ES2344962T3 - Receptor digital de banda ancha de medicion de frecuencia. - Google Patents
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Abstract
Receptor de hiperfrecuencias configurado para la medición de la frecuencia F de la señal de hiperfrecuencias recibida por el receptor, en una banda de frecuencias cuya frecuencia máxima es Fmax, comprendiendo el receptor N etapas digitales E1, E2, ... Ek, ... EN de medición de frecuencia que proporcionan N mediciones de frecuencia ambiguas Fm1, Fm2, ... Fmk, ... FmN de la señal recibida, muestreándose la señal recibida, en cada etapa digital, a una respectiva frecuencia de muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN, comprendiendo el receptor además un dispositivo (40) de eliminación de la ambigüedad que recibe las N mediciones de frecuencia y que proporciona la frecuencia F de la señal recibida, comprendiendo cada etapa Ek digital de medición de frecuencia: - un convertidor (50) analógico digital de un bit al que se alimenta directamente la señal de hiperfrecuencia recibida por el receptor, proporcionando cada convertidor una señal digital real a una frecuencia de muestreo Fek, - medios de cálculo para efectuar una transformada de Fourier discreta a partir de las muestras en la salida del convertidor de un bit, - al menos un detector (60, 62) de máximo de línea de la transformada de Fourier discreta proporcionada por los medios de cálculo, caracterizado porque cada frecuencímetro Ek (adoptando k un valor entero entre 1 y N) proporciona Nptk puntos de muestreo a un dispositivo (52) TFD de cálculo de la transformada de Fourier discreta a partir de los puntos de muestreo, efectuando el dispositivo (52) de cálculo TFD la transformada de Fourier discreta sobre Nptk puntos de manera continua con un solapamiento temporal del 50%, proporcionando el dispositivo en una primera salida (54) una primera transformada de Fourier discreta TFDi-1 de los Nptk puntos de muestreo durante un primer periodo de tiempo de muestreo Tei-1 y en una segunda salida (56) una segunda transformada de Fourier discreta TFDi de los Nptk puntos de muestreo durante un segundo periodo de tiempo de muestreo Tei que se solapa con el primero en un 50% del tiempo de muestreo de los Nptk puntos (siendo i el índice temporal de las transformadas de Fourier discretas o TFD).
Description
Receptor digital de banda ancha de medición de
frecuencia.
La invención se refiere más precisamente a un
receptor de banda muy ancha destinado a la medición instantánea de
la frecuencia de señales recibidas (o interceptadas) por el receptor
especialmente en el dominio de las frecuencias de radar.
Los receptores destinados a la detección de
señales radioeléctricas de tipo radar (o de telecomunicaciones) se
utilizan especialmente en el campo de la guerra electrónica. Estos
tipos de receptores tienen funciones de medición de frecuencia
instantánea y del nivel de la señal recibida.
El problema técnico que se plantea para tales
receptores es medir la frecuencia de las señales interceptadas
con:
- -
- una buena sensibilidad; la potencia de ruido intrínseca en un receptor de banda ancha instantánea impone trabajar con una relación señal a ruido muy reducida, incluso negativa, para obtener la sensibilidad requerida,
- -
- una duración de medición, y por tanto de integración, reducida; siendo el objetivo caracterizar emisiones de radar cuya duración de impulso puede ser muy corta,
- -
- mediciones de señales interceptadas a una cadencia elevada; el objetivo es asociar las mediciones de frecuencia y de nivel para caracterizar las señales interceptadas con una buena resolución temporal,
- -
- un receptor de medición barato y con un volumen reducido; una mejora importante en este campo permite, por ejemplo en sistemas de detección, multiplicar el número de receptores por sistema y por tanto mejorar los rendimientos del sistema sin gravar ni el precio ni el volumen del sistema.
\vskip1.000000\baselineskip
Los receptores del estado de la técnica que
funcionan a frecuencias muy altas comprenden generalmente etapas de
entrada analógicas seguidas de etapas de tratamiento digital de la
señal.
Un principio de funcionamiento de un receptor
del estado de la técnica que permite una medición instantánea de la
frecuencia de la señal recibida designado como "frecuencímetro de
muestreo espacial" está basado en la creación de un régimen de
ondas estacionarias, a partir de la señal recibida, en una línea de
propagación y en medir la posición de los nodos y de los vientres
distribuidos lo largo de esta línea de propagación, la periodicidad
de los nodos y de los vientres da una medición basta de la
frecuencia de la señal recibida.
La figura 1 representa un principio de receptor
del estado de la técnica que muestrea una manera práctica de
obtener este régimen de ondas estacionarias.
Una señal recibida se(t), después la
amplificación analógica, se divide mediante un divisor 10 de
potencia hacia dos salidas del divisor. Cada señal s1(t) y
s2(t) en las dos salidas del divisor 10 se aplica, una
s1(t) a una entrada E1 de una línea analógica L1 de
propagación y la otra s2(t) a una entrada E2 de otra línea
analógica L2 de propagación, estando orientadas las dos líneas
analógicas según un eje XX'. La otra línea analógica L2 comprende
en serie una línea con un retardo Lr. Las dos líneas L1 y L2 están
conectadas por su salida S.
La señal s1(t) se propaga sobre la línea
L1 en el sentido creciente de las x según este eje XX'. Otra señal
s2(t\tau) obtenida a partir de la señal s2(t)
retardada en \tau por la línea de retardo Lr se introduce por la
línea L2 en el otro extremo S de la línea L1 y se propaga sobre la
línea L1 en el sentido de las x decrecientes. De ello resulta un
régimen de ondas estacionarias Ost a lo largo de la línea de
propagación L1 que produce nodos y vientres de tensión cuya la
periodicidad proporciona una medición basta de la frecuencia F de
la señal recibida por el receptor.
Las posiciones de los nodos y de los vientres se
detectan mediante una hilera Rd de diodos detectores dispuestos a
lo largo de la línea L1, cuyas señales de salida son objeto de un
tratamiento de señal analógico 20 y después digital 22 que
proporciona esta medición de frecuencia F basta de pulso
\omega.
La posición de los nodos y de los vientres se
expresa mediante la expresión
La posición de los nodos y de los vientres (por
tanto el término \varphi) da una medición fina de la frecuencia,
aunque ambigua.
\newpage
Se muestra g(x) a lo largo de la línea de
propagación L1. Una transformada de Fourier discreta permite extraer
la medición basta de frecuencia y la medición fina ambigua. Deben
realizase los compromisos de precisión necesarios para eliminar la
ambigüedad.
En otro principio de funcionamiento del receptor
del estado de la técnica denominado "autocorrelador con línea de
retardo", la idea es medir directamente la diferencia de fase
\varphi inducida por una línea 30 de retardo con un retardo
\tau.
La figura 2 representa este otro principio del
receptor del estado de la técnica para la medición de frecuencias
de la señal recibida.
La medición de desfase entre la señal recibida
s(t) y la señal recibida retardada en \tau
s(t-\tau) se realiza por un mezclador del
tipo BLU 32 (banda lateral única) que recibe por una entrada 34 de
mezcla la señal recibida s(t) y por otra entrada de mezcla
la señal s(t-\tau) retardada en \tau. Se
deduce la frecuencia de la señal F_{medida}:
La fase se mide a aproximadamente 2\pi. Para
obtener una medición no ambigua en un dominio de frecuencia dado,
la longitud de línea (retardo \tau) está limitada. En cambio, para
un error de fase dado, cuanto más grande sea \tau, más precisa
será la medición de frecuencia. Para obtener la precisión de
frecuencia requerida sin ambigüedad, es necesario utilizar
simultáneamente varias líneas de retardo. La línea más larga da la
precisión, allí donde las otras líneas permiten eliminar las
ambigüedades.
La solicitud de patente FR 2 695 730 de la
sociedad AEROMETRICS INC describe un procedimiento y un dispositivo
para determinar la frecuencia de una señal electrónica que comprende
etapas de división de la señal electrónica en una pluralidad de N
señales simultáneas, después muestreo de las N señales y obtención
de la frecuencia de la señal recibida a partir de las N mediciones
de frecuencia de dichas N señales.
Los receptores del estado de la técnica que
ponen en práctica estas soluciones para medir la frecuencia de la
señal recibida presentan inconvenientes, especialmente:
- -
- un volumen y un coste importantes;
- -
- utilizan funciones analógicas sujetas por tanto a derivas tales como:
- \bullet
- variaciones de los retardos en función de la temperatura,
- \bullet
- imperfecciones de las mediciones de nivel (solución de muestreo espacial);
- \bullet
- imperfecciones de las mediciones de desfase (solución del autocorrelador con línea de retardo).
\vskip1.000000\baselineskip
Por consiguiente, es necesario, en estas
soluciones del estado de la técnica, recurrir a ajustes y
calibraciones para compensar estas derivas analógicas y mejorar la
precisión y la fidelidad de las mediciones de frecuencia. Esto
contribuye, además, a aumentar el coste de estas soluciones y
limitar la precisión.
Las soluciones del estado de la técnica no están
adaptadas a una extracción de la modulación de fase de la señal. De
hecho, un salto de fase sobre la señal incidente es visible
solamente durante un transitorio de duración correspondiente al
tiempo de propagación en la línea de retardo. Al ser muy reducida
esta duración, el aprovechamiento de la información es difícil.
Para paliar los inconvenientes de los receptores
de medición de frecuencia del estado de la técnica, la invención
propone un receptor de hiperfrecuencias configurado para la medición
de la frecuencia F de la señal de hiperfrecuencias recibida por el
receptor, en una banda de frecuencias cuya frecuencia máxima es
Fmax, comprendiendo el receptor N etapas digitales E1, E2, ... Ek,
... EN de medición de frecuencia que proporcionan N mediciones de
frecuencia ambiguas Fm1, Fm2, ... Fmk, ... FmN de la señal
recibida, muestreándose la señal recibida, en cada etapa digital, a
una respectiva frecuencia de muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN,
comprendiendo el receptor además un dispositivo (40) de eliminación
de ambigüedad que recibe las N mediciones de frecuencia y que
proporciona la frecuencia F de la señal recibida, comprendiendo
cada etapa Ek digital de medición de frecuencia:
- -
- un convertidor (50) analógico digital de un bit que se alimenta directamente con la señal de hiperfrecuencia recibida por el receptor, proporcionando cada convertidor una señal digital real a una frecuencia de muestreo Fek,
\newpage
- -
- medios de cálculo para efectuar una transformada de Fourier discreta a partir de las muestras en la salida del convertidor de un bit,
- -
- al menos un detector (60, 62) de máximo de línea de la transformada de Fourier discreta proporcionada por los medios de cálculo,
caracterizado porque cada frecuencímetro
Ek (adoptando k un valor entero entre 1 y N) proporciona Nptk puntos
de muestreo a un dispositivo (52) TFD de cálculo de la transformada
de Fourier discreta a partir de los puntos de muestreo, efectuando
el dispositivo (52) de cálculo TFD la transformada de Fourier
discreta sobre Nptk puntos de manera continua con un solapamiento
temporal del 50%, proporcionando el dispositivo en una primera
salida (54) una primera transformada de Fourier discreta
TFDi-1 de los Nptk puntos de muestreo durante un
primer periodo de tiempo de muestreo Tei-1 y en una
segunda salida (56) una segunda transformada de Fourier discreta
TFDi de los Nptk puntos de muestreo durante un segundo periodo de
tiempo de muestreo Tei que se solapa con el primero en un 50% del
tiempo de muestreo de los Nptk puntos (siendo i el índice temporal
de las transformadas de Fourier discretas o TFD).
En una realización preferida del receptor, las
respectivas frecuencias de muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN de
los convertidores analógico digital de un bit de las etapas del
receptor son inferiores a la frecuencia máxima Fmax de la banda del
receptor.
Un objetivo principal de esta invención es
reducir el coste y el volumen del receptor.
Otro objetivo es poder obtener, a costa de una
complejidad mayor, rendimientos superiores a los receptores del
estado de la técnica.
El principio del receptor según la invención se
basa en la digitalización de la señal recibida desde la entrada del
receptor en la banda muy ancha de recepción del receptor. Esta
digitalización comprende la cuantificación (discretización de la
amplitud de la señal) y el muestreo (discretización temporal).
En el receptor según la invención, la frecuencia
es la única información tratada, la cuantificación en amplitud de
la señal recibida se realiza sobre un único bit, lo que equivale a
una cuantificación en fase en dos estados.
En la práctica, la digitalización de la señal
recibida se realiza por una báscula D cuya banda de paso abarca al
menos la banda de hiperfrecuencia Fmax, lo que es posible hoy en día
con las tecnologías disponibles en el mercado.
Otro aspecto importante de la invención consiste
en que el muestreo digital de la señal recibida se realiza a una
frecuencia muy inferior a la frecuencia máxima que el receptor puede
recibir.
En el tratamiento digital de la señal, la regla
básica es respetar el teorema de Shannon. Sería posible muestrear a
una frecuencia compatible con el teorema de Shannon, pero el coste y
el volumen del receptor serían más importantes. De hecho, una
frecuencia de muestreo muy elevada conlleva una complejidad de la
interfaz entre la báscula D de muestreo y el circuito digital, así
como un volumen muy importante del tratamiento digital.
Una de las ideas básicas de la presente
invención es utilizar una frecuencia de muestreo de la señal
recibida por el receptor netamente inferior a la necesaria para
respetar el teorema de Shannon. De ello se derivan ambigüedades
debidas al repliegue del espectro ya que a una frecuencia medida Fmk
(o proporcionada por una etapa Ek de medición de frecuencia del
receptor) le corresponden varias frecuencias F1, F2, ... Fp posibles
en la entrada del receptor.
La figura 3 ilustra este problema de ambigüedad
de las diferentes frecuencias posibles F1, F2, ... Fp en la entrada
del receptor para una frecuencia medida Fmk.
La invención se entenderá mejor con la ayuda de
ejemplos de realización de receptores de medición de frecuencia
según la invención en referencia a las figuras adjuntas en las
que:
- la figura 1, ya descrita, representa un
principio de un receptor del estado de la técnica para la medición
de frecuencias de la señal recibida;
- la figura 2, ya descrita, representa otro
principio de un receptor del estado de la técnica para la medición
de frecuencias de la señal recibida;
- la figura 3, ya descrita, ilustra el problema
de ambigüedad de las diferentes frecuencias posibles en la entrada
del receptor;
- la figura 4 representa un esquema sinóptico de
un receptor de medición de frecuencia, según la invención;
- la figura 5 muestra un esquema sinóptico de un
frecuencímetro digital Ek del receptor;
\newpage
- la figura 6 muestra una representación en el
tiempo de las transformadas de Fourier TFDi-1 y
TDFi-1 del frecuencímetro Ek;
- la figura 7 representa las raíces de la unidad
W^{kn}_{N}.
La figura 4 representa un esquema sinóptico de
un receptor de medición de frecuencia, según la invención, de la
señal recibida.
El receptor comprende:
- -
- un amplificador Amp de banda ancha para adaptar la señal se(t) recibida por la antena a las etapas digitales de medición de frecuencia;
- -
- N etapas digitales E1, E2, ... Ek, ... EN de medición de frecuencia (o frecuencímetro) de la señal recibida s(t) en la salida del amplificador Amp, proporcionando cada etapa respectivamente, a partir de la señal recibida s(t) aplicada a una entrada Efk del frecuencímetro, una frecuencia de medición Fmk (siendo k el índice de la vía de medición de frecuencia, o del frecuencímetro, que adopta valores enteros de 1 a N), efectuando cada etapa un muestreo de la señal s(t) aplicada a su entrada Efk a una respectiva frecuencia de muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN;
- -
- un dispositivo 40 para eliminar las ambigüedades en las frecuencias medidas Fmk por las diferentes etapas digitales de medición de frecuencias E1, E2, ... Ek, ... EN proporcionando un valor verdadero Fmedida de la frecuencia de la señal recibida por el receptor.
\vskip1.000000\baselineskip
Cada uno de los frecuencímetros E1, E2, ... Ek,
... EN proporciona en una salida Sfk respectiva una medición de
frecuencia Fmk expresa por:
para el frecuencímetro E1, Fml = +/-
(Fx-K1 * Fel)
para el frecuencímetro Ek, Fmk = +/-
(Fx-Kk * Fek)
para el frecuencímetro EN, FmN = +/-
(Fx-KN * FeN)
\vskip1.000000\baselineskip
El sistema, aparentemente más complejo debido a
la utilización de varios frecuencímetros en paralelo, en lugar de
uno solo, más un dispositivo para eliminar la ambigüedad de
frecuencia, es más sencillo de realizar.
En una primera aproximación, si se considera que
le volumen de tratamiento es proporcional al producto frecuencia de
muestreo (Fek) por el número de puntos de tratamiento Nptk, y si se
mantiene el tiempo de integración Ti constante, Ti = Npts/Fek, se
obtiene un volumen de tratamiento que aumenta con el cuadrado de la
frecuencia de muestreo.
En un ejemplo de realización del receptor según
la invención, la frecuencia de muestreo de cada frecuencímetro
puede ser de 10 a 20 veces inferior a la necesaria para respetar el
teorema de Shannon para el muestreo a la frecuencia máxima Fmax. En
esta configuración según la invención, la realización de una vía de
medición de frecuencia Ek ambigua necesitará de 100 a 400 veces
menos recursos lógicos. Basta con algunas vías (E1, E2, ... Ek, ...
EN) de medición en paralelo y una eliminación de la ambigüedad para
obtener una medición de frecuencia no
ambigua.
ambigua.
Como contrapartida, la sensibilidad del receptor
aumenta con la frecuencia de muestreo Fek. De hecho, la potencia de
ruido de hiperfrecuencia se repliega en su totalidad en la banda de
frecuencia comprendida entre 0 y Fek/2 y la banda de ruido es de
1/Ti=constante. Por tanto, la potencia de ruido al nivel de la
medición es de 2/(Ti.Fek).
Por ejemplo una multiplicación por 2 de la frecuencia de muestreo Fek permite una ganancia de sensibilidad
de 3 dB.
Por ejemplo una multiplicación por 2 de la frecuencia de muestreo Fek permite una ganancia de sensibilidad
de 3 dB.
En el receptor según la invención, se realiza un
compromiso que permite la misma sensibilidad que las soluciones del
estado de la técnica con un único FPGA es decir "Field
Programmable Gate Array" en inglés, de tecnología reciente (90
nm). La evolución constante de la tecnología FPGA permite una
evolución de los rendimientos del receptor de medición de
frecuencia según la invención con un coste constante.
La figura 5 muestra un esquema sinóptico de un
frecuencímetro digital Ek (de índice k) del receptor de medición de
frecuencias según la invención.
Cada frecuencímetro Ek comprende un convertidor
50 analógico digital de 1 bit que proporciona Nptk puntos de
muestreo a un dispositivo 52 de cálculo de la transformada de
Fourier discreta (TFD) a partir de los puntos de muestreo.
\newpage
El dispositivo de cálculo de la TFD efectúa la
transformada de Fourier discreta sobre Nptk puntos de manera
continua con un solapamiento temporal del 50%, proporcionando el
dispositivo en una primera salida 54 una primera transformada de
Fourier discreta TFDi-1 de los Nptk puntos de
muestreo durante un primer periodo de tiempo de muestreo
Tei-1 y en una segunda salida 56 una segunda
transformada de Fourier discreta TFDi de los Nptk puntos de
muestreo durante un segundo periodo de tiempo de muestreo Tei que se
solapa con el primero en un 50% del tiempo de muestreo de los Nptk
puntos (siendo i el índice temporal de las transformadas de Fourier
discreta, o TFD).
La figura 6 muestra una representación en el
tiempo t de las transformadas de Fourier TFDi-1 y
TDFi durante los periodos i-1 e i del
frecuencímetro que se solapan en un 50% de su tiempo.
Cada salida 54, 56 del dispositivo de cálculo
TFD alimenta a un respectivo detector 60, 62 de cresta para
detectar la línea máxima de cada transformada de Fourier discreta
TFDi-1 y TDFi, proporcionando cada detector de
cresta una respectiva medición de frecuencias bastas
FGi-1 y FGi cuya resolución es Fek/Nptk. Emitiéndose
las mediciones con una recurrencia de Nptk/(2.Fek).
La precisión obtenida en esta fase es
directamente inversa al tiempo de integración Ti, y al ser ésta
insuficiente con respecto a la precisión requerida, se añade un
segundo tratamiento. La continuación del tratamiento utiliza el
resultado de dos transformadas de Fourier discretas, de índice
temporal i-1 e i para proporcionar una frecuencia
Fi de índice i denominada frecuencia fina Fi.
A este respecto, el frecuencímetro Ek de rango k
comprende un dispositivo 63 de medición de la frecuencia Fmk que
recibe, por una parte, por dos entradas 64 y 66 los dos resultados
de las dos transformadas de Fourier discretas
TFDi-1 y TFDi (de índice temporal
i-1 e i), para el cálculo de una frecuencia Fi
denominada fina pero que presenta una ambigüedad y, por otra parte,
por dos otras entradas 68, 70, las respectivas mediciones de
frecuencias bastas FGi-1 y FGi en la salida de los
respectivos detectores 60, 62 de cresta para eliminar la ambigüedad
en la frecuencia fina Fi y proporcionar en una salida 74 del
dispositivo 63 de medición de frecuencia la frecuencia de medición
Fmk del frecuencímetro de rango k.
Las dos transformadas de Fourier discretas en la
salida del dispositivo 52 TFD de cálculo se refieren a soportes de
integración desplazados con un retardo \tau = Nptk/(2.Fek),
presentan por tanto una diferencia de fase \varphi tal como:
Esta diferencia de fase \varphi proporciona la
medición de frecuencia fina Fi que es ambigua y cuya ambigüedad se
elimina mediante la medición de frecuencia basta
FGi-1 y FGi.
En resumen, en la salida de cada frecuencímetro
Ek, se dispone de una frecuencia denominada basta, la frecuencia
Fmk se obtiene por un dispositivo de afinación en frecuencia que
aprovecha la diferencia de fase entre 2 transformadas de Fourier
consecutivas con solapamiento temporal).
En el receptor de medición de frecuencias, según
la invención, las frecuencias de muestreo Fek son diferentes en
cada vía (o cada frecuencímetro). En una primera variante del
receptor, los cálculos de las vías 1, 2, ... k, ... N se
sincronizan a una misma frecuencia desde la entrada del
receptor.
En otra variante del receptor según la
invención, la sincronización de los cálculos se efectúa en la salida
del dispositivo 52 de cálculo de la TFD, para ello, hay que
respetar la relación:
siendo Cte una
constante
hay que respetar esta relación para que las
integraciones en cada vía refieran al mismo tramo temporal sin
deslizamiento.
Sabiendo que las frecuencias de muestreo Fek
deben ser próximas, la limitación:
lleva a realizar transformadas de
Fourier discretas sobre números de puntos no en 2^{n}. Una
solución es completar las muestras temporales por ceros para
alcanzar la potencia de 2 superior. Esto permite utilizar un
algoritmo de transformada de Fourier rápida (o FFT en inglés)
clásico.
Es también posible buscar valores de Nptk que se
descomponen en factores primos no demasiado elevados. Se realiza
entonces una factorización del cálculo de la transformada de Fourier
rápida (FFT en inglés) en bases primas correspondientes.
En el receptor según la invención, el cálculo de
la TFD puede efectuarse sobre cualquier número de puntos de
muestreo (incluso un número primo) con un volumen lógico inferior a
las soluciones precedentes. En esta realización, la expresión de la
TFD es:
la idea es sustituir las
multiplicaciones:
por una operación lógica elemental.
Para ello, se sustituyen las raíces de la unidad W^{kn}_{N}
que se desplaza sobre un círculo 80 unitario por los puntos más
próximos de entre los puntos indicados sobre un cuadrado de raíces
de la unidad W^{kn}_{N} tal como representa la figura
7.
El cuadrado de la figura 7 está centrado sobre
dos ejes perpendiculares X e Y. Los puntos del cuadrado vienen
dados por todos las valores que se pueden tomar entre -1, 0, 1 sobre
los dos ejes X e Y.
Sabiendo que la señal temporal aquí señalada con
x(n) está codificada en sí misma sobre un único bit, sólo
queda la adición como volumen lógico para cada línea espectral.
El receptor comprende el dispositivo 40 para
eliminar las ambigüedades en las frecuencias medidas Fm1, Fm2, ...
Fmk, ... FmN por las diferentes etapas de medición E1, E2, ... Ek,
... EN proporcionando una valor verdadero Fmedida de la frecuencia
de la señal recibida por el receptor.
Para una medición ambigua sobre una vía de
medición de frecuencia hay varias frecuencias F1, F2, F3, ... Fp
posibles en la entrada del receptor (véase la figura 3). El número
de posibilidades es en función de la tasa de submuestreo con
respecto al criterio de Shannon.
Para eliminar las ambigüedades en las
frecuencias medidas por los frecuencímetros, el dispositivo 40 para
eliminar la ambigüedad del receptor según la invención busca los
candidatos o las frecuencias posibles F1, F2, F3, ... Fp en la
entrada del receptor que presentan una desviación entre vías Ek de
medición inferior a un umbral de decisión Sd (véase la figura
3).
Con una fuerte relación señal a ruido y con una
elección juiciosa de Fek, tres vías de medición (o frecuencímetros)
bastan para eliminar las ambigüedades.
Para ello, el dispositivo 40 para eliminar la
ambigüedad calcula:
- \bullet
- para cada vía Ek (o receptor Ek), todas las frecuencias posibles (F1k, F2k, F3k, ... Fpk) a partir de la frecuencia Fmk (tal como están representadas en la figura 3) limitándose al dominio de frecuencia a tratar.
- \bullet
- después se toma una vía Er, de entre todas las vías E1, E2, ... Er, ... Ek, ... Ex, ... Ey, ... EN del receptor, como referencia, y para cada frecuencia posible (F1r, F2r, F3r, ... Fpr) de esta vía de referencia Er, el dispositivo 40 para eliminar la ambigüedad efectúa entonces:
- -
- la búsqueda, en otras dos vías Ex, Ey del receptor, de la frecuencia posible (F1x, F2k, F3k, ... Fpx) de la vía Ex y de la frecuencia posible (F1y, F2y, F3y, ... Fpy) de la vía Ey más próximas, de cada una de las frecuencias (F1r, F2r, F3r, ... Fpr) de la vía de referencia Er, después se efectúa:
- -
- un cálculo de las diferentes desviaciones entre las frecuencias más próximas de las vías Ex, Ey con respecto a las frecuencias (F1r, F2r, F3r, ... Fpr) de la vía de referencia Er,
- -
- una prueba de las desviaciones con respecto al umbral de decisión Sd,
- \bullet
- si se encuentra un caso de coherencia, determinado por desviaciones inferiores al umbral Sd, se considera que se ha eliminado la ambigüedad. Para mejorar la desviación tipo del error de medición es posible calcular la media entre las 3 frecuencias posibles conservadas (una por vía)
- \bullet
- si las desviaciones son superiores al umbral de decisión, se considera que no hay coherencia y se rechaza esta medición.
\vskip1.000000\baselineskip
El objetivo es proporcionar sólo mediciones
buenas (o verdaderas) de la frecuencia de la señal recibida por el
receptor. La eliminación de la ambigüedad será realiza con la puesta
en práctica de los criterios de rechazo de mediciones de
frecuencias especialmente en el caso de la relación señal a ruido
demasiado reducida o en el caso de señales perturbadoras.
En un primer nivel de rechazo de las mediciones
de frecuencias, un primer criterio de rechazo se pone en práctica
al nivel de los frecuencímetros del receptor: se examina la
coherencia entre las dos frecuencias bastas consecutivas
FGi-1 y FGi de los frecuencímetros (véase la figura
5), si la desviación es superior a una línea (una desviación de una
línea corresponde a la resolución espectral en la salida de la TFD),
la medición se rechaza.
Pueden quedar casos de medición falsa no
rechazada tales como:
- -
- casos de crestas de ruido que caen sobre una misma línea, a + o - una línea, en dos TDF consecutivas;
- -
- casos de una señal perturbadora de potencia más débil, si la señal que va a medirse es próxima a un múltiplo de Fe/2.
\vskip1.000000\baselineskip
En un segundo nivel de rechazo de mediciones,
para mejorar la robustez de la medición, se añade una cuarta vía E4
a las otras tres vías del receptor E1, E2, E3, (N=4), un algoritmo
de rechazo tiene en cuenta el hecho de que una vía pueda ser falsa.
El principio es el de no dar más prioridad a una vía frente a otra.
Cada vía tiene la misma importancia. Por eso se somete a prueba la
coherencia entre las vías en los cuatros casos particulares
siguientes.
- -
- caso 1: quitando la vía E1 y utilizando las vías E2, E3 y E4
- -
- caso 2: quitando la vía E2 y utilizando las vías E1, E3 y E4
- -
- caso 3: quitando la vía E3 y utilizando las vías E1, E2 y E4
- -
- caso 4: quitando la vía E4 y utilizando las vías E1, E2 y E3.
\vskip1.000000\baselineskip
En cada uno de los casos anteriores, la vía de
referencia utilizada para calcular las desviaciones puede ser
cualquiera de estas 3 vías utilizadas, pero no puede ser la vía
suprimida. Para explorar los 4 casos anteriores, esto lleva a
calcular las desviaciones en 5 configuraciones que pueden ser, por
ejemplo:
- \bullet
- Desviaciones 1.4: cálculo de las desviaciones de la vía E1 con respecto a la vía E4 en referencia
- \bullet
- Desviaciones 2.4: cálculo de las desviaciones de la vía E2 con respecto a la vía E4 en referencia
- \bullet
- Desviaciones 3.4: cálculo de las desviaciones de la vía E2 con respecto a la vía E4 en referencia
- \bullet
- Desviaciones 1.3: cálculo de las desviaciones de la vía E1 con respecto a la vía E3 en referencia
- \bullet
- Desviaciones 2.3: cálculo de las desviaciones de la vía E2 con respecto a la vía E3 en referencia
\vskip1.000000\baselineskip
En este ejemplo los 4 casos se obtienen de la
manera siguiente:
- \bullet
- Caso 1 (sin la vía E1): Desviaciones 2.4 y Desviaciones 3.4
- \bullet
- Caso 2 (sin la vía E2): Desviaciones 1.4 y Desviaciones 3.4
- \bullet
- Caso 3 (sin la vía E3): Desviaciones 1.4 y Desviaciones 2.4
- \bullet
- Caso 4 (sin la vía E4): Desviaciones 1.3 y Desviaciones 2.3
\vskip1.000000\baselineskip
Se comparan a continuación los resultados
obtenidos:
Se examina en primer lugar si existe una
coherencia en todos los 4 casos. En caso afirmativo esto significa
que las cuatros vías son correctas. Para mejorar la desviación tipo
del error de medición final, es posible calcular la media entre las
4 frecuencias (una por caso).
En caso negativo, se examina si existe una
coherencia en un solo caso. En caso afirmativo esto significa que
una vía es falsa, la frecuencia conservada es la que resulta de este
caso. en caso negativo, es decir si hay una coherencia en 3 casos,
2 casos o ningún caso, se rechaza la medición.
En el caso en el que sólo una vía es falsa, el
algoritmo resiste y el 100% de las mediciones son validas.
En el caso en el que 2 vías o más son falsas,
generalmente el algoritmo no encuentra coherencia y se rechaza la
medición. Quedan posibles casos de errores, de probabilidad
extremadamente reducida, si las mediciones falsas hacen aparecer
una coherencia en el lugar incorrecto.
En un sistema de medición de frecuencia de una
señal recibida que comprende varios receptores según la invención,
proporcionando el sistema además un nivel de la señal recibida, un
tercer nivel de rechazo de frecuencias medidas puede ponerse en
práctica. Las mediciones de nivel y las frecuencias proporcionadas
por los diferentes receptores del sistema se agrupan y se
correlacionan para detectar la frecuencia de la señal recibida.
Estas mediciones se proporcionan con la misma cadencia y están
sincronizadas.
A este nivel se efectúa:
- -
- el rechazo de todas las frecuencias si el nivel recibido está por debajo de un umbral de detección.
- -
- el rechazo de una frecuencia si se aleja de una nube de puntos coherentes durante un impulso de la señal recibida.
\vskip1.000000\baselineskip
El objetivo es integrar estas informaciones para
elaborar un descriptor de impulso que comprende, entre otros:
- -
- un solo nivel;
- -
- una sola frecuencia, más eventualmente las informaciones de modulación en el impulso.
\vskip1.000000\baselineskip
Una de las características importantes del
receptor de medición de frecuencia según la invención es que
comprende una vía más que el número de vías necesarias para
eliminar la ambigüedad en las frecuencias y que el algoritmo
utilizado para eliminar esta ambigüedad tiene en cuenta el hecho de
que una vía pueda dar frecuencias falsas.
La realización descrita del receptor de medición
de frecuencia según la invención tiene como objetivo principal
medir la frecuencia de la señal más potente presente en la señal
recibida por el receptor. A pesar de la codificación sobre un bit,
el principio del receptor propuesto tiene el potencial para detectar
la presencia y medir la frecuencia de una segunda señal presente
simultáneamente. Para ello los frecuencímetros elementales pueden
proporcionar varias detecciones (en la realización descrita se
proporciona sólo la línea más fuerte), y la eliminación de la
ambigüedad puede hacerse más compleja para extraer dos
frecuencias.
Claims (23)
1. Receptor de hiperfrecuencias configurado para
la medición de la frecuencia F de la señal de hiperfrecuencias
recibida por el receptor, en una banda de frecuencias cuya
frecuencia máxima es Fmax, comprendiendo el receptor N etapas
digitales E1, E2, ... Ek, ... EN de medición de frecuencia que
proporcionan N mediciones de frecuencia ambiguas Fm1, Fm2, ... Fmk,
... FmN de la señal recibida, muestreándose la señal recibida, en
cada etapa digital, a una respectiva frecuencia de muestreo Fe1,
Fe2, ... Fek, ... FeN, comprendiendo el receptor además un
dispositivo (40) de eliminación de la ambigüedad que recibe las N
mediciones de frecuencia y que proporciona la frecuencia F de la
señal recibida, comprendiendo cada etapa Ek digital de medición de
frecuencia:
- -
- un convertidor (50) analógico digital de un bit al que se alimenta directamente la señal de hiperfrecuencia recibida por el receptor, proporcionando cada convertidor una señal digital real a una frecuencia de muestreo Fek,
- -
- medios de cálculo para efectuar una transformada de Fourier discreta a partir de las muestras en la salida del convertidor de un bit,
- -
- al menos un detector (60, 62) de máximo de línea de la transformada de Fourier discreta proporcionada por los medios de cálculo,
caracterizado porque cada frecuencímetro
Ek (adoptando k un valor entero entre 1 y N) proporciona Nptk puntos
de muestreo a un dispositivo (52) TFD de cálculo de la transformada
de Fourier discreta a partir de los puntos de muestreo, efectuando
el dispositivo (52) de cálculo TFD la transformada de Fourier
discreta sobre Nptk puntos de manera continua con un solapamiento
temporal del 50%, proporcionando el dispositivo en una primera
salida (54) una primera transformada de Fourier discreta
TFDi-1 de los Nptk puntos de muestreo durante un
primer periodo de tiempo de muestreo Tei-1 y en una
segunda salida (56) una segunda transformada de Fourier discreta
TFDi de los Nptk puntos de muestreo durante un segundo periodo de
tiempo de muestreo Tei que se solapa con el primero en un 50% del
tiempo de muestreo de los Nptk puntos (siendo i el índice temporal
de las transformadas de Fourier discretas o TFD).
\vskip1.000000\baselineskip
2. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 1, caracterizado porque las respectivas
frecuencias de muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN de los
convertidores analógico digital de un bit de las etapas del receptor
son inferiores a la frecuencia máxima Fmax de la banda del
receptor.
3. Receptor de hiperfrecuencias según una de las
reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado porque, al ser la
frecuencia la única información tratada, la cuantificación en
amplitud de la señal recibida se efectúa sobre un único bit, lo que
equivale a una cuantificación en fase en dos estados.
4. Receptor de hiperfrecuencias según una de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque la
digitalización de la señal la efectúa una báscula D cuya banda de
paso abarca al menos la banda de hiperfrecuencia Fmax.
5. Receptor de hiperfrecuencias según una de las
reivindicaciones 1 a 4, caracterizado porque comprende:
- -
- un amplificador Amp de banda ancha para adaptar la señal se(t) recibida por la antena en las etapas digitales de medición de frecuencia;
- -
- N etapas digitales E1, E2, ... Ek, ... EN de medición de la frecuencia (o frecuencímetro) de la señal recibida s(t) en la salida del amplificador Amp, proporcionando cada etapa respectivamente, a partir de la señal recibida s(t) aplicada a una entrada Efk del frecuencímetro, una frecuencia de medición Fmk (siendo k el índice de la vía de medición de frecuencia, o del frecuencímetro, que adopta los valores enteros de 1 a N), efectuando cada etapa un muestreo de la señal s(t) aplicada a su entrada Efk a una respectiva frecuencia de muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN;
- -
- un dispositivo (40) de eliminación de las ambigüedades en las frecuencias medidas Fmk por las diferentes etapas digitales de medición de frecuencia E1, E2, ... Ek, ... EN que proporciona una valor verdadero (Fmedida) de la frecuencia de la señal recibida por el receptor.
\vskip1.000000\baselineskip
6. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 5, caracterizado porque cada uno de los
frecuencímetros E1, E2, ... Ek, ... EN proporciona, en una
respectiva salida Sfk, una medición de frecuencia Fmk expresa
por:
para el frecuencímetro E1, Fml = +/-
(Fx-K1 * Fel)
para el frecuencímetro Ek, Fmk = +/-
(Fx-Kk * Fek)
para el frecuencímetro EN, FmN = +/-
(Fx-KN * FeN)
7. Receptor de hiperfrecuencias según una de las
reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque la frecuencia de
muestreo Fe1, Fe2, ... Fek, ... FeN de cada frecuencímetro es
netamente inferior a la necesaria para respetar el teorema de
Shannon para el muestreo a la frecuencia máxima Fmax.
8. Receptor de hiperfrecuencias según una de las
reivindicaciones 1 a 7, caracterizado porque cada salida (54,
56) del dispositivo de cálculo TFD alimenta a un respectivo
detector (60, 62) de cresta para detectar la línea máxima de cada
una de las transformadas de Fourier discretas TFDi-1
y TDFi, proporcionando cada detector de cresta una respectiva
medición de frecuencia basta FGi-1 y FGi cuya
resolución es Fek/Nptk, emitiéndose las mediciones con una
recurrencia de Nptk/(2.Fek).
9. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 8, caracterizado porque cada frecuencímetro Ek
de rango k comprende un dispositivo (63) de medición de la
frecuencia Fmk que recibe, por una parte, mediante dos entradas
(64, 66) los dos resultados de las dos transformadas de Fourier
discretas TFDi-1 y TFDi (de índices temporales
i-1 e i), para el cálculo de una frecuencia Fi
denominada fina pero que presenta una ambigüedad y, por otra parte,
mediante otras dos entradas (68, 70), las respectivas mediciones de
frecuencias bastas FGi-1 y FGi en la salida de los
respectivos detectores (60, 62) de cresta para eliminar la
ambigüedad en la frecuencia fina Fi y proporcionar en una salida
(74) del dispositivo (63) de medición de frecuencia la frecuencia de
medición Fmk del frecuencímetro de rango k.
10. Receptor de hiperfrecuencias según una de
las reivindicaciones 7 a 9, caracterizado porque las dos
transformadas de Fourier discretas en la salida del dispositivo
(52) de cálculo TFD se refieren a soportes de integración
desplazados un retardo \tau
con
presentando entonces una diferencia
de fase \varphi tal
como:
proporcionando esta diferencia de
fase \varphi una medición de frecuencia Fi denominada fina que es
ambigua y cuya ambigüedad se elimina mediante la medición de
frecuencia basta FGi-1 y
FGi.
11. Receptor de hiperfrecuencias según una de
las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado porque los
cálculos de las vías 1, 2, ... k, ... N están sincronizados sobre
una misma frecuencia desde la entrada del receptor.
12. Receptor de hiperfrecuencias según una de
las reivindicaciones 1 a 10, caracterizado porque la
sincronización de los cálculos se efectúa en la salida del
dispositivo (52) de cálculo de la TFD, para ello hay que respetar
la relación:
siendo Cte una
constante.
13. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 1, caracterizado porque el cálculo de la TFD
se efectúa sobre cualquier número de puntos de muestreo, incluyendo
un número primo, la expresión de la TFD es:
sustituyéndose las
multiplicaciones:
por una operación lógica
elemental.
\newpage
14. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 13, caracterizado porque las raíces de la
unidad W^{kn}_{N} que se desplaza sobre un círculo
unitario se sustituyen por los puntos más próximos de entre los
puntos indicados sobre un cuadrado de raíces de la unidad
W^{kn}_{N}.
15. Procedimiento para eliminar las ambigüedades
en las frecuencias medidas por los frecuencímetros del receptor
según una de las reivindicaciones 1 a 12, caracterizado
porque consiste en buscar las frecuencias posibles F1, F2, F3, ...
Fp que presentan una desviación entre vías inferior a un umbral de
decisión Sd.
16. Procedimiento para eliminar las ambigüedades
según la reivindicación 15, caracterizado porque comprende
las etapas siguientes:
- \bullet
- para cada vía Ek (o receptor Ek), cálculo de todas las frecuencias posibles (F1k, F2k, F3k, ... Fpk) a partir de la frecuencia Fmk limitándose al dominio de frecuencias a tratar,
- \bullet
- después se toma una vía Er, de entre todas las vías E1, E2, ... Er, ... Ek, ... Ex, ... Ey, ... EN del receptor, como referencia, y para cada frecuencia posible (F1r, F2r, F3r, ... Fpr) de esta vía de referencia Er, se efectúa:
- -
- la búsqueda, en otras dos vías Ex, Ey del receptor, de la frecuencia posible (F1x, F2x, F3x, ... Fpx) de la vía Ex y de la frecuencia posible (F1y, F2y, F3y, ... Fpy) de la vía Ey más próximas, de cada una de las frecuencias (F1r, F2r, F3r, ... Fpr) de la vía de referencia Er, después se efectúa:
- -
-
\vtcortauna
- -
-
\vtcortauna
- \bullet
- si se encuentra un caso de coherencia, determinado por desviaciones inferiores al umbral Sd, se considera que se ha eliminado la ambigüedad,
- \bullet
- si las desviaciones son superiores al umbral de decisión, se considera que no hay coherencia y se rechaza esta medición.
\vskip1.000000\baselineskip
17. Procedimiento para eliminar las ambigüedades
según la reivindicación 16, caracterizado porque para mejorar
la desviación tipo del error de medición es posible calcular la
media entre las 3 frecuencias posibles conservadas (una por
vía).
18. Receptor de hiperfrecuencias según las
reivindicaciones 15 a 17, caracterizado porque está
configurado para poner en práctica criterios de rechazo de
mediciones de frecuencias.
19. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 18, caracterizado porque cada salida (54, 56)
del dispositivo de cálculo TFD alimenta a un respectivo detector
(60, 62) de cresta para detectar la línea máxima de cada una de las
transformadas de Fourier discretas TFDi-1 y TDFi,
proporcionando cada detector de cresta una respectiva medición de
frecuencia basta FGi-1 y FGi cuya resolución es
Fek/Nptk, emitiéndose las mediciones con una recurrencia de
Nptk/(2.Fek), se examina la coherencia entre las dos frecuencias
bastas consecutivas FGi-1 y FGi de los
frecuencímetros, si la desviación es superior a una línea,
correspondiendo una desviación de una línea a la resolución
espectral en la salida de la TFD, se rechaza la medición.
20. Receptor de hiperfrecuencias según una de
las reivindicaciones 18 ó 19, caracterizado porque, en un
segundo nivel de rechazo de mediciones, comprendiendo el receptor
cuatros vías de medición de frecuencias E1, E2, E3 y E4 (N=4), un
algoritmo de rechazo tiene en cuenta el hecho de que una vía de
medición pueda ser falsa y porque se somete a prueba la coherencia
entre las vías en los cuatros casos particulares siguientes:
- -
- caso 1: quitando la vía E1 y utilizando las vías E2, E3 y E4,
- -
- caso 2: quitando la vía E2 y utilizando las vías E1, E3 y E4,
- -
- caso 3: quitando la vía E3 y utilizando las vías E1, E2 y E4,
- -
- caso 4: quitando la vía E4 y utilizando las vías E1, E2 y E3,
en cada uno de los casos anteriores, siendo la
vía de referencia utilizada para calcular los desvíos una cualquiera
de las 3 vías utilizadas, pero no la vía suprimida.
\newpage
21. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 20, caracterizado porque está configurado para
explorar los cuatros casos particulares, mediante el cálculo de las
desviaciones en las 5 configuraciones siguientes:
- \bullet
- Desviaciones 1.4: cálculo de las desviaciones de la vía 1 con respecto a la vía 4 en referencia
- \bullet
- Desviaciones 2.4: cálculo de las desviaciones de la vía 2 con respecto a la vía 4 de referencia
- \bullet
- Desviaciones 3.4: cálculo de las desviaciones de la vía 2 con respecto a la vía 4 de referencia
- \bullet
- Desviaciones 1.3: cálculo de las desviaciones de la vía 1 con respecto a la vía 3 de referencia
- \bullet
- Desviaciones 2.3: cálculo de las desviaciones de la vía 2 con respecto a la vía 3 de referencia
\vskip1.000000\baselineskip
obteniéndose los 4 casos de la manera
siguiente:
- \bullet
- Caso 1 (sin la vía E1): Desviaciones 2.4 y Desviaciones 3.4
- \bullet
- Caso 2 (sin la vía E2): Desviaciones 1.4 y Desviaciones 3.4
- \bullet
- Caso 3 (sin la vía E3): Desviaciones 1.4 y Desviaciones 2.4
- \bullet
- Caso 4 (sin la vía E4): Desviaciones 1.3 y Desviaciones 2.3
y porque está configurado para determinar,
comparando los resultados obtenidos, si existe una coherencia en
todos los 4 casos, lo que significa que las cuatro vías son
correctas y porque, si no existe coherencia en estos cuatros casos,
se examina si existe una coherencia en un solo caso, en caso
afirmativo esto significa que una vía es falsa, siendo la
frecuencia conservada la que resulta de este caso, en caso negativo,
es decir si hay una coherencia en 3 casos, 2 casos o ningún caso,
se rechaza la medición.
\vskip1.000000\baselineskip
22. Receptor de hiperfrecuencias según una de
las reivindicaciones 18 a 21, caracterizado porque, en un
tercer nivel de rechazo al nivel de un sistema que comprende varios
receptores, proporcionando el sistema además un nivel de la señal
recibida, las mediciones de nivel y las frecuencias proporcionadas
por los receptores se agrupan y se correlacionan para detectar la
frecuencia de la señal recibida, proporcionándose estas mediciones
a la misma cadencia y estando sincronizadas y porque se efectúa el
rechazo de todas las frecuencias si el nivel recibido está por
debajo de un umbral de detección.
23. Receptor de hiperfrecuencias según la
reivindicación 22, caracterizado porque el dispositivo está
configurado para efectuar el rechazo de una frecuencia si se aleja
se una nube de puntos coherentes durante un impulso de la señal
recibida.
Applications Claiming Priority (2)
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