ES2334467T3 - Acondicionador de señales y procedimiento para procesar una señal de recepcion. - Google Patents
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Abstract
Acondicionador (100; 200) de señales para procesar una señal (112; 218) de recepción con una primera banda (162; 330) de frecuencia útil y una segunda banda (164; 332) de frecuencia útil, para obtener dos señales (140, 142; 236, 238) de salida, con las siguientes características: un primer mezclador (110; 220) para mezclar la señal de recepción con una primera señal (114; 304) de oscilador local, situándose una frecuencia de la primera señal de oscilador local de manera asimétrica entre la primera banda de frecuencia útil y la segunda banda de frecuencia útil, y estando diseñado el primer mezclador para obtener una señal (120; 226) en fase y una señal (122; 228) en cuadratura, que presentan una primera parte (172, 182; 362) de señal, que representa una imagen mezclada de la primera banda de frecuencia útil, y que presentan una segunda parte (174, 184; 364) de señal, que representa una imagen mezclada de la segunda banda de frecuencia útil; y un segundo mezclador (130) para mezclar la señal en fase y la señal en cuadratura utilizando una segunda señal (132; 232, 234, 308) de oscilador local, eligiéndose una frecuencia fLO2 de la segunda señal de oscilador local de modo que la imagen (172, 182; 362) mezclada generada a través del primer mezclador, de la primera banda de frecuencia útil y la imagen (174, 184; 364) mezclada generada a través del primer mezclador, de la segunda banda de frecuencia útil son al menos en parte bandas imagen una de otra con respecto a la segunda señal de oscilador local, estando diseñado el segundo mezclador para proporcionar por separado en su salida (140, 142; 236, 238) contenidos de información de la primera banda de frecuencia útil y de la segunda banda de frecuencia útil para obtener una primera señal (140; 236) de salida que esencialmente comprende un contenido de información de la primera banda de frecuencia útil, y para obtener una segunda señal (142; 238) de salida que esencialmente comprende un contenido de información de la segunda banda de frecuencia útil.
Description
Acondicionador de señales y procedimiento para
procesar una señal de recepción.
La presente invención se refiere en general a un
acondicionador de señales y a un procedimiento para procesar una
señal de recepción, en particular a un receptor dual de banda ancha
con conversión doble y una frecuencia intermedia baja.
Hoy en día, en muchas aplicaciones es deseable o
necesario recibir simultáneamente varias bandas de frecuencia útil.
Por ejemplo en el campo de la determinación de posición basada en
satélite es conveniente, para mejorar una resolución local, evaluar
señales en dos gamas de frecuencia útil separadas entre sí. También
en el campo de la comunicación móvil es por lo demás en parte
deseable recibir y evaluar señales en dos bandas de frecuencia
diferentes de manera simultánea o alternativa.
Los receptores duales posibilitan la recepción
simultánea de dos bandas diferentes a través de un único receptor,
lo que ahorra potencia absorbida y costes.
En los receptores utilizados actualmente para
los campos de aplicación anteriormente descritos, esto es, por
ejemplo para la recepción simultánea de dos bandas en un sistema de
navegación basado en satélite, hay que distinguir dos grupos: los
receptores de banda muy ancha y los receptores duales de banda
relativamente estrecha. En ambos casos se trata de receptores de
alta precisión para sistemas de navegación y determinación de
posición de gama alta.
En el primer tipo de receptores se consigue una
alta precisión (por ejemplo con respecto a la determinación de
posición) a través del gran ancho de banda del procedimiento de
transmisión DSSS (espectro ensanchado de secuencia directa o
direct sequence spread spectrum). Por ejemplo se utiliza un
ancho de banda en un intervalo entre 20 MHz y 70 MHz o más. El
hecho de procesar un ancho de banda tan alto representa un gran
desafío para el receptor. A través de un gran ancho de banda se ve
afectado sobre todo un filtrado y una modificación de tiempo de
propagación de grupo en una zona de paso de los filtros, una
frecuencia límite de un amplificador con amplificación ajustable
(también denominado VGA o amplificador de ganancia variable
(Variable Gain Amplifier)) y una tasa de muestreo de un
convertidor analógico-digital (también denominado
ADU). Debido al alto ancho de banda necesario o la alta frecuencia
límite está implementado de manera pasiva por ejemplo un filtro
antisolapamiento (que por ejemplo está conectado aguas arriba del
convertidor analógico-digital). El amplificador de
amplificación ajustable (VGA) y el convertidor
analógico-digital (ADU) requieren (debido al gran
ancho de banda de señal que va a procesarse) en comparación mucha
corriente.
En un segundo tipo de receptores se consigue una
alta precisión a través de una recepción simultánea de dos bandas o
bandas de frecuencia. A través de este procedimiento se compensan
entre otras cosas una modificación de tiempo de propagación de
grupo ionosférica (que en un sistema de navegación o sistema de
determinación de posición basado en satélite representa una
magnitud de influencia negativa) a través de una medición de dos
retardos a partir de dos frecuencias portadoras diferentes. No
obstante, las arquitecturas de receptor empleadas de manera
convencional para la recepción de dos bandas de frecuencia
presentan, igual que los receptores de banda ancha, una estructura
de conexión compleja en comparación y una absorción de corriente
alta en comparación.
El documento WO 97/14052 describe un sistema
para la determinación de posición global, que utiliza dos
frecuencias. Un receptor de un sistema para la determinación de
posición global gana las portadoras L1 y L2, las mediciones de
código C/A y las mediciones de código P L1 y L2. A este respecto el
receptor genera un valor estimado de un ángulo de fase de portadora
de la señal L1 y sincroniza un código C/A generado localmente con la
señal L1 utilizando un bucle enganchado en retardo L1. La portadora
controla, basándose en el código C/A generado localmente, un
generador de código P L1, que genera una versión sincronizada del
código P. El receptor inicializa un generador de código P L2
basándose en la fase del código P, que se ha generado a través del
generador de código P L1. El receptor determina para la señal L2 un
valor estimado de una potencia de señal, que está adaptado para
compensar un ruido. El receptor determina además un ángulo de fase
de portadora L2. El receptor sigue el código P L2 adaptando el
generador de código P L2 hasta que se maximiza el valor estimado de
la potencia de señal. El receptor GPS resuelve también una
ambigüedad de medio ciclo en el seguimiento del código P L2,
comparándose los bits de código P L1 y bits de código P L2
modulados. Cuando no coinciden los bits en una pluralidad de casos,
entonces el receptor determina que sigue el código P L2 con un error
de medio ciclo y ajusta de manera correspondiente su valor estimado
de la fase de código P. El receptor sigue por tanto el código P L2
y la portadora independientemente de la señal L1.
El documento US 2006/0046773 A1 describe un
procedimiento y un dispositivo para procesar varios servicios de
comunicación inalámbrica. Un receptor recibe simultáneamente más de
un servicio de comunicación inalámbrica a través de una interfaz
inalámbrica. Cada servicio se envía a través de una banda de
frecuencia portadora diferente. Las varias señales portadoras
recibidas se convierten de manera descendente en una banda de
frecuencia intermedia utilizando un mezclador y un oscilador local.
Las frecuencias del oscilador local se eligen de modo que las
bandas de frecuencia intermedia convertidas de manera descendente de
los varios servicios caen en una única banda de frecuencia
intermedia.
El documento US 5.610.984 describe un
procedimiento para el seguimiento óptimo de L2 en un receptor SPS
para el uso de una codificación y sin conocer características de
tiempo de codificación.
El receptor SPS óptimo comprende el filtro
digital con características ajustables en cada canal de
procesamiento digital. El diseño óptimo del receptor SPS se
consigue ajustando características de filtro de cada filtro digital
para adaptarse al espectro observado de la señal restante con código
W desconocido. La operación de adaptación puede realizarse para
cada canal de satélite con su propia señal de código W secreta.
Con respecto al estado de la técnica el objetivo
de la presente invención es crear un concepto para el
acondicionamiento de una señal de recepción, que posibilite una
recepción de dos bandas de frecuencia separadas utilizando una
estructura de conexión eficaz respecto a los recursos.
Este objetivo se soluciona mediante un
acondicionador de señales según la reivindicación 1 así como
mediante un procedimiento para procesar una señal de recepción
según la reivindicación 22.
La presente invención crea un acondicionador de
señales para procesar una señal de recepción con una primera banda
de frecuencia útil y una segunda banda de frecuencia útil según la
reivindicación 1.
Según una idea básica de la presente invención
la planificación de frecuencia según la invención, es decir, la
elección según la invención de las frecuencias del primer oscilador
local y del segundo oscilador local, posibilita un procesamiento
común de las dos gamas de frecuencia útil en el marco de un único
trayecto de señal, siendo las frecuencias intermedias que se
producen especialmente bajas. A través de la generación tanto de
una señal en fase como de una señal en cuadratura se posibilita por
lo demás representar en el segundo mezclado las dos bandas de
frecuencia útil en una gama de frecuencia intermedia común,
especialmente baja, estando aún así garantizado que pueden volver a
separarse los contenidos de información de las dos bandas de
frecuencia útil.
A través de la estructura según la invención de
un acondicionador de señales se reduce el despliegue para la
supresión de frecuencia imagen, ya que la imagen generada a través
del primer mezclador de la primera banda de frecuencia útil y la
imagen generada a través del primer mezclador de la segunda banda de
frecuencia útil son al menos en parte bandas imagen una de otra con
respecto a la frecuencia de la segunda señal de oscilador local.
Por tanto sólo es necesario separar, en el marco del segundo
mezclado, la imagen de la primera banda de frecuencia útil y la
imagen de la segunda banda de frecuencia útil, por lo que ya no es
necesaria una supresión de frecuencia imagen separada. En cambio,
si la imagen de la primera banda de frecuencia útil, generada a
través del primer mezclado, y la imagen de la segunda banda de
frecuencia útil, generada a través del primer mezclado, no fueran
bandas imagen una de otra, tal como es el caso normalmente, entonces
sería necesario en el marco del segundo mezclado implementar una
supresión de frecuencia imagen y además conseguir adicionalmente
una separación de los contenidos de información de la primera banda
de frecuencia útil y de la segunda banda de frecuencia útil. Con
otras palabras, a través de la arquitectura según la invención del
acondicionador de señales se realiza de manera combinada una
supresión de frecuencia imagen y una separación de los contenidos
de información de las dos bandas de frecuencia útil en el segundo
mezclado, por lo que se reducen considerablemente un despliegue de
conexión y de este modo una absorción de potencia en comparación con
las soluciones convencionales.
El acondicionador de señales según la invención
conlleva por tanto la ventaja de que se consigue una supresión de
frecuencia imagen de banda ancha con un despliegue reducido. Además
se procesan dos bandas de frecuencia útil en un único trayecto de
señal. A través de la elección según la invención de las frecuencias
de las señales de oscilador local se consiguen en el procesamiento
simultáneo de las dos bandas de frecuencia útil frecuencias
intermedias especialmente bajas, por lo que se reducen los
requisitos con respecto a los amplificadores correspondientes y con
respecto al convertidor analógico/digital. Las frecuencias
intermedias bajas y la frecuencia de muestreo baja necesaria del
convertidor analógico/digital dan como resultado por lo demás una
absorción de corriente especialmente baja de la disposición según
la invención.
Por lo demás debe indicarse que la arquitectura
según la invención de un acondicionador de señales es especialmente
adecuada para una integración monolítica, por ejemplo utilizando una
tecnología CMOS. Además debido a la arquitectura según la invención
de un acondicionamiento de señales sólo es necesario un único
sintetizador de frecuencia que genera la primera señal de oscilador
local, ya que la primera señal de oscilador local sirve tanto para
una conversión de frecuencia de los contenidos de información de la
primera banda de frecuencia útil como de los contenidos de
información de la segunda banda de frecuencia útil. De este modo se
reduce adicionalmente el despliegue de conexión así como la
absorción de corriente de la disposición de conexión según la
invención en comparación con las soluciones convencionales.
En total debe indicarse por tanto que el
acondicionador de señales según la invención posibilita una
supresión completa de las frecuencias imagen que se producen en el
marco de una conversión de frecuencia de dos etapas, mientras que
se garantiza al mismo tiempo una baja absorción de corriente en
comparación con disposiciones de conexión convencionales. A través
de la planificación de frecuencia según la invención puede
prescindirse por ejemplo de un empleo de filtros paso banda activos
complejos.
En un ejemplo de realización preferido la
frecuencia de la primera señal de oscilador local se elige de modo
que la primera banda de frecuencia útil y la segunda banda de
frecuencia útil se representan a través del mezclador en bandas de
frecuencia no solapantes o separadas entre sí. Por tanto la primera
banda de frecuencia útil y la segunda banda de frecuencia útil
están representadas tras el mezclado a través del primer mezclador
en bandas de frecuencia separadas con respecto a la frecuencia. De
este modo se posibilita que la frecuencia de la segunda señal de
oscilador local pueda colocarse entre las imágenes de la primera
banda de frecuencia útil y de la segunda banda de frecuencia
útil.
En un ejemplo de realización preferido
adicional, para una frecuencia f_{1}, que describe un centro de
banda de la primera banda de frecuencia útil, para una frecuencia
f_{2}, que describe un centro de banda de la segunda banda de
frecuencia útil, y para la frecuencia f_{LO1} del primer oscilador
local, se aplica una de las siguientes relaciones:
A este respecto se supone que la frecuencia
f_{2} es menor que la frecuencia f_{1}.
A través de la elección correspondiente de la
frecuencia de la primera señal de oscilador local se garantiza que
bandas imagen de la primera banda de frecuencia útil y de la segunda
banda de frecuencia útil en la señal de recepción estén lo más
separadas posible de la primera banda de frecuencia útil y la
segunda banda de frecuencia útil, y por tanto puedan eliminarse de
manera especialmente eficaz a través de un filtro de selección
previa.
En un ejemplo de realización preferido adicional
la frecuencia de la segunda señal de oscilador local se elige de
modo que la frecuencia de la segunda señal de oscilador local se
diferencia del valor medio entre una frecuencia media de la primera
parte de señal y una frecuencia media de la segunda parte de señal
como máximo en un 20%. A través de una elección de este tipo se
garantiza una segunda frecuencia intermedia especialmente baja. Por
lo demás se garantiza además que el contenido de información de la
primera banda de frecuencia útil y el contenido de información de
la segunda banda de frecuencia útil puedan separarse entre sí con un
aislamiento especialmente bueno, ya que a través de la elección
mencionada de la frecuencia de la segunda señal de oscilador local
la primera parte de señal y la segunda parte de señal están
dispuestas de manera lo suficientemente simétrica con respecto a la
frecuencia alrededor de la segunda señal de oscilador local.
En un ejemplo de realización preferido adicional
el acondicionador de señales está diseñado para muestrear la
primera señal de salida o una señal derivada de la misma con una
frecuencia de muestreo y convertirla de analógica a digital para
obtener una primera señal digitalizada, y para muestrear la segunda
señal de salida o una señal derivada de la misma con la frecuencia
de muestreo y convertirla de analógica a digital para obtener una
segunda señal digitalizada. La frecuencia de muestreo se desvía
preferiblemente como máximo un 20% de un cuádruplo de una
frecuencia intermedia en la que el segundo mezclador representa la
imagen generada a través del primer mezclador de la primera banda
de frecuencia útil y la imagen generada a través del primer
mezclador de la segunda banda de frecuencia útil. Concretamente se
ha demostrado que a través de la elección mencionada de la
frecuencia de muestreo es posible una conversión de frecuencia
adicional del segundo plano de frecuencia intermedia, en el que el
segundo mezclador representa el contenido de información de la
primera banda de frecuencia útil y el contenido de información de
la segunda banda de frecuencia útil, a una banda base de manera
especialmente eficaz y precisa. Por lo demás se ha demostrado que a
través de una elección de la frecuencia de muestreo como un
cuádruplo de la segunda frecuencia intermedia puede evitarse de
manera segura un submuestreo, ya que el ancho de banda de la señal
que se produce tras el segundo mezclado (esto es, tras el mezclado a
través del segundo mezclador) está limitado hacia arriba al doble
de la segunda frecuencia intermedia.
En un ejemplo de realización preferido adicional
el acondicionador de señales está diseñado por tanto para mezclar
de manera descendente la primera señal digitalizada en una banda
base y para mezclar de manera descendente la segunda señal
digitalizada en una banda base. A este respecto se prefiere ajustar
a cero o eliminar cada segundo valor de muestreo de los valores de
señal de la primera señal de salida digitalizada y ponderar los
demás valores de muestreo de manera alternante con +1 ó -1 para
obtener una señal de salida en fase. Además se prefiere ajustar a
cero o eliminar cada segundo valor de muestreo a partir de la
primera señal de salida digitalizada, con desplazamiento en el
tiempo por una etapa de muestreo con respecto al cálculo de la
primera señal en fase, y ponderar los demás valores de muestreo de
manera alternante con +1 ó -1 para obtener una primera señal de
salida en cuadratura. A través del procesamiento mencionado se
consigue que a partir de la primera señal de salida digitalizada se
generen tanto una señal en fase como una señal en cuadratura. Un
procesamiento especialmente sencillo se da a este respecto a través
de un ajuste a cero de cada segundo valor de muestreo y a través de
una ponderación alterna de los demás valores de muestreo con valores
inversos entre sí (por ejemplo de manera alternante con +1 y -1).
La ponderación correspondiente corresponde al mismo tiempo a una
conversión de frecuencia y a una transformación en dos señales
complejas (esto es, en una señal en fase y una señal en
cuadratura). Un ajuste a cero puede realizarse a este respecto de
manera especialmente sencilla y eficaz con respecto al cálculo.
Además a través de una ponderación alterna con dos valores inversos
entre sí se mantiene reducido un despliegue de procesamiento y
además se minimizan errores de redondeo. Por lo demás debe
indicarse que la primera señal de salida en fase y la segunda señal
de salida en fase en cada caso ya sólo presentan la mitad de la
tasa de transmisión de datos de la primera señal de salida
digitalizada, de modo que no se aumenta una tasa de transmisión de
datos total en la generación de la primera señal de salida en fase
y de la primera señal de salida en cuadratura con respecto a la
señal de salida digitalizada.
La presente invención crea además un
procedimiento según la reivindicación 24.
Por lo demás debe indicarse que mediante las
reivindicaciones dependientes se definen ejemplos de realización
ventajosos adicionales de la presente invención.
A continuación se explican con más detalle
ejemplos de realización preferidos de la presente invención haciendo
referencia a los dibujos adjuntos. Muestran:
la figura 1, un diagrama de bloques de un
acondicionador de señales según la invención según un ejemplo de
realización de la presente invención, junto con una representación
de las relaciones de frecuencia que se producen;
la figura 2, un diagrama de bloques de un
acondicionador de señales según la invención según un ejemplo de
realización de la presente invención;
la figura 3, una representación esquemática de
un esquema de frecuencia en el funcionamiento de un acondicionador
de señales según la invención; y
la figura 4, un diagrama de flujo de un
procedimiento según la invención para procesar una señal de
recepción.
La figura 1 muestra un diagrama de bloques de un
acondicionador de señales según la invención para procesar una
señal de recepción con una primera banda de frecuencia útil y una
segunda banda de frecuencia útil, según un ejemplo de realización
de la presente invención. El acondicionador de señales según la
figura 1 se designa en su totalidad con 100. Un primer mezclador
110 recibe una señal 112 de recepción así como una primera señal
114 de oscilador local. El primer mezclador 110 está diseñado para
mezclar la señal 112 de recepción con la primera señal de oscilador
local, situándose una frecuencia de la primera señal de oscilador
local de manera asimétrica entre la primera banda de frecuencia
útil y la segunda banda de frecuencia útil. El primer mezclador 110
está diseñado para generar una señal 120 en fase (I) y una señal 122
en cuadratura (Q). El acondicionador 100 de señales comprende
además un segundo mezclador 130, que está diseñado para recibir la
señal 120 en fase, la señal 122 en cuadratura y una segunda señal
132 de oscilador local. A este respecto se elige una frecuencia de
la segunda señal 132 de oscilador local de modo que la imagen
mezclada de la primera banda de frecuencia útil y la imagen
mezclada de la segunda banda de frecuencia útil son al menos en
parte bandas imagen una de otra con respecto a la segunda señal de
oscilador local. El segundo mezclador está diseñado por lo demás
para proporcionar en su salida una primera señal 140 de salida, que
esencialmente comprende un contenido de información de la primera
banda de frecuencia útil, y para proporcionar además una segunda
señal 142 de salida, que esencialmente comprende un contenido de
información de la segunda banda de frecuencia útil. Con otras
palabras, el mezclador 130 está diseñado para proporcionar en sus
salidas dos señales 140, 142 de salida, que contienen por separado
contenidos de información de la primera banda de frecuencia útil y
de la segunda banda de frecuencia útil.
Basándose en la descripción estructural anterior
se describe en lo sucesivo el modo de funcionar del acondicionador
100 de señales. A este respecto se recurre para la explicación
especialmente a los espectros de las señales útiles que se producen
o de las imágenes generadas a partir de las mismas.
En lo sucesivo se explican en primer lugar las
bandas de frecuencia útil contenidas en la señal 112 de recepción
mediante una representación 160 espectral. Debe indicarse por lo
demás que las representaciones espectrales explicadas a
continuación no están a escala. Sin embargo, normalmente las
relaciones de frecuencia ("mayor, menor, entre") en la
representaciones espectrales coinciden con relaciones de frecuencia
que realmente se producen.
Debe indicarse por lo demás que en las
representaciones espectrales, en una abscisa está anotada en cada
caso una frecuencia, mientras que una ordenada muestra una densidad
de potencia espectral en una forma que no está a escala, tal como
se conoce por la representación de señales.
La señal 112 de recepción comprende según la
representación 160 espectral una primera banda 162 de frecuencia
útil. La primera banda 162 de frecuencia útil puede considerarse a
este respecto por ejemplo como una banda de frecuencia, cuyo
contenido de información debe poner a disposición el acondicionador
de señales según la invención para un procesamiento adicional. La
señal 112 de recepción comprende además una segunda banda 164 de
frecuencia útil, cuyo contenido de información debe poner igualmente
a disposición el acondicionador de señales según la invención en
una salida para un procesamiento adicional.
Por lo demás debe indicarse que en las
representaciones espectrales de la figura 1 la primera banda 162 de
frecuencia así como sus imágenes que se producen a través de los
mezclados están dibujadas de manera sombreada, mientras que en
cambio la segunda banda 164 de frecuencia y sus imágenes no se
muestran de manera sombreada. Por lo demás debe indicarse que un
extremo superior con respecto a la frecuencia de la primera banda
162 de frecuencia está caracterizado por una línea gruesa y que
además un extremo superior con respecto a la frecuencia de la
segunda banda 164 de frecuencia también está caracterizado por una
línea gruesa. Además debe indicarse que la primera banda 162 de
frecuencia presenta un límite f_{5} de frecuencia inferior y un
límite f_{6} de frecuencia superior. En otras palabras, la
primera banda 162 de frecuencia útil se extiende desde la frecuencia
f_{5} hasta la frecuencia f_{6} (incluyendo las frecuencias
f_{5} y f_{6}). Además una frecuencia f_{1} caracteriza una
frecuencia media de la primera banda 162 de frecuencia. Por tanto,
la frecuencia f_{1} es por ejemplo el valor medio de las
frecuencias f_{5} y f_{6}.
La segunda banda 164 de frecuencia presenta un
límite de frecuencia inferior en la frecuencia f_{3} y además un
límite de frecuencia superior en la frecuencia f_{4}. En otras
palabras, la segunda banda 164 de frecuencia útil se extiende entre
la frecuencia f_{3} y la frecuencia f_{4}. La segunda banda 164
de frecuencia útil presenta además una frecuencia f_{2} media,
siendo la frecuencia f_{2} media de la segunda banda 164 de
frecuencia por ejemplo igual a un valor medio de las frecuencias
f_{3} y f_{4} límite.
A continuación se supone que el objetivo del
acondicionador 100 de señales es poner a disposición los contenidos
de información de la primera banda 162 de frecuencia y de la segunda
banda 164 de frecuencia en las salidas 140, 142 para un
procesamiento adicional y que el acondicionador 100 de señales está
acoplado por lo demás con un dispositivo de evaluación, que está
diseñado para evaluar los contenidos de información de la primera
banda 162 de frecuencia útil y de la segunda banda 164 de frecuencia
útil al mismo tiempo o sucesivamente.
Una frecuencia de la primera señal 114 de
oscilador local se designa por lo demás con f_{LO1}, y se elige
de manera asimétrica entre la primera banda 162 de frecuencia y la
segunda banda 164 de frecuencia. En otras palabras, la frecuencia
f_{LO1} de la primera señal 114 de oscilador local se sitúa de
manera asimétrica entre la frecuencia f_{1} media de la primera
banda 162 de frecuencia y de la frecuencia f_{2} media de la
segunda banda 164 de frecuencia y/o de manera asimétrica entre la
frecuencia f_{5} límite inferior de la primera banda 162 de
frecuencia útil y la frecuencia f_{4} límite superior de la
segunda banda 164 de frecuencia útil.
El primer mezclador 110 está diseñado para
mezclar la señal de recepción con la primera señal 114 de oscilador
local para obtener la señal 120 en fase y la señal 122 en
cuadratura. En otras palabras, el mezclador 110 está diseñado para
mezclar la señal 112 de recepción con dos versiones con
desplazamiento de fase entre sí de la primera señal 114 de
oscilador local, situándose el desplazamiento de fase entre las
versiones con desplazamiento de fase de la primera señal 114 de
oscilador local normalmente entre 70 grados y 110 grados, y
ascendiendo de manera ideal a 90 grados. En otras palabras, el
mezclador 110 está diseñado para generar la señal en fase a través
del mezclado de la señal 112 de recepción con una primera versión de
la señal 114 de oscilador local y para generar la señal 122 en
cuadratura a través del mezclado con una segunda versión de la señal
de oscilador local desplazada 90 grados con respecto a la primera
versión de la señal 114 de oscilador local.
Una representación 170 espectral muestra las
partes de señal contenidas en la señal 120 en fase y una
representación 180 espectral muestra las partes espectrales
contenidas en la señal 122 en cuadratura.
El mezclador 110 está diseñado para generar la
señal 120 en fase de modo que la señal en fase presente una primera
parte de señal, que es una imagen mezclada de la primera banda 162
de frecuencia útil, y que la señal 120 en fase presente además una
segunda parte de señal, que es una imagen mezclada de la segunda
banda 164 de frecuencia útil. La primera parte de señal, esto es,
la imagen de la primera banda 162 de frecuencia útil, se designa en
la representación 170 espectral con 172. La primera parte 172 de
señal es por lo demás una imagen mezclada de manera descendente de
la primera banda 162 de frecuencia útil. De manera correspondiente
la primera parte 172 de señal presenta una frecuencia límite
inferior de f_{5} - f_{LO1} así como una frecuencia límite
superior de f_{6} - f_{LO1}.
La segunda parte de señal, que es una imagen
mezclada de la segunda banda 164 de frecuencia útil, se designa por
lo demás en la representación 170 espectral con 174. Dado que la
frecuencia de la primera señal f_{LO1} de oscilador local se
sitúa normalmente por encima de la segunda banda 164 de frecuencia
útil, en la generación de la imagen 174 se produce una inversión de
las frecuencias, tal como se conoce por la técnica de
comunicaciones. La segunda parte 174 de señal presenta una
frecuencia límite inferior de f_{LO1} - f_{4} y una frecuencia
límite superior de f_{LO1} - f_{3}.
La representación 170 espectral muestra además
otras imágenes de la primera banda 162 de frecuencia útil y de la
segunda banda 164 de frecuencia útil. Por ejemplo en la
representación 170 espectral, una imagen mezclada de manera
ascendente de la primera banda 162 de frecuencia útil se designa con
176. La imagen 176 mezclada de manera ascendente de la primera
banda 172 de frecuencia útil presenta una frecuencia límite inferior
de f_{LO1} + f_{5} y una frecuencia límite superior de
f_{LO1} + f_{6}. Además se produce en el primer mezclador 110
normalmente una imagen 178 mezclada de manera ascendente de la
segunda banda 164 de frecuencia útil, que presenta una frecuencia
límite inferior de f_{LO1} + f_{3} y una frecuencia límite
superior de f_{LO1} + f_{4}.
Debe indicarse por lo demás que para el
procesamiento de señales adicional se utiliza preferiblemente
(aunque no necesariamente) la imagen 172 mezclada de manera
descendente de la primera banda 162 de frecuencia útil y la imagen
174 mezclada de manera descendente de la segunda banda 164 de
frecuencia útil. La imagen 176 mezclada de manera ascendente de la
primera banda 162 de frecuencia útil y la imagen 178 mezclada de
manera ascendente de la segunda banda 164 de frecuencia útil por
ejemplo aún pueden estar contenidas en la señal 120 en fase. Sin
embargo, se prefiere que un filtro paso bajo que se encuentra en el
primer mezclador 110 por ejemplo filtre las imágenes 176, 178
mezcladas de manera ascendente de la primera banda 162 de frecuencia
útil y de la segunda banda 164 de frecuencia útil o las atenúe en
comparación con las imágenes 172, 174 mezcladas de manera
descendente. Por lo demás, de manera alternativa un filtro paso
bajo opcional de este tipo puede también estar contenido en la
entrada del segundo mezclador 130.
Con respecto a una distribución de energía
espectral, un espectro de la señal 122 en cuadratura no se
diferencia esencialmente de un espectro de la señal 120 en fase. El
espectro de la señal 122 en cuadratura se muestra por lo demás en
una representación 180 espectral. La señal 122 en cuadratura
comprende una primera parte 182 de señal, que corresponde a la
primera parte 172 de señal en la señal 120 en fase, y que representa
una imagen mezclada de manera descendente de la primera banda 162
de frecuencia útil. La señal 122 en cuadratura comprende además una
segunda parte 184 de señal, que corresponde a la segunda parte 174
de señal de la señal 120 en fase, y que representa una imagen
mezclada de manera descendente de la segunda banda 164 de frecuencia
útil. La señal 122 en cuadratura comprende además una imagen 186
mezclada de manera ascendente de la primera banda 162 de frecuencia
útil, así como una imagen 188 mezclada de manera ascendente de la
segunda banda 164 de frecuencia útil.
Por lo demás debe indicarse que la frecuencia de
la primera señal 114 de oscilador local se elige preferiblemente
asimétrica entre la primera banda 162 de frecuencia útil y la
segunda banda 164 de frecuencia útil para garantizar que la primera
parte 172 de señal en la señal 120 en fase y la segunda parte 174 de
señal en la señal 120 en fase no se solapen con respecto a la
frecuencia. Esto se consigue por ejemplo cuando se aplica:
Por lo demás debe indicarse que la imagen 172
mezclada de manera descendente de la primera banda 162 de frecuencia
útil puede situarse con respecto a la frecuencia por encima o con
respecto a la frecuencia por debajo de la imagen 174 mezclada de
manera descendente de la segunda banda 164 de frecuencia útil. Esto
depende de si la frecuencia f_{LO1} de la primera señal 114 de
oscilador local se sitúa más cerca de la primera banda 162 de
frecuencia útil o más cerca de la segunda banda 164 de frecuencia
útil.
El segundo mezclador 130 está diseñado además
para recibir la señal 120 en fase (o una versión filtrada de la
misma) y la señal 122 en cuadratura (o una versión filtrada de la
misma) y mezclarla utilizando la segunda señal 132 de oscilador
local. La frecuencia f_{LO2} de la segunda señal 132 de oscilador
local se elige a este respecto de modo que la imagen 172 mezclada
(o mezclada de manera descendente) de la primera banda 162 de
frecuencia útil y la imagen 174 mezclada (o mezclada de manera
descendente) de la segunda banda 164 de frecuencia útil sean al
menos en parte bandas imagen una de otra. En otras palabras, la
frecuencia f_{LO2} de la segunda señal 132 de oscilador local se
elige de modo que la primera parte 172 de señal y la segunda parte
174 de señal se representen a través de un mezclado utilizando la
segunda señal de oscilador local en gamas de frecuencia que se
solapan al menos parcialmente. Esto es por ejemplo el caso cuando se
solapan los intervalos de frecuencia [f_{5} - f_{LO1} -
f_{LO2}; f_{6} - f_{LO1} - f_{LO2}] y [f_{LO2} -
f_{LO1} + f_{3}; f_{LO2} - f_{LO1} + f_{4}].
Alternativamente a esto se cumple también la condición cuando se
solapan los intervalos de frecuencia [f_{LO2} - f_{LO1} -
f_{4}; f_{LO2} - f_{LO1} - f_{3}] y [f_{LO2} + f_{LO1} -
f_{6}; f_{LO2} + f_{LO1} - f_{5}].
Por ejemplo se prefiere elegir para la
frecuencia f_{LO2} de la segunda señal 132 de oscilador local una
frecuencia en el medio entre el centro de la primera parte 172 de
señal y el centro de la segunda parte 174 de señal. En una elección
preferida se aplica:
En este ejemplo puede tolerarse una desviación
de un \pm20%.
En un ejemplo de realización preferido adicional
la frecuencia f_{LO2} de la segunda señal 132 de oscilador local
se elige de modo que se aplica:
También en este caso puede tolerarse una
desviación de +/- un 20%, aunque preferiblemente no superior a +/-
un 10%.
En un ejemplo de realización preferido adicional
la frecuencia f_{LO2} se elige de modo que se aplica:
A este respecto puede tolerarse una desviación
de la frecuencia f_{LO2} de la segunda señal de oscilador local de
un valor ideal de +/- un 20%, aunque preferiblemente no superior a
+/- un 10%.
Debe indicarse por lo demás que el concepto
según la invención se emplea preferiblemente en sistemas de
transmisión de banda estrecha, en los que se aplica:
o
preferiblemente
\hskip0,5cm7
o preferiblemente
El segundo mezclador 130 está por tanto diseñado
para mezclar la señal 120 en fase anteriormente descrita y la señal
122 en cuadratura anteriormente descrita con la segunda señal 132 de
oscilador local. El segundo mezclador 130 está diseñado además
preferiblemente para realizar el mezclado de modo que en la primera
salida 140 y la segunda salida 142 haya señales, en las que los
contenidos de información de la primera banda 162 de frecuencia
útil y de la segunda banda 164 de frecuencia útil están contenidos
por separado entre sí. En otras palabras, en la primera señal 140
de salida está contenido por ejemplo esencialmente el contenido de
información de la primera banda 162 de frecuencia útil, mientras que
en la primera señal 142 de salida el contenido de información de la
segunda banda 164 de frecuencia útil está suprimido o atenuado con
respecto al contenido de información de la primera banda 162 de
frecuencia útil. En cambio, en la segunda señal 142 de salida está
contenido esencialmente el contenido de información de la segunda
banda 164 de frecuencia útil, mientras que en cambio el contenido
de información de la primera banda 162 de frecuencia útil en la
segunda señal 142 de salida está suprimido o atenuado con respecto
al contenido de información de la segunda banda de frecuencia
útil.
Esto puede conseguirse a través del primer
mezclador 130 por ejemplo a través del mezclado de la señal 120 en
fase y de la señal 122 en cuadratura con la segunda señal 132 de
oscilador local y a través de una combinación subsiguiente de las
señales producidas a través del segundo mezclado. Debido al hecho de
que la primera parte 172 de señal y la segunda parte 174 de señal
en la señal 120 en fase o la primera parte 182 de señal y la
segunda parte 184 de señal en la señal 122 en cuadratura son al
menos en parte bandas imagen una de otra, pueden representarse las
partes de señal mencionadas a través de un procesamiento común en
una frecuencia intermedia especialmente baja, representándose por
lo demás las primeras partes 172, 182 de señal y las segundas
partes 174, 184 de señal en una gama de frecuencia intermedia baja,
lo que facilita un procesamiento digital subsiguiente. Una
representación 190 espectral describe por ejemplo el contenido de
información de la primera señal 140 de salida. En la primera señal
140 de salida está contenido esencialmente el contenido de
información de la primera banda 162 de frecuencia útil. El
contenido de información de la primera banda 162 de frecuencia útil
se ha mezclado a este respecto de manera descendente a una
frecuencia intermedia baja, de modo que por ejemplo una frecuencia
máxima que se produce en la primera señal 140 de salida asciende
como máximo al doble del ancho de banda de la primera banda 162 de
frecuencia útil o de la segunda banda 164 de frecuencia útil. De
manera análoga la segunda señal 142 de salida comprende
esencialmente el contenido de información de la segunda banda 164
de frecuencia útil, mezclada de manera descendente a una segunda
frecuencia intermedia baja. En otras palabras, una frecuencia
máxima que se produce en la segunda señal 142 de salida
preferiblemente no es mayor que el doble del ancho de banda de la
primera banda 162 de frecuencia útil o de la segunda banda 164 de
frecuencia útil.
Debe indicarse por lo demás que la segunda
frecuencia intermedia está definida por ejemplo como el centro de
banda de la imagen de la primera banda 162 de frecuencia útil en la
primera señal 140 de salida. Alternativamente a ello, la segunda
frecuencia intermedia está definida como el centro de banda de la
imagen 196 de la segunda banda 164 de frecuencia útil en la segunda
señal 142 de salida. Se admite una tolerancia de +/- un 20% con
respecto a estas definiciones.
Además se eligen preferiblemente la frecuencia
f_{LO1} de la primera señal 114 de oscilador local y la frecuencia
f_{LO2} de la segunda señal 132 de oscilador local de modo que el
centro de banda de la imagen 192 de la primera banda 162 de
frecuencia útil en la primera señal 140 de salida con respecto a la
frecuencia no se desvíe más de un 20% (aunque preferiblemente no
más de un 10%) de un centro de banda de la imagen 196 de la segunda
banda 164 de frecuencia útil en la segunda señal 142 de salida.
Además debe indicarse que en principio pueden
proporcionarse las señales 140, 142 de salida utilizando diferentes
arquitecturas de mezclador (preferiblemente complejas). Además de
emplear una arquitectura Weaver puede utilizarse de manera
alternativa por ejemplo una topología Hartley. Sin embargo, también
son posibles otras estructuras de conexión para obtener, basándose
en la señal 120 en fase y la señal 122 en cuadratura, señales de
salida en las que los contenidos de información de las bandas de
frecuencia útil existen por separado.
Basándose en la descripción funcional anterior
del acondicionador 100 de señales se describe a continuación
mediante la figura 2 un ejemplo para una implementación concreta del
acondicionador de señales según la invención. La figura 2 muestra
para este fin un diagrama de bloques de un acondicionador de señales
según la invención según un ejemplo de realización de la presente
invención. El acondicionador de señales según la figura 2 se
designa en su totalidad con 200.
El acondicionador 200 de señales recibe una
señal 210 de entrada, por ejemplo desde una antena 212 multibanda.
La antena 212 multibanda está diseñada por ejemplo para recibir
frecuencias de la primera banda 162 de frecuencia útil y de la
segunda banda 164 de frecuencia útil. El acondicionador 200 de
señales comprende además un filtro 214 de alta frecuencia
(opcional), que recibe la señal 210 de recepción, y que está
diseñado para dejar pasar la primera banda 162 de frecuencia útil y
la segunda banda 164 de frecuencia útil, y para atenuar por ejemplo
frecuencias que se sitúan fuera de la primera banda 162 de
frecuencia útil y de la segunda banda 164 de frecuencia útil.
Un amplificador 216 (opcional) de bajo ruido
(low noise amplifier LNA) recibe una señal generada por el
filtro 214 de alta frecuencia basándose en la señal 210 de entrada y
la amplifica. El amplificador 216 de bajo ruido proporciona por
tanto una señal 218 de recepción, que también está designada con A.
El acondicionador 200 de señales comprende además un primer
mezclador 220. El primer mezclador 220 recibe la señal 218 de
recepción así como además al menos una señal 222 de oscilador
local. Sin embargo se prefiere que el primer mezclador 220 reciba
dos señales 222, 224 de oscilador local desplazadas entre sí
aproximadamente 90 grados (o en un intervalo entre 70 grados y 110
grados). El primer mezclador 220 genera por tanto basándose en la
señal 218 de recepción y las señales 222, 224 de oscilador local
una señal 226 en fase (también designada con B_{1}) así como una
señal 228 en cuadratura (también designada con B_{2}). Un segundo
mezclador 230 recibe la señal 226 en fase y la señal 228 en
cuadratura, así como además al menos una segunda señal 232 de
oscilador local. Sin embargo, preferiblemente el segundo mezclador
232 recibe dos señales 232, 234 de oscilador local desplazadas en
fase entre sí aproximadamente 90 grados (o en un intervalo entre 70
grados y 110 grados). El segundo mezclador 230 genera una primera
señal 236 de salida así como una segunda señal 238 de salida
basándose en la señal 226 en fase, la señal 228 en cuadratura y las
dos señales 232, 234 de oscilador local. La primera señal 236 de
salida sirve como señal de entrada para un amplificador separador o
separador 240. La señal de salida del separador está designada con
242 o B. La señal 242 de salida del separador 240 se suministra
además a un filtro 244 paso bajo. Una señal de salida del filtro
244 paso bajo se suministra además a un amplificador 246 con
amplificación ajustable. Una señal de salida del amplificador 246
con amplificación ajustable se suministra además a un convertidor
248 analógico-digital. El convertidor 248
analógico-digital proporciona una señal 250
digitalizada, discreta en el tiempo y de valor discreto para un
procesamiento 260 posterior digital. La segunda señal 238 de salida
del primer mezclador 230 se suministra por lo demás a un segundo
separador 270. Una señal 272 de salida (también designada con D)
del segundo separador 270 se suministra además a través de un
segundo filtro 274 paso bajo a un segundo amplificador 276 con
amplificación ajustable como señal de entrada de alta frecuencia.
Una señal de salida de alta frecuencia del segundo amplificador 276
con amplificación ajustable se suministra además a un segundo
convertidor 278 analógico-digital como una señal de
entrada analógica. El segundo convertidor 278
analógico-digital proporciona una segunda señal 280
digitalizada para el procesamiento 260 adicional digital basándose
en la señal de entrada analógica. El procesamiento posterior o
adicional 260 digital genera una primera señal 282 de salida en
fase y una primera señal 284 de salida en cuadratura basándose en
la primera señal 250 digital. La primera señal 282 de salida en fase
y la primera señal 284 de salida en cuadratura describen a este
respecto esencialmente el contenido de información de la primera
banda 162 de frecuencia útil. El procesamiento 260 posterior genera
además una segunda señal 286 de salida en fase y una segunda señal
288 de salida en cuadratura basándose en la segunda señal 280
digitalizada. La segunda señal 286 de salida en fase y la segunda
señal 288 de salida en cuadratura describen a este respecto
esencialmente el contenido de información de la segunda banda 164
de frecuencia útil.
Basándose en la vista global estructural sobre
la disposición 200 de conexión se describe a continuación con
detalle la estructura del primer mezclador 220 así como del segundo
mezclador 230.
El primer mezclador 220 comprende un mezclador
282 en fase así como un mezclador 284 en cuadratura. El mezclador
282 en fase recibe como primera señal de entrada la señal 218 de
recepción y además como segunda señal de entrada la señal 222 de
oscilador local. El mezclador 282 en fase pone a disposición como
señal de salida la señal 226 en fase. Además de la mera
funcionalidad de mezclador el mezclador 282 en fase puede contener
por ejemplo además un filtro y/o un dispositivo de adaptación de
impedancia para emitir como señal 226 en fase por ejemplo sólo la
imagen 172 mezclada de manera descendente de la primera banda 162 de
frecuencia útil y la imagen 174 mezclada de manera descendente de
la segunda banda de frecuencia útil (aunque no o sólo de forma
atenuada las imágenes 176, 178 mezcladas de manera ascendente).
El mezclador 284 en cuadratura recibe como
primera señal de entrada igual que el mezclador 282 en fase la
señal 218 de recepción. El mezclador 284 en cuadratura recibe además
como segunda señal de entrada la señal 224 de oscilador local. El
mezclador 284 en cuadratura proporciona además como señal de salida
la señal 228 en cuadratura. Igual que el mezclador 282 en fase,
también el mezclador 284 en cuadratura puede comprender una
funcionalidad de filtro por ejemplo para emitir sólo las imágenes
182, 184 de la primera banda 162 de frecuencia útil y de la segunda
banda 164 de frecuencia útil mezcladas de manera descendente.
El segundo mezclador 230 comprende una primera
disposición 290 de mezclador, una segunda disposición 292 de
mezclador, una tercera disposición 294 de mezclador y una cuarta
disposición 296 de mezclador. La primera disposición 290 de
mezclador recibe como primera señal de entrada la señal 226 en fase
y como segunda señal de entrada la señal 232 de oscilador local. La
segunda disposición 292 de mezclador recibe como primera señal de
entrada la señal 226 en fase y como segunda señal de entrada la
señal 234 de oscilador local. La tercera disposición 294 de
mezclador recibe como primera señal de entrada la señal 228 en
cuadratura y como segunda señal de entrada la señal 232 de
oscilador local. La cuarta disposición 296 de mezclador recibe como
primera señal de entrada la señal 228 en cuadratura y como segunda
señal de entrada la señal 234 de oscilador local.
En otras palabras, la segunda disposición 292 de
mezclador y la cuarta disposición 296 de mezclador reciben la misma
señal 234 de oscilador local. La primera disposición 290 de
mezclador y la tercera disposición 294 de mezclador reciben además
la misma señal 232 de oscilador local.
El segundo mezclador 230 comprende además un
primer combinador 298 así como un segundo combinador 300. El primer
combinador o sumador 298 recibe una señal de salida de la segunda
disposición 292 de mezclador así como una señal de salida de la
tercera disposición 294 de mezclador. El primer combinador 298 está
diseñado a este respecto para combinar o añadir o sumar la señal de
salida de la primera disposición 292 de mezclador y la señal de
salida de la tercera disposición 294 de mezclador con el mismo
signo, preferiblemente negativo. El primer combinador o elemento de
adición o sumador 298 forma como señal de salida, es decir, como
resultado de la adición o de la suma, la primera señal 236 de
salida. El segundo combinador o elemento de adición o sumador 300
recibe como primera señal de entrada una señal de salida de la
primera disposición 290 de mezclador y como segunda señal de
entrada una señal de salida de la cuarta disposición 296 de
mezclador. El combinador o elemento de adición o sumador 300 está
diseñado para añadir o sumar las señales de salida de la primera
disposición 290 de mezclador y de la cuarta disposición 296 de
mezclador con el mismo signo (preferiblemente positivo). El segundo
combinador o elemento de adición o sumador 300 proporciona el
resultado de la adición o la suma como segunda señal 238 de
salida.
Debe indicarse por lo demás que la señal 222 de
oscilador local está desplazada en fase con respecto a la señal 224
de oscilador local de manera ideal 90 grados (en general: en un
intervalo entre 70 grados y 110 grados). Este desplazamiento se
consigue por ejemplo a través de un desplazador 302 de fase, que
está diseñado para derivar las señales 222, 224 de oscilador local
de una primera señal 304 de oscilador local aplicando un
desplazamiento de fase. En otras palabras, el desplazador 302 de
fase está diseñado para recibir la primera señal 304 de oscilador
local desde un primer oscilador 306 local y basándose en la misma
generar las señales 222, 224 de oscilador local. Por ejemplo el
desplazador 302 de fase puede estar diseñado para generar la señal
224 de oscilador local como una versión o copia desplazada cero
grados de la primera señal 304 de oscilador local, y para generar
la segunda señal 222 de oscilador local como una copia o versión
desplazada 90 grados de la primera señal 304 de oscilador
local.
Además se prefiere derivar las señales 232, 234
de oscilador local de una segunda señal 308 de oscilador local a
través de un desplazador 310 de fase. En otras palabras, el
desplazador 310 de fase está diseñado para recibir la segunda señal
308 de oscilador local, y para proporcionar la señal 234 de
oscilador local como una versión o copia desplazada en fase cero
grados de la segunda señal 308 de oscilador local. El desplazador
310 de fase está diseñado además para proporcionar la señal 232 de
oscilador local como una versión o copia desplazada en fase 90
grados de la segunda señal 308 de oscilador local.
Por lo demás se prefiere derivar la segunda
señal 308 de oscilador local a través de un divisor 312 de
frecuencia de una señal de salida del primer oscilador 306 local,
por ejemplo de la primera señal 304 de oscilador local. El divisor
312 de frecuencia está diseñado a este respecto preferiblemente para
conseguir una relación de división de frecuencia de 2^{n}. En
otras palabras, el divisor 312 de frecuencia recibe una señal de la
frecuencia de la primera señal 304 de oscilador local y divide su
frecuencia entre 2^{n}, aplicándose: n \geq 1. De este modo se
consigue que las dos señales 304, 308 de oscilador local se deriven
de un único oscilador local, el primer oscilador 306 local. Por
consiguiente las señales 222, 224, 232, 234 de oscilador local
tienen una fase bloqueada entre sí.
Por lo demás debe indicarse que el ajuste de la
amplificación de los amplificadores 246, 276 se realiza a través de
un control digital de la amplificación. El control de la
amplificación se realiza preferiblemente de manera sincronizada en
los dos amplificadores 246, 276 a través de una señal de control
común.
El procesamiento 260 posterior realiza además un
muestreo en cuadratura de las señales 250, 280 digitalizadas. Una
frecuencia f_{s} de muestreo corresponde a este respecto a un
cuádruplo de una segunda frecuencia intermedia, en la que se
representan la primera banda 162 de frecuencia útil y la segunda
banda 164 de frecuencia útil a través del segundo mezclador
230.
Con respecto al muestreo en cuadratura se supone
que el primer convertidor 248 analógico/digital y el segundo
convertidor 278 analógico/digital están diseñados para muestrear o
convertir las señales de salida proporcionadas por los
amplificadores 246, 276 en momentos n x T_{s} (siendo
T_{s}=1/f_{s}). A este respecto se parte de que n representa un
número entero, y que puede, aunque no tiene que, existir un
desplazamiento de fase entre el muestreo a través del primer
convertidor 248 analógico/digital y el segundo convertidor 278
analógico/digital. Para una generación de la primera señal 282 de
salida en fase la primera señal 282 de salida en fase se ajusta a
cero siempre que se aplique: cos (nn/2) = 0. En cambio, si se aplica
cos (nn/2) = +/-1, entonces se proporcionan valores de muestreo a
partir de la señal 250 digitalizada como primera señal 282 de salida
en fase. En otras palabras, la primera señal 282 de salida en fase
comprende sólo valores para índices n de muestreo de número par.
Alternativamente a ello, la primera señal 282 de
salida en fase puede generarse también a través de una
multiplicación de la señal 250 digitalizada por cos (nn/2), siendo
n, tal como se describió anteriormente, un índice de tiempo de los
valores de muestreo.
De una manera comparable se genera la primera
señal 284 de salida en cuadratura ajustando a cero valores de la
primera señal de salida en cuadratura para valores de número par del
índice n de muestreo, y emitiendo para valores de número impar del
índice n de muestreo valores de muestreo de la primera señal 250
digitalizada como la primera señal 284 de salida en cuadratura.
La señal 284 de salida en cuadratura puede
generarse por lo demás también a través de una multiplicación de
los valores de muestreo de la primera señal 250 digitalizada por sen
(nn/2) (o por -sen(nn/2)).
Un ajuste a cero de valores en la determinación
de la primera señal 284 de salida en fase y de la primera señal 284
de salida en cuadratura puede estar sustituido por lo demás también
por una eliminación de los valores correspondientes.
La determinación de la segunda señal 286 de
salida en fase y de la segunda señal 288 de salida en cuadratura
basándose en la segunda señal 280 digitalizada se realiza por lo
demás de la misma manera que la generación de la primera señal 284
de salida en fase y de la primera señal 284 de salida en cuadratura
basándose en la primera señal 250 digitalizada.
La figura 3 muestra por lo demás una
representación espectral de diferentes señales en el acondicionador
200 de señales. Una primera representación 320 espectral describe
un espectro de la señal 218 de recepción (también designada con
señal A), tal como se da sin un filtro de supresión de frecuencia
imagen en el lado de entrada (esto es, por ejemplo sin un filtro
214 de alta frecuencia). En una abscisa 322 está anotada a este
respecto la frecuencia, mientras que una ordenada 324 muestra por
ejemplo una densidad de potencia espectral. La representación 320
espectral muestra una primera banda 330 de frecuencia útil (también
designada con B1), una segunda banda 332 de frecuencia útil
(también designada con B2), una primera señal 334 de oscilador local
(también designada con LO1), una primera banda 336 de frecuencia
imagen (también designada con IMB1) así como una segunda banda 338
de frecuencia imagen (también designada con IMB2). La primera banda
336 de frecuencia imagen es, con respecto a la primera señal 334 de
oscilador local, una banda de frecuencia imagen con respecto a la
primera banda 330 de frecuencia útil, y la segunda banda 338 de
frecuencia imagen es, con respecto a la primera señal 334 de
oscilador local, una banda de frecuencia imagen con respecto a la
segunda banda 332 de frecuencia útil. En otras palabras, la primera
banda 330 de frecuencia útil y la primera banda 336 de frecuencia
imagen se sitúan con respecto a la frecuencia de la primera señal
334 de oscilador local de manera simétrica con respecto a la
frecuencia. La segunda banda 332 de frecuencia útil y la segunda
banda 338 de frecuencia imagen se sitúan además de manera simétrica
con respecto a la frecuencia de la primera señal 334 de oscilador
local.
Con fines ilustrativos se supone en este caso
que la primera banda 330 de frecuencia útil, la segunda banda 332
de frecuencia útil, la primera banda 336 de frecuencia imagen y la
segunda banda 338 de frecuencia imagen presenten la misma amplitud
o distribución de amplitud espectral.
Una representación 340 espectral muestra un
espectro de la señal 218 de recepción (señal A) para el caso de que
el filtro 214 de alta frecuencia atenúe bandas 336 (INB1) ó 338
(INB2) de frecuencia imagen. En otras palabras, las bandas 336, 338
de frecuencia imagen tienen una menor amplitud según la
representación 340 espectral en comparación con las bandas 330, 332
de frecuencia útil.
Una representación 360 espectral muestra un
espectro de la señal 226 en fase (B_{1}) o de la señal 228 en
cuadratura (B_{2}). En una abscisa 361a está anotada a su vez la
frecuencia, mientras que una ordenada 361b muestra una densidad de
potencia espectral. La representación 360 espectral muestra una
imagen 362 de la primera banda 330 de frecuencia útil y de la
primera banda 336 de frecuencia imagen. En otras palabras, la
primera banda 330 de frecuencia útil y la primera banda 336 de
frecuencia imagen correspondiente se representan a través de un
mezclado con el primer oscilador 334 local a intervalos de
frecuencia idénticos. La representación 360 espectral muestra
además una imagen 364 de la segunda banda 332 de frecuencia útil y
de la segunda banda 338 de frecuencia imagen correspondiente.
La representación 360 espectral muestra además
la segunda señal 336 de oscilador local. La primera imagen 362 y la
segunda imagen 364 son (al menos en parte) bandas imagen una de otra
con respecto a la segunda señal 366 de oscilador local. En otras
palabras, la primera imagen 362 y la segunda imagen 364 se sitúan
con respecto a la frecuencia de la segunda señal 366 de oscilador
local (al menos aproximadamente) en forma de imagen invertida.
Una representación 380 espectral muestra un
espectro de la señal 242 de salida en la salida del amplificador
240 separador (que también se designa con C). Una representación 390
espectral muestra un espectro de la señal 272 de salida en la
salida del segundo amplificador 270 separador (que también se
designa con D). La señal 242 de salida en la salida del primer
amplificador 240 separador comprende esencialmente un contenido de
información de la primera banda 330 de frecuencia útil (así como,
de forma atenuada, como una señal parásita, una parte de señal de
la primera banda 336 de frecuencia imagen). La señal 272 de salida
en la salida del segundo amplificador 270 separador comprende
esencialmente un contenido de información de la segunda banda 332 de
frecuencia útil (y, de manera atenuada, como una parte parásita,
una parte de señal de la segunda banda 338 de frecuencia
imagen).
Por lo demás debe indicarse que la señal 242 en
la salida del primer amplificador 240 separador así como la señal
272 en la salida del segundo amplificador 270 separador comprenden
esencialmente partes de señal en una segunda frecuencia intermedia.
En otras palabras, la imagen de la primera banda 330 de frecuencia
útil en la señal 242 de salida comprende la segunda frecuencia
intermedia (ZF2) (o se sitúa alrededor de la segunda frecuencia
intermedia). La imagen de la segunda banda 332 de frecuencia útil en
la señal 272 de salida comprende igualmente la segunda frecuencia
intermedia (ZF_{2}) o se sitúa alrededor de la segunda frecuencia
intermedia.
Por lo demás debe indicarse que la primera banda
330 de frecuencia útil según la figura 3 corresponde a la primera
banda 162 de frecuencia útil según la figura 1. Por lo demás la
segunda banda 332 de frecuencia útil según la figura 3 corresponde
a la segunda banda 164 de frecuencia útil según la figura 1.
En resumen puede indicarse por tanto que la
invención presentada representa una arquitectura de receptor para
la reducción de una absorción de potencia de receptores de banda
ancha de alta precisión. La arquitectura de receptor según las
figuras 1 y 2 puede aplicarse por ejemplo para una recepción
simultánea de dos bandas de un determinado sistema de navegación
(por ejemplo L1 y L2c de GPS, o L5 y L6 de Galileo), aunque también
para una recepción simultánea de bandas de diferentes sistemas. La
figura 3 muestra una operación de frecuencia simplificada dentro de
la arquitectura Weaver modificada o dentro de los mezcladores de
supresión de frecuencia imagen Weaver modificados. La figura 2
muestra una arquitectura del receptor dual de frecuencia intermedia
baja de conversión doble de banda ancha presentado. En otras
palabras, la figura 2 muestra una arquitectura de un receptor según
la invención utilizando un acondicionador de señales según la
invención.
B1 y B2 representan las bandas deseadas (o
bandas de frecuencia útil), e IMB1 e IMB2 representan las bandas
imagen correspondientes. Una frecuencia, en la que se sitúan las
bandas imagen, depende de una selección de la frecuencia LO1 de la
primera señal 304 de oscilador local. Dos filtros de elección previa
(por ejemplo) independientes (implementados por ejemplo en el
filtro 214 de alta frecuencia) seleccionan la primera banda 330 de
frecuencia útil (B1) y la segunda banda 332 de frecuencia útil (B2).
En la operación de frecuencia presentada o en la selección
presentada de frecuencias la frecuencia LO1 de la primera señal de
oscilador local está diseñada conjuntamente para la primera banda
de frecuencia útil B1 y la segunda banda de frecuencia útil B2, y
se sitúa preferiblemente entre las dos bandas 330, 332 de frecuencia
útil. Aún así no está fijada una frecuencia LO1 exacta de una
primera señal 304 de oscilador local. La frecuencia LO1 de la
primera señal de oscilador local debe elegirse por un lado de modo
que la supresión garantizada por los filtros de elección previa
(realizada por ejemplo a través del filtro 214 de alta frecuencia)
(por ejemplo de las bandas 336, 338 imagen) esté maximizada. Por
otro lado debe considerarse, en la selección de la frecuencia LO1 de
la primera señal 304 de oscilador local (o de la frecuencia del
primer oscilador 306 local), la intensidad de elementos de
interferencia. Si por ejemplo el transcurso de la frecuencia de
ambos filtros de elección previa (para la supresión de las bandas
imagen) centrado a la frecuencia media correspondiente es igual,
entonces se consigue una supresión máxima, cuando el primer
oscilador LO1 local (o la frecuencia del primer oscilador local) se
sitúa en tres cuartas partes de una banda y una cuarta parte de la
otra (véase la figura 3).
Por tanto se prefiere que el filtro 240 de alta
frecuencia comprenda una combinación de dos filtros paso banda o un
filtro paso banda combinado, presentando el filtro paso banda en
total una primera zona de paso, en cuyo centro se sitúa la primera
banda 330 de frecuencia útil. Además se prefiere que el filtro paso
banda presente en total una segunda zona de frecuencia de paso, en
cuyo centro se sitúa la segunda gama 332 de frecuencia útil. Además
se prefiere que un ancho de banda de 10 dB (aunque preferiblemente
un ancho de banda de 20 dB o un ancho de banda de 40 dB) de la
primera zona de paso sea menor que una separación entre centros de
banda de la primera banda 330 de frecuencia útil y de la segunda
banda 332 de frecuencia útil. Por lo demás se prefiere además que
un ancho de banda de 10 dB (aunque preferiblemente un ancho de banda
de 20 dB o un ancho de banda de 40 dB) de la segunda zona de paso
sea menor que la separación entre el centro de banda de la primera
banda 330 de frecuencia útil y de la segunda banda 332 de
frecuencia útil. En este caso puede garantizarse una supresión
suficiente de frecuencias imagen. Una supresión de frecuencias
imagen especialmente buena se da cuando la frecuencia de la primera
señal 334 de oscilador local se sitúa de manera asimétrica entre la
primera banda 330 de frecuencia útil y la segunda banda 332 de
frecuencia útil, de modo que por ejemplo una separación con
respecto a la frecuencia entre una frecuencia media de la primera
banda 330 de frecuencia útil y la señal 334 de oscilador local es
tres veces una separación con respecto a la frecuencia entre la
frecuencia media de la segunda banda 332 de frecuencia útil y la
señal 334 de oscilador local.
El receptor 200 puede estar compuesto por
ejemplo por un único trayecto con una antena 212 dual, un filtro
214 de elección previa y un amplificador 216 de bajo ruido (LNA). De
manera alternativa el receptor también puede estar compuesto por
dos trayectos con antenas, filtros y amplificadores normales (por
ejemplo de una sola banda) y adaptados para la banda
correspondiente. Tras la primera conversión de frecuencia compleja
(a través del primer mezclador) se mezclan B1 en ZF_{1B1} y B2 en
ZF_{1B2} con la segunda señal de oscilador L_{O2} local de
manera descendente para obtener una segunda frecuencia intermedia
ZF_{2}. Para ello la frecuencia de la segunda señal de oscilador
LO_{2} local se sitúa preferiblemente en el centro entre
ZF_{1B1} y ZF_{1B2}, de modo que B1 y B2 son una segunda banda
imagen una de otra. La segunda conversión de frecuencia se realiza
a través de un mezclador complejo doble (por ejemplo a través del
segundo mezclador 230). Las cuatro señales reales (esto es, las
cuatro señales de salida de la primera disposición 290 de mezclador,
de la segunda disposición 292 de mezclador, de la tercera
disposición 294 de mezclador y de la cuarta disposición 296 de
mezclador) se añaden por pares (en los combinadores o elementos de
adición o sumadores 298, 300), por lo que B1 y B2 existen por
separado entre sí. La segunda señal de oscilador LO_{2} local
puede generarse a partir de la primera señal de oscilador LO1 local
por ejemplo a través de un divisor de frecuencia digital sencillo.
De este modo puede realizares la conversión de frecuencia doble
descrita de dos bandas diferentes a través de un único sintetizador
de frecuencia.
Las B1 y B2 reales se sitúan en una segunda
ZF_{2} baja, que se sitúa algo por encima de la mitad del mayor
ancho de banda entre B1 y B2. De este modo se optimiza de manera
máxima la absorción de potencia de los amplificadores 246, 276 con
amplificación ajustable y el convertidor 248, 278
analógico/digital.
La topología de receptor anteriormente descrita
suprime las dos señales imagen de una conversión de frecuencia
doble a través de una topología Weaver modificada, una planificación
de frecuencia innovadora (que tiene en cuenta ambas bandas como
imagen o bandas imagen una de otra en la segunda conversión de
frecuencia) y un único sintetizador de frecuencia. La propia
topología de receptor está por tanto muy optimizada con respecto a
la potencia, y ayuda por tanto a minimizar la absorción de
corriente de los amplificadores 246, 276 con amplificación
ajustable y de los convertidores 248, 278 analógico/digital.
El convertidor 248, 278 analógico/digital no
realiza en la arquitectura descrita una conversión de frecuencia
por submuestreo, ya que la segunda frecuencia intermedia ZF_{2} ya
es tan pequeña como puede ser con respecto al mayor ancho de banda
de B1 y B2.
Finalmente se mezclan B1 y B2 de manera
descendente a través de un muestreo en cuadratura sencillo en
f_{s}/2 en una banda base, representando f_{s} la tasa de
muestreo del convertidor 248, 278 analógico/digital. Para ello la
tasa f_{s} de muestreo es cuatro veces más alta que la segunda
frecuencia intermedia ZF_{2}, lo que en la arquitectura presentada
no es exigente, gracias a la segunda intermedia ZF_{2} mínima. En
una relación entre la segunda frecuencia intermedia ZF_{2} y la
tasa de muestreo según ZF_{2} = f_{s}/4 el muestreo en
cuadratura de B1 y B2 en la banda base da como el resultado señales
complejas sin imprecisiones analógicas y a una tasa de transmisión
de datos de f_{s}/2 para cada canal.
Una conversión de frecuencia doble analógica
posibilita una segunda frecuencia intermedia ZF_{2} mínima. Esto
posibilita a su vez que no se necesita un submuestreo. De esto modo
puede realizarse una función de antisolapamiento del filtrado antes
del amplificador 246, 276 con amplificación ajustable (VGA) a través
de un filtro 244, 274 paso bajo. Esto es una gran ventaja para
aplicaciones que son muy sensibles frente a una modificación de
tiempo de propagación de grupo. Esto es especialmente crítico en
grandes anchos de banda.
A continuación se describen las mejoras y
ventajas respecto al estado de la técnica, que se obtienen a través
del acondicionador de señales según la invención o a través de la
topología de receptor según la invención. La topología de receptor
aquí presentada es un receptor de banda dual y requiere menos
elementos constructivos que en el caso de dos receptores
independientes. Al contrario que otros receptores duales la
topología aquí presentada suprime ambas frecuencias imagen, que
proceden de una conversión de frecuencia en dos etapas. Una gran
ventaja consiste en que la absorción de corriente no se aumenta en
la supresión de señales imagen más anchas. Este no sería el caso
por ejemplo si se empleara una topología Hartley, que se basa en
filtros paso banda activos complejos.
La topología según la invención tiene una gran
capacidad de integración y posibilita una implementación en forma
de una solución de un chip. Por ejemplo, el primer mezclador 220 y
el segundo mezclador 230 pueden integrarse de manera monolítica en
un chip en una tecnología de semiconductor de silicio. Además pueden
integrarse opcionalmente los separadores 240, 270, los filtros 244,
274 paso bajo, los amplificadores 246, 276, los convertidores 248,
278 analógico/digital y/o el procesamiento 260 posterior en el mismo
chip de manera monolítica. Opcionalmente pueden integrarse además
por ejemplo el amplificador 216 y/o la generación de las señales de
oscilador local (que se compone del oscilador 306 local, el divisor
312 de frecuencia así como los desplazadores 302, 310 de fase) de
manera monolítica en un chip. Por lo demás por ejemplo los
mezcladores 220, 230 pueden realizarse de manera activa o pasiva
con diodos o con transistores. Por ejemplo puede utilizarse una
tecnología CMOS o una tecnología de
galio-arseniuro.
Por lo demás la topología descrita posibilita
una implementación muy optimizada respecto a la potencia. Esto se
produce porque sólo se requiere un único sintetizador de frecuencia
y porque la segunda frecuencia intermedia ZF_{2} puede ser
mínima. Además la supresión de la segunda señal imagen no requiere
para cada banda un trayecto en fase (I) ni un trayecto en
cuadratura (Q), lo que duplicaría el número de filtros y
amplificadores con amplificación ajustable (VGA). Esto sería el
caso si se utilizara la topología Hartley alternativa para la
supresión de la segunda banda imagen.
Debe indicarse que hay topologías de receptor
que suprimen ambas señales imagen, aunque requieren mucha corriente
y están muy limitadas respecto a la banda. Debe indicarse además que
hay otros receptores que requieren menos potencia pero sólo
suprimen una de las dos bandas imagen. La topología según la
invención combina las intensidades de ambas topologías
convencionales en una solución muy integrada o con gran capacidad de
integración, siendo la supresión de banda imagen independiente de
un ancho de banda de señal. Ambas señales imagen se suprimen en una
topología Weaver gracias a una planificación de frecuencia
innovadora. Otras topologías muy integradas o con gran capacidad de
integración requieren una arquitectura Weaver para realizar la
separación de las bandas deseadas (primera señal imagen) y tras la
separación una topología Hartley para enmascarar la segunda señal
imagen a partir de las dos bandas. Para ello se requieren ambas
señales en forma compleja, lo que requiere cuatro filtros y VGA.
Gracias a la separación según la invención de ambas bandas en la
segunda y no en la primera conversión de frecuencia es suficiente
en la topología descrita trabajar con trayectos reales y no
complejos para las bandas separadas. Otra posibilidad consiste en
suprimir la segunda banda imagen en una zona digital. En un
receptor dual esto no es posible o sólo con grandes dificultades,
porque esto requeriría mezclar bandas ya separadas.
Debe indicarse que una topología nueva y eficaz,
para implementar un receptor de banda doble se basa en una primera
frecuencia intermedia (ZF) común. Por un lado, esta selección
provoca que ambas bandas sean la banda imagen una de otra. Por otro
lado, la selección de banda de alta frecuencia no proporciona
ninguna supresión de banda imagen porque ambas bandas recibidas
tras el filtrado correspondiente y la amplificación con poco ruido
se añaden entre sí. Estos dos factores dan lugar a la necesidad de
una arquitectura de receptor que proporcione una supresión de banda
imagen. La supresión puede mantenerse sin embargo reducida, porque
como espectro de ensanchamiento la banda imagen sólo puede
considerarse como ruido térmico. Esto facilita la capacidad de
integración de la arquitectura. Para optimizar el ancho de banda de
un amplificador con amplificación ajustable (VGA) y una frecuencia
de reloj de un convertidor analógico/digital (ADU) es deseable
ajustar las bandas en una frecuencia intermedia (ZF), que
corresponde a aproximadamente la mitad del ancho de banda (de las
bandas de frecuencia útil). La primera frecuencia intermedia (ZF)
viene fijada por la distancia de frecuencia entre ambas bandas
independientemente del ancho de las bandas. La primera frecuencia
intermedia (ZF) es por regla general considerablemente mayor que la
mitad de los anchos de banda de las bandas de frecuencia útil. Por
tanto es necesaria una conversión de frecuencia adicional para
conseguir la segunda frecuencia intermedia (ZF). A este respecto se
produce el inconveniente de que también tiene que suprimirse la
banda imagen que se produce a su vez. La supresión puede realizarse
por ejemplo a través de un filtro paso banda activo complejo. La
solución descrita está limitada sin embargo con respecto al ancho de
banda, porque la absorción de corriente de un filtrado complejo de
este tipo aumenta considerablemente con la frecuencia. Por este
motivo sólo anchos de banda pequeños a medios (aproximadamente
2-5 MHz) para móviles.
En otras palabras, la arquitectura de receptor
según la invención se basa en la arquitectura descrita anteriormente
y representa un perfeccionamiento de la arquitectura descrita
anteriormente.
A continuación vuelve a esbozarse brevemente el
objetivo solucionado con la presente invención. Con la invención
aquí presentada pueden construirse receptores móviles futuros de
banda muy ancha para sistemas de determinación de posición de alta
precisión que tienen una gran capacidad de integración y que
consumen poca potencia. Para reunir una arquitectura de banda dual
y la recepción de bandas muy grandes se suprimen dos frecuencias
imagen con ancho de banda. El receptor presentado o la arquitectura
de receptor presentada sitúan un único primer oscilador (LO1) de
manera asimétrica entre ambas bandas, lo que produce dos frecuencias
intermedias diferentes y de manera correspondiente dos señales
imagen. La supresión de las dos bandas imagen se produce a través
de una selectividad de filtros de elección previa. Una elección
precisa para la frecuencia del primer oscilador local o del primer
oscilador LO1 se produce por ejemplo para conseguir una atenuación
máxima de las primeras bandas imagen. El segundo oscilador o la
frecuencia del segundo oscilador local se encuentra en el centro de
las dos frecuencias intermedias ZF_{1B1} y ZF_{1B2}. De este
modo ambas bandas deseadas son segundas bandas imagen una de otra y
mediante un mezclador de supresión de frecuencia imagen Weaver
modificado pueden separarse entre sí. En la topología descrita
ambas bandas se sitúan en una segunda frecuencia intermedia
(ZF_{2}) común baja por lo que se reduce considerablemente la
absorción de potencia del amplificador con amplificación ajustable
(VGA) y del convertidor analógico/digital (ADU).
La topología dual descrita con conversión doble
posibilita por tanto integrar un receptor de un chip económico en
tecnología CMOS.
La figura 4 muestra por lo demás un
procedimiento según la invención para procesar una señal de
recepción con una primera banda de frecuencia útil y una segunda
banda de frecuencia útil. El procedimiento según la figura 4 se
designa en su totalidad con 400. El procedimiento 400 comprende en
una primera etapa 410 un mezclado de una señal de recepción, que
contiene la primera banda de frecuencia útil y la segunda banda de
frecuencia útil, con una primera señal de oscilador local,
situándose una frecuencia de la primera señal de oscilador local de
manera asimétrica entre la primera banda de frecuencia útil y la
segunda banda de frecuencia útil para obtener una señal en fase y
una señal en cuadratura, que presentan una primera parte de señal,
que representa una imagen mezclada de la primera banda de
frecuencia útil, y que presentan una segunda parte de señal, que
representa una imagen mezclada de la segunda banda de frecuencia
útil.
El procedimiento 400 comprende además en una
segunda etapa 420 un mezclado de la señal en fase y de la señal en
cuadratura utilizando una segunda señal de oscilador local. Una
frecuencia de la segunda señal de oscilador local se elige de modo
que la imagen mezclada de la primera banda de frecuencia útil y la
imagen mezclada de la segunda banda de frecuencia útil son al menos
en parte bandas imagen una de otra con respecto a la segunda señal
de oscilador local. El mezclado se realiza además para proporcionar
por separado contenidos de información de la primera banda de
frecuencia útil y de la segunda banda de frecuencia útil.
El procedimiento 400 puede complementarse por lo
demás con todas aquellas etapas que se realizan mediante los
acondicionadores de señales descritos.
De este modo, en resumen, puede indicarse que la
presente invención crea un receptor dual de frecuencia intermedia
baja de conversión doble de banda ancha. El receptor de conversión
doble presentado suprime ambas frecuencias imagen
independientemente del ancho de banda de las dos bandas recibidas.
La supresión de la primera señal imagen se realiza a través de la
atenuación del filtro de selección previa y mediante una
planificación de frecuencia inteligente para la primera conversión
de frecuencia. El segundo oscilador local se sitúa entre ambas
bandas deseadas, de modo que las bandas deseadas tras la primera
conversión de frecuencia son una banda imagen una de otra. La
separación de ambas bandas se realiza mediante una segunda etapa
modificada de un mezclador Weaver para la supresión de frecuencia
imagen. Las ventajas de esta arquitectura consisten en la
posibilidad de implementar un receptor de alta precisión, de banda
ancha y optimizado respecto a la potencia. Además, la arquitectura
de receptor según la invención puede integrarse completamente (de
manera monolítica).
La presente invención posibilita por tanto por
ejemplo la estructura de receptores duales de alta precisión para
sistemas de determinación de posición. La presente invención puede
utilizarse por ejemplo en un receptor dual GPS, en un receptor dual
GALILEO, en un receptor dual GLONASS o en un receptor dual GNSS. La
planificación de frecuencia innovadora posibilita una supresión de
ambas bandas imagen con sólo una única supresión de banda imagen,
por lo que se ahorra mucha potencia. De este modo se obtiene una
topología de receptor dual con gran capacidad de integración que no
está limitada con respecto a la supresión de banda imagen por el
ancho de banda de señal.
Claims (24)
1. Acondicionador (100; 200) de señales para
procesar una señal (112; 218) de recepción con una primera banda
(162; 330) de frecuencia útil y una segunda banda (164; 332) de
frecuencia útil, para obtener dos señales (140, 142; 236, 238) de
salida, con las siguientes características:
- \quad
- un primer mezclador (110; 220) para mezclar la señal de recepción con una primera señal (114; 304) de oscilador local, situándose una frecuencia de la primera señal de oscilador local de manera asimétrica entre la primera banda de frecuencia útil y la segunda banda de frecuencia útil, y estando diseñado el primer mezclador para obtener una señal (120; 226) en fase y una señal (122; 228) en cuadratura, que presentan una primera parte (172, 182; 362) de señal, que representa una imagen mezclada de la primera banda de frecuencia útil, y que presentan una segunda parte (174, 184; 364) de señal, que representa una imagen mezclada de la segunda banda de frecuencia útil; y
- \quad
- un segundo mezclador (130) para mezclar la señal en fase y la señal en cuadratura utilizando una segunda señal (132; 232, 234, 308) de oscilador local, eligiéndose una frecuencia f_{LO2} de la segunda señal de oscilador local de modo que la imagen (172, 182; 362) mezclada generada a través del primer mezclador, de la primera banda de frecuencia útil y la imagen (174, 184; 364) mezclada generada a través del primer mezclador, de la segunda banda de frecuencia útil son al menos en parte bandas imagen una de otra con respecto a la segunda señal de oscilador local,
estando diseñado el segundo mezclador para
proporcionar por separado en su salida (140, 142; 236, 238)
contenidos de información de la primera banda de frecuencia útil y
de la segunda banda de frecuencia útil para obtener una primera
señal (140; 236) de salida que esencialmente comprende un contenido
de información de la primera banda de frecuencia útil, y para
obtener una segunda señal (142; 238) de salida que esencialmente
comprende un contenido de información de la segunda banda de
frecuencia útil.
2. Acondicionador (100; 200) de señales según la
reivindicación 1, comprendiendo el acondicionador de señales además
un filtro (214) paso banda que está diseñado para proporcionar la
señal (112; 218) de recepción basándose en al menos una señal (210)
de entrada y que está diseñado además para dejar pasar la primera
banda (162; 330) de frecuencia útil y la segunda banda (164; 332)
de frecuencia útil y para atenuar bandas de frecuencia adyacentes a
la primera banda de frecuencia útil y a la segunda banda de
frecuencia útil con más intensidad que las bandas de frecuencia
útil.
3. Acondicionador (100; 200) de señales según la
reivindicación 2, en el que el filtro (214) paso banda está
diseñado para dejar pasar la primera banda (162; 330) de frecuencia
útil sin atenuación o con una atenuación reducida y para atenuar
una banda (336) de frecuencia imagen perteneciente a la primera
banda de frecuencia útil con respecto a una frecuencia (f_{LO1})
de la primera señal (114; 222, 224, 304; 334) de oscilador local
con más intensidad que la primera banda de frecuencia útil y en el
que el filtro paso banda está diseñado para dejar pasar la segunda
banda (164; 332) de frecuencia útil sin atenuación o con una
atenuación reducida y atenuar una banda (338) de frecuencia imagen
perteneciente a la segunda banda de frecuencia útil con respecto a
la frecuencia de la primera señal de oscilador local con más
intensidad que la segunda banda de frecuencia útil.
4. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 3, en el que la frecuencia
(f_{LO1}) de la primera señal (114; 222, 224, 304; 334) de
oscilador local se elige de modo que la primera banda (162; 330) de
frecuencia útil y la segunda banda (164; 332) de frecuencia útil se
representan a través del primer mezclador (110; 220) en bandas
(172, 174, 182, 184; 362, 364) de frecuencia no solapantes o
separadas entre sí.
5. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 4, aplicándose entre una frecuencia
f_{1}, que describe un centro de banda de la primera banda (162;
330) de frecuencia útil, y una frecuencia f_{2}, que describe un
centro de banda de la segunda banda (164; 332) de frecuencia útil, y
la frecuencia f_{LO1} de la primera señal (114; 222, 224, 304;
334) de oscilador local, una de las siguientes relaciones:
siendo la frecuencia f_{2} menor que la
frecuencia f_{1}.
6. Acondicionador (100; 200) de señales según la
reivindicación 5, situándose la frecuencia f_{LO1} fuera de la
primera banda (162; 330) de frecuencia útil y fuera de la segunda
banda (164; 332) de frecuencia útil.
7. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 6, describiendo una frecuencia
f_{3} un límite de banda inferior de la segunda banda (164; 332)
de frecuencia útil,
describiendo una frecuencia f_{4} un límite de
banda superior de la segunda banda de frecuencia útil, describiendo
una frecuencia f_{5} un límite de banda inferior de la primera
banda (162; 330) de frecuencia útil, cumpliéndose para una
frecuencia f_{LO1} de la primera señal (114; 222, 224, 304; 334)
de oscilador local las siguientes dos condiciones:
y
aplicándose además:
\hskip5cm11
8. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 6, describiendo una frecuencia
f_{4} un límite de banda superior de la segunda banda (164; 332)
de frecuencia útil, describiendo una frecuencia f_{5} un límite
de banda inferior de la primera banda (162; 330) de frecuencia útil,
describiendo una frecuencia f_{6} un límite de banda superior de
la primera banda (162; 330) de frecuencia útil, cumpliéndose para
una frecuencia f_{LO1} de la primera señal (114; 222, 224, 304;
334) de oscilador local las siguientes dos condiciones:
y
aplicándose además:
\hskip5cm13
9. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 8, siendo la primera banda (162;
330) de frecuencia útil una banda L1 de un sistema de determinación
de posición GPS y siendo la segunda banda (164; 332) de frecuencia
útil una banda L2 del sistema de determinación de posición GPS;
o
siendo la primera banda de frecuencia útil una
primera banda de un sistema de determinación de posición Galileo, y
siendo la segunda banda de frecuencia útil una segunda banda del
sistema de determinación de posición Galileo.
10. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 9, en el que la frecuencia
(f_{LO2}) de la segunda señal (132; 232, 234, 308) de oscilador
local se elige de modo que la frecuencia de la segunda señal de
oscilador local se sitúa entre una imagen (172, 182; 362) de la
primera banda (162; 330) de frecuencia útil en la que el primer
mezclador (110; 220) representa la primera banda de frecuencia útil
a través de un mezclado descendente y una imagen (174, 184; 364) de
la segunda banda (164; 332) de frecuencia útil en la que el primer
mezclador representa la segunda banda de frecuencia útil a través de
un mezclado descendente.
11. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 10, en el que la frecuencia
(f_{LO2}) de la segunda señal (132; 232, 234, 304) de oscilador
local se elige de modo que la frecuencia de la segunda señal de
oscilador local se diferencia de un valor medio entre una frecuencia
media de la primera parte (172, 182; 362) de señal y una frecuencia
media de la segunda parte (174, 184; 364) de señal como máximo en un
20%.
12. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 11, en el que el primer mezclador
(110; 220) comprende un mezclador (282) en fase y un mezclador (284)
en cuadratura,
\global\parskip0.900000\baselineskip
estando diseñado el mezclador en fase para
recibir la señal (112; 218) de recepción y representarla en la señal
(120; 226) en fase realizando una conversión de frecuencia,
estando diseñado el mezclador (284) en
cuadratura para recibir la señal (112; 218) de recepción y
representarla en la señal (122; 228) en cuadratura realizando una
conversión de frecuencia, y
estando diseñados el mezclador en fase y el
mezclador en cuadratura para recibir señales (222, 224) de oscilador
local con desplazamiento de fase entre sí con la misma frecuencia,
basándose ambas en la primera señal (114; 304) de oscilador
local,
situándose un desplazamiento de fase entre las
señales de oscilador local recibidas por el mezclador en fase y
recibidas por el mezclador en cuadratura en un intervalo entre 70
grados y 110 grados.
13. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 12, en el que el segundo mezclador
(130; 230) comprende una primera disposición (290) de mezclador, una
segunda disposición (292) de mezclador, una tercera disposición
(294) de mezclador, una cuarta disposición (296) de mezclador, un
primer combinador (298) y un segundo combinador (300),
estando diseñada la primera disposición (290) de
mezclador para recibir la señal (120; 226) en fase y una señal
(232) de oscilador local asociada a la primera disposición de
mezclador y para generar una señal de salida asociada a la primera
disposición (290) de mezclador;
estando diseñada la segunda disposición (292) de
mezclador para recibir la señal (120; 226) en fase y una señal (234)
de oscilador local asociada a la segunda disposición (292) de
mezclador y para generar una señal de salida asociada a la segunda
disposición (292) de mezclador;
estando diseñada la tercera disposición (294) de
mezclador para recibir la señal (122, 228) en cuadratura y una señal
(232) de oscilador local asociada a la tercera disposición (294) de
mezclador, y para generar una señal de salida asociada a la tercera
disposición de mezclador;
estando diseñada la cuarta disposición (296) de
mezclador para recibir la señal (122; 228) en cuadratura y una señal
(234) de oscilador local asociada a la cuarta disposición (296) de
mezclador, y para generar una señal de salida asociada a la cuarta
disposición de mezclador;
estando diseñado el primer combinador (298) para
combinar la señal de salida de la segunda disposición (292) de
mezclador con la señal de salida de la tercera disposición (294) de
mezclador para obtener la primera señal (140; 236) de salida;
estando diseñado el segundo combinador (300)
para combinar la señal de salida de la primera disposición (290) de
mezclador con la señal de salida de la cuarta disposición (296) de
mezclador para obtener la segunda señal (142; 238) de salida;
diferenciándose las señales de oscilador local
de la primera disposición de mezclador y de la tercera disposición
de mezclador con respecto a su posición de fase como máximo en 20
grados;
diferenciándose las señales de oscilador local
de la segunda disposición de mezclador y de la cuarta disposición de
mezclador con respecto a su posición de fase como máximo en 20
grados; y
presentando las señales de oscilador local de la
primera disposición de mezclador y de la tercera disposición de
mezclador con respecto a las señales de oscilador local de la
segunda disposición de mezclador y de la cuarta disposición de
mezclador un desplazamiento de fase en un intervalo entre 70 grados
y 110 grados.
14. Acondicionador (100; 200) de señales según
la reivindicación 13, siendo la señal (232) de oscilador local de la
primera disposición (290) de mezclador igual a la señal de oscilador
local de la tercera disposición (294) de mezclador; y
siendo la señal de oscilador local de la segunda
disposición (292) de mezclador igual a la señal de oscilador local
de la cuarta disposición (296) de mezclador.
15. Acondicionador (100; 200) de señales según
la reivindicación 13 ó 14, en el que el primer combinador (298) es
un primer sumador que está diseñado para sumar las señales de salida
de la segunda disposición (292) de mezclador y de la tercera
disposición (294) de mezclador con el mismo signo para obtener la
primera señal (140; 236) de salida; y
en el que el segundo combinador (300) es un
segundo sumador que está diseñado para sumar las señales de salida
de la primera disposición (290) de mezclador y de la cuarta
disposición (296) de mezclador con el mismo signo para obtener la
segunda señal (142; 238) de salida.
16. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 15, estando diseñado el
acondicionador de señales para generar la segunda señal (132; 232,
234, 308) de oscilador local a través de un divisor (312) de
frecuencia a partir de la primera señal (304) de oscilador local, o
para derivar la primera señal (114; 222, 224, 304) de oscilador
local y la segunda señal (132; 232, 234, 308) de oscilador local a
través de un sintetizador de frecuencia de una señal común, de modo
que la primera señal de oscilador local y la segunda señal de
oscilador local tienen entre sí una relación de frecuencia fija
previamente establecida.
17. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 16, en el que el primer mezclador
(110; 220) y el segundo mezclador (130; 230) están diseñados para
procesar señales (112, 120, 122; 218, 226, 228) de entrada y señales
(114, 132; 222, 224, 304, 232, 234, 310) de oscilador local de valor
continuo y de tiempo continuo analógicas, y para emitir señales
(120, 122, 140, 142; 226, 228, 236, 238) de salida en una
representación de valor continuo y de tiempo continuo.
18. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 17, estando diseñado el
acondicionador de señales para muestrear la primera señal (140; 236)
de salida o una señal derivada de la misma con una frecuencia
(f_{s}) de muestreo y convertirla de analógica a digital para
obtener una primera señal (250) digitalizada, y
para muestrear la segunda señal (142; 238) de
salida o una señal derivada de la misma con la frecuencia de
muestreo y convertirla de analógica a digital para obtener una
segunda señal (280) digitalizada,
desviándose la frecuencia de muestreo como
máximo un 20% de un cuádruplo de una segunda frecuencia intermedia
en la que el segundo mezclador (130; 230) representa la imagen (172,
182; 362) de la primera banda (162; 330) de frecuencia útil y la
imagen (174, 184; 364) de la segunda banda (164; 332) de frecuencia
útil.
19. Acondicionador (100; 200) de señales según
la reivindicación 18, estando definida la segunda frecuencia
intermedia como una frecuencia media de una parte de señal generada
a través del segundo mezclador a través de un mezclado descendente
de la imagen (172, 182; 362) de la primera banda (162; 330) de
frecuencia útil en la primera señal (140; 236) de salida, o como una
frecuencia media de una parte de señal generada a través del
segundo mezclador a través de un mezclado descendente de la imagen
(174, 184; 364) de la segunda banda (164; 132) de frecuencia útil en
la segunda señal (142; 238) de salida.
20. Acondicionador (100; 200) de señales según
la reivindicación 18 ó 19, estando diseñado el acondicionador de
señales para mezclar de manera descendente la primera señal (250)
digitalizada en una banda base y para mezclar de manera descendente
la segunda señal (280) digitalizada en una banda base.
21. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 18 a 20, estando diseñado el
acondicionador de señales para someter la primera señal (250) de
salida digitalizada a un muestreo en cuadratura, ajustándose a cero
o eliminándose cada segundo valor de muestreo a partir de la primera
señal de salida digitalizada, y ponderándose valores de muestreo
restantes de manera alternante con un primer valor (+1) previamente
establecido y un segundo valor (-1) previamente establecido para
obtener una primera señal (282) de salida en fase, siendo el primer
valor (+1) previamente establecido y el segundo valor (-1)
previamente establecido inversos entre sí, y ajustándose a cero o
eliminándose cada segundo valor de muestreo a partir de la primera
señal (280) de salida digitalizada desplazada temporalmente por una
etapa de muestreo con respecto al cálculo de la primera señal (284)
de salida en fase, y ponderándose valores de muestreo restantes de
manera alterante con un tercer valor (+1) previamente establecido y
un cuarto valor (-1) previamente establecido para obtener una
primera señal de salida en cuadratura, siendo el tercer valor (+1)
previamente establecido y el cuarto valor (-1) previamente
establecido inversos entre sí.
22. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 21, estando realizados el primer
mezclador (110; 220) y el segundo mezclador (130; 230) en una
tecnología CMOS.
23. Acondicionador (100; 200) de señales según
una de las reivindicaciones 1 a 22, estando el primer mezclador
(110; 220) y el segundo mezclador (130; 230) integrados de manera
monolítica en un chip.
24. Procedimiento (400) para procesar una señal
(112; 218) de recepción con una primera banda (162; 330) de
frecuencia útil y una segunda banda (164; 232) de frecuencia útil,
con las siguientes etapas:
- \quad
- mezclar la señal de recepción con una primera señal (114; 222, 224, 304) de oscilador local, situándose una frecuencia (f_{LO1}) de la primera señal de oscilador local de manera asimétrica entre la primera banda de frecuencia útil y la segunda banda de frecuencia útil para obtener una señal (120; 226) en fase y una señal (122; 228) en cuadratura, que presentan una primera parte (172, 282, 362) de señal, que representa una imagen mezclada de la primera banda de frecuencia útil, y que presentan una segunda parte (174; 184; 364) de señal, que representa una imagen mezclada de la segunda banda de frecuencia útil; y
- \quad
- mezclar (420) la señal en fase y la señal en cuadratura utilizando una segunda señal (132; 232, 234, 308) de oscilador local, eligiéndose una frecuencia de la segunda señal de oscilador local de modo que la imagen (172, 182; 362) mezclada de la primera banda de frecuencia útil y la imagen (174, 184; 364) mezclada de la segunda banda de frecuencia útil son al menos en parte bandas imagen una de otra con respecto a la segunda señal de oscilador local,
realizándose el mezclado para proporcionar por
separado contenidos de información de la primera banda de frecuencia
útil y de la segunda banda de frecuencia útil.
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