con base en el nivel de frecuencia. Por tanto, los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124 ayudan al operador a monitorear el sistema a lo largo del tiempo.

Debido a que los circuitos de cancelación de distorsión 122 y 124 están presentes, pueden informar al microprocesador y control 120 cómo se configuran, y pueden informar el rendimiento de los filtros en el sistema, la cantidad de fibra en el sistema, el estado del transmisor, y qué fibra está funcionando. Por lo tanto, en lugar de realizar mediciones y cálculos complejos en el campo, las mediciones pueden identificarse en el receptor.

La deriva de la longitud de onda también suele estar presente. Si el vector de distorsión de frecuencia se encuentra en niveles inaceptables, como se describe en la presente descripción, o si la distorsión del camino óptico es muy alta en el receptor, el receptor intenta activamente cancelar la distorsión. Es difícil determinar cuál es la fuente de esa distorsión (por ejemplo, chirrido alto, deriva de la longitud de onda alta, etc.) mediante el uso de las técnicas existentes. Por ejemplo, con la deriva de la longitud de onda, la salida del filtro óptico puede afectar significativamente la CSO generado, la potencia óptica y la mezcla directa, porque las longitudes de onda están moviendo los límites esperados. En un sistema de longitudes de onda múltiples, se producen muchos efectos desconocidos. A medida que los sistemas de longitudes de onda múltiples se vuelven más populares, el acceso a la información dentro del sistema, como las mediciones descritas en la presente descripción, es conveniente para solucionar problemas del sistema, enviar de vuelta información a la cabecera, etc.

Algunas modalidades, si el receptor descrito puede realizar las siguientes funciones: (1) análisis del espectro de salida del nodo; (2) monitoreo de la salud del amplificador y el nivel de amplificación; (3) detección de un amplificador de nodo defectuoso; y (4) detección de error de configuración de nodo mediante el uso del nivel de RF en la salida del receptor y la comparación de una inclinación de nodo calculada con la salida de nodo, de manera que se marca y se informa una diferencia.

Específicamente, el sistema descrito puede monitorear la salida de un amplificador de nodo para identificar las distorsiones de las salidas del amplificador. Además, el sistema puede determinar la configuración del nodo. A menudo, los componentes se configuran incorrectamente en el campo, lo que requiere una reparación posterior. Las técnicas descritas del monitoreo del sistema ayudan a identificar la fuente del error. La necesidad de tal monitoreo puede ser más crítica en sistemas de 1,2 Ghz. Por ejemplo, un MSO puede dictar una cierta cantidad de inclinación y un nivel de dBM particular, pero no existe un método para confirmar estos valores. La entrada óptica incluye una función de inclinación para determinar cómo debe verse en una inclinación y ganancia en particular, y luego muestrear también la salida del nodo. Si los dos valores coinciden, entonces la configuración del nodo se ha establecido correctamente y los niveles se están generando correctamente. Si los valores no coinciden, el nodo se configuró incorrectamente. Por tanto, el sistema descrito ayuda a determinar si la configuración del nodo es adecuada, lo que en niveles altos es muy útil.

Los beneficios del monitoreo del sistema que pueden lograrse mediante las técnicas descritas pueden incluir la recuperación automática del rendimiento y los niveles del sistema si se realiza una conmutación de ruta redundante y se envía de vuelta a través de EMS 172. Muchas redes CATV incluyen rutas redundantes. Sin embargo, cuando se cambia a una ruta redundante, la cantidad de distorsión de la fibra cambia, a veces de manera espectacular. Para abordar la distorsión de la ruta redundante, los linealizadores se mueven a otra posición, las mediciones del espectro pueden cambiar y los nuevos valores pueden informarse al extremo de cabecera, identificando de esta manera la distorsión tal como existe para la ruta redundante. La cabecera puede usar la información para ajustar la señal al receptor indicándole al nodo que haga ciertas cosas, por ejemplo, cambiar la configuración del receptor. Esto podría volverse más común, como cuando se implementan versiones posteriores de DOCSTS (por ejemplo, DOCSTs 3,1 requiere diferentes niveles de señal de los canales que salen del nodo y luego DOCSIS 3,0). La cabecera puede indicarle al nodo que ajuste la configuración según sea necesario para la carga que se proporciona, y el sistema puede entonces informar su rendimiento de vuelta a la cabecera. A medida que se incluye más información en el sistema, es útil tener un margen de seguridad integrado, lo que permite que el nodo reaccione de forma autónoma y mantenga un estado saludable.

Los beneficios del monitoreo del sistema que pueden lograrse mediante las técnicas descritas incluyen: (1) enviar la información de estado a la cabecera a través del sistema EMS; (2) monitoreo de cabecera del estado del nodo y del receptor; (3) permitir que una cabecera instruya cambios en los receptores y nodos, y verifique el rendimiento del nodo con cualquier configuración modificada; (4) enviar a la cabecera los resultados de todo el espectro (por ejemplo, BC, NC, Ambos, Salida de Rx, Salida del Nodo) que es importante para la resolución de problemas y la prueba del sistema). Con respecto a esta última función, el receptor puede muestrearse en varios lugares, como se describió anteriormente. Por ejemplo, cinco ubicaciones descritas en la presente descripción están en la entrada de difusión, en la entrada de transmisión restringida, la señal combinada BC/NC, la salida del receptor completo (el receptor en sí tiene una cantidad finita de inclinación, que puede variarse) y la salida del nodo. En cada ubicación, el valor esperado puede compararse con el valor real; dado que se conoce el valor óptico de entrada, puede determinarse un valor de RF esperado para cada etapa, al permitir así una comparación con el valor real. En algunas modalidades, una tabla puede identificar las medidas.

Las técnicas descritas para el monitoreo del sistema pueden usarse con un receptor que tenga un solo fotodiodo. Las técnicas descritas también pueden usarse para un receptor que incluye más de un fotodiodo, tal como los receptores duales que se muestran en las Figuras 1-3. Los expertos en la técnica apreciarán que el receptor descrito no se limita a un cierto número de fotodiodos. Los ejemplos descritos en la presente descripción son aplicables a receptores de fotodiodo único, receptores duales o receptores con más de dos fotodiodos. Por motivos de simplicidad, se analizan ejemplos con respecto a un receptor de fotodiodo único, ya que es el tipo más usado actualmente. Sin embargo, como se describió anteriormente, se están introduciendo redes de superposición de difusión/difusión restringida y también pueden beneficiarse de las técnicas descritas.

Lo que se describe en más detalle más abajo son modalidades de para usar los circuitos descritos para lograr la minimización de la distorsión, que incluye la configuración del diseño de circuito descrito para: (1) la cancelación dinámica de la dispersión de fibra en redes HFC; (2) la cancelación de distorsiones de filtros ópticos dinámicos en redes HFC; (3) la gestión dinámica de potencia de RF por canal en redes HFC; y (4) la configuración y gestión de superposición dinámica de BC/NC novedosa en redes HFC.

Cancelación dinámica de distorsión por dispersión de fibra

Los transmisores comúnmente disponibles en la actualidad proporcionan la cancelación de dispersión en el transmisor. Sin embargo, no existe una solución actual que cancele dinámicamente las distorsiones del enlace de fibra. Las técnicas de distorsión previa existentes requieren a priori conocimiento de las características del enlace para implementar cualquier distorsión del enlace. Por ejemplo, una implementación de transmisor directamente modulada puede tener limitaciones cuando se usa con enlaces QAM y analógicos mixtos, aplicaciones de espectro completo, enlaces redundantes, enlaces de longitud desconocida y cuando se usa con filtros ópticos regulares. Cuando se configura, el transmisor se configura inicialmente para cancelar dispersiones en un enlace óptico fijo, por ejemplo, 45 km de longitud de enlace óptico. Sin embargo, debido a que la longitud real del enlace óptico varía y debido a que a menudo se cometen errores al medir e ingresar manualmente la longitud del enlace óptico, el transmisor a menudo no se configura correctamente para la longitud real del enlace óptico.

En la presente descripción se describe un receptor novedoso que corrige el componente de dispersión. Refiriéndose nuevamente a las Figuras 3A y 3B, un algoritmo de microprocesador en el microprocesador 120 genera una tensión de control en dos lazos independientes: uno para el control de CSO de fibra de dispersión 124 y otro para el control de CSO de filtro pasivo óptico 122. El funcionamiento de cada lazo con su algoritmo asociado es esencialmente idéntico. En consecuencia, aunque el funcionamiento del lazo de dispersión de CSO de fibra 124 se discute a manera de ejemplo, los expertos en la técnica reconocerán que la descripción también se aplica al control de CSO de filtro pasivo óptico 122.

Las Figuras 4A y 4B muestran una primera y segunda porción, respectivamente, de un circuito de cancelación de distorsión de la fibra ilustrativo 124, que como se acaba de señalar también puede ser ilustrativo de un circuito de cancelación de distorsión pasiva 122. Como se muestra en la Figuras 4A y 4B, dos tonos 210 y 212, típicamente 40 MHz y 1250 MHz, se aplican en una entrada 214 al circuito de cancelación 124 y producirán dos componentes de distorsión CSO generados por el sistema de bajo nivel, uno a 1290 MHz y el otro a 1210 MHz. El circuito de cancelación de distorsión de la fibra 124 debe primero monitorear y establecer la magnitud de cualquiera de estos niveles de distorsión para minimizarlo. El proceso de monitoreo se logra mediante una técnica superheterodina estándar de manera que una señal de alta frecuencia (1290 MHz en este caso) se convierte (mezcla hacia abajo) a una frecuencia mucho más baja para mejorar la sensibilidad recibida. Este proceso de conversión se logra mediante el sintetizador 216 de 1,2-1,4 GHz, que es el proceso de conversión del oscilador local. El oscilador local 216 y el mezclador 218 primero convierten el componente CSO de 1290 MHz a 40085 MHz mediante el uso de un filtro pasa banda 220. La señal de 40085 MHz se convierte aún más a 0,085 MHz y se alimenta a un filtro de ancho de banda estrecho por el mezclador 221, que después de ser procesado por el IC del sistema de IF de FM del mezclador generará un nivel de CC 224 que es proporcional a la magnitud del producto de distorsión CSO en su entrada. El nivel de CC se alimenta al microprocesador 120.

Al comienzo de la rutina de optimización, el microprocesador enviará una tensión inicial al lazo de control CSO a través de los puertos de salida (Salida 1 y Salida 2) del convertidor analógico digital (DAC) 226. Estas tensiones son valores preestablecidos que forman valores semilla que presuponen cuál debería ser el ajuste óptimo. Debido a los cambios en la temperatura del enlace y en el rendimiento dinámico de los componentes, normalmente no serán los valores finales establecidos por el circuito de cancelación de distorsión de la fibra 124.

La Figura 5 es una ilustración de una modalidad de un proceso para ajustar la tensión de control de la lógica de generación de CSO. Al usar el algoritmo representado, la tensión puede alternarse hasta que se determina la distorsión CSO óptima. Se proporciona una tensión de control inicial al circuito de cancelación de distorsión 124. Esta tensión inicial VI es un valor preestablecido (semilla) que presupone un ajuste óptimo. Debido a la temperatura y al envejecimiento de los componentes, la tensión preestablecida V1 típicamente no es el valor final que se establece. En este ajuste, la lógica de detección de distorsión retroalimenta un valor de distorsión D1 a la lógica de control.

Suponga que una de las tensiones de arranque es VC1 en la Figura 5. En este ajuste, el circuito de cancelación de distorsión de la fibra 124 retroalimentará en su salida 224 un valor de distorsión D1 al microprocesador 120. Debido a que se trata de un valor único, el procesador no tiene forma de saber si es óptimo o no. Por esta razón, el procesador genera otra tensión VC2 que es más alta o más baja que VC1 durante la primera etapa y monitorea la tensión de distorsión correspondiente D2.

El procesador 120 controlará entonces la tensión de distorsión correspondiente D2. En este caso, suponga que la tensión VC2 es menor que VC1 y que la tensión de distorsión D2 es menor que D1. Debido a que D2 es menor que D1 para una tensión de control más baja, el procesador 120 sabe que bajar la tensión de control era la dirección correcta a seguir. Si la distorsión hubiera sido mayor para una tensión de control más baja, el procesador 120 habría hecho que la siguiente tensión de control VC3 fuera más alta que VC1. En este caso, la dirección del cambio de tensión de control fue correcta y el procesador 120 emitirá la tercera tensión de control VC3 como un valor menor que el de VC2.

Este proceso iterativo continuará hasta que la tensión de control sea V (óptimo) para un valor de distorsión correspondiente D (Mínimo). En este punto, el procesador no tiene forma de saber si esta es la configuración óptima o no. Por esta razón, emitirá una tensión de control V (sobreimpulso) para un valor de distorsión D (sobreimpulso). D (sobreimpulso) es más alto que el valor óptimo que fue monitoreado previamente. Dado que la distorsión actual es más alta que la distorsión anterior, el procesador sabe que fue demasiado lejos con el cambio de tensión de control y volverá al valor anterior V (óptimo). El procesador 120 emitirá continuamente tensiones de control a cada lado de V (Óptimo) y seguirá el proceso anterior de manera que el circuito de cancelación de distorsión de la fibra 124 siempre esté operando en el valle (punto óptimo) de la característica Distorsión vs. Tensión de Control. Como se ilustra en la Figura 5, puede determinarse un nivel de tensión óptima al alternar la tensión hasta que el nivel se asiente en la parte inferior de una curva parabólica que representa el nivel de distorsión.

La Figura 5 representa una modalidad de los circuitos para implementar la cancelación de dispersión dinámica descrita mediante el uso de un enfoque de dos tonos con los circuitos del receptor descrito, al permitir la cancelación de distorsión de filtro dinámico.

Con la dispersión dinámica, el chirrido del láser interactúa con la fibra y produce distorsiones de segundo orden. Estos aumentan con la frecuencia y la longitud de la fibra de acuerdo con una fórmula predecible. Lo que se desconoce es la longitud de la fibra. Por tanto, si se genera una pulsación de segundo orden debido a la fibra óptica, la cancelación de la pulsación de segundo orden en el perfil de la fórmula también cancela las distorsiones en todo el espectro de frecuencias. Así, al tener dos tonos en el transmisor, se cancela la distorsión recibida en el receptor por encima de 1,2 GHz.

Las Figuras 4A y 4B representan modalidades variables de las técnicas de cancelación de dispersión dinámica descritas. En las modalidades se usa el escalonamiento de un sintetizador 216 para encontrar un pico de la banda de paso para encontrar la máxima sensibilidad de detección del tono de pulsación. En algunas modalidades, se usa un lazo de bloqueo de fase para determinar una sensibilidad máxima de detección del tono de pulsación. Algunas modalidades de las técnicas descritas para la cancelación dinámica de la dispersión pueden incluir un transmisor con compensación de dispersión para un enlace nominal estándar y que emite dos tonos, por ejemplo, un primer tono por encima de 1,2 GHz y un segundo tono por debajo de 50 MHz. La dispersión de la fibra genera distorsión CSO, que será como máximo por encima de 1,2 GHz. Dado que el nivel de pulsación es bastante bajo, el receptor descrito usa un sintetizador que tiene un algoritmo de búsqueda y barrido novedoso para mitigar la deriva de frecuencia del tono de alta frecuencia e identifica la magnitud de la pulsación. Esta rutina de búsqueda permite el uso de un ancho de banda de detección estrecha que mejora la sensibilidad de detección del tono de pulsación CSO.

Otro método es bloquear en fase el oscilador local del receptor de detección a la frecuencia más alta de los dos tonos transmitidos fuera de banda, lo que niega el efecto de la deriva de frecuencia de los tonos. Esto también facilita el uso de un ancho de banda de detección estrecho para una máxima sensibilidad. A continuación, el receptor usa un linealizador y minimiza dinámicamente el tono. El resultado será la minimización de las distorsiones en la banda de RF

El lazo es continuo. Si hay un cambio abrupto en el contenido de distorsión, indica un cambio del enlace primario al secundario y el lazo se reinicia para cancelar la nueva condición.

El receptor toma nota de la longitud de linealización del transmisor (TxL) y genera su propia longitud de linealización del receptor (RxL). Luego transmite la información RxL a la cabecera. El transmisor en la cabecera puede entonces ajustar su TxL como TxL+RxL, al cancelar de esta manera aún más las distorsiones. El receptor puede restablecer su RxL y reducir aún más la distorsión.

Alternativamente, el receptor puede simplemente proporcionar el RxL al transmisor, que lo usa para optimizar el TxL. En este caso, es posible que el receptor no proporcione ninguna linealización, pero está proporcionando retroalimentación al transmisor. Si el RxL TxL es significativamente mayor o menor de lo que el MSO consideraría apropiado, un mensaje de error puede generar una alerta sobre un problema de longitud de enlace o un problema de tipo de fibra.

Como se ilustró por las Figuras 4A y 4B, la cancelación de la dispersión puede basarse en dos tonos, uno por debajo de 45 MHz y otro por encima de 1220 MHz. A medida que los tonos se propagan a través del sistema, viajando a través de la fibra, se genera distorsión. En un punto de suma, se genera un componente de distorsión, por ejemplo, 1290 MHz, que es proporcional a la cantidad de distorsión generada. Por tanto, cuando se genera el componente de distorsión, por ejemplo, el componente de 1290 MHz, el procesador 120 puede minimizarlo. La Figura 5 ilustra una manera de minimizar la distorsión, que es más efectivo si se conoce el valor real de la distorsión.

Como se muestra en la Figuras. 4A y 4B, la entrada de banda total se muestrea en el acoplador 230. Debajo del punto acoplado hay un filtro 232 para pasar todas las frecuencias por encima de 1250 MHz. La entrada muestreada se filtra para evitar sobrecargar el sistema o sobrecargar los canales a continuación. Debido a que el sistema tiene una carga útil alta, con mucha ganancia en el receptor, la entrada estaría sujeta a sobrecarga si no se filtrara. La salida de un filtro se introduce en el mezclador 218.

En algunas modalidades, dado que el nivel de pulsación es bastante bajo y no puede encontrarse fácilmente en el fondo de otras señales sin usar un detector de ancho de banda estrecho, el receptor descrito usa un sintetizador que tiene un algoritmo de búsqueda y barrido novedoso que mitiga la deriva de frecuencia del tono de alta frecuencia, busca la frecuencia real de la pulsación y recupera la magnitud de la pulsación. Esta técnica de búsqueda permite el uso de un ancho de banda de detección estrecho que mejora la sensibilidad de detección del tono de pulsación CSO según sea necesario.

El sintetizador 216 mezcla la señal de 1290 MHz y reduce la frecuencia de la señal de pulsación a una primera frecuencia intermedia (IF), por ejemplo, se muestra como 40085 MHz. Luego, la señal de 40085 MHz se amplifica antes de alimentarla a un componente de adaptación de pasa banda 234, luego a un receptor de FM 222, es decir, un receptor de banda estrecha que tiene una IF de 0-2 MHz. En este ejemplo, la frecuencia que se usa es la frecuencia de IF de 0,085 MHz. Por lo tanto, la señal de 40085 MHz vuelve a mezclarse a 0,085 MHz para obtener más ganancia con un ancho de banda muy estrecho. El extremo frontal, por lo tanto, tiene un oscilador 236 de 40 MHz, mezclado con el 40 085, y resulta en un componente de muy baja frecuencia que representa la distorsión entrante.

Toda esta conversión se lleva a cabo porque la sensibilidad es importante, con un ancho de banda muy estrecho. No es posible un ancho de banda estrecho con una IF muy alta. El proceso de reducción de frecuencia permite un ancho de banda muy estrecho con un alto nivel de sensibilidad. El novedoso algoritmo de barrido y búsqueda usado por el sintetizador se usa para garantizar que pueda encontrarse la frecuencia precisa necesaria para el proceso de detección de banda restringida.

El receptor de FM 222 es preferentemente un circuito integrado con una salida RSSI 228 incorporada, que es una salida que es proporcional a la distorsión. La salida RSSI 228 se retroalimenta al microprocesador 120, que detecta la señal y determina si aumentar o disminuir la tensión de control (por ejemplo, ver la Figura 5), lo que aumenta o disminuye la cantidad de corrección incluida.

Debe entenderse que, a continuación del primer mezclador 218, hay un filtro pasa banda 220 de 40 MHz, que también está restringido. Para conseguir que la señal se reduzca y fluya dentro de la banda de paso del circuito integrado de FM IF 222 que se muestra en la Figuras. 4A y 4B, la señal puede desviarse fuera de un ancho de banda de detección. Las derivaciones de 40 ppm (frecuencia de partes por millón) o más podrían ser significativas. Por lo tanto, en este ejemplo, una señal de distorsión CSO de 1,29 GHz se desviaría demasiado y la señal de derivación podría salirse del ancho de banda de detección del circuito. Para evitar la deriva de la longitud de onda, se monitorea la salida del receptor y se recorre el sintetizador a través de pasos integrales para identificar un pico. Una vez que se establece que se ha alcanzado un pico, se identifica el centro de la banda de detección. Se alcanza el valor máximo y el valor puede mantenerse para mantener esa capacidad y usarse para minimizar la distorsión. En otra modalidad, el oscilador local del receptor de detección está bloqueado en fase con el tono de alta frecuencia, lo que niega el efecto de la deriva de la frecuencia de los tonos. Esto también facilita el uso de un ancho de banda de detección estrecho para una máxima sensibilidad. El lazo de bloqueo de fase puede manejar la señal más significativa, por ejemplo, la señal de 1290 MHz, al bloquear un oscilador local al tono piloto de 1250 MHz, y luego mediante el uso de esa salida para activar el mezclador 218. En este ejemplo, la deriva predominante es el tono piloto de frecuencia más alto a 1,25 GHz que se combina con el tono piloto de 40 MHz para generar la señal de distorsión de 1290 MHz. Una cantidad típica de derivación a 40 pp/millón afecta a 1,25 GHz más de 40 MHz en un sentido absoluto. Bloquear el PLL en la señal de 1250 MHz permitiría rastrear la señal para minimizar la deriva, que puede mezclarse como se describió anteriormente. Si la señal de 1250 MHz está bloqueada con el PLL, hay menos preocupación con respecto a la deriva.

La forma de cancelar la dispersión descrita aquí en un receptor no se conoce actualmente, ni un receptor de alta sensibilidad para detectar el componente de dispersión (que es mucho más bajo de lo normal). Por lo tanto, una señal a -90 dBM es una señal baja que requerirá mucha sensibilidad para detectar. Los mecanismos descritos en la presente descripción mediante el uso del sintetizador o el PLL permiten una alta sensibilidad. Por tanto, se describe el receptor superheterodino combinado con un barrido de sintetizador o el PLL para controlar la dispersión.

Como se describió con más detalle en la presente descripción, las longitudes y tipos de fibra a menudo se configuran manualmente de forma incorrecta. El receptor inteligente descrito puede ajustarse con base en los componentes de dispersión reales con base en los resultados reales del tipo/longitud de fibra.

Las técnicas de cancelación de dispersión descritas pueden ocurrir en el transmisor, receptor o en ambos lugares. La Figura 6 representa un transmisor, que puede funcionar alternativamente como uno o más de: (1) un transmisor de longitud de onda fija; (2) un transmisor de longitud de onda sintonizable de alta potencia, salida variable; (3) una entrada de RF baja, señal de dispersión de fibra, transmisor de comunicaciones remotas con un combinador pasivo de difusión restringida. El transmisor que se muestra en la Figura 6 puede incluir cualquiera de las funciones de los receptores previamente reveladas.

El transmisor de la Figura 6 puede configurarse preferentemente como un transmisor de entrada dual que incluye una pluralidad de amplificadores de aislamiento 302 y 304, cada uno de los cuales emite una señal respectiva combinada por un acoplador 308 y luego amplificada por un preamplificador 306. La salida del preamplificador 306 puede ser atenuada preferentemente por un atenuador variable 330, luego se amplifica por un amplificador de etapa intermedia 310 y un post amplificador 312 antes de ser atenuada por un atenuador variable 332, cuya salida acciona un láser de longitud de onda sintonizable 318. En algunas modalidades, la salida óptica del láser 318 se amplifica mediante un amplificador de fibra dopada con erbio (EDFA) 319.

Preferentemente, un linealizador láser 314 y un linealizador de fibra 316 se colocan respectivamente a cada lado del post amplificador 312, cada uno preferentemente controlado de forma variable por un microprocesador y una unidad de control 320. En algunas modalidades, el transmisor 300 puede incluir un módulo 322 de señal de dispersión de fibra y un transmisor FSK Remoto 324 que emiten juntos una señal a través del acoplador 328, y controlados por el microprocesador y el control 320, que controla de forma variable el linealizador de fibra 316. Un acoplador 326 alimenta tanto la salida del post amplificador 312 como la señal de control de dispersión de la fibra al linealizador de fibra 316. El microprocesador y el control 320 también controlan de forma variable cada uno de los atenuadores 330 y 332, así como también el láser 318 y el EDFA 319.

Debe entenderse que un tipo de linealizador no está dirigido específicamente a ninguno de estos componentes de distorsión, por ejemplo, distorsión de fibra, distorsión de láser o distorsión de filtro. Por ejemplo, los "linealizadores de cuadrante completo" integrados en transmisores pueden generar los vectores más realistas que se describen mediante una función analítica compleja. El análisis puede realizar para mostrar que las distorsiones de la fibra y el filtro, así como también la distorsión residual del láser, son motivo de preocupación.

Si bien no apunta específicamente a ninguna distorsión, deben calcularse los ajustes para la distorsión CSO, por ejemplo, distorsión compuesta por múltiples componentes que generan distorsión. Para ciertos transmisores que no requieren un linealizador separado para cada propósito, sino que usan una pequeña estructura compacta del software de control y alineación, estos cálculos no son triviales.

Para que el receptor cancele la dispersión de la fibra, el receptor necesita un canal OOB de señal fuera de banda. Como se describió con más detalle a continuación, la Figura 9 ilustra un circuito de ejemplo para un receptor OOB e ilustra características de muestra de un transmisor y el nodo con base en el protocolo de comunicaciones OOB. Cancelación de distorsión de pasivos ópticos dinámicos

En la presente descripción se describen circuitos para una naturaleza dinámica de compensación de distorsión para la distorsión CSO pasiva, que cambia con la temperatura y la longitud del enlace de fibra, que es diferente de un enlace a otro, y que puede cambiar de primario a redundante mientras está en funcionamiento. En algunas modalidades, la cancelación de distorsión pasiva óptica dinámica puede usarse con la señal de RF y los tonos piloto descritos en la presente descripción.

Se describen técnicas de cancelación de distorsión pasiva óptica dinámica. Con la distorsión óptica pasiva, el chirrido del láser interactúa con las ópticas pasivas, al producir principalmente distorsiones de segundo orden. Las distorsiones de segundo orden cambian con un perfil de pérdida de inserción (IL) cambiante de los pasivos. Por lo tanto, en el receptor pueden examinarse las distorsiones de segundo orden por debajo de 55 MHz, que aparecerán como agregación de ruido a esta frecuencia para las portadoras de RF moduladas por QAM. También a esta frecuencia, los canales analógicos generarán pulsaciones discretas para portadoras de RF moduladas en AM. Mediante una combinación de técnicas, estas distorsiones pueden cancelarse con el diseño de linealización en transmisores, lo que mejora la SNR en todo el espectro de frecuencias, ya que las distorsiones inducidas por pasivos ópticos son generalmente planas en todo el espectro.

En algunas modalidades descritas de un sistema de cancelación de distorsión de pasivos ópticos dinámicos, se proporciona un transmisor con una señal de RF para propagarse a lo largo de una fibra. Los pasivos ópticos generarán distorsiones en toda la banda de RF y en múltiplos de 6 u 8 MHz en el extremo inferior del espectro. El receptor descrito puede detectar y determinar la magnitud de la "pulsación" de la señal recibida. Luego, el receptor usa un linealizador y minimiza dinámicamente esa "pulsación", lo que resultará en distorsiones minimizadas en la banda de RF. El receptor descrito puede controlar y reducir preferentemente de forma continua las "pulsaciones" porque el rendimiento óptico de los pasivos ópticos cambia continuamente con la temperatura. El receptor descrito puede determinar preferentemente el chirrido del transmisor (TxC) y la linealización del transmisor para pasivos (TxP) si está disponible, y luego generar su propia linealización del receptor para pasivos (RxP). El receptor luego transmite la información RxP a la cabecera. El transmisor en la cabecera puede entonces ajustar su TxP, al cancelar de esta manera aún más las distorsiones. Ahora el receptor descrito puede restablecer su RxP y reducir aún más las distorsiones.

Alternativamente, el receptor puede simplemente proporcionar el RxP al transmisor y el transmisor puede usarlo para optimizar el TxP. En este caso, el receptor no está linealizando, sino simplemente proporcionando retroalimentación.

Si el RxP difiere significativamente de lo que se anticiparía, el receptor descrito puede generar un mensaje de ERROR apropiado que alerta sobre un problema de pasivos incorrectos o un problema de deriva de la longitud de onda del láser.

Las Figuras 7A y 7B muestra una primera porción y una segunda porción, respectivamente un diagrama de bloques de circuitos para la cancelación de distorsión dinámica

Las Figuras 7A y 7B muestran una primera porción y una segunda porción, respectivamente, de una modalidad de circuitos que implementa las técnicas de cancelación de distorsión de pasivos ópticos dinámicos descritos, donde los componentes de distorsión normales son detectables. El circuito puede ser similar a los circuitos de monitorización que se muestra en la Figuras. 4A y 4B sin embargo, es posible que se requiera menos sensibilidad para la detección de dispersión normal, por lo que es posible que no se usen tonos piloto en algunas modalidades.

Como se muestra en la Figuras. 7A y 7B, se genera una señal de retroalimentación, que tiene una distorsión que está desfasada con una señal de entrada, al proporcionar así la cancelación de la distorsión. En la ruta superior que se muestra en la Figuras. 7A y 7B, se introduce una señal en un acoplador 410. Se muestrea la salida y luego se ingresa a un filtro pasa banda 420 de 24 MHz. El chip receptor es similar al que se muestra en la Figuras. 4A y 4B, pero con una frecuencia de IF diferente, y es similar en principio a las funciones que se muestran en la Figuras 4A y 4B. La magnitud del componente se envía de vuelta al microprocesador 120. El microprocesador 120 tiene un valor inicial que se aplica al generador. Con base en la subida o bajada de la tensión de control, el microprocesador 120 determina si aumenta o disminuye. Por lo tanto, no se requiere conversión excepto en el chip IF.

Por el contrario con las Figuras 4A y 4B, que representaban mezcladores de conversión dual, las Figuras 7A y 7B representan un solo mezclador 430. No se necesita tono externo del transmisor; la función de las técnicas de cancelación se basa en la propia señal, es decir, una señal que transmite el contenido que se entregará a un cliente de un proveedor HFC CATV en lugar de un "tono." Por lo tanto, si no se envía ninguna señal, no hay cancelación. Si se envían muy pocas señales, el chirrido del láser puede ser pequeño y puede ser necesaria una cancelación mínima. La cantidad de cancelación es proporcional a la magnitud del contenido de distorsión CSO dentro de la señal entrante. Por tanto, el componente CSO de 24 MHz descrito anteriormente se usa como mecanismo de cancelación. A diferencia del caso de dispersión, una fórmula indica la cantidad necesaria de cancelación, con base en la longitud de la fibra, el factor de chirrido del láser y las frecuencias particulares de tono superior e inferior.

Las Figuras 7A y 7B representan un diagrama de bloques para la cancelación de distorsión de pasivos ópticos dinámicos que se configura para su uso con cualquier transmisor. Por ejemplo, si los tonos no se incluyen o no están disponibles por el transmisor en un sistema particular, el receptor descrito aún puede proporcionar un beneficio significativo para la cancelación de la distorsión. Con la selección de 24 MHz descrita anteriormente, no se necesitan mezcladores separados, como lo son con respecto al sistema que se representa en la Figuras 4A y 4B, por ejemplo. Las técnicas anteriores que usan cualquier tipo de componentes de post distorsión en el receptor no incluyen la detección de distorsión descrita y el lazo de control de retroalimentación.

Estabilización dinámica de nivel de RF

Se describen modalidades para la estabilización dinámica del nivel de RF. En el futuro previsible, las redes HFC operarán con múltiples tipos de señales de RF, que podrían incluir Analógica, D3.0 QAM256, Video QAM256 y D3.1 QAM1024/4096/16384 entre otras. Cada una de estas señales tiene diferentes requisitos de SNR y rendimientos asociados. Dado que la planta de RF experimenta una transformación con una mezcla variable de estas señales, es esencial mantener la opción de variar los niveles de entrada de RF al transmisor que suministra señales a la planta de HFC. La asignación de la entrada de RF puede realizarse en el modo AGC o en el modo MGC del transmisor. Si se establecen reglas simples de diferenciales de nivel relativo de RF para las diversas señales, el modo AGC de un transmisor es simple de operar y permite el uso del OMI óptimo del transmisor, al proporcionar un OMI apropiado a la señal apropiada. Estar en el modo MGC, aunque se recomienda, rara vez se sigue en el campo, a veces debido a la preocupación fuera de lugar de que comprometa el rendimiento. Sin embargo, mediante el uso del modo AGC se provocan cambios en los nodos ópticos que podrían tener efectos perjudiciales desproporcionados en el nodo y en la posterior cadena de amplificadores de RF debido al efecto de inclinación en los nodos ópticos. En los sistemas HFC existentes, no existe una forma efectiva de controlar los niveles de RF en el nodo para mantener un AGC por canal, porque no es posible transformar los niveles de RF que son planos cuando se emite desde el transmisor a la salida de niveles inclinados desde el nodo. Mantener un nivel por canal fuera del nodo es esencial en las redes HFC modernas para garantizar que los componentes posteriores se comporten de manera apropiada y que un nivel de RF predeterminado esté disponible en el CPE.

Debido a la inclinación en un nodo de fibra, es insuficiente simplemente estar consciente del nivel de RF total en el receptor para determinar de manera efectiva el nivel de RF después de la inclinación. Por lo tanto, el presente sistema describe un sintonizador que explora continuamente el espectro de RF y mide el nivel de RF en trozos de ancho de banda, por ejemplo, de aproximadamente 22 MHz. Esto producirá una estimación clara de los niveles en todo el espectro de RF. Si los niveles de RF por canal ahora coinciden en todo el espectro, ya sea mientras el espectro es plano o mientras se calcula una inclinación, puede mantenerse la misma potencia de RF por canal independientemente de los cambios en el nivel de RF en el transmisor. Alternativamente, con una comunicación del transmisor al receptor, los niveles de RF pueden aumentarse o disminuirse. El protocolo de comunicación también puede indicar las necesidades de movimiento de longitud de onda para el transmisor inverso si se emplea en el modo RFoG para mitigar la interferencia de la pulsación óptica (OBI).

Además, todos los enlaces ópticos sufren actualmente la incapacidad de mantener correctamente la potencia por nivel de canal en el nodo debido al efecto de la inclinación del nodo. Sin embargo, se revela un sensor con base en un sintonizador de RF de bajo costo que simula matemáticamente y establece la inclinación. Preferentemente, esto se logra mediante la habilitación de la estabilización del nivel de potencia de RF por canal en el receptor.

En algunas modalidades, los circuitos descritos implementan un ajuste automático. Mediante el conocimiento de las profundidades de modulación de los niveles de RF, y sus propiedades ópticas asociadas, los niveles de RF pueden establecerse en valores muy precisos, lo que hasta ahora no era posible porque la profundidad de modulación de cada canal no estaba disponible. Las características de las técnicas de estabilización dinámica de nivel de RF incluyen preferentemente: (1) estabilización básica de nivel de RF; (2) superposición dinámica BC/NC; (3) un indicador de salud del sistema; (4) un protocolo de comunicaciones OOB para el transmisor y el nodo; (5) Mitigación de OBI dinámica para RFoG; y (5) Potencia de salida de láser variable.

Estabilización básica de nivel de RF

Inicialmente, el AGC óptico se obtiene para establecer los niveles de RF antes y después. Debe entenderse que estos niveles son los del transmisor que se muestran en el Receptor. La función RF SA escaneará el espectro de 50 a 1,2 GHz y observará el nivel de RF en incrementos de espectro de 22 MHz. Debe entenderse que estos niveles de RF no tienen inclinación.

NODO DE AJUSTE MANUAL: Si se envía el comando Nodo de Ajuste y se envían los ajustes GANANCIA ANTIGUA/INCLINACIÓN y los ajustes GANANCIA NUEVA/INCLINACIÓN, el receptor ajusta los niveles de RF a los nuevos ajustes dentro de los límites del receptor. Si se necesita una configuración más nueva, se reenvía un nuevo comando con la nueva configuración de inclinación y ganancia. Preferentemente, el receptor no estará en modo automático, sino que solo seguirá el comando enviado.

MODO DE AJUSTE AUTOMÁTICO: El sistema mantiene la potencia/canal actual, independientemente de los cambios en los niveles de RF presentados. El sistema mide y registra el nivel de RF en todo el espectro. El sistema aplica y registra la inclinación de RF del enlace. El sistema mide y registra continuamente los niveles de RF en el receptor y calcula los niveles inclinados de RF del nodo. Si detecta un cambio en la potencia total y/o la potencia por canal en el receptor, el sistema ajusta la ganancia de RF en el receptor para que coincida con la potencia antigua por canal. Preferentemente, se identifica una banda de 50 MHz que debe permanecer igual antes y después de un cambio en el transmisor para permitir el ajuste y la verificación del algoritmo.

MODO DE AJUSTE AUTOMÁTICO DEL CLIENTE: El sistema mantiene los niveles de potencia de RF a lo que selecciona el operador. El operador envía al receptor una configuración de dónde mantener los niveles de RF en qué frecuencias. El receptor obtiene esta información y mantiene el nivel de RF en esa frecuencia. El operador puede enviar al receptor las frecuencias que deben mantenerse en los niveles actuales y el receptor puede mantener esas frecuencias en el nivel actual

No se necesita rollo de camión

En algunas modalidades, el nivel de RF puede ajustarse automáticamente con base en la información recibida del receptor. Por lo tanto, no sería necesario medir el nivel de RF en el campo, es decir, no se requiere el seguimiento del nivel de RF a menos que sea conveniente. Debido a que la salida del nodo puede controlarse, es posible la estabilización del nivel de RF.

La estabilización de inclinación de RF existente usa tonos y pilotos, que no ayudarán cuando los niveles de señal cambien periódicamente a diferentes valores de OMI, como podría suceder con la recolección analógica. Los AGC de cadena de amplificadores de RF convencionales no incluyen un receptor que se encargue de la inclinación y también se ajusta automáticamente según sea necesario cuando los operadores cambian la cantidad de contenido NC. Las técnicas descritas pueden incluir la medición previa al combinador de estas consideraciones, o medirlas mediante el uso del análisis de espectro descrito anteriormente. Cuando se combinan con el control de nivel (y/o inclinación) BC/NC, estas técnicas proporcionan mucha información útil. Por ejemplo, una de estas funciones puede ser monitorear la carga de potencia total en condiciones inclinadas (no solo los niveles de canal) para usar de manera óptima la cadena del amplificador hoy y en el futuro a medida que aumenta la carga NC.

La Figuras 8A y 8B ilustran la ganancia, sin estabilización dinámica de RF y con estabilización dinámica de RF, en un receptor y en el nodo, que se implementa tanto en un transmisor en m Gc (Figura 8A) y un transmisor en AGC (Figura 8B).

Solución de superposición dinámica BC/NC

En algunas modalidades, los circuitos descritos proporcionan una solución de superposición dinámica BC/NC. Por ejemplo, el mismo conjunto de circuitos que puede permitir la gestión del nivel de RF se construye con dos fotodiodos para permitir un tipo de aplicación de superposición BC/NC con una intervención mínima y un costo adicional mínimo.

Para una solución de superposición dinámica BC/NC, dado que la longitud de onda BC es común, puede instituirse una sola parte común en el receptor junto con un fotodiodo adicional. Los dos fotodiodos pueden utilizar un algoritmo modificado similar al descrito para la estabilización dinámica del nivel de RF, pero en este caso para igualar el nivel de RF por canal de los dos fotodiodos, incluso si el nivel óptico y el OMI de los dos transmisores vinculados a los dos diodos pueden ser muy diferentes. Cuando esto sucede, se obtiene una solución de superposición BC/NC de alto rendimiento, totalmente funcional y dinámica.

Adicionalmente, si bien la transmisión de espectro completo puede ser más fácil y predecible en ciertos escenarios, existen numerosas ocasiones en las que se prefieren las soluciones de superposición de difusión y difusión restringida. Esto puede deberse a enlaces más largos, la necesidad de un mayor número de longitudes de onda y cantidades limitadas de espectro de difusión restringida. Como es bien sabido, la superposición BC/NC de un solo receptor es víctima de su propio éxito; cuanto mayor sea la instalación, mayor será la difusión restringida necesaria, menor será el rendimiento y mayor será el ajuste necesario para que funcione. Con la especificación D3,1, esto se vuelve más difícil. Sin embargo, la misma solución de superposición BC/NC, cuando se implementa como una solución de dos receptores, tiene un rendimiento sustancialmente más alto a costa de un mayor gasto y tiempo de configuración. Sin embargo, los receptores y sistemas descritos proporcionan un enfoque novedoso que resuelve la solución de superposición BC/NC de receptor dual y mantiene el mayor rendimiento con configuración automática y de una manera efectiva.

Algoritmo básico de receptor dual BC/NC

A veces, los sistemas BC/NC pueden necesitar activarse y configurarse para una nueva carga de canal, lo que podría deberse a la distancia, el recuento de WL, la carga de RF o sus combinaciones. Suponga que los transmisores BC están modulados externamente en una longitud de onda óptica fija de ITU y que el transmisor BC no necesita tener tonos de dispersión. Suponga también que los transmisores NC se encuentran en la banda C y tienen tonos de dispersión, así como también información FSK. Dado que la longitud de onda BC es siempre la misma, y la demultiplexación de las longitudes de onda NC ya se ha producido en los concentradores, donde la combinación BC/NC se ha producido posteriormente, basta con tener un BC ITU OADM de 0,5 dB o menos pérdida en el receptor. Por lo tanto, no es necesario conocer el WL específico de cada uno de los WL NC.

Un algoritmo apropiado comienza al recibir un comando del FSK para activar el modo BC/NC. El receptor selecciona entonces preferentemente la salida del fotodiodo BC al analizador de espectro sin apagar el fotodiodo NC, aunque en algunas modalidades (por ejemplo, modalidades sin un conmutador 200 que se muestra en la Figura 4A) el fotodiodo NC puede apagarse. A continuación, el receptor mide el BC IPD y hace el ajuste de AGC óptico al valor nominal de 0 dBm, luego registra los puntos del espectro de BC RF.

A continuación, el receptor selecciona preferentemente la salida del fotodiodo NC al analizador de espectro sin apagar el fotodiodo BC. El receptor mide el NC IPD y registra los puntos del espectro NC RF.

Luego, la ganancia NC del receptor se aumenta o disminuye para igualar los niveles de RF de los BC QAM o hasta un nivel según las instrucciones de la cabecera a través del enlace FSK. El microcontrolador 120 puede monitorear la potencia total al amplificador de nodo y advertir a la cabecera a través del sistema EMS o reducir de forma autónoma la potencia total de la señal en caso de que el amplificador de nodo esté sobrecargado por una solicitud ilegal de niveles de potencia de canal excesivos o alineación incorrecta de los niveles de potencia del canal desde la cabecera.

A continuación, el receptor enciende el BC PD. Si los niveles de RF en el BC o NC cambian, el operador envía otro comando al receptor, que repite las etapas anteriores. Esta implementación tiene las muchas ventajas de la superposición BC/NC sin las dificultades asociadas con los cambios frecuentes endémicos del sistema tradicional BC/NC

No es necesario apagar el sistema, pero puede cambiarse entre BC o NC. Un componente óptico común, por ejemplo, BC WL oAd M que se muestra en la Figura 10C, permite que el sistema funcione como un sistema BC/NC completo, aunque puede aparecer como un receptor convencional para cualquier componente externo. El receptor inteligente descrito, sin embargo, puede proporcionar una mejor SNR que el convencional. Los receptores duales convencionales son difíciles de ajustar. Un problema con el sistema de receptor dual es la necesidad de que entren dos fibras, lo cual es indeseable especialmente para sistemas que no tienen dos fibras instaladas.

El receptor dual descrito puede usar el BC WL OADM para extraer la señal de difusión, mediante el uso de un componente como receptor. Al incluir los componentes en el receptor, el receptor se parece a los receptores convencionales.

Similar en la superposición dinámica, es bastante simple si se conoce el OMI/ch de BC y NC. Pero eso no se sabe, ya que la carga de RF es una mezcla de múltiples señales y podría cambiar.

Indicador de salud del sistema

El monitoreo del sistema que se describe en la presente descripción no requiere rollos de camiones, es decir, no hay solución de problemas de manual en el sitio. Con un sistema de comunicación bidireccional desde el transmisor al receptor (nodo) y desde el receptor (nodo) hasta la cabecera, la cabecera puede determinar con precisión los niveles de salida. El receptor puede así ajustar inteligentemente esos niveles hacia arriba y hacia abajo; sin necesidad de realizar modificaciones en campo. Con un control completo de las ubicaciones remotas y los niveles de RF en la cabecera, el operador puede seleccionar manualmente los niveles de RF y recibir información sobre el sistema. En una modalidad preferida, el transmisor puede emitir su valor de chirrido láser, y los compensadores de dispersión y filtro pueden tener cada uno un indicador. Pueden medirse las frecuencias superior e inferior de los tonos de RF. Por lo tanto, se logra fácilmente analizar y comunicar los siguientes números de estado del sistema:

• Longitud de fibra excesiva

• Cambio en el tipo de fibra

• Chirrido láser inusual

• Reflexiones adicionales: si se trata de transmisores modulados externamente, una preocupación es el SBS, que podría ser más de lo deseado, ya que es común si un operador programa una longitud de fibra y un transmisor transmite una cantidad diferente. Los reflejos, por lo tanto, CSO pueden ser severos, particularmente con un sistema de longitud de onda única. El receptor revelado puede detectar esto muy fácilmente, lo que permite identificar de dónde provienen los reflejos con más especificidad

• Piso alto SBS

• Exceso de 4 WM

• Mapa de longitud de onda: Un transmisor puede enviar constantemente su número de serie y su longitud de onda. El nodo actualmente tiene acceso a esta información y constantemente envía información sobre la ruta de retorno. Con el receptor descrito, puede construirse un mapa de longitud de onda en tiempo real que muestre lo que va aguas abajo y/o aguas arriba. Esto es muy útil para aumentar el sistema en casos donde los operadores no suelen mantener registros detallados.

• Mapa de distancia de fibra interactivo/automático

• Reducción automática de la distorsión de lazo largo (fibra/filtro)

• Configuración de nodo defectuoso

Muestra de protocolo de comunicaciones OOB (transmisor)

Puede implementarse un canal de comunicación fuera de banda en uno de los tonos descritos con respecto a la Figura 9, para permitir que el nodo reciba instrucciones sobre el estado del transmisor. Esto puede usarse para establecer niveles, administrar la inclinación y también para transmitir mensajes a las ONU en aplicaciones RFoG. Preferentemente, el transmisor mide y envía datos sobre uno o más de los siguientes parámetros: Margen de recorte; Longitud de onda; Chirrido medido; Corriente de polarización; transmisor SNR; potencia del transmisor; y otros datos telemétricos generales. El transmisor incluye preferentemente uno o más de los siguientes modos: Modo RFoG; Modo de ajuste AUOTOMÁTICO por frecuencia de ajuste de canal. Intervalo; Modo de ajuste MANUAL por frecuencia de ajuste de canal. Intervalo; Modo SÓLO AGC óptico; Modo BC/NC, Frecuencia de ajuste NC. Intervalo; Todos los modos AGC APAGADOS; y otra información de modo.

Con comunicaciones fuera de banda (OOB), y con referencia a los dos tonos descritos anteriormente (40 MHz y 1,25 GHz), el tono a 40 MHz también se modula muy débilmente con FSK. La señal de 40 MHz se recupera en el receptor. Con referencia al receptor FSK remoto en la Figura 9, el tono a 40 MHz no solo proporciona fuerza de señal, sino que también proporciona funciones de cancelación de dispersión. Este mismo tono puede proporcionar información sobre un canal OOB a un receptor, así como también compensación de dispersión. Por lo tanto, el receptor tiene un chip FSK que evalúa la magnitud de la señal de entrada después de convertir la señal de entrada de 40 MHz a una frecuencia de IF.

Algunos datos ilustrativos que pueden estar disponibles en un canal OOB son el margen de recorte, la longitud de onda, el chirrido medido, la corriente de polarización, el número de serie del transmisor, la potencia del transmisor, otros datos telemétricos generales, modos, etc. Estos datos pueden enviarse a medida que pasa la señal, que funcionan como un OOB.

Las técnicas descritas para incorporar láseres de modulación directa, que pueden funcionar al menos igual pero a menudo mejor que las de las costosas soluciones moduladas externamente, al permitir de esta manera una solución más rentable.

Muestra de protocolo de comunicaciones OOB (nodo)

Un enlace de comunicación desde el nodo hasta la cabecera puede proporcionar información sobre el estado del nodo a la cabecera. El analizador de espectro puede proporcionar una representación del espectro de salida del nodo a la cabecera a través del transpondedor del nodo. Los niveles de los nodos pueden cambiarse si se desea controlar el nodo desde el transmisor. El monitoreo y la manipulación del espectro en la salida de un nodo es posible desde la cabecera sin necesidad de un rollo de camión.

Mitigación de OBI dinámica para el algoritmo RFoG

Las técnicas descritas también pueden aplicarse a una unidad de red óptica (ONU), como una ONU en las instalaciones del cliente en un sistema RFoG. Por tanto, además del uso de un receptor descrito en cualquiera de una pluralidad de nodos en la red CATV, la funcionalidad del receptor puede incorporarse a la ONU. La misma ONU en los sistemas existentes puede trabajar con transmisores debido a la compensación de CSO. La Mitigación de OBI dinámica para una ONU RFoG puede incluir preferentemente varias características novedosas.

Primero, refiriéndose a la mitigación de RFoG, en modo RFoG, cuando el silenciamiento alto determina el OBI y se conocen los transmisores que están ENCENDIDOS, luego el receptor de cabecera puede pasar esta información al transmisor que ahora puede enviar las ONU que están ofendiendo para mover sus longitudes de onda. Esto funciona mejor con la asignación de longitud de onda dinámica o estática o automática donde el cambio en la temperatura TEC cambia las longitudes de onda.

En segundo lugar, puede lograrse una ONU con compensación de CSO; dado que los láseres modulados directamente son efectivos, puede usarse uno por grupo de servicio, a diferencia del láser más caro modulado externamente, que tendría que funcionar en todos los grupos de servicios para ser efectivo.

En tercer lugar, en un receptor de ONU con un receptor FSK, la ONU puede usarse en sistemas RFoG bidireccionales. Así, al considerar un sistema RFoG con alto silenciamiento, donde se ha producido OBI, el transmisor enviará información al receptor informándole que cambie sus longitudes de onda y cualquier otro parámetro apropiado. La combinación de transmisor/receptor con protocolos FSK también puede usarse para la mitigación de OBI, así como también para un alto silenciamiento.

Algoritmo de potencia de salida láser variable para transmisores

Con referencia a un transmisor de potencia variable en el nivel de láser y a un transmisor de potencia variable en el nivel de EDFA, un transmisor sintonizable con dispersión automática y compensación de láser puede: realizar un seguimiento de Ibias y TEC; cambiar TEC según sea necesario; y medir y cancelar la dispersión de CSO para las condiciones sintonizables. Cualquier movimiento hacia las nuevas longitudes de onda usará los nuevos parámetros para realizar la cancelación de la dispersión de la fibra.

Debe entenderse que este es un circuito que se ha optimizado para los transmisores variables donde se han cambiado los niveles ópticos y se ha configurado la linealización con base en los cambios de polarización del láser. También debe entenderse que este algoritmo puede adaptarse en caso de que se use un EDFA. Este puede ser, por ejemplo, el algoritmo que se muestra y describe con respecto a Figura 5.

Además de la sintonización, también se desea una salida variable. El chirrido del transmisor puede cambiar las condiciones de operación y el receptor descrito puede ajustarse al cambio en las condiciones de operación. Por ejemplo, si la condición cambiada fuera potencia óptica o longitud de onda, etc., el receptor descrito puede ajustarse a tales cambios. Por ejemplo, además de la sintonización (es decir, un transmisor sintonizable con dispersión automática y compensación de láser), también se describe una salida variable del transmisor. Por tanto, un láser sintonizable puede tener una potencia de salida variable. Si la polarización del láser, o el chirrido es mucho mayor, el receptor descrito es capaz de cancelar una cantidad sustancial de las distorsiones inducidas por chirrido, al permitir una capacidad de salida variable de una manera novedosa. Hasta ahora, tal potencia variable no era fácil de implementar debido al chirrido, que cambia las distorsiones inducidas por la dispersión y cambia las distorsiones ópticas inducidas por la pasiva. Es conveniente mantener el chirrido lo más constante posible o tener circuitos adicionales en los transmisores para que coincidan con los cambios del circuito CSO. El receptor descrito presenta un método diferente para mantener el chirrido.

En uno o más ejemplos, las funciones descritas en la presente descripción pueden implementarse en hardware, software, microprogramas o cualquier combinación de los mismos. Si se implementan en software, las funciones pueden almacenarse o transmitirse como una o más instrucciones o código en un medio legible por computadora y que se ejecutan por una unidad de procesamiento basada en hardware. Los medios legibles por computadora pueden incluir medios de almacenamiento legibles por computadora, que corresponden a un medio tangible, como medios de almacenamiento de datos, o medios de comunicación, que incluye cualquier medio que facilite la transferencia de un programa de computadora de un lugar a otro, por ejemplo, de acuerdo con un protocolo de comunicación. De esta manera, los medios legibles por computadora generalmente pueden corresponder a (1) medios de almacenamiento legibles por computadora tangibles que no son transitorios o (2) un medio de comunicación tal como una señal u onda portadora. Los medios de almacenamiento de datos pueden ser cualquier medio disponible al que pueda accederse mediante una o más computadoras o uno o más procesadores para recuperar instrucciones, código y/o estructuras de datos para la implementación de las técnicas descritas en esta descripción. Un producto de programa de computadora puede incluir un medio legible por computadora.

A manera de ejemplo, y no de limitación, dichos medios de almacenamiento legibles por computadora pueden comprender RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM u otro almacenamiento en disco óptico, almacenamiento en disco magnético u otros dispositivos de almacenamiento magnético, memoria flash o cualquier otro medio que puede usarse para almacenar el código de programa deseado en forma de instrucciones o estructuras de datos y al que puede accederse mediante una computadora. Además, cualquier conexión se denomina correctamente un medio legible por computadora. Por ejemplo, si las instrucciones se transmiten desde un sitio web, servidor u otra fuente remota mediante el uso de un cable coaxial, cable de fibra óptica, par trenzado, línea de abonado digital (DSL) o tecnologías inalámbricas como infrarrojos, radio y microondas, entonces el cable coaxial, cable de fibra óptica, par trenzado, DSL o tecnologías inalámbricas como infrarrojos, radio y microondas se incluyen en la definición del medio. Sin embargo, debe entenderse que los medios de almacenamiento legibles por computadora y los medios de almacenamiento de datos no incluyen conexiones, ondas portadoras, señales u otros medios transitorios, sino que están dirigidos a medios de almacenamiento tangibles y no transitorios. La palabra disco, como se usa en la presente descripción, incluye disco compacto (CD), disco láser, disco óptico, disco versátil digital (DVD), disquete y disco Blu-ray donde unos discos generalmente reproducen datos magnéticamente, mientras que otros discos reproducen datos ópticamente con láser. Las combinaciones de los anteriores también deben incluirse dentro del alcance de los medios legibles por computadora.

En una modalidad, un medio de almacenamiento legible por computadora tiene instrucciones almacenadas en el mismo que, cuando se ejecutan, hacen que un procesador responda a una solicitud de un activo bajo demanda, identifica un primer período en al menos uno de una pluralidad de archivos codificados de manera diferente del activo bajo demanda en el que se encuentra un segmento de medios de velocidad de bits adaptativa asociado con la solicitud del activo bajo demanda, identifica una pausa publicitaria que se asocia con el primer período, genera un archivo de manifiesto que haga referencia a los segmentos de medios de velocidad de bits adaptativa que ocurren dentro del primer período de el al menos uno de la pluralidad de archivos del activo bajo demanda para su uso por un dispositivo cliente de velocidad de bits adaptativa para la recuperación de los segmentos de medios referenciados, después de la recuperación de los segmentos de medios de velocidad de bits adaptativos deseados por el dispositivo cliente de velocidad de bits adaptativa durante el primer período, agregar al archivo de manifiesto referencias al contenido publicitario asociado con la pausa publicitaria que se asocia con el primer período, esperar a que expire la duración de la reproducción de la pausa publicitaria antes de adjuntar al archivo de manifiesto referencias a segmentos de medios de velocidad de bits adaptativas que se producen dentro de un segundo período de el al menos uno de la pluralidad de archivos del activo bajo demanda.

Las instrucciones pueden ejecutarse por uno o más procesadores, como uno o más procesadores de señales digitales (DSP), microprocesadores de propósito general, circuitos integrados de aplicación específica (ASIC), matrices lógicas programables en campo (FPGA) u otros circuitos lógicos integrados o discretos equivalentes. En consecuencia, el término "procesador", como se usa en la presente descripción, puede referirse a cualquiera de las estructuras anteriores o cualquier otra estructura adecuada para la implementación de las técnicas descritas en la presente descripción. Además, en algunos aspectos, la funcionalidad descrita en la presente descripción puede proporcionarse dentro de módulos de hardware y/o software dedicados que se configuran para codificar y decodificar, o incorporarse en un códec combinado. Además, las técnicas podrían implementarse completamente en uno o más circuitos o elementos lógicos.

Las técnicas de esta descripción pueden implementarse en una amplia variedad de dispositivos o aparatos, que incluyen un teléfono inalámbrico, un circuito integrado (IC) o un conjunto de IC (por ejemplo, un conjunto de chips). En esta descripción se describen varios componentes, módulos o unidades para enfatizar los aspectos funcionales de los dispositivos que se configuran para realizar las técnicas descritas, pero no necesariamente requieren la realización por diferentes unidades de hardware. Más bien, como se describió anteriormente, varias unidades pueden combinarse en una unidad de hardware de códec o proporcionarse mediante una colección de unidades de hardware interoperativas, que incluyen uno o más procesadores como se describió anteriormente, junto con software y/o microprogramas adecuados.

En una modalidad, un dispositivo para transmitir contenido de transmisión de velocidad de bits adaptativa a través de una red a un cliente, el dispositivo que comprende uno o más procesadores que se configuran para responder a una solicitud de un activo bajo demanda, identifica un primer período en al menos uno de una pluralidad de archivos codificados de manera diferente del activo bajo demanda en el que se encuentra un segmento de medios de velocidad de bits adaptativa asociado con la solicitud del activo bajo demanda, identifica una pausa publicitaria que se asocia con el primer período, genera un archivo de manifiesto que hace referencia a los segmentos de medios de velocidad de bits adaptativa que ocurren dentro del primer período de el al menos uno de la pluralidad de archivos del activo bajo demanda para su uso por un dispositivo cliente de velocidad de bits adaptativa para la recuperación de los segmentos de medios referenciados, después de la recuperación de los segmentos de medios de velocidad de bits adaptativos deseados por el dispositivo cliente de velocidad de bits adaptativa durante el primer período, agregar al archivo de manifiesto referencias al contenido publicitario asociado con la pausa publicitaria que se asocia con el primer período, esperar a que expire la duración de la reproducción de la pausa publicitaria antes de adjuntar al archivo de manifiesto referencias a segmentos de medios de velocidad de bits adaptativas que se producen dentro de un segundo período de el al menos uno de la pluralidad de archivos del activo bajo demanda.

Se apreciará que la invención no está restringida a las modalidades particulares que se han descrito, y que pueden hacerse variaciones en las mismas sin apartarse del alcance de la invención tal como se define en las reivindicaciones adjuntas, interpretadas de acuerdo con los principios de la ley vigente, incluida la doctrina de equivalentes o cualquier otro principio que amplíe el alcance exigible de una reivindicación más allá de su alcance literal. A menos que el contexto lo indique de cualquier otra manera, una referencia en una reivindicación al número de instancias de un elemento ya sea una referencia a una instancia o más de una instancia, requiere al menos el número indicado de instancias del elemento, pero no pretende excluir del alcance de la reivindicación una estructura o método que tiene más instancias de ese elemento que las indicadas. La palabra "comprende" o un derivado de la misma, cuando se usa en una reivindicación, se usa en un sentido no exclusivo que no pretende excluir la presencia de otros elementos o etapas en una estructura o método reivindicado.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para determinar un tipo de distorsión mediante el análisis de un espectro de señales ópticas que se envían desde un transmisor a un receptor (100), el método que comprende:

(a) aplicar al menos una señal de difusión a una primera entrada (160) del receptor (100) y aplicar al menos una señal de difusión restringida a una segunda entrada (162) del receptor (100);

(b) aplicar una tensión de control a un circuito de cancelación de distorsión (122, 124) en el receptor (100) que recibe como entrada, señales de la al menos una señal de difusión y la al menos una señal de difusión restringida;

(c) alternar un conmutador de múltiples posiciones (200) que se opera para enviar al menos una de la al menos una señal de difusión y la al menos una señal de difusión restringida, o la salida del circuito de cancelación de distorsión a un analizador de espectro (128), en donde al menos una de la distorsión 4 WM de mezcla de cuatro ondas y la distorsión SBS de dispersión estimulada de Brillouin es detectable mediante un análisis de espectro de la al menos una señal de difusión y/o la al menos una señal de difusión restringida y la señal de salida del circuito de cancelación de distorsión; y

(d) realizar análisis de espectro para medir la distorsión de la al menos una señal antes y después de alternar el conmutador hacia o desde el circuito de cancelación de distorsión, y determinar el tipo de distorsión en base a estas mediciones.

2. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito de cancelación de distorsión (122, 124) cancela la distorsión de la fibra.

3. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito de cancelación de distorsión (122, 124) cancela la distorsión pasiva.

4. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde el circuito de cancelación de distorsión (122, 124) comprende un solo mezclador.

5. El método de acuerdo con la reivindicación 1, que incluye la etapa de enviar información a un transmisor, la información basada en la distorsión medida de la al menos una señal y la información usada por el transmisor para reducir la distorsión en una señal enviada desde el transmisor.

6. El método de acuerdo con la reivindicación 1, en donde la al menos una señal es una señal de un transmisor que contiene contenido desde una cabecera a un cliente a través de una red CATV.