ES2344669T3 - Deteccion de la presencia de señales de amplio espectro. - Google Patents
Deteccion de la presencia de señales de amplio espectro. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2344669T3 ES2344669T3 ES07388049T ES07388049T ES2344669T3 ES 2344669 T3 ES2344669 T3 ES 2344669T3 ES 07388049 T ES07388049 T ES 07388049T ES 07388049 T ES07388049 T ES 07388049T ES 2344669 T3 ES2344669 T3 ES 2344669T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- signal
- phase
- frequency
- signals
- indication
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
- H04B1/719—Interference-related aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
- H04B1/71637—Receiver aspects
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/7163—Spread spectrum techniques using impulse radio
- H04B1/7183—Synchronisation
Abstract
Un método para detectar, en un receptor (10) de señales de radiofrecuencia, la presencia de señales de espectro amplio en un rango de frecuencia dado, comprendiendo el método los pasos de: - recibir (101) una señal en dicho rango de frecuencia; - determinar para una frecuencia de medición (ω0) en dicho rango de frecuencia una señal de indicación procedente de la señal recibida; y - usar (109) la señal de indicación determinada como una indicación de la presencia de señales de espectro amplio que tienen una frecuencia portadora (ωc) igual a dicha frecuencia de medición (ω0), caracterizado porque el paso de determinar la señal de indicación comprende además los pasos de: - proporcionar (102, 103) una señal (B) en fase y una señal (C) de cuadratura mezclando la señal recibida con una señal de oscilador generada localmente que tiene dicha frecuencia de medición (ω0); - desplazar (104) de fase al menos una de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura para proporcionar dos señales (B, D; D1, D2) alineadas en fase; - generar (105, 106) una señal (E) de suma de dichas señales alineadas en fase y una señal (F) de diferencia entre dichas señales alineadas en fase; - multiplicar (107) dicha señal de suma por dicha señal de diferencia para proporcionar una señal multiplicada; y - filtrar (108) por paso bajo dicha señal multiplicada para proporcionar dicha señal de indicación.
Description
Detección de la presencia de señales de amplio
espectro.
La invención se refiere a la detección, en un
receptor de señales de radiofrecuencia, de la presencia de señales
de amplio espectro en un rango de frecuencia dado.
La radio cognitiva es un área nueva que
recientemente ha recibido bastante atención. Se reconoce que ciertas
partes del espectro de radiofrecuencia no se utilizan óptimamente.
Los servicios que se usan para desplegar las bandas de frecuencia
están fuera de servicio (como las frecuencias de TV en los EE.UU.),
o bien los servicios están muy concentrados geográficamente o sólo
se usan durante ciertos momentos del día. Los reguladores del
espectro están buscando políticas de asignación más liberales que
permitan un uso más eficiente del espectro, es decir, mecanismos
que permitan a usuarios diferentes compartir el espectro. Uno de los
primeros resultados de esta búsqueda ha sido la reglamentación de
la Banda Ultra Ancha (UWB) en los EE.UU. por la FCC en febrero de
2002. Se permitirá que dispositivos de UWB sin licencia operen en la
banda de frecuencia de 3 a 10 GHz bajo estrictas restricciones de
potencia de transmisión.
Los dispositivos de radio que "roban"
espectro no utilizado han de ser inteligentes para detectar
actividad en las bandas de frecuencia y renunciar si el espectro es
usado por usuarios primarios. La reglamentación de UWB en Europa
requerirá una técnica de
Detectar-y-Evitar (DAA), es decir,
detectar cualquier usuario primario y evitar cualquier solape en el
dominio de frecuencia con este usuario. Las radios de UWB son, por
este motivo, las primeras radios cognitivas en funcionamiento para
aplicaciones comerciales.
Para la radio cognitiva es de importancia
crucial la capacidad de detectar si una banda de frecuencia está o
no en uso.
La manera más directa de comprobar la ocupación
del espectro es medir el contenido de energía de una banda de
frecuencia. Si no hay presente señal alguna, únicamente se medirá
potencia de ruido. En el caso de que esté presente una señal, la
potencia medida es una superposición de la potencia de señal y la
potencia de ruido.
Investigaciones actuales de la industria hacen
foco en la detección de señales WiMAX. WiMAX funciona en la banda
de 3,5 GHz, que es parte del espectro asignado a UWB. WiMAX está
basado en una señal OFMD y necesita una relación de Señal a Radio
muy por encima de OdB. Parece que los mecanismos de detección
resultan factibles para WiMAX.
Sin embargo, los sistemas avanzados como
UMTS/WCDMA están basados en espectro amplio, en donde las señales
pueden enterrarse en el ruido. El receptor de WCDMA se sincroniza
con la señal extendida y se correlaciona con los códigos de
extensión conocidos. Debido a la desextensión, se obtiene una
ganancia de procesamiento que eleva la señal por encima del suelo de
ruido.
Se ha de entender que las señales enterradas en
ruido serán difíciles de detectar por una radio cognitiva. Una
detección de potencia sencilla no será suficiente dado que
únicamente mostrará la potencia de ruido con independencia de la
presencia de señal extendida. Con el fin de detectar la señal
extendida, es necesario que ésta sea desextendida lo cual
básicamente necesita de un receptor de espectro amplio. Resultará
claro que aplicaciones de bajo coste que implementen UWB no serán
capaces de soportar los costes de un receptor adicional de WCDMA
sólo para la detección de WCDMA.
Otra desventaja es el retardo incurrido para
detectar señales de espectro amplio. Cuanto mayor sea la
propagación, más baja será la relación señal a ruido durante la
adquisición y más largo será el proceso de adquisición. Para radios
cognitivas que necesitan agilidad para saltar de una banda a otra,
se requiere un método rápido de detección.
En Hill y otros: "Técnicas para detectar &
caracterizar señales de comunicación encubiertas", Conferencia
Europea de Seguridad y Detección, 28-30 de abril de
1997, Publicación de la Conferencia número 437, páginas
57-60, IEE, se menciona que en un espectro amplio de
secuencia directa, el espectro de una portadora modulada por
desplazamiento de fase binaria (BPSK) muestra una simetría de fase y
magnitud centrada en la frecuencia portadora, siendo las bandas
laterales superior e inferior el conjugado complejo de una con
respecto a otra, y que este hecho puede usarse para revelar la
presencia de una señal BPSK enterrada en ruido por la correlación
de componentes espectrales de las bandas laterales superior e
inferior de una señal de banda ancha presente. Un valor pico de una
función de correlación calculada sobre una ventana centrada en una
frecuencia central de correlación tiene lugar cuando la frecuencia
central de correlación es igual a la frecuencia portadora de una
señal de espectro amplio, mientras que para otros valores de la
frecuencia central de correlación la correlación entre muestras de
frecuencia sobre la ventana será baja. Sin embargo, este
procedimiento es intensivo en computación y lleva mucho tiempo y,
por tanto, no es adecuado para las aplicaciones de bajo coste aquí
en cuestión.
Por tanto, es un objeto de la invención
proporcionar un método para detectar la presencia de señales de
espectro amplio en un rango de frecuencia dado, que sea sencillo y
lo suficientemente rápido para usarlo en radios cognitivas de bajo
coste.
Según la invención, se logra el objeto en un
método para detectar, en un receptor para señales de
radiofrecuencia, la presencia de señales de espectro amplio en una
rango de frecuencia dado, comprendiendo el método los pasos de
recibir una señal en dicho rango de frecuencia; determinar para una
frecuencia de medición en dicho rango de frecuencia una señal de
indicación procedente de la señal recibida; y usar la señal de
indicación determinada como una indicación de la presencia de
señales de espectro amplio que tienen una frecuencia portadora igual
a dicha frecuencia de medición.
El objeto se logra porque el paso de determinar
la señal de indicación comprende además los pasos de proporcionar
una señal en fase y una señal de cuadratura mezclando la señal
recibida con una señal de oscilador generada localmente que tiene
dicha frecuencia de medición; desplazar de fase al menos una de
dichas señales en fase y dicha señal de cuadratura para
proporcionar dos señales alineadas en fase; generar una señal de
suma de dichas señales alineadas en fase y una señal de diferencia
entre dichas señales alineadas en fase; multiplicar dicha señal de
suma por dicha señal de diferencia para proporcionar una señal
multiplicada; y filtrar por paso bajo dicha señal multiplicada para
proporcionar dicha señal de indicación.
Como el método descrito en el artículo de Hill y
otros antes mencionado, este método emplea el hecho de que una
señal real, tal como una señal BPSK, que está modulada en una
portadora de radiofrecuencia muestre unas bandas laterales superior
e inferior que son el conjugado complejo de una con respecto a otra.
Sin embargo, en contraste con este método conocido, que para
cualquier frecuencia de medición ha de realizar las operaciones
intensivas en computación para determinar los componentes de
frecuencia en una banda de frecuencia por debajo y en una banda de
frecuencia por encima de la frecuencia de medición y correlacionar
estos componentes, el método aquí sugerido realiza únicamente unas
pocas operaciones sencillas. Para frecuencias de medición diferentes
de las frecuencias sobre las cuales se modula una señal de espectro
amplio, la señal de indicación determinada sólo contiene
sustancialmente ruido. Sin embargo, cuando la frecuencia de medición
es igual a una frecuencia sobre la cual se modula una señal de
espectro amplio, se muestra debajo que cada una de las señales de
suma y diferencia representa componentes de frecuencia en una de
una banda de frecuencia por encima y en una banda de frecuencia por
debajo de la frecuencia de medición, es decir, las bandas laterales
superior e inferior que son el conjugado complejo de una con
respecto a otra, y que la multiplicación de las señales de suma y
diferencia en esta situación proporciona una señal que, cuando se
filtra por paso bajo, indica la presencia de una señal de espectro
amplio en esta frecuencia.
Cuando el paso de desplazamiento de fase
comprende los pasos de desplazar de fase una primera de dicha señal
en fase y dicha señal de cuadratura para proporcionar una señal
desplazada de fase como una de dichas señales alineadas en fase; y
usar la otra de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura como
la otra de dichas señales alineadas en fase, se logra una
implementación incluso más sencilla, dado que únicamente es
necesario desplazar de fase una señal.
En una realización, el paso de desplazamiento de
fase comprende desplazar de fase dicha señal de cuadratura en 90
grados para proporcionar la señal desplazada de fase como señal en
fase.
El método puede comprender además los pasos de
seleccionar dicha frecuencia de medición como una frecuencia
específica que es una posible frecuencia portadora para señales de
espectro amplio, y usar la señal de indicación determinada como una
indicación de si una señal de espectro amplio está presente o no de
esta frecuencia específica. Esto permite la detección de si una
frecuencia específica se está usando ya por otro usuario.
Alternativamente, el método puede comprender
además los pasos de barrer dicha frecuencia de medición en una
banda de frecuencia que incluye una serie de posibles frecuencias
portadoras para señales de espectro amplio, y usar la señal de
indicación determinada como una indicación de frecuencias en la
banda en las cual están presentes señales de espectro amplio. Esto
permite la detección de qué frecuencias en una banda de frecuencia
se están usando, y cuáles no, de modo que una radio cognitiva pueda
evitar estas frecuencias que ya se están usando.
En una realización, el método comprende además
el paso de proporcionar una rotación previa a la tasa de bits antes
del paso de determinación. De esta manera el método también puede
detectar señales que aplican compensación -QPSK o pi/2 BPSK.
En una realización, los pasos del método se
ejecutan en un receptor de Banda Ultra Ancha.
Como se mencionó, la invención también se
refiere a un receptor de señales de radiofrecuencia, dispuesto para
detectar la presencia de señales de espectro amplio en una rango de
frecuencia dado, comprendiendo el receptor medios para recibir una
señal en dicho rango de frecuencia; circuitería para determinar para
una frecuencia de medición en dicho rango de frecuencia una señal
de indicación de la señal recibida; y una circuitería de control
dispuesta para usar la señal de indicación determinada como una
indicación de la presencia de señales de espectro amplio que tienen
una frecuencia portadora igual a dicha frecuencia de medición.
Cuando, la circuitería de determinación comprende mezcladores
dispuestos para proporcionar una señal en fase y una señal de
cuadratura mezclando la señal recibida con una señal de oscilador
generada localmente que tiene dicha frecuencia de medición; medios
de desplazamiento de fase dispuestos para desplazar de fase al menos
una de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura a fin de
proporcionar dos señales alineadas en fase; unos sumadores
dispuestos para generar una señal de suma de dichas señales
alineadas en fase y una señal de diferencia entre dichas señales
alineadas en fase; un circuito multiplicador dispuesto para
multiplicar dicha señal de suma por dicha señal de diferencia para
proporcionar una señal multiplicada; y un filtro de paso bajo
dispuesto para filtrar dicha señal multiplicada a fin de
proporcionar dicha señal de indicación, entonces se logra un
receptor que puede detectar la presencia de una señal de espectro
amplio de una manera
sencilla.
sencilla.
Realizaciones correspondientes a lo antes
mencionado para el método también se aplican al receptor.
La invención se describirá ahora más
completamente a continuación con referencia a los dibujos, en los
que
La figura 1 muestra un ejemplo de una situación
en la que se puede usar la invención;
La figura 2 muestra un diagrama de un circuito
detector;
La figura 3 ilustra que para una señal BPSK
modulada en una portadora RP, la banda inferior será el conjugado
complejo de la banda superior;
La figura 4 muestra el resultado de mezclar una
señal recibida que incluya una señal de espectro amplio con una
frecuencia considerablemente inferior a la frecuencia portadora de
la señal de espectro amplio;
La figura 5 muestra el resultado de mezclar una
señal recibida que incluye una señal de espectro amplio con una
frecuencia ligeramente inferior a la frecuencia portadora de la
señal de espectro amplio;
La figura 6 muestra el resultado de mezclar una
señal recibida que incluye una señal de espectro amplio con una
frecuencia sustancialmente igual a la frecuencia portadora de la
señal de espectro amplio;
La figura 7 muestra un diagrama de una
realización alternativa de un circuito detector; y
La figura 8 muestra un diagrama de flujo para un
método de determinación de la presencia de una señal de espectro
amplio.
La figura 1 muestra un ejemplo de una situación
en la que puede usarse la invención. Un radiotransmisor 1 está
dispuesto para transmitir desde una antena 2 unas señales de
espectro amplio hacia, por ejemplo, el receptor correspondiente 3
dispuesto para recibir tales señales a través de una antena 4. Las
señales de espectro amplio están moduladas en una frecuencia
portadora dada o en una de una serie de frecuencias portadoras en
una banda de frecuencia dada. Como ejemplo, el transmisor 1 y el
receptor 3 pueden ser una estación base y una estación móvil,
respectivamente, de un sistema telefónico móvil UMTS/WCDMA (Sistema
Telefónico Móvil Universal/Acceso Múltiple por División de Código
de Banda Ancha). Debido al carácter de espectro amplio de las
señales, éstas pueden estar más o menos enterradas en ruido. El
receptor 3 de WCDMA se sincroniza con la señal extendida y se
correlaciona con los códigos de extensión conocidos. Debido a la
desextensión, se obtiene una ganancia de procesamiento que eleva la
señal por encima del suelo de ruido. Este sistema puede
considerarse como un usuario primario de la frecuencia portadora
dada o de la banda de frecuencia dada.
Otro dispositivo 10 de radio está diseñado para
transmitir señales de radio sobre una frecuencia o en una banda de
frecuencia que también podría usarse por otros usuarios, tal como la
frecuencia o la banda de frecuencia usada por el sistema que
comprende el transmisor 1 y el receptor 3. Sin embargo, el
dispositivo 10 de radio está diseñado para usar una frecuencia sólo
si esa frecuencia no se usa por sus usuarios primarios. De este
modo, el dispositivo 10 de radio es una radio denominada cognitiva,
y como ejemplo podría ser una radio de Banda Ultra Ancha (UWB).
Tales dispositivos de radio que "roban"
espectro no utilizado han de ser inteligentes para detectar
actividad en las bandas de frecuencia y renunciar si el espectro es
usado por usuarios primarios. La reglamentación de UWB en Europa
requerirá una técnica de
Detectar-y-Evitar (DAA), es decir,
detectar cualquier usuario primario y evitar cualquier solape en el
dominio de frecuencia con este usuario.
Por tanto, además de un transmisor 11 y una
antena 12, el dispositivo 10 de radio comprende un detector 13, que
puede detectar si una frecuencia dada ya se está usando o no por un
usuario primario, o detectar qué frecuencias en una banda de
frecuencia ya están siendo usadas y cuáles no, y un circuito de
control 24, que puede controlar el transmisor 11 para usar una
frecuencia que ya no se usa por un usuario primario o, en otras
palabras, para no usar una frecuencia que ya se está usando por un
usuario primario.
El detector 13 puede implementarse de maneras
diferentes dependiendo del tipo de señales que se hayan de detectar.
La manera más directa de comprobar la ocupación del espectro es
medir el contenido de energía de una banda de frecuencia. SÍ no hay
presente señal alguna, únicamente se medirá potencia de ruido. En el
caso de que esté presente una señal, la potencia medida es una
superposición de la potencia de señal y la potencia de ruido.
Sin embargo, con sistemas avanzados como
UMTS/WCDMA, que están basados en espectro amplio, las señales se
pueden enterrar en el ruido, y se comprenderá que señales enterradas
en ruido serán difíciles de detectar por una radio cognitiva. Una
detección de potencia sencilla no será suficiente dado que sólo
mostrará la potencia de ruido con independencia de la presencia de
la señal extendida.
Usualmente la señal extendida necesita ser
desextendida con el fin de que sea detectada, lo cual básicamente
requiere un receptor de espectro amplio. Resultará claro que
aplicaciones de bajo coste que implementen UWB no serán capaces de
soportar los costes de un receptor adicional de WCDMA sólo para la
detección de WCDMA.
Además, en un receptor de espectro amplio se
incurre en un retardo para detectar señales de espectro amplio.
Cuanto mayor sea la propagación, más baja será la relación de señal
a ruido durante la adquisición y más largo será el proceso de
adquisición. Para radios cognitivas que necesitan agilidad para
saltar de una banda a otra, se requiere un método rápido de
detección.
La figura 2 muestra un ejemplo de cómo puede
implementarse un detector 13 que cumple estos requisitos.
El detector se basa en el hecho de que se sabe
por la teoría de las señales que una señal real, tal como una señal
desplazada de fase binaria (BPSK), que se modula sobre una portadora
de radiofrecuencia (RF) tiene una respuesta de amplitud que es
simétrica alrededor de la portadora, mientras que su respuesta de
fase es asimétrica. Por tanto, existe correlación entre los
componentes de señal por encima de la portadora y los componentes
de señal por debajo de la portadora. El ruido por encima y por
debajo de la portadora no está correlacionado. Este fenómeno se
puede explotar para diseñar un circuito en el que los componentes de
frecuencia de señal por debajo de la portadora de RF estén
correlacionados con los componentes de frecuencia de señal por
encima de la portadora de RF. El circuito usado se parece a la
configuración aplicada en los mezcladores de rechazo de imagen. Las
bandas superior e inferior se extraen y luego se multiplican. Si
está presente una señal real, un componente de corriente continua
en la salida del multiplicador revelará su presencia.
El detector explota las características de
simetría en el espectro de una portadora de RF modulada con una
señal real. Una señal real s(t) tendrá una transformada de
Fourier S_{r}(\omega) + j S_{i}(\omega),
para la cual la parte real S_{r}(\omega) es simétrica, es
decir, S_{r}(\omega) = S_{r}(-\omega); y la parte
imaginaria S_{i}(\omega) es asimétrica, es decir,
S_{i}(\omega) = - S_{i}(-\omega).
Esta característica da como resultado un
comportamiento simétrico para una respuesta de amplitud |
S(\omega) | y un comportamiento antisimétrico para la
respuesta de fase \varphi(\omega).
Cuando una señal BPSK (o cualquier otra señal
unidimensional) es modulada sobre una portadora con una frecuencia
de RF \omega_{c}, la transformada de Fourier de la señal tiene
las propiedades especiales de que la banda inferior (las
frecuencias por debajo de la frecuencia portadora \omega_{c})
serán el conjugado complejo de la banda superior. Esto se ilustra
en la figura 3. Por tanto, existe una correlación clara entre la
banda superior e inferior. En el detector, la banda inferior está
correlacionada con la banda superior, y la señal se eleva así fuera
del ruido. El ruido en el canal no tendrá estas propiedades de
simetría y no se elevará. Aplicando el método anterior, para la
señal, tendrá lugar una acumulación coherente de los componentes de
frecuencia, mientras que los componentes de ruido no se sumen
en fase.
en fase.
La primera parte del circuito mostrado en la
figura 2 se asemeja a un mezclador de rechazo de imagen (IR). Sin
embargo, en contraste con el mezclador de rechazo de imagen, en este
caso la imagen es un componente deseado. La imagen, que es la banda
inferior, sirve para correlacionarse con la banda superior. Por este
motivo, la frecuencia que deberá verificarse en cuanto a la
presencia de una señal de espectro amplio es convertida y reducida
a banda base, lo cual es similar a la función de un mezclador
homo-dino (IF cero).
La señal recibida en la antena 12 se introduce
en el detector 13. En la figura 2 esta señal se marca con "A".
Con el fin de lograr una versión en fase así como una versión de
cuadratura de la señal convertida y reducida, la señal de entrada
se alimenta a dos mezcladores 14 y 15. En el mezclador 14, la señal
de entrada se mezcla con cos(\omega_{0}t), en donde
\omega_{0} es la frecuencia del un oscilador local 16
correspondiente a la frecuencia que deberá verificarse en cuanto a
la presencia de una señal de espectro amplio, para proporcionar una
señal "B" en fase convertida y reducida (rama I). Similarmente,
en el mezclador 15, la señal de entrada se mezcla con
sin(\omega_{0}t) para proporcionar una señal "C" de
cuadratura convertida y reducida (rama Q).
Para explicar la función de estos mezcladores,
se ilustra en primer lugar en la figura 4 qué apariencia podrían
tener estas señales, cuando una señal de espectro amplio modulada
sobre una frecuencia portadora \omega_{c} se mezcla con una
frecuencia \omega_{0} que sea considerablemente más baja que la
frecuencia portadora \omega_{c}. La señal "A" ilustra las
bandas superior e inferior alrededor de la frecuencia portadora
\omega_{c} de una señal de espectro amplio, según se mostró en
la figura 3. En cada uno de los mezcladores 14 y 15, se desplaza
hacia abajo en frecuencia la señal entrante en una cantidad
\omega_{0} desde la frecuencia portadora \omega_{c}. Según
se ve en la figura, los mezcladores también desplazan una copia de
la señal entrante hacia arriba en frecuencia en una cantidad
\omega_{0} desde la frecuencia portadora \omega_{c}. Sin
embargo, estas imágenes desplazadas hacia arriba resultan aquí menos
interesantes. Además, la figura 4 ilustra que un conjunto
correspondiente de imágenes tiene lugar para valores negativos de
\omega. Dado que:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
imágenes simétricas de la señal
"B" en fase convertida y reducida tendrán lugar para
frecuencias negativas, mientras que para la señal "C" de
cuadratura convertida y reducida tendrán lugar imágenes
antisimétricas para frecuencias
negativas.
Similarmente, la figura 5 ilustra qué apariencia
tendrían las señales "B" y "C" cuando la frecuencia
\omega_{0} se incrementa para que sólo sea ligeramente más baja
que la frecuencia portadora \omega_{c} sobre la cual se modula
la señal de espectro amplio. En ese caso, las copias (valores
positivo y negativo de \omega) de las bandas superior e inferior
alrededor de la frecuencia portadora \omega_{0} se desplazan
hacia abajo hasta frecuencias cercanas, pero aún diferentes, de la
banda base. En la figura 5, no se muestran las imágenes desplazadas
hacia arriba mencionadas anteriormente, dado que estarían fuera de
la figura.
Si la frecuencia de mezclado \omega_{0}, es
decir, la frecuencia del oscilador local 16, se aumenta
adicionalmente para que sea igual a la frecuencia portadora
\omega_{c} sobre la cual se modula la señal de espectro amplio,
las copias de las bandas alrededor de la frecuencia portadora
\omega_{c} se desplazan hacia abajo hasta la banda base, y se
solaparán las bandas superior e inferior (correspondientes a la
figura 3) de copias desplazadas hacia abajo de la señal según se
ilustra para las señales "B" y "C" en la figura 6. Se
observa que en la figura 6, la banda inferior a trazos se muestra
teniendo un tamaño ligeramente diferente del de la banda superior.
Esto se hace sólo con fines ilustrativos de modo que las bandas
puedan distinguirse unas de otras.
Volviendo ahora a la figura 2, la señal de
cuadratura "C" convertida y reducida se alimenta a través de un
variador 17 de fase de 90 grados. En la teoría de las señales, esto
se corresponde con la transformada de Hilbert. Como resultado, los
componentes para frecuencias positivas obtienen un desplazamiento de
fase de +90 grados, mientras que los componentes para frecuencias
negativas obtienen un desplazamiento de fase de -90 grados. Se
observa que debido al desplazamiento de fase de 90 grados, la señal
de salida "D" del variador 17 de fase es ahora una señal en
fase. Las figuras 4, 5 y 6 ilustran la señal desplazada de fase
"D" en las tres situaciones antes descritas. En las figuras 4
y 5 las copias de las bandas superior e inferior mostradas en la
señal desplazada de fase "D" serán similares a las de la señal
"B" en fase, mientras que en la figura 6, debido al solape de
las bandas alrededor de \omega = 0, la señal "D" será muy
diferente de la señal "B".
A continuación, la señal en fase "B"
reducida y convertida y la señal desplazada de fase "D"
reducida y convertida se suman en un sumador 18 y se restan una de
otra en un sumador 19. En las figuras 4 y 5 se ve que dado que las
copias en la señal "D" desplazada de fase de las bandas
superior e inferior de la señal modulada sobre la frecuencia
portadora \omega_{c} serán similares a las de la señal "B"
en fase, la señal de salida "E" del sumador 18 (es decir, la
señal "B" + la señal "D") contendrán las mismas bandas,
justo con el doble de amplitud, mientras que en la señal de salida
"F" del sumador 19 (es decir, la señal "B" - señal
"D") estas bandas se cancelarán una a otra.
Sin embargo, en la figura 6 se ve que si la
frecuencia de mezclado\omega_{0}, es decir, la frecuencia del
oscilador local 16, se selecciona para que sea igual a una
frecuencia portadora \omega_{c} sobre la cual se modula una
señal de espectro amplio, se extraerán las bandas superior e
inferior de la señal modulada sobre la frecuencia portadora
\omega_{c}, dado que en la señal de salida "E" del sumador
18 (es decir, la señal "B" + la señal "D") las copias de
la banda inferior se cancelarán una a otra de modo que la señal
contenga una copia de la banda superior S_{p}(\omega) o
s_{p}(t) en el dominio del tiempo, mientras que en la
señal de salida "F" del sumador 19 (es decir, la señal "B"
- señal "D") las copias de la banda superior se cancelarán una
a otra de modo que la señal contenga una copia de la banda inferior
S_{n}(\omega) o s_{n}(t) en el dominio del
tiempo. De este modo, en esta situación, las señales de la parte de
espectro superior S_{p}(\omega_{c} y de la parte de
espectro inferior S_{n}(\omega) están explícitamente
disponibles y, como se sabe por lo anterior, éstas son sus
conjugados complejos S^{\text{*}}_{n}(-\omega) =
S_{p}(\omega).
\vskip1.000000\baselineskip
A continuación, las señales "E" y "F"
se multiplican en el multiplicador 20. La multiplicación en el
dominio del tiempo se corresponde con una convolución en el dominio
de la frecuencia. Por tanto, en la situación de la figura 6, en
donde la frecuencia de mezclado \omega_{0} se selecciona para
que sea igual a una frecuencia portadora \omega_{c} sobre la
cual se modula una señal de espectro amplio, la multiplicación de
las señales "E" y "F" (es decir, s_{p}(t) y
s_{n}(t)) da:
\vskip1.000000\baselineskip
Con corriente continua, \Omega = 0, esto
da:
que es la potencia de la señal. Por
tanto, filtrando por paso bajo la salida del multiplicador 20 en un
filtro de paso bajo 21, un término de corriente continua (salida de
correlación), que sea proporcional a la potencia de la señal
extendida, permanece cuando la frecuencia de mezclado \omega_{0}
se selecciona para que sea igual a una frecuencia portadora
\omega_{c} sobre la cual se modula una señal de espectro amplio.
Para el ruido, falta la relación del conjugado complejo y el
término de corriente continua es cero. Esto también será el caso
para las situaciones de las figuras 4 y 5, es decir, en donde una
señal de espectro amplio está presente, pero a una frecuencia
portadora diferente de la frecuencia de mezclado \omega_{0}. Por
tanto, se ve que el término de corriente continua tiene lugar
cuando la frecuencia de mezclado \omega_{0} se selecciona para
que sea igual a una frecuencia portadora \omega_{c} sobre la
cual se modula una señal de espectro amplio, mientras que no existe
término de corriente continua cuando no se modula ninguna señal de
espectro amplio sobre una frecuencia portadora igual a la frecuencia
de mezclado \omega_{0}. Se logra así una indicación de la
presencia de una señal de espectro amplio sin necesidad de una
desextensión
explícita.
Cualquier rotación de fase fija \varphi en la
señal inicial se refleja en la salida (es decir, si sólo se
considera la parte real de la salida, se observa una relación de
cos(2\varphi). Por tanto, después del filtrado de paso
bajo, sería ventajoso considerar la señal de salida en el dominio
complejo.
Además, si la frecuencia de oscilador local
\omega_{0} difiere de la frecuencia portadora \omega_{c} en
\Delta\omega, la salida de correlación tendrá lugar para
\Delta\omega y no bajo corriente continua. El filtro de paso
bajo 21 deberá acomodarse a este desplazamiento. Usualmente, las
señales de espectro amplio (como WCDMA) tienen una asignación de
portadora fija en el espectro, y así el detector tendrá un
conocimiento muy bueno de dónde puede estar localizada la señal. La
frecuencia portadora de RF no necesita ser conocida con mucha
precisión.
De este modo, el circuito de la figura 2 puede
detectar de una manera sencilla si una señal de espectro amplio
está presente en una frecuencia dada, o en otras palabras si esta
frecuencia ya está en uso por otro usuario. El oscilador 16 se
sintoniza a esta frecuencia y luego la salida del filtro de paso
bajo muestra directamente si una señal de espectro amplio está
presente o no en esta frecuencia. Asimismo, es posible explorar una
banda de frecuencia en busca de señales de espectro amplio
enterradas barriendo la frecuencia de oscilador local
\omega_{0} sobre esa banda de frecuencia. Entonces, tiene lugar
un valor pico en la señal de salida procedente del filtro 21 de
paso bajo para cada frecuencia sobre la cual se modula una señal de
espectro amplio, y el circuito de control 24 puede usar entonces
esta señal para controlar el transmisor 11 con el fin de evitar
estas frecuencias.
Como se mencionó anteriormente, la relación de
conjugado entre bandas superior e inferior se sostiene para señales
unidimensionales (señales reales o señales rotadas con una fase
fija). Muchos sistemas de espectro amplio aplican modulación
compleja (en I y Q). Sin embargo, los pilotos y/o los canales de
sincronización usan una modulación unidimensional. Por ejemplo, en
WCDMA, el canal de sincronización primario (P-SCH)
es una señal unidimensional dado que los códigos de extensión sobre
las ramas I y Q son idénticos. Para que el sistema funcione, la
señal que se ha de detectar necesita ser unidimensional (puede
tratarse de una rotación de fase fija). También pueden detectarse
señales que aplican compensación -QPSK o pi/2 BPSK, con tal que se
aplique una rotación previa a la tasa de bits antes de la detección.
Únicamente puede asumirse una tasa tosca, dado que el receptor no
está bloqueado para la señal extendida. Esto dará como resultado una
frecuencia de batido en la salida del detector.
De este modo, la invención proporciona una
detección sencilla de señales de espectro amplio sin necesidad de
desextensión. Por tanto, no resultan necesarios receptores complejos
con tiempos largos de adquisición. Pueden construirse radios
cognitivas de bajo coste (incluyendo radios de UWB que funcionen en
la banda de 3-10 GHz) que puedan detectar con
precisión la presencia de la señal extendida.
En el circuito de la figura 2, la señal de
cuadratura convertida y reducida "C" es desplazada de fase para
que sea una señal en fase, y el siguiente procesamiento de señal se
realiza entonces en señales en fase. Se observa que, en vez de
ello, sería posible desplazar de fase la señal en fase "B"
convertida y reducida para que sea una señal de cuadratura y luego
realizar el siguiente procesamiento de señal en señales de
cuadratura. Más generalmente, se puede decir que para ser capaz de
sumar y restar las señales de los dos mezcladores 14 y 15, las
señales necesitan estar alineadas en fase en el dominio complejo.
Como se mencionó anteriormente, esto se puede realizar, por
ejemplo, rotando la señal de cuadratura "C" en 90 grados para
mapearla en la señal en fase "B" o rotando la señal en fase
"B" 90 grados para mapearla en la señal de cuadratura "C".
No supone una diferencia fundamental el que las señales se roten
+90 grados o -90 grados; únicamente es cuestión de un cambio de
signo. Además, dado que las señales "B" y "C", que
difieren en 90 grados, sólo necesitan estar alineadas, también
podría ser posible girar una de ellas en +45 grados y la otra en
-45 grados o, más generalmente, una de ellas en X grados y la otra
en X-90 grados (o X+90 grados), de modo que sus
rotaciones de fase difieran en +90 o -90 grados. Como ejemplo, la
figura 7 muestra un circuito 23 similar al de la figura 2, excepto
en el desplazamiento de fase de las señales "B" y "C". En
este circuito, la señal en fase "B" es desplazada de fase en
-45 grados en una variador 28 de fase para proporcionar una primera
señal desplazada de fase "D_{1}", mientras que la señal de
cuadratura "C" es desplazada de fase en +45 grados en un
variador 27 de fase para proporcionar una segunda desplazada de fase
"D_{2}". Las señales desplazadas de fase se suman y se
restan después en los sumadores 18 y 19 según se describió para la
figura 2. Sin embargo, se observa que un desplazamiento de fase de
las señales en 90 grados es más sencillo de implementar, dado que
sólo es necesario un variador de fase.
La figura 8 muestra un diagrama de flujos 100
que ilustra un ejemplo de cómo un método de determinación de la
presencia de una señal de espectro amplio en una frecuencia
portadora dada puede implementarse usando el circuito detector de
la figura 2. En un paso 101, se recibe la señal "A" en la
antena 12 y esta señal se convierte y reduce entonces en los pasos
102 y 103 a la señal "B" en fase y la señal "C" de
cuadratura, respectivamente, mezclando la señal recibida con
cos(\omega_{0}t) y sen(\omega_{0}t), en donde
\omega_{0} es la frecuencia de un oscilador local 16
correspondiente a la frecuencia que deberá comprobarse en busca de
la presencia de una señal de espectro amplio,. La señal "C" de
cuadratura convertida y reducida es desplaza de fase luego en 90
grados en un paso 104 para obtener la señal "D" desplazada de
fase (ahora en fase) como se describió anteriormente con respecto a
la figura 2. Como se mencionó anteriormente, el desplazamiento de
fase de una o ambas señales "B" y "C" también puede
realizarse de manera diferente en tanto las señales estén alineadas
en fase en el dominio complejo.
En un paso 105 la señal en fase "B"
convertida y reducida y la señal "D" desplazada de fase
convertida y reducida se suman en el sumador 18 para obtener señal
"E" de suma y similarmente en un paso 106 las mismas señales
se restan una de otra en el sumador 19 para obtener la señal de
diferencia "F". Como se describió anteriormente, si la
frecuencia de oscilador local \omega_{0} es igual a una
frecuencia portadora \omega_{c}, sobre la cual se modula una
señal de espectro amplio, la señal "E" de suma proporcionará
una versión de banda base de la banda superior de la señal de
espectro amplio modulada, mientras la señal "F" de diferencia
proporcionará correspondientemente una versión de banda base de la
banda inferior de la señal de espectro amplio modulada. Si la
frecuencia \omega_{0} de oscilador local no es igual a tal
frecuencia portadora, no ocurrirá esto. Por tanto, las bandas
superior e inferior se extraen únicamente cuando \omega_{0}
equivale a tal frecuencia portadora.
En un paso 107, las señales "B" y "F"
se multiplican entonces en el multiplicador 20 y el resultado de la
multiplicación se filtra luego por paso bajo en un paso 108. Como se
mencionó anteriormente, la multiplicación el dominio del tiempo se
corresponde con una convolución en el dominio de la frecuencia Por
tanto, cuando la frecuencia de mezclado \omega_{0} es igual a
una frecuencia portadora \omega_{c} sobre la cual se modula una
señal de espectro amplio, es decir, cuando las señales "E" y
"F" representan las bandas superior e inferior de la señal de
espectro amplio modulada, un valor de corriente continua tendrá
lugar en la salida del filtro 21 de paso bajo debido a la relación
de conjugado complejo entre las bandas superior e inferior de la
señal de espectro amplio modulada. Para otras frecuencias, las
señales "E" y "F" no están correlacionadas y, excepto
para cierto nivel de ruido, no surgirá señal alguna en la salida del
filtro de paso bajo. De este modo, cuando se mide una señal de
corriente continua en la salida del filtro de paso bajo, ésta indica
que está presente una señal de espectro amplio en la frecuencia
correspondiente o, en otras palabras, que esta frecuencia ya está
ocupada por otro usuario. Por tanto, en un paso 109, esta señal se
usa como un indicador de la presencia de una señal de espectro
amplio y la señal se puede suministrar al circuito de control 24,
que entonces instruye al transmisor 11 para evitar una frecuencia ya
usada por otro usuario.
Aunque se han descrito y mostrado diversas
realizaciones de la presente invención, ésta no esta restringida a
las mismas, sino que también puede materializarse de otras maneras
dentro del alcance de la materia objeto definida en las siguientes
reivindicaciones.
Claims (14)
1. Un método para detectar, en un receptor (10)
de señales de radiofrecuencia, la presencia de señales de espectro
amplio en un rango de frecuencia dado, comprendiendo el método los
pasos de:
- \bullet
- recibir (101) una señal en dicho rango de frecuencia;
- \bullet
- determinar para una frecuencia de medición (\omega_{0}) en dicho rango de frecuencia una señal de indicación procedente de la señal recibida; y
- \bullet
- usar (109) la señal de indicación determinada como una indicación de la presencia de señales de espectro amplio que tienen una frecuencia portadora (\omega_{c}) igual a dicha frecuencia de medición (\omega_{0}),
caracterizado porque el paso de
determinar la señal de indicación comprende además los pasos de:
- \bullet
- proporcionar (102, 103) una señal (B) en fase y una señal (C) de cuadratura mezclando la señal recibida con una señal de oscilador generada localmente que tiene dicha frecuencia de medición (\omega_{0});
- \bullet
- desplazar (104) de fase al menos una de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura para proporcionar dos señales (B, D; D_{1}, D_{2}) alineadas en fase;
- \bullet
- generar (105, 106) una señal (E) de suma de dichas señales alineadas en fase y una señal (F) de diferencia entre dichas señales alineadas en fase;
- \bullet
- multiplicar (107) dicha señal de suma por dicha señal de diferencia para proporcionar una señal multiplicada; y
- \bullet
- filtrar (108) por paso bajo dicha señal multiplicada para proporcionar dicha señal de indicación.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Un método según la reivindicación 1,
caracterizado porque el paso (104) de desplazamiento de fase
comprende los pasos de:
- \bullet
- desplazar de fase una primera de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura para proporcionar una señal (D) desplazada de fase como una de dichas señales alineadas en fase; y
- \bullet
- usar la otra de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura como la otra de dichas señales alineadas en fase.
\vskip1.000000\baselineskip
3. Un método según la reivindicación 2,
caracterizado porque el paso (104) de desplazar de fase
comprende el desplazamiento de fase de dicha señal (C) de
cuadratura en 90 grados para proporcionar la señal (D) desplazada
de fase como una señal en fase.
4. Un método según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque el método
comprende además los pasos de:
- \bullet
- seleccionar dicha frecuencia de medición (\omega_{0}) como una frecuencia específica que es una posible frecuencia portadora para señales de espectro amplio, y
- \bullet
- usar la señal de indicación determinada como una indicación de si una señal de espectro amplio está presente o no a esta frecuencia específica.
\vskip1.000000\baselineskip
5. Un método según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque el método
comprende además los pasos de:
- \bullet
- barrer dicha frecuencia de medición (\omega_{0}) en una banda de frecuencia que incluye una serie de posibles frecuencias portadoras para señales de espectro amplio, y
- \bullet
- usar la señal de indicación determinada como una indicación de frecuencias en la banda a las cuales están presentes señales de espectro amplio.
\vskip1.000000\baselineskip
6. Un método según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque el método
comprende además el paso de proporcionar una rotación previa a la
tasa de bits antes del paso de determinación.
7. Un método según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 6, caracterizado porque los pasos del
método se realizan en un receptor de Banda Ultra Ancha.
8. Un receptor (10) para señales de
radiofrecuencia, dispuesto para detectar la presencia de señales de
espectro amplio en un rango de frecuencia dado, comprendiendo el
receptor:
- \bullet
- medios (12) para recibir una señal en dicho rango de frecuencia;
- \bullet
- una circuitería (13) para determinar para una frecuencia de medición (\omega_{0}) en dicho rango de frecuencia una señal de indicación procedente de la señal recibida; y
- \bullet
- una circuitería (24) de control dispuesta para usar la señal de indicación determinada como una indicación de la presencia de señales de espectro amplio que tienen una frecuencia portadora (\omega_{c}) igual a dicha frecuencia de medición (\omega_{0}), caracterizado porque la circuitería (13) de determinación comprende:
- \bullet
- mezcladores (14, 15) dispuestos para proporcionar una señal (B) en fase y una señal (C) de cuadratura mezclando la señal recibida con una señal de oscilador generada localmente que tiene dicha frecuencia de medición (\omega_{0});
- \bullet
- medios (17; 27,28) de desplazamiento de fase dispuestos para desplazar de fase al menos una de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura a fin de proporcionar dos señales alineadas en fase (B, D; D_{1}, D_{2});
- \bullet
- unos sumadores (18, 19) dispuestos para generar una señal (E) de suma de dichas señales alineadas en fase y una señal (F) de diferencia entre dichas señales alineadas en fase;
- \bullet
- un circuito multiplicador (20) dispuesto para multiplicar dicha señal de suma por dicha señal de diferencia a fin de proporcionar una señal multiplicada; y
- \bullet
- un filtro (21) de paso bajo dispuesto para filtrar dicha señal multiplicada a fin de proporcionar dicha señal de indicación.
\vskip1.000000\baselineskip
9. Un receptor según la reivindicación 8,
caracterizado porque los medios de desplazamiento de fase
están dispuestos para:
- \bullet
- desplazar de fase una primera de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura en una variador (17) de fase para proporcionar una señal (D) desplazada de fase como una de dichas señales alineadas en fase; y
- \bullet
- usar la otra de dicha señal en fase y dicha señal de cuadratura como la otra de dichas señales alineadas en fase.
\vskip1.000000\baselineskip
10. Un receptor según la reivindicación 9,
caracterizado porque el variador (17) de fase está dispuesto
para desplazar de fase dicha señal (C) de cuadratura en 90 grados a
fin de proporcionar la señal (D) desplazada de fase como una señal
en fase.
11. Un receptor según una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 10, caracterizada porque el receptor
está dispuesto además para:
- \bullet
- seleccionar dicha frecuencia de medición (\omega_{0}) como una frecuencia específica que es una posible frecuencia portadora para señales de espectro amplio, y
- \bullet
- usar la señal de indicación determinada como una indicación de si una señal de espectro amplio está presente o no a esta frecuencia específica.
\vskip1.000000\baselineskip
12. Un receptor según una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 10, caracterizado porque el receptor
está además dispuesto para:
- \bullet
- barrer dicha frecuencia de medición (\omega_{0}) en una banda de frecuencia que incluye una serie de posibles frecuencias portadoras para señales de espectro amplio, y
- \bullet
- usar la señal de indicación determinada como una indicación de frecuencias en la banda a las cuales están presentes señales de espectro amplio.
\vskip1.000000\baselineskip
13. Un receptor según una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 12, caracterizado porque el receptor
está dispuesto además para proporcionar una rotación previa a la
tasa de bits antes del paso de determinación.
14. Un receptor según una cualquiera de las
reivindicaciones 8 a 13, caracterizado porque el receptor es
un receptor de Banda Ultra Ancha.
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP07388049A EP2009804B1 (en) | 2007-06-29 | 2007-06-29 | Detecting the presence of spread spectrum signals |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2344669T3 true ES2344669T3 (es) | 2010-09-02 |
Family
ID=38748024
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES07388049T Active ES2344669T3 (es) | 2007-06-29 | 2007-06-29 | Deteccion de la presencia de señales de amplio espectro. |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US8325781B2 (es) |
| EP (1) | EP2009804B1 (es) |
| JP (1) | JP5254326B2 (es) |
| CN (1) | CN101689881B (es) |
| AT (1) | ATE467276T1 (es) |
| BR (1) | BRPI0813112B1 (es) |
| DE (1) | DE602007006297D1 (es) |
| ES (1) | ES2344669T3 (es) |
| HK (1) | HK1135525A1 (es) |
| PL (1) | PL2009804T3 (es) |
| WO (1) | WO2009003897A1 (es) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2484733A (en) * | 2010-10-22 | 2012-04-25 | Nec Corp | Detecting a primary user of a band of spectrum by a secondary user in a cognitive radio network |
| KR101524391B1 (ko) * | 2011-01-28 | 2015-05-29 | 엠파이어 테크놀로지 디벨롭먼트 엘엘씨 | Cdma 수신기 코딩을 통한 인지 무선 스펙트럼 감지 |
| CN102186175B (zh) * | 2011-05-04 | 2013-10-16 | 西安电子科技大学 | 基于振荡器相位同步的认知网络动态频谱分配方法 |
| US9026054B2 (en) * | 2011-12-20 | 2015-05-05 | Lg Electronics Inc. | Method and apparatus for detecting radio signal |
| WO2013165484A1 (en) * | 2012-05-01 | 2013-11-07 | Src, Inc. | Nc-ofdm for a cognitive radio |
| US9450688B1 (en) * | 2015-05-22 | 2016-09-20 | Rockwell Collins, Inc. | Autonomous spectral harvesting system |
| TR201808326T4 (tr) * | 2015-11-16 | 2018-07-23 | Panthronics Ag | Yük modülasyonlu analog gi̇ri̇ş si̇nyali̇ni̇ i̇şlemek i̇çi̇n alici |
| CN105871413B (zh) * | 2016-06-13 | 2019-01-18 | 哈尔滨工业大学 | 低信噪比直接序列扩频信号检测方法 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI844810A0 (fi) * | 1984-12-05 | 1984-12-05 | Nokia Oy Ab | Foerfarande foer mottagning och detektering av digitala signaler. |
| US6151313A (en) * | 1997-06-06 | 2000-11-21 | Aloha Networks, Inc. | Baseband phase estimation technique for demodulation of overlapping packets |
| US7555033B2 (en) * | 2004-06-22 | 2009-06-30 | The Aerospace Corporation | Binary offset carrier M-code envelope detector |
| WO2007029734A1 (ja) * | 2005-09-06 | 2007-03-15 | Kddi Corporation | データ伝送システム及びデータ伝送方法 |
| JP4606995B2 (ja) * | 2005-10-28 | 2011-01-05 | Ｋｄｄｉ株式会社 | デジタル信号伝送方法ならびに送信装置 |
| JP4754324B2 (ja) * | 2005-10-28 | 2011-08-24 | Ｋｄｄｉ株式会社 | 無線通信装置及び通信制御方法 |
-
2007
- 2007-06-29 DE DE602007006297T patent/DE602007006297D1/de active Active
- 2007-06-29 EP EP07388049A patent/EP2009804B1/en not_active Not-in-force
- 2007-06-29 AT AT07388049T patent/ATE467276T1/de not_active IP Right Cessation
- 2007-06-29 ES ES07388049T patent/ES2344669T3/es active Active
- 2007-06-29 PL PL07388049T patent/PL2009804T3/pl unknown
-
2008
- 2008-06-25 CN CN200880022627XA patent/CN101689881B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2008-06-25 WO PCT/EP2008/058096 patent/WO2009003897A1/en active Application Filing
- 2008-06-25 BR BRPI0813112-0A patent/BRPI0813112B1/pt not_active IP Right Cessation
- 2008-06-25 US US12/665,031 patent/US8325781B2/en active Active
- 2008-06-25 JP JP2010513908A patent/JP5254326B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2010
- 2010-04-14 HK HK10103618.4A patent/HK1135525A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE602007006297D1 (de) | 2010-06-17 |
| HK1135525A1 (en) | 2010-06-04 |
| US20100246636A1 (en) | 2010-09-30 |
| JP5254326B2 (ja) | 2013-08-07 |
| BRPI0813112A2 (pt) | 2014-12-23 |
| JP2010532122A (ja) | 2010-09-30 |
| EP2009804A1 (en) | 2008-12-31 |
| CN101689881B (zh) | 2013-01-09 |
| EP2009804B1 (en) | 2010-05-05 |
| ATE467276T1 (de) | 2010-05-15 |
| CN101689881A (zh) | 2010-03-31 |
| US8325781B2 (en) | 2012-12-04 |
| BRPI0813112B1 (pt) | 2020-02-18 |
| WO2009003897A1 (en) | 2009-01-08 |
| PL2009804T3 (pl) | 2010-10-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| ES2344669T3 (es) | Deteccion de la presencia de señales de amplio espectro. | |
| EP3602830B1 (en) | Range-based transmission parameter adjustment | |
| US10812130B2 (en) | Backscatter systems, devices, and techniques utilizing CSS modulation and/or higher order harmonic cancellation | |
| US10620297B2 (en) | Radar methods and apparatus using in phased array communication systems | |
| Han et al. | Multifunctional transceiver for future intelligent transportation systems | |
| US11265055B2 (en) | Flexible beamforming using frequency-division multiplexing | |
| US9553753B2 (en) | Generating synchronization signals for wireless communication systems | |
| US9762276B2 (en) | Wireless transmission system | |
| Thompson et al. | Software-defined GPS receiver on USRP-platform | |
| JP4952387B2 (ja) | 距離測定装置 | |
| Hamidi et al. | Preliminary analysis of investigation Radio Frequency Interference (RFI) profile analysis at Universiti Teknologi MARA | |
| US10469296B1 (en) | Frequency-scalable NLTL-based mm-wave vector signal de-modulator | |
| JP4819067B2 (ja) | 距離測定装置 | |
| CN108241096A (zh) | 一种移相电路、移相器和辐射性能的测试方法及装置 | |
| ES2537883T3 (es) | Dispositivo de recepción de banda ancha por autotransposición y aplicación a la detección y a la caracterización de emisiones radioeléctricas | |
| JP6928509B2 (ja) | 電力測定装置 | |
| WO2021108102A1 (en) | Multiplexing radar beat signals | |
| RU2419991C1 (ru) | Вертолетный радиоэлектронный комплекс | |
| Abidin et al. | An RFI investigation for setting up a VLBI station below 2.8 GHz in Malaysia | |
| Djoumessi et al. | Tunable multi-band direct conversion receiver for cognitive radio systems | |
| JP2005073066A (ja) | 光−無線融合通信システム用光送信器 | |
| Gruszczynski et al. | Analog coherent detection in application to high-sensitivity nonlinear junction detectors | |
| JP2014038058A (ja) | 周波数拡散型レーダシステム | |
| Hammou et al. | I/Q Multiport Sensing Feasibility on Ambient Wireless Energy | |
| JP7150298B2 (ja) | 受信装置 |