ES2277050T3 - Metodo de codificacion generalizada de voz de analisis por sintesis, y codificador que implanta tal metodo. - Google Patents
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Abstract
Un método de codificación de voz, que comprende los pasos de: - analizar una señal de audio de entrada (S) para determinar un respectivo conjunto de parámetros de filtro para cada uno de una sucesión de bloques de la señal de audio, - filtrar la señal de entrada en un filtro de equilibrado (3) perceptivo definido para cada bloque mediante el conjunto determinado de parámetros de filtro para producir una señal perceptivamente equilibrada (FS), - modificar una escala temporal de la señal equilibrada perceptivamente en base a información de tono fundamental para producir una señal filtrada modificada (MFS), - localizar lindes de bloque dentro de la señal filtrada modificada que corresponde al lindes de bloque de la señal de audio, y - procesar la señal filtrada modificada para obtener parámetros de codificación; en el que dicho procesamiento implica una operación de filtrado inverso que corresponde al filtro de equilibrado perceptivo, y en el que la operación de filtrado inverso se define mediante los conjuntos sucesivos de parámetros de filtro actualizados en los lindes de bloque localizados.
Description
Método de codificación generalizada de voz de
análisis por síntesis, y codificador que implanta tal método.
La presente invención se refiere a la
codificación mediante técnicas que usan codificación generalizada de
voz de análisis por síntesis y, más particularmente, a la
tecnología conocida como Predicción Lineal Relajada Excitada por
Código (RCELP) y similares.
Una gran clase de paradigmas de codificación de
voz está construida alrededor del concepto de la codificación
predictiva. Los codificadores predictivos de voz se usan
extensamente por sistemas de comunicación y de almacenamiento a
tasas medias y bajas de bitios.
El enfoque más práctico y común para la
codificación predictiva de voz es el esquema de predicción lineal
(LP), en el que los valores actuales de señal se estiman mediante
una combinación lineal de las muestras de señal transmitidas y
decodificadas previamente. La predicción lineal a corto plazo (ST),
que está estrechamente relacionada con la forma espectral de la
señal de entrada, se usó inicialmente para codificar voz.
Adicionalmente se introdujo una predicción lineal a largo plazo
(LT), para capturar la estructura armónica de la señal de voz, en
particular para segmentos de voz hablados.
El enfoque de análisis por síntesis (AbS) ha
proporcionado unos medios eficientes para un análisis y una
codificación óptimos del residual de LP a corto plazo, usando la
predicción lineal a largo plazo y una búsqueda de excitación de
libro de códigos. El esquema de AbS es la base de una gran familia
de codificadores de voz, que incluyen codificadores de predicción
lineal excitada por código (CELP) y vocodificadores autoexcitados
(A. Gersho, "Advances in Speech and Audio Compression", Proc.
del IEEE, vol. 82, nº 6, págs. 900-918, junio de
1994).
El análisis de LP a largo plazo, también
denominado "predicción de tono fundamental", en el codificador
y la síntesis de LP a largo plazo en el descodificador han
evolucionado, a medida que ha progresado la tecnología de
codificación de voz. Modelado inicialmente como un filtro de
derivación única, la LP a largo plazo se extendió para incluir
filtros de derivaciones múltiples (R. P. Ramachandran y P. Kabal,
"Stability and Performance Analysis of Pitch Filters in Speech
Coders", IEEE Trans. en ASSP, vol. 35, nº 7, págs.
937-948, julio de 1987). Después se han introducido
retrasos fraccionarios, usando un sobremuestreo y un submuestreo con
filtros de interpolación (P. Kroon y B. S. Atal, "Pitch
Predictors with High Temporal Resolution", Proc. ICASSP, vol. 2,
abril de 1990, págs. 661-664).
Esas extensiones del filtro inicial de
derivación única se diseñaron para mejorar la captura de las
redundancias a LT producidas por la fuente glotal en voz hablada.
Cuanto mejor es la coincidencia a LT y mejor es la codificación de
excitación de LP, mejores son los rendimientos globales. La
exactitud de coincidencia también se puede mejorar mediante
refrescamientos frecuentes de los parámetros a LT. Sin embargo, un
predictor a LT de derivaciones múltiples o una tasa más alta de
actualización para los filtros a LT requiere la transmisión de un
gran número de bitios para su representación, y eso aumenta
significativamente la tasa de bitios. Este coste puede resultar
prohibitivo en el caso de codificadores de baja tasa de bitios,
donde son necesarias por consiguiente otras soluciones.
Para superar algunas de las limitaciones del
enfoque de predicción a LT descrito anteriormente, se introdujo el
concepto de codificación generalizada de análisis por síntesis (W.
E. Kleijn y otros, "Generalized
Analysis-by-Synthesis Coding and
its Application to Pitch Prediction", Proc. ICASSP, vol. 1, 1992,
págs. 337-340). En este esquema, la señal original
es modificada antes de codificar, con la obligación de que la señal
modificada sea perceptivamente cercana o idéntica a la señal
original. La modificación es tal que los parámetros de codificador,
más precisamente los parámetros de predicción de tono fundamental,
están obligados a coincidir con un contorno específico de período
de tono fundamental. El contorno de tono fundamental se obtiene
mediante la interpolación de los parámetros de predicción de tono
fundamental columna a columna usando una representación de baja
resolución para el desfase de tono fundamental, lo que limita la
tasa de bitios necesitada para la representación de los parámetros
de predicción a LT.
La modificación realizada para coincidir con el
contorno de tono fundamental se llama modificación de escala
temporal o "pliegue temporal" (W. E. Kleijn y otros,
"Interpolation of the Pitch Predictor Parameters in
Analysis-by-Synthesis Speech
Coders", IEEE Trans. en SAP, vol. 2, nº 1, parte I, enero de
1994, págs. 42-54). El objetivo del procedimiento
de modificación de escala temporal es alinear los rasgos principales
de la señal original con los de la contribución de la predicción a
LT a la señal de excitación.
Los codificadores RCELP se derivan de los
codificadores CELP convencionales usando el concepto generalizado
de análisis por síntesis, descrito anteriormente, aplicado a los
parámetros de tono fundamental, como se describe en el documento W.
B. Kleijn y otros, "The RCELP Speech-Coding
Algorithm", Trans. Europeas en Telecomunicaciones, vol. 4, nº 5,
septiembre-octubre de 1994, págs.
573-582.
Los rasgos principales de los codificadores
RCELP son como viene a continuación. Como en los codificadores
CELP, primero se estiman los coeficientes de LP a corto plazo
(generalmente una vez por cada columna, algunas veces con
refrescamientos intermedios). La longitud de columna puede variar,
típicamente, entre 10 y 30 ms. En los codificadores RCELP, el
período de tono fundamental también se estima columna a columna, con
un algoritmo robusto de detección de tono fundamental. Después, se
obtiene un contorno de período de tono fundamental interpolando los
períodos de tono fundamental columna a columna. La señal original se
modifica para coincidir con este contorno de tono fundamental. En
implantaciones más tempranas (patente de Estados Unidos nº
5.704.003), este proceso de modificación de escala temporal se
realizó en la señal residual de LP a corto plazo. Sin embargo, una
solución preferida es usar una señal de entrada equilibrada
perceptivamente, obtenida filtrando la señal de entrada a través de
un filtro de equilibrado perceptivo, como se hace en el documento J.
Thyssen y otros, "A candidate for the ITU-T 4
kbit/s Speech Coding Standard", Proc. ICASSP, vol. 2, Salt Lake
City, Utah, EE.UU., mayo de 2001, págs. 681-684, o
en el documento Yang Gao y otros, "EX-CELP: A
Speech Coding Paradigm", Proc. ICASSP, vol. 2, Salt Lake City,
Utah, EE.UU., mayo de 2001, págs. 689-693.
La señal modificada de voz se puede obtener
entonces mediante filtrado inverso usando el filtro inverso de
preprocesamiento, mientras que las operaciones subsiguientes de
codificación pueden ser idénticas a las realizadas en un
codificador CELP convencional.
Se hace observar que la señal modificada de
entrada se puede calcular realmente, dependiendo de la clase de
filtrado realizado antes de la modificación de escala temporal, y
dependiendo de la estructura adoptada en el codificador CELP que
viene a continuación del módulo de modificación de escala
temporal.
Cuando el filtro de equilibrado perceptivo,
usado para la búsqueda fija de libro de códigos del codificador
CELP, es de la forma A(z)/A(z/\gamma), en donde
A(z) es el filtro de LP y \gamma un factor de equilibrado,
en el cálculo diana solo está implicado un filtrado recurrente. Solo
se necesita de este modo la señal residual para la búsqueda de
libro de códigos. En el caso de la codificación RCELP, el cálculo de
la señal original modificada puede no ser necesario si la
modificación de escala temporal se ha realizado sobre esta señal
residual. Los filtros de equilibrado perceptivo de la forma
A(z/\gamma_{1})/A(z/\gamma_{2}), con factores
\gamma_{1} y \gamma_{2} de equilibrado, se conoce que
proporcionan un mejor rendimiento, y más particularmente los
filtros perceptivos adaptativos, es decir, con \gamma_{1} y
\gamma_{2} variables, como se divulga en la patente de Estados
Unidos nº 5.845.244. Cuando se usan tales filtros de equilibrado en
el procedimiento CELP, la evaluación diana introduce dos filtros
recurrentes.
En muchas estructuras CELP (por ejemplo en el
documento R. Salami y otros, "Design and description of
CS-ACELP: a toll quality 8 kb/s speech coder",
IEEE Trans. en procesamiento de audio y voz, vol. 6, nº 2, marzo de
1998), el proceso intermedio de filtrado alimenta la señal residual
actual al filtro de síntesis de LP con la pasada señal de error
equilibrada como memoria. La señal de entrada está implicada tanto
en el cálculo residual como en la actualización de la señal de
error al final del procesamiento de columna.
En el caso de la RCELP, una implantación clara y
sencilla de este esquema introduce la necesidad de calcular la
entrada original modificada. Sin embargo, se pueden derivar esquemas
equivalentes, en los que no se requiere la señal modificada de
entrada. Estos se basan en el uso bien de la señal residual
modificada, si la modificación de escala temporal se aplicó a la
señal residual, o bien de la entrada equilibrada modificada, si la
modificación de escala temporal se aplicó a la voz equilibrada.
En la práctica, la mayoría de codificadores
RCELP no calculan realmente la señal original modificada usando la
clase de estructura presentada anteriormente.
En la figura 1 se muestra un diagrama de bloques
de un codificador RCELP conocido. Un módulo 1 de análisis de
codificación predictiva lineal (LPC) procesa primero la señal S de
audio de entrada, para proporcionar parámetros de LPC usados por un
módulo 2 para calcular los coeficientes del filtro 3 de
preprocesamiento cuya función de transferencia se representa como
F(z). Este filtro 3 recibe la señal S de entrada y suministra
una señal preprocesada FS a un módulo 4 de análisis de tono
fundamental. Los parámetros de tono fundamental estimados de este
modo son procesados por un módulo 5 para derivar una trayectoria de
tono fundamental.
La entrada filtrada FS se alimenta
adicionalmente a un módulo 6 de modificación de escala temporal que
proporciona la señal filtrada modificada MFS en base a la
trayectoria de tono fundamental obtenida por el módulo 5. Un
filtrado inverso que usa un filtro 7 de función de transferencia
F(z)^{-1} se aplica a la señal filtrada modificada
MFS para proporcionar una señal modificada MS de entrada alimentada
a un codificador CELP convencional 8.
El flujo digital \phi de salida del
codificador RCELP, ensamblado mediante un multiplexor 9, incluye
típicamente datos de cuantización para los parámetros de LPC y el
desfase de tono fundamental calculados por los módulos 1 y 4,
índices de libro de códigos de CELP obtenidos por el codificador 8,
y datos de cuantización para ganancias asociadas con la predicción
a LT y la excitación CELP, también obtenidos por el codificador
8.
En lugar de una función directa 7 de filtrado
inverso, se puede realizar la conversión de la señal filtrada
modificada en otro dominio. Esta observación se mantiene para la
técnica anterior discutida aquí y también para la presente
invención divulgada más adelante. Como ejemplo, tal dominio puede
ser el dominio residual, usándose el filtro
F(z)^{-1} de procesamiento inverso en combinación con otro procesamiento, tal como el filtrado de LP a corto plazo del codificador CELP. Para comprender más directamente el problema, la siguiente discusión considera el caso en el que la señal modificada de entrada se calcula realmente, es decir, cuando se usa explícitamente el filtro 7 de preprocesamiento inverso.
F(z)^{-1} de procesamiento inverso en combinación con otro procesamiento, tal como el filtrado de LP a corto plazo del codificador CELP. Para comprender más directamente el problema, la siguiente discusión considera el caso en el que la señal modificada de entrada se calcula realmente, es decir, cuando se usa explícitamente el filtro 7 de preprocesamiento inverso.
En la mayoría de los métodos de codificación de
voz de AbS, el procesamiento de voz se realiza en columnas de voz
que tienen una longitud típica de 5 a 30 ms, que corresponden al
período de análisis de LP a corto plazo. Dentro de una columna, se
asume que la señal es estacionaria, y los parámetros asociados con
la columna se mantienen constantes. Esto es verdad típicamente
asimismo para el filtro F(z), y sus coeficientes se
actualizan de este modo columna a columna. Se apreciará que el
análisis de LP se puede realizar más de una vez en una columna, y
que el filtro F(z) también puede variar de subcolumna a
subcolumna. Este es el caso, por ejemplo, cuando se usa
interpolación de intracolumna de los filtros de LP.
En lo que viene a continuación, la palabra
"bloque" se usará como que corresponde a la periodicidad de
actualización de los parámetros de filtro de preprocesamiento. Los
expertos en la técnica apreciarán que tal "bloque" puede
constar típicamente de una columna de análisis de LP, una subcolumna
de tal columna de análisis de LP, etc., dependiendo de la
arquitectura de códec.
La ganancia asociada con un filtro lineal es
definida como el cociente de la energía de su señal de salida con
relación a la energía de su señal de entrada. Claramente, una
ganancia alta de un filtro lineal corresponde a una ganancia baja
del filtro lineal inverso y viceversa.
Puede ocurrir que los filtros 3 de
preprocesamiento calculados para dos bloques consecutivos tengan
ganancias significativamente diferentes, mientras que las energías
de la voz original S son similares en ambos bloques. Puesto que las
ganancias de filtro son diferentes, las energías de las señales
filtradas FS para los dos bloques serán asimismo significativamente
diferentes. Sin una modificación de escala temporal, todas las
muestras del bloque filtrado de energía más alta se filtrarán
inversamente mediante el filtro lineal inverso 7 de ganancia más
baja, mientras que todas las muestras del bloque filtrado de energía
más baja se filtrarán inversamente mediante el filtro lineal
inverso 7 de ganancia más alta. En este caso, el perfil de energía
de la señal modificada MS refleja correctamente la de la voz S de
entrada.
Sin embargo, el procedimiento de modificación de
escala temporal hace que, cerca del linde de bloque, una porción de
un primer bloque, que puede incluir múltiples muestras, se pueda
desplazar hasta un segundo bloque adyacente. Las muestras en esa
porción del primer bloque se filtrarán mediante un filtro inverso
calculado para el segundo bloque, que podría tener una ganancia
significativamente diferente. De este modo, si muestras de una
señal filtrada modificada MFS de alta energía se remiten a un filtro
inverso 7 que tiene una ganancia alta en lugar de una ganancia
baja, se produce un crecimiento súbito de energía en la señal
modificada. Un oyente percibe tal crecimiento de energía como un
ruido "de chasquido" criticable.
La figura 2 ilustra este problema, representando
N un número de bloque, g_{d}(N) la ganancia del filtro 3
de preprocesamiento para el bloque N, y
g_{i}(N)=1/g_{d}(N) la ganancia del filtro inverso
7 para el bloque N.
Un objeto de la presente invención es
proporcionar una solución para evitar la falta de coincidencia
discutida anteriormente entre los filtros inversos de
preprocesamiento (presentes explicita o implícitamente) y la señal
modificada de escala temporal, como se divulga mediante la
reivindicación independiente 1 de método y la reivindicación
independiente 9 de aparato.
La presente invención se usa en el lado de
codificador de un códec de voz que usa un tipo de enfoque
EX-CELP o RCELP, en el que la señal de entrada se
ha modificado mediante un proceso de modificación de escala
temporal. La modificación de escala temporal se aplica a una
versión perceptivamente equilibrada de la señal de entrada.
Después, la señal filtrada modificada se convierte en otro dominio,
por ejemplo de regreso al dominio de voz o al dominio residual,
usando un correspondiente filtro inverso, directa o indirectamente,
por ejemplo combinado con otro filtro.
La presente invención elimina artefactos que son
resultado de la falta de alineamiento de la voz modificada de
escala temporal y de las actualizaciones de parámetro de filtro
inverso, ajustando la disposición temporal de las actualizaciones
del filtro inverso implicado en la conversión mencionada
anteriormente a otro dominio.
En el procedimiento de modificación de escala
temporal, se calcula ventajosamente una función de desplazamiento
temporal para localizar los lindes de bloque dentro de la señal
filtrada modificada, en el que tendrán lugar las actualizaciones de
parámetro de filtro inverso. El procedimiento de modificación de
escala temporal desplaza generalmente estos lindes de bloque con
respecto a sus posiciones en la señal filtrada entrante. La función
de desplazamiento temporal evalúa las posiciones de las muestras en
la señal filtrada modificada que corresponden a los lindes de
bloque de la señal original, con el fin de realizar las
actualizaciones de los parámetros de filtro inverso de
preprocesamiento en las posiciones más adecuadas. Actualizando los
parámetros de filtro en estas posiciones, el sincronismo entre el
filtro inverso y la señal filtrada modificada de escala temporal se
mantiene, y se eliminan los artefactos cuando la señal filtrada
modificada se convierte al otro dominio.
La invención propone de este modo un método de
codificación de voz, que comprende los pasos de:
- analizar una señal de audio de entrada para
determinar un respectivo conjunto de parámetros de filtro para cada
uno de una sucesión de bloques de la señal de audio;
- filtrar la señal de entrada en un filtro de
equilibrado perceptivo definido para cada bloque mediante el
conjunto determinado de parámetros de filtro para producir una señal
perceptivamente equilibrada;
- modificar una escala temporal de la señal
equilibrada perceptivamente en base a información de tono
fundamental para producir una señal filtrada modificada;
- localizar lindes de bloque dentro de la señal
filtrada modificada; y
- procesar la señal filtrada modificada para
obtener parámetros de codificación.
Este último procesamiento implica una operación
de filtrado inverso que corresponde al filtro de equilibrado
perceptivo. La operación de filtrado inverso se define mediante los
conjuntos sucesivos de parámetros de filtro actualizados en los
lindes de bloque localizados.
En una realización del método, el paso de
analizar la señal de entrada comprende un análisis de predicción
lineal llevado a cabo en columnas sucesivas de señal, estando hecha
cada columna de un número p de subcolumnas consecutivas (p\geq1).
Cada uno de los "bloques" puede constar entonces de una de
estas subcolumnas. El paso de localizar lindes de bloque comprende
entonces, para cada columna, determinar un conjunto ordenado de p+1
valores para localizar los lindes de sus p subcolumnas dentro de la
señal filtrada modificada.
El análisis de predicción lineal se aplica
preferiblemente a cada una de las p subcolumnas por medio de una
función de ventana de análisis centrada en esta subcolumna, mientras
que el paso de analizar la señal de entrada comprende
adicionalmente, para la columna actual, un análisis de predicción
lineal a futuro por medio de una función asimétrica de ventana de
análisis a futuro que tiene un soporte que no se extiende por
adelantado con respecto al soporte de la función de ventana de
análisis centrada en la última subcolumna de la columna actual y un
máximo alineado en una posición temporal localizada por adelantado
con respecto al centro de esta última subcolumna. En respuesta al
valor (p+1)º del conjunto ordenado determinado para la columna
actual que cae cerca del final de la columna, la operación de
filtrado inverso se actualiza ventajosamente en el linde de bloque
localizado por dicho valor (p+1)º que se ha de definir mediante un
conjunto de coeficientes de filtro determinados a partir del
análisis a futuro.
Otro aspecto de la presente invención se refiere
a un codificador de voz, que tiene medios adaptados para implantar
el método esbozado aquí anteriormente.
Otros rasgos y ventajas de la invención se
pondrán de manifiesto en la siguiente descripción de realizaciones
ejemplares no limitantes de ella, con relación a los dibujos
adjuntos, en los cuales:
La figura 1, discutida previamente, es un
diagrama de bloques de un codificador RCELP de acuerdo con la
técnica anterior;
la figura 2, discutida previamente, es un
diagrama de disposición temporal que ilustra el problema de "ruido
de chasquido" encontrado en ciertos codificadores RCELP del tipo
descrito con referencia a la figura 1;
la figura 3 es un diagrama similar a la figura
2, que ilustra el funcionamiento de un codificador RCELP de acuerdo
con la presente invención;
la figura 4 es un diagrama de bloques de un
ejemplo de codificador RCELP de acuerdo con la presente
invención;
la figura 5 es un diagrama de disposición
temporal que ilustra ventanas de análisis usadas en una realización
particular de la invención.
La figura 3 ilustra cómo se puede aliviar el
problema de falta de coincidencia evidente en la figura 2.
En lugar de bloques de filtrado inverso de
longitud constante relacionados con la longitud de columna o de
subcolumna de la señal de entrada, se aplica un filtrado inverso de
longitud variable. El linde en el cual el filtro inverso
F(z,N+1) sustituye al filtro inverso F(z,N) depende
del procedimiento de modificación de escala temporal. Si T_{0}
designa la posición de la primera muestra de la columna N+1 en la
señal filtrada FS, antes de la modificación de escala temporal, la
correspondiente posición de muestra en la señal filtrada modificada
se denota como T_{1} en la figura 3. Esta posición T_{1} se
proporciona como salida del procedimiento de modificación de escala
temporal. En el método propuesto, durante el procedimiento de
filtrado inverso, el filtro inverso F(z,N)^{-1} se
sustituye por el siguiente filtro inverso
F(z,N+1)^{-1} en la muestra T_{1} en lugar de en la muestra T_{0}. Por lo tanto, cada muestra se filtra inversamente mediante el filtro que corresponde al filtro de preprocesamiento de equilibrado perceptivo que se usó para producir la muestra, lo que reduce el riesgo de una falta de coincidencia de ganancia.
F(z,N+1)^{-1} en la muestra T_{1} en lugar de en la muestra T_{0}. Por lo tanto, cada muestra se filtra inversamente mediante el filtro que corresponde al filtro de preprocesamiento de equilibrado perceptivo que se usó para producir la muestra, lo que reduce el riesgo de una falta de coincidencia de ganancia.
Si se observa un desplazamiento a la izquierda
(T_{1}<T_{0}), las muestras de la señal modificada después
de T_{1} se tienen que filtrar mediante el filtro inverso que
corresponde a la siguiente columna de la señal de entrada.
Generalmente, ya se conoce una buena aproximación de este filtro
debido a un análisis a futuro realizado en la etapa de análisis de
LPC. Usar el filtro que es resultado del análisis a futuro en este
caso evita introducir cualquier retraso adicional cuando se usa la
presente invención.
Tal mejora del esquema RCELP se consigue en un
codificador como se pone de ejemplo en la figura 4. Con respecto a
la estructura conocida mostrada en la figura 1, los cambios están en
los módulos 16, 17 de modificación de escala temporal y de filtrado
inverso. Los otros elementos 1-5 y
8-9 se han representado con las mismas referencias
porque pueden ser esencialmente los mismos que en el codificador
RCELP conocido.
Como ilustración, el codificador de acuerdo con
la invención, como se muestra en la figura 4, puede ser un
codificador de voz de banda estrecha de baja tasa de bitios, que
tiene los siguientes rasgos:
- La longitud de columna es de 20 ms, es decir,
160 muestras a una velocidad de muestreo de 8 kHz.
- Cada columna está dividida en p=3 subcolumnas
(bloques) de 53, 53 y 54 muestras respectivamente, con una ventana
a futuro de 90 muestras. La figura 5 ilustra las diversas ventanas
de análisis usadas en el módulo 1 de análisis de LPC. Las líneas
verticales continuas son los lindes de columna, mientras que las
líneas verticales discontinuas son los lindes de subcolumna. Las
curvas simétricas continuas corresponden a las ventanas de análisis
de subcolumna, y la curva asimétrica de puntos y trazos representa
la ventana de análisis para la parte a futuro. Esta ventana de
análisis a futuro tiene el mismo soporte que la ventana de análisis
que pertenece a la tercera subcolumna de la columna, pero está
centrada en la región a futuro (es decir, su máximo está avanzado
para estar en alineamiento con el centro de la primera subcolumna de
la siguiente columna).
- Un modelo de LP a corto plazo de orden 10 es
usado por el módulo 1 de análisis de LPC para representar la
envuelta espectral de la señal. El correspondiente filtro
A(z) de LP se calcula para cada subcolumna.
- El filtro 3 de preprocesamiento es un filtro
adaptativo de equilibrado perceptivo de la forma
F(z)=A(z/\gamma_{1})/A(z/\gamma_{2}),
con A(z)=1+ \sum\limits^{10}_{i=1} \alpha_{i} \cdot
z^{-i} en la que a_{i} son los coeficientes del filtro de LP de
orden 10º sin cuantizar. La cantidad de equilibrado perceptivo,
controlado por \gamma_{1} y \gamma_{2}, es adaptativo para
depender de la forma espectral de la señal, por ejemplo como se
describe en la patente de Estados Unidos nº 5.845.244.
Se ha apuntado que una de las causas de la
degradación de señal es la diferencia en las ganancias de dos
filtros consecutivos de equilibrado perceptivo. Cuanto mayor es la
diferencia, mayor es el riesgo de una degradación audible. Aunque
se podría producir un cambio significativo de ganancia incluso
cuando se usa un filtro no adaptativo de equilibrado, es decir,
valores constantes de \gamma_{1} y \gamma_{2}, el filtro
adaptativo de equilibrado aumenta la probabilidad de que dos
ganancias consecutivas de filtro sean significativamente
diferentes, puesto que los valores de \gamma_{1} y
\gamma_{2} pueden cambiar bastante rápidamente, lo que puede
causar un cambio significativo de ganancia de una columna a la
siguiente. La invención propuesta es de este modo de particular
interés cuando se usa un filtro adaptativo de equilibrado.
La voz equilibrada se obtiene filtrando la señal
S de entrada por medio del filtro perceptivo 3 cuyos coeficientes
definidos por las a_{i}, \gamma_{1} y \gamma_{2} se
actualizan en los lindes originales de subcolumna, es decir, en
posiciones digitales de muestra 0, 53, 106 y 160. El análisis a LT
hecho por el módulo 4 en la voz equilibrada incluye una
clasificación de cada columna como hablada de manera estacionaria o
no. Para columnas habladas de manera estacionaria, la trayectoria
de tono fundamental es calculada por ejemplo por el módulo 5 por
medio de una interpolación lineal del valor de tono fundamental que
corresponde a la última muestra de la columna y el valor de tono
fundamental del final de la columna previa. Para columnas no
estacionarias, la trayectoria de tono fundamental se puede fijar a
algún valor constante de tono fundamental.
El módulo 16 de modificación de escala temporal
puede realizar, si es necesario, la modificación de escala temporal
de la voz equilibrada en base a períodos de tono fundamental, como
es el caso a menudo en codificadores RCELP. El linde entre dos
períodos se escoge en una región de baja energía entre dos pulsos de
tono fundamental. Después se calcula una señal diana para el
período dado mediante filtrado fraccionario a LT de la voz
equilibrada precedente de acuerdo con la trayectoria dada de tono
fundamental. La voz equilibrada modificada debe coincidir con esta
señal diana. La modificación de escala temporal de la voz
equilibrada consiste en dos pasos. En el primer paso, el pulso de
la voz equilibrada se desplaza para coincidir con el pulso de la
señal diana. El valor óptimo de desplazamiento se determina
maximizando la correlación cruzada normalizada entre la señal diana
y la voz equilibrada. En el segundo paso, las muestran que preceden
al pulso dado y que están entre los dos últimos pulsos se modifican
de escala temporal en la voz equilibrada. Las posiciones de estas
muestras se comprimen o expanden proporcionalmente como una función
de la operación de desplazamiento del primer paso. El retraso
acumulado se actualiza en base al valor local obtenido de
desplazamiento, y se guarda al final de cada subcolumna.
Las salidas del módulo 16 de modificación de
escala temporal son (1) la señal MFS de voz equilibrada modificada
de escala temporal y (2) los lindes de subcolumna modificada
representados en un conjunto ordenado i0 de p+1=4 entradas
i0[0], i0[1], i0[2], i0[3]. Estos lindes
modificados de subcolumna se calculan usando los retrasos
acumulados guardados, con la limitación: 0 \leq i0[0]<
i0[1]< i0[2]< i0[3] \leq160. Si los
retrasos acumulados son todos cero, las posiciones originales de
linde no cambian, es decir, i0[0]=0, i0[1]=53,
i0[2]=106, i0[3]=159.
En la realización ilustrada, el retorno del
dominio de voz se hace por medio del filtro inverso 17 cuya función
de transferencia es F(z)^{-1} =
A(z/\gamma_{2})/A(z/\gamma_{1}), en la que los
coeficientes a_{i}, \gamma_{1} y \gamma_{2} se cambian en
las posiciones de muestra dadas por el conjunto ordenado i0 de la
siguiente manera:
\newpage
- Para las posiciones de muestra 0 a
i0[0] - 1, se usan los coeficientes de filtro de la tercera
subcolumna de la columna previa. Por lo tanto, los filtros de las
terceras subcolumnas tienen que ser almacenados durante la duración
de al menos una subcolumna más.
- Para las posiciones de muestra i0[0] a
i0[1] - 1, se usan los coeficientes de filtro de la primera
subcolumna de la columna actual.
- Para las posiciones de muestra i0[1] a
i0[2] - 1, se usan los coeficientes de filtro de la segunda
subcolumna de la columna actual.
- Para las posiciones de muestra i0[2] a
i0[3] - 1, se usan los coeficientes de filtro de la tercera
subcolumna de la columna actual.
- Para las posiciones de muestra i0[3] a
159 (si i0[3]<160), se usan los coeficientes de filtro que
corresponden a la ventana de análisis a futuro. El filtro modelado
de esta manera es una buena aproximación del filtro de la primera
subcolumna de la siguiente columna, puesto que se calcula en
ventanas de análisis centradas en la misma subcolumna. Usar esta
aproximación circunvala la necesidad de introducir retraso
adicional. De otro modo, son necesarias 54 muestras extra para
hacer el análisis de LP de la primera subcolumna de la siguiente
columna.
Consiguientemente, cada región de la voz
equilibrada se filtra inversamente mediante los filtros directos
17, es decir, mediante la inversa de los filtros que se usaron para
el análisis. Esto evita sacudidas súbitas de energía debidas a
falta de coincidencia de ganancia de filtro (como en la figura
2).
Claims (16)
1. Un método de codificación de voz, que
comprende los pasos de:
- analizar una señal de audio de entrada (S)
para determinar un respectivo conjunto de parámetros de filtro para
cada uno de una sucesión de bloques de la señal de audio,
- filtrar la señal de entrada en un filtro de
equilibrado (3) perceptivo definido para cada bloque mediante el
conjunto determinado de parámetros de filtro para producir una señal
perceptivamente equilibrada (FS),
- modificar una escala temporal de la señal
equilibrada perceptivamente en base a información de tono
fundamental para producir una señal filtrada modificada (MFS),
- localizar lindes de bloque dentro de la señal
filtrada modificada que corresponde al lindes de bloque de la señal
de audio, y
- procesar la señal filtrada modificada para
obtener parámetros de codificación;
en el que dicho procesamiento implica una
operación de filtrado inverso que corresponde al filtro de
equilibrado perceptivo, y en el que la operación de filtrado
inverso se define mediante los conjuntos sucesivos de parámetros de
filtro actualizados en los lindes de bloque localizados.
2. El método según la reivindicación 1, en el
que el filtro de equilibrado perceptivo es un filtro (3) de
equilibrado perceptivo adaptativo.
3. El método según la reivindicación 2, en el
que el filtro (3) de equilibrado perceptivo tiene una función de la
forma A(z/\gamma_{1})/A(z/\gamma_{2}), en la
que A(z) es una función de transferencia de un filtro de
predicción lineal estimada en el paso de analizar la señal (S) de
entrada y \gamma_{1} y \gamma_{2} son coeficientes
adaptativos para controlar una cantidad de equilibrado
perceptivo.
4. El método según una cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que el paso de localizar lindes
de bloque comprende acumular un retraso que es resultado de la
modificación de escala temporal aplicada a muestras de cada bloque
de la señal (FS) equilibrada perceptivamente, y guardar el valor de
retraso acumulado al final del bloque para localizar un linde de
bloque dentro de la señal filtrada modificada (MFS).
5. El método según una cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que el paso de analizar la señal
(S) de entrada comprende un análisis de predicción lineal llevado a
cabo en columnas sucesivas de señal, estando hecha cada columna de
un número p de subcolumnas consecutivas en las que p es un número
entero al menos igual a 1, en el que cada uno de dichos bloques
consta de una respectiva de dichas subcolumnas, y en el que el paso
de localizar lindes de bloque comprende, para cada columna,
determinar un conjunto ordenado de p+1 valores para localizar los
lindes de las p subcolumnas de dicha columna dentro de la señal
filtrada modificada (MFS).
6. El método según la reivindicación 5, en el
que el análisis de predicción lineal se aplica a cada subcolumna
por medio de una función de ventana de análisis centrada en dicha
subcolumna,
en el que el paso de analizar la señal (S) de
entrada comprende adicionalmente, para una columna actual, un
análisis de predicción lineal a futuro por medio de una función
asimétrica de ventana de análisis a futuro que tiene un soporte que
no se extiende por adelantado con respecto al soporte de la función
de ventana de análisis centrada en la última subcolumna de la
columna actual y un máximo alineado en una posición temporal
localizada por adelantado con respecto al centro de dicha última
subcolumna,
y en el que, en respuesta al valor (p+1)º del
conjunto ordenado determinado para la columna actual que cae cerca
del final de la columna, la operación de filtrado inverso se
actualiza en el linde de bloque localizado por dicho valor (p+1)º
que se ha de definir mediante un conjunto de coeficientes de filtro
determinados a partir del análisis a futuro.
7. El método según la reivindicación 6, en el
que la función de ventana de análisis a futuro tiene un máximo
alineado en el centro de la primera subcolumna de la columna que
viene a continuación de la columna actual.
8. El método según una cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que los parámetros de
codificación obtenidos en el paso de procesar la señal filtrada
modificada comprenden parámetros de codificación CELP.
9. Un codificador de voz, que comprende:
- medios (1) para analizar una señal (S) de
audio de entrada para determinar un respectivo conjunto de
parámetros de filtro para cada uno de una sucesión de bloques de la
señal de audio,
\newpage
- un filtro (3) de equilibrado perceptivo
definido para cada bloque mediante el conjunto determinado de
parámetros de filtro, para filtrar la señal de entrada y producir
una señal (FS) perceptivamente equilibrada,
- medios (16) para modificar una escala temporal
de la señal equilibrada perceptivamente en base a información de
tono fundamental para producir una señal filtrada modificada
(MFS),
- medios (16) para localizar lindes de bloque
dentro de la señal filtrada modificada que corresponde al lindes de
bloque de la señal de audio, y
- medios (17, 8) para procesar la señal filtrada
modificada para obtener parámetros de codificación;
en el que dicho procesamiento implica una
operación de filtrado inverso que corresponde al filtro de
equilibrado perceptivo, y en el que la operación de filtrado
inverso se define mediante los conjuntos sucesivos de parámetros de
filtro actualizados en los lindes de bloque localizados.
10. El codificador según la reivindicación 9, en
el que el filtro (3) de equilibrado perceptivo es un filtro
adaptativo de equilibrado perceptivo.
11. El codificador según la reivindicación 10,
en el que el filtro (3) de equilibrado perceptivo tiene una función
de transferencia de la forma
A(z/\gamma_{1})/A(z/\gamma_{2}), en la que
A(z) es una función de transferencia de un filtro de
predicción lineal estimada por los medios (1) para analizar la señal
de entrada y \gamma_{1} y \gamma_{2} son coeficientes
adaptativos para controlar una cantidad de equilibrado
perceptivo.
12. El codificador de voz según una cualquiera
de las reivindicaciones 9 a 11, en el que los medios (16) para
localizar lindes de bloque comprenden medios para acumular un
retraso que es resultado de la modificación de escala temporal
aplicada a muestras de cada bloque de la señal (FS) equilibrada
perceptivamente, y para guardar el valor de retraso acumulado al
final del bloque para localizar un linde de bloque dentro de la
señal filtrada modificada (MFS).
13. El codificador de voz según una cualquiera
de las reivindicaciones 9 a 12, en el que los medios (1) para
analizar la señal de entrada comprenden medios para llevar a cabo un
análisis de predicción lineal en columnas sucesivas de señal,
estando hecha cada columna de un número p de subcolumnas
consecutivas en las que p es un número entero al menos igual a 1,
en el que cada uno de dichos bloques consta de una respectiva de
dichas subcolumnas, y en el que los medios (16) para localizar
lindes de bloque comprenden medios para determinar, para cada
columna, un conjunto ordenado de p+1 valores para localizar los
lindes de las p subcolumnas de dicha columna dentro de la señal
filtrada modificada (MFS).
14. El codificador según la reivindicación 13,
en el que los medios (1) de análisis de predicción lineal están
dispuestos para procesar cada subcolumna por medio de una función de
ventana de análisis centrada en dicha subcolumna,
en el que los medios (1) para analizar la señal
(S) de entrada comprenden adicionalmente medios de análisis de
predicción lineal a futuro para procesar una columna actual por
medio de una función asimétrica de ventana de análisis a futuro que
tiene un soporte que no se extiende por adelantado con respecto al
soporte de la función de ventana de análisis centrada en la última
subcolumna de la columna actual y un máximo alineado en una
posición temporal localizada por adelantado con respecto al centro
de dicha última subcolumna,
y en el que los medios (17) para procesar la
señal filtrada modificada están dispuestos para actualizar la
operación de filtrado inverso en el linde de bloque localizado por
el valor (p+1)º del conjunto ordenado determinado para la columna
actual, en respuesta a dicho valor (p+1)º que cae cerca del final de
la columna actual, como para definir mediante un conjunto de
coeficientes de filtro determinados a partir del análisis a
futuro.
15. El codificador según la reivindicación 14,
en el que la función de ventana de análisis a futuro tiene un
máximo alineado en el centro de la primera subcolumna de la columna
que viene a continuación de la columna actual.
16. El codificador de voz según una cualquiera
de las reivindicaciones 9 a 15, en el que los parámetros de
codificación obtenidos por los medios (8) para procesar la señal
filtrada modificada comprenden parámetros de codificación CELP.
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