ES2274659A1 - Sistema de procesado de señales de espectro plano. - Google Patents
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Abstract
Repetidor de señales de telecomunicación, en particular de señales de televisión digital, constituido por al menos una antena receptora (41) y una antena transmisora (42), un filtro de canal (43), un mezclador (44), un oscilador local (45), un filtro de onda superficial (46), unos amplificadores de FI (47) y (48), un detector (49), un atenuador (411), un mezclador (412), un oscilador local (413), un filtro de canal (414) y un amplificador de salida (415) que incorpora un sistema de procesado de señales de espectro plano (1).
Description
Sistema de procesado de señales de espectro
plano.
La presente invención se refiere a un sistema de
procesado de señales de espectro plano según reivindicación 1.
Ejemplos de señales de espectro plano son los
constituidos por señales digitales en cuadratura con filtro
conformador de "roll-off" pequeño, señales
multiportadora y señales de espectro ensanchado por secuencia
directa. Dentro de esta categoría están las señales COFDM,
empleadas en la televisión digital terrenal, y las señales de
espectro ensanchado empleadas en UMTS, la tercera generación de
telefonía móvil.
Todas las alteraciones que sufre una señal desde
que es transmitida hasta que es recibida inciden negativamente en
la recepción final aumentando la probabilidad de errores; en el
caso particular de las señales de espectro plano, gran parte de
estas distorsiones se ven reflejadas en su espectro, que deja de
ser plano. Así, si la señal llega desde un punto a otro siguiendo
dos caminos distintos, es decir, atraviesa un canal multitrayecto,
pueden aparecer picos y valles en el espectro cuya magnitud
dependerá además de los niveles relativos entre ambas señales
recibidas. Por otro lado, si la señal atraviesa un repetidor
isofrecuencia, su espectro plano se ve igualmente alterado por la
realimentación que se produce desde la salida hasta la entrada del
mismo. En este caso se crea un sistema en lazo cerrado que obliga a
reducir la ganancia o amplificación del repetidor cuando la
atenuación o bloqueo entre su salida y entrada no alcanza el nivel
suficiente. Los repetidores isofrecuencia se utilizan, por ejemplo,
en las redes de frecuencia única de televisión digital terrenal, que
en Europa están basadas en la modulación COFDM.
El problema de realimentación que se produce
desde la salida hasta la entrada de los repetidores isofrecuencia
ha sido tratado en diversos documentos, así se conocen los
documentos de patente EP 0772310 y ES 2160087.
Dichas patentes tratan de compensar
exclusivamente la realimentación del repetidor de señales COFDM
pero no tienen en cuenta las alteraciones previas que sufre una
señal de espectro plano desde que es transmitida.
Así uno de los problemas asociados a los
repetidores es la realimentación que se produce desde la salida
hasta la entrada de los mismos la cual da lugar a un sistema en lazo
cerrado que provoca, al igual que las alteraciones que sufre la
señal desde que es transmitida hasta que es recibida, que el
espectro deje de ser plano y que obliga a reducir la ganancia de
los repetidores cuando la atenuación o bloqueo entre la entrada y
la salida no alcanza el nivel suficiente. El objetivo de la presente
invención es la realización de un sistema de procesado de señales
de espectro plano que permita igualar el espectro de la señal y de
este modo corregir las distorsiones que la señal sufre entre el
transmisor y el repetidor, así como las ocasionadas en el mismo
repetidor por motivo de la realimentación.
Dicho objetivo se consigue con un sistema de
procesado de señales de espectro plano como el definido en las
reivindicaciones.
La invención se aplica al procesado de señales
para compensar las distorsiones de amplitud que una señal de
espectro plano (por ejemplo, una señal digital en cuadratura con
factor de "roll-off" pequeño) sufre desde que
es transmitida hasta su llegada al receptor.
La invención parte del hecho de que el espectro
de la señal es plano en la banda de paso (por ejemplo señales
COFDM) y que las distorsiones lineales que padece la señal desde
que es transmitida se ven reflejadas en dicho espectro; así el
sistema de procesado de señales de espectro plano de la invención
aplana el espectro de la señal permitiendo corregir las distorsiones
de la señal.
Un ejemplo de sistema de procesado de señales de
espectro plano según la invención esta constituido por un primer
conversor de frecuencia que traslada la frecuencia de la señal a
otra frecuencia llamada frecuencia intermedia de procesado (por
ejemplo la frecuencia original de la señal), un conversor
analógico/digital que convierte la señal analógica a digital, un
filtro que es digital y que es adaptativo, un conversor
digital/analógico que convierte otra vez la señal en analógica y un
segundo conversor de frecuencia que devuelve la señal a su
frecuencia original donde el filtro digital adaptativo aplana el
espectro de la señal de forma adaptativa, esto significa que la
respuesta impulsional del filtro se va ajustando a medida que
transcurre el tiempo, para que el espectro de la señal sea
plano.
Esto presenta la ventaja de permitir una mejor
recepción final de la señal evitando las interferencias tanto
producidas por efectos de la realimentación en los repetidores como
por efectos del multitrayecto. Por otra parte corregir las
distorsiones antes de la llegada de la señal al receptor puede
aportar ganancia al sistema, es decir, ofrecer mayor cobertura para
la misma potencia transmitida o, equivalentemente, disminuir la
potencia necesaria para mantener el mismo grado de cobertura.
Finalmente, el carácter adaptativo del filtro permite que éste
pueda corregir variaciones del multitrayecto con el tiempo, debidas
por ejemplo a cambios en las características de los reflectores que
lo causan.
En otro ejemplo según la invención el sistema de
procesado de señales de espectro plano está caracterizado porque el
segundo filtro digital adaptativo es de respuesta impulsional
infinita.
Esto presenta la ventaja de permitir disminuir
el número de coeficientes necesarios para el filtro adaptativo, con
lo que se reduce notablemente el coste de implementación del
sistema.
En un ejemplo de sistema de procesado de señales
de espectro plano según la invención el segundo filtro digital
adaptativo se implementa de forma directa.
Esto ofrece la ventaja de permitir una mayor
sencillez de implementación.
En otro ejemplo de sistema de procesado de
señales de espectro plano según la invención el segundo filtro
digital adaptativo se implementa con una estructura en celosía.
Esto tiene la ventaja de permitir una mayor
robustez de la implementación.
Otro ejemplo de sistema de procesado de señales
de espectro plano según la invención está caracterizado porque el
segundo filtro digital adaptativo dispone de coeficientes que se
adaptan según un algoritmo de Aproximación de Regresión
Pseudolineal y/o algunas de sus variantes basadas en funciones
signo.
Esto presenta la ventaja de utilizar un
algoritmo computacionalmente sencillo, y que al mismo tiempo ofrece
unas buenas propiedades de convergencia.
En otro ejemplo de sistema de procesado de
señales de espectro plano según la invención el segundo filtro
digital adaptativo que aplana el espectro de la señal de forma
adaptativa actúa sobre las muestras de la señal en una frecuencia
intermedia de procesado.
Esto presenta la ventaja de permitir reducir la
complejidad del sistema.
En otro ejemplo según la invención el sistema de
procesado de señales de espectro plano esta caracterizado porque
solo uno de cada M coeficientes del segundo filtro digital
adaptativo es distinto de cero, siendo M un numero entero mayor o
igual que dos.
En otro ejemplo el sistema de procesado de
señales de espectro plano según la invención está caracterizado
porque la adaptación de los coeficientes se efectúa a partir de una
de cada M muestras de la señal de salida, siendo M un número entero
mayor o igual que dos.
En otro ejemplo según la invención un repetidor
de señales de telecomunicación, por ejemplo, de señales de
televisión digital, esta constituido por al menos una antena
receptora y una antena transmisora, un filtro de canal, un
mezclador, un oscilador local, un filtro de onda superficial, unos
amplificadores de FI, un detector, un atenuador, un mezclador, un
oscilador local, un filtro de canal y un amplificador de salida,
está caracterizado porque incorpora un sistema de procesado de
señales de espectro plano según la invención.
Esto presenta la ventaja de disponer de un
repetidor de señales que corrige las distorsiones que la señal
sufre en el trayecto entre el transmisor y el repetidor causadas
por el multitrayecto, así como las ocasionadas en el mismo repetidor
por motivo de la realimentación.
En otro ejemplo según la invención un repetidor
de señales de telecomunicación, en particular de señales de
televisión digital, que incorpora un sistema de procesado de
señales de espectro plano estas caracterizado porque el retardo del
repetidor no varía apreciablemente con respecto al de un repetidor
que no incorporase el mencionado sistema de procesado.
En un ejemplo no limitativo de sistema de
procesado de señales de espectro plano según la invención éste se
aplica al procesado de señales necesario para compensar las
distorsiones de magnitud que una señal COFDM sufre desde que es
transmitida hasta su llegada al compensador objeto de la invención.
Para ello hay que mantener el espectro de la señal lo más plano
posible en la banda de paso, con el fin de que el receptor final
pueda trabajar en las mejores condiciones. Dichas distorsiones son
introducidas por el canal de propagación y los posibles elementos
amplificadores que puedan encontrar la señal a su paso, tal y como
repetidores (también conocidos como
Gap-Fillers).
La invención parte del hecho de que el espectro
de la señal es plano en la banda de paso y que las distorsiones de
amplitud que padece la señal desde que es transmitida se ven
reflejadas en dicho espectro; así, el sistema de procesado de
señales de espectro plano de la invención aplana el espectro de la
señal permitiendo corregir las distorsiones de la señal.
Un ejemplo no limitativo de una posible
realización de un sistema de procesado de señales de espectro plano
según la invención se describe con referencias en las figuras
adjuntas.
La figura 1 muestra de forma simplificada el
recorrido que sigue una señal que atraviesa un repetidor que actúa
como amplificador.
La figura 2 muestra un diagrama de bloques de un
repetidor no regenerativo (o Gap-Filler).
La figura 3 muestra un esquema del sistema de
procesado de señales de espectro plano según la invención.
La figura 4 muestra un diagrama de bloques del
segundo filtro digital adaptativo.
La figura 5 muestra el elemento de filtrado
digital.
La figura 6 muestra el elemento de adaptación de
coeficientes.
En la figura 1 se observa de forma simplificada
el recorrido que sigue la señal (por ejemplo, una señal COFDM)
desde que sale de la antena 21 del transmisor 2 hasta que es
recibida por la antena 61 del receptor 6. En muchos casos, para
asegurar una correcta recepción de la señal es necesario la
utilización de repetidores (o Gap-Fillers) 4 que
amplifiquen la señal hasta un nivel que garantice la cobertura de
zonas que de otro modo no tendrían garantizada la adecuada
recepción. Como bien puede observarse la señal emitida por una
antena transmisora 21 de un transmisor 2 atraviesa un primer canal
multitrayecto 3 que une la antena 21 con una antena receptora 41 de
un repetidor (o Gap-Filler) 4. Un segundo canal
multitrayecto 5 es asimismo atravesado por la señal desde que es
transmitida por una antena transmisora 42 del repetidor 4 hasta que
es recibida por una antena receptora 61 del equipo
receptor 6.
receptor 6.
El acoplo que inevitablemente ocurrirá entre la
antena receptora 41 y la antena transmisora 42, ambas del repetidor
4, así como las distorsiones producidas en el canal multitrayecto 3
y las propias distorsiones producidas por el repetidor (o
Gap-Filler) 4 inciden negativamente en la recepción
de la señal. Para mejorar la recepción de la señal estas
distorsiones son corregidas mediante un sistema de procesado de
señales de espectro plano 1 según la invención el cual se ubica en
el repetidor (o Gap-Filler) 4 según puede observarse
en la figura 2.
La figura 2 muestra un diagrama de bloques de un
repetidor (o Gap-Filler) 4 con un sistema de
procesado de señales de espectro plano 1 según la invención. Como
bien puede apreciarse la señal procedente de la antena 41 es
introducida en un filtro de canal 43 el cual rechaza la frecuencia
imagen de la señal de entrada. La señal filtrada se introduce en un
mezclador 44 donde es batida con la señal generada por un oscilador
local 45. A la salida del mezclador 44 se obtiene la señal en
frecuencia intermedia. Esta señal se introduce en un filtro de onda
superficial (filtro SAW) 46 que elimina todos los batidos
indeseados producidos en el mezclador 44.
La señal en frecuencia intermedia es amplificada
mediante los amplificadores de FI 47 y 48 y detectada a la salida
de éste último mediante el detector 49. La señal detectada se
emplea para generar la tensión de control automático de ganancia
VCAG, la cual actúa sobre el atenuador 411 de forma que el nivel de
potencia de la señal a la entrada del sistema de procesado de
señales de espectro plano 1 sea constante para todos los valores de
señal de entrada dentro del rango dinámico del equipo repetidor
4.
La señal de salida del sistema de procesado de
señales de espectro plano es introducida en un mezclador 412, donde
es batida con la señal del oscilador local 413 de forma que a la
salida del mezclador 412 se obtiene la señal en la frecuencia del
canal que se desea transmitir.
La señal de salida del mezclador 412 se hace
pasar por el filtro de canal 414 encargado de eliminar todos los
batidos indeseados, de forma que a su salida aparezca tan solo la
señal en la frecuencia que se desea transmitir.
La señal resultante se hace pasar por el
amplificador de salida 415 encargado de elevar el nivel de señal
hasta el valor adecuado para ser transmitido por la antena
transmisora 42.
La figura 3 muestra un esquema del sistema de
procesado de señales de espectro plano 1 según la invención, el
cual, como bien puede observarse, esta constituido por un primer
conversor de frecuencia 12 que traslada la frecuencia de la señal
(por ejemplo 36 Mhz) a otra frecuencia llamada frecuencia
intermedia de procesado (por ejemplo 11,415 Mhz). La frecuencia
intermedia de procesado puede coincidir con la frecuencia original
de la señal (por ejemplo 36 Mhz). Un conversor analógico/digital 13
de, por ejemplo, 9 bits, que convierte la señal analógica a digital
mediante un muestreo con una tasa de, por ejemplo, 45,66 millones
de muestras por segundo; las muestras digitales se procesan en un
filtro 14 que es digital y que es adaptativo de, por ejemplo, 240
coeficientes de los cuales solo uno de cada tres (a3, a6,....a240;
80 en total) son distintos de cero; un coeficiente adicional b
ajusta el nivel de salida. La salida del filtro digital adaptativo
14 se vuelve a convertir a analógica en un conversor digital
/analógico 15, también de, por ejemplo, 9 bits, recibiendo muestras
a una tasa de, por ejemplo, 45,66 millones de muestras por segundo;
por último un segundo conversor de frecuencia 16 devuelve la señal
a su frecuencia original (por ejemplo
36 Mhz).
36 Mhz).
La función de transferencia del filtro digital
adaptativo 14 del sistema de procesado de señales de espectro plano
1 según la invención será de la forma
\vskip1.000000\baselineskip
H(z) =
\frac{b}{1 + \sum\limits^{N}_{k=1}
a_{k}z^{-k}}
\newpage
la cual representa una relación
entre la salida del filtro 14 (salida [n]) y la entrada del filtro
14 (entrada [n]) a través de una ecuación en
diferencias:
salida [n] = b * entrada [n] -
\sum\limits^{N}_{k=1} a_{k} * salida
[n-k]
El coeficiente b servirá para ajustar la
ganancia del sistema de procesado de señales de espectro plano 1 y
mantener la potencia de su señal de salida igual a la potencia de su
señal de entrada. El resto de coeficientes, a_{1},..., a_{N},
servirán para eliminar las distorsiones existentes en la señal como
consecuencia del acoplo que ocurrirá entre la antena receptora 41 y
la antena transmisora 42 del repetidor 4 así como de las
distorsiones producidas en el canal multitrayecto 3 y las propias
distorsiones producidas por el repetidor (o
Gap-Filler) 4. Dado que la señal tiene espectro
plano (por ejemplo, una señal de espectro ensanchado por secuencia
directa), la minimización de la potencia de salida del sistema de
procesado de señales de espectro plano 1 equivale a aplanar el
espectro de dicha señal, es decir a eliminar los efectos del
multitrayecto 3 y el acoplo del repetidor 4.
Para que el filtro digital adaptativo 14 ajuste
sus coeficientes sin intervención externa, lo cual hace el sistema
más robusto y sencillo de manejar, es necesario un algoritmo de
adaptación ciego, es decir carente de referencias externas.
El número de coeficientes N del denominador de
la función de transferencia del filtro digital adaptativo 14 debe
ser el suficiente para compensar el efecto multitrayecto del canal
multitrayecto 3, la propia distorsión de amplitud producida por el
repetidor 4 y el acoplo del repetidor 4 en el caso de que este sea
isofrecuencia. El retardo del multitrayecto es la máxima diferencia
temporal entre los diferentes caminos que sigue la señal desde el
transmisor 2 hasta la entrada del repetidor 4. El retardo del
repetidor 4 es causado fundamentalmente por el filtro SAW 46. En el
caso de repetidor isofrecuencia el tiempo que tarda la señal de
salida en realimentarse hasta la antena receptora 41 puede
despreciarse con respecto al retardo introducido por el filtro de
onda superficial 46. El valor N multiplicado por el período de
muestreo al que trabaja el filtro digital adaptativo 14 debe ser
mayor que cualquiera de los retardos mencionados.
La solución óptima para el filtro 14 es su
implementación mediante un filtro que puede ser inestable. Así en
el caso ideal en el que no haya multitrayecto, si el margen de
ganancia del repetidor 4 es inferior a cero el filtro 14 óptimo es
inestable, siendo el margen de ganancia
Margen de Ganancia = -- 10 log
(Potencia realimentada/Potencia de
entrada)
Un margen de ganancia expresado en decibelios
negativo indica que vuelve a la antena receptora 41 más potencia de
la que entra al repetidor 4. La cancelación de dicho acoplo obliga a
que el filtro 14 sea inestable. Esta inestabilidad no impide el
correcto funcionamiento del sistema, ya que el lazo completo será
estable.
A fin de contar con un algoritmo sencillo
computacionalmente, y que al mismo tiempo ofrezca buenas
propiedades de convergencia para filtros con realimentación, se ha
optado por usar el algoritmo de la Aproximación de Regresión
Pseudolineal.
La adaptación de los coeficientes del filtro 14
se pueden representar de manera no limitativa de la siguiente
forma:
a_{k}[n + 1] = a_{k}[n] + \mu
*s[n]*s[n - k],
\hskip2cm1\leq k\leq N
Los N coeficientes de la realimentación son
adaptados a través del algoritmo de la Aproximación de Regresión
Pseudolineal. La señal s[n] es la salida del filtro 14, cuya
potencia debe ser minimizada con el fin de que su espectro sea lo
más plano posible. La constante de adaptación p es un valor que
incide en la rapidez de la convergencia y el error residual final
en torno a la solución óptima; su valor debe ser escogido
adecuadamente. Con el fin evitar variaciones en la potencia de
salida del sistema de procesado de señales de espectro plano 1 a lo
largo de la adaptación, se ajusta el coeficiente b del mismo de la
siguiente forma:
b[n] =
\sqrt{1 +
\sum\limits^{N}_{k=1}a^{2}_{k}[n]}
en donde n se refiere al instante
de la adaptación. Esta relación garantiza que las potencias de
entrada y de salida del sistema de procesado de señales de espectro
plano 1 son iguales una vez que éste ha convergido a su valor
óptimo. El sistema propuesto funciona con la versión digitalizada
de una señal que tenga un espectro plano (por ejemplo, señal COFDM)
lo cual condiciona las tasas de muestreo que se pueden emplear en
los conversores 12 y 13. Para evitar el uso de filtros digitales,
aparte del propio filtro digital adaptativo 14, que complicarían la
implementación y causarían retardo, se utiliza una estructura en la
que la adaptación de los coeficientes del filtro 14 se realice a una
tasa tal que la señal digital ocupe todo el rango de frecuencias
digitales (- \pi, \pi) mientras que la operación de filtrado
del filtro 14 se efectúa a una velocidad mayor de modo que parte del
espectro de la señal digital se encuentra vacío de contenido. Así,
por ejemplo, para el caso de una señal de espectro plano cuyo ancho
de banda sea B, la frecuencia f1 (o frecuencia intermedia de
procesado) a la que habrá que ubicar dicha señal a la entrada del
conversor 13 puede ser cualquier valor del siguiente
conjunto:
f1 = KB \pm B/2, k = 0,
1,2,3....
El caso particular k = 0 equivale a trabajar con
la señal en banda base, o dicho de otro modo, a un f1 = 0. En este
caso la señal es compleja, es decir, es necesario utilizar dos
conversores analógicos/digitales.
En cuanto a la tasa de muestreo fs de los
conversores 13 y 15, cualquier frecuencia de la forma fs = 2*B*M,
siendo M un numero entero mayor o igual que uno, evita solapamiento
espectral, con lo que es válida.
Dentro del conjunto de posibles frecuencias de
muestreo resultan más apropiadas aquellas tales que el espectro
digital resultante está separado de las frecuencias 0 y \pi, para
de este modo facilitar las operaciones de filtrado de los
conversores 13 y 15 y evitar filtros analógicos o digitales
excesivamente buenos. De esta forma, el filtrado se realizará a la
tasa de fs = 2*B*M muestras por segundo mientras que la adaptación
se realizará a la tasa de 2*B muestras por segundo, ya que la
operación de adaptación maneja únicamente una de cada M muestras de
la salida del filtro 14.
Para un caso particular en el que la frecuencia
de muestreo es fs = 6B, la frecuencia intermedia de procesado f1
viene dada por
f1 = 2B -
B/2
que, por ejemplo, para B = 7,61
MHz, da f1 = 11,415
MHz.
Esta es la combinación que hace posible el
muestreo de la señal en frecuencia intermedia con la tasa más baja
posible, y que garantiza la separación del espectro a las
frecuencias 0 y \pi. La señal de entrada al filtro 14 se
sobremuestrea de tal modo que la señal digital resultante sólo ocupa
parte del espectro total digital. Dicha señal no puede ser procesada
por el esquema adaptativo, ya que no ocupa toda la banda, e incluso
en el caso de distorsión nula, no sería una señal de espectro plano
en todo el eje de frecuencias discretas, premisa clave para el buen
funcionamiento del esquema propuesto. Sin embargo, con este
sobremuestreo se consigue evitar el filtrado de una señal
muestreada en el límite de Nyquist, con las distorsiones asociadas.
Para el caso particular anteriormente mencionado, el esquema
adaptativo funciona sobre la señal a una tasa tres veces menor, con
lo que ocupa todo el rango de frecuencias digitales. La ecuación en
diferencias anteriormente reseñada se convierte por tanto en la
siguiente:
salida[n] = b *
entrada[n] - \sum^{N}_{k=1} a_{k} * salida [n -
3k]
En una implementación practica puede ser
necesario disminuir levemente la frecuencia de muestreo con
respecto a la mencionada anteriormente, con el fin de evitar
posibles efectos asociados al nulo espectral en la frecuencia 0.
La idea de sobremuestrear también se puede
aplicar a la señal en banda base. En concreto, las posibles
frecuencias de muestreo serían de la forma fs = M*B, M = 1,2,3...,
y el factor de diezmado a la entrada del filtro 14 sería M. La
diferencia fundamental radica en el manejo de valores complejos, con
lo que el algoritmo de adaptación vendría dado ahora por:
a_{k}[n + 1] =
a_{k} [n] + \mu*s*[n]*s[n - k],
\hskip2cm1\leq k\leq N
En donde s*[n] indica el complejo conjugado de
s[n].
La figura 4 muestra un diagrama de bloques donde
puede observarse los elementos que componen el filtro digital
adaptativo 14: un elemento de filtrado digital 141 y un elemento de
adaptación de coeficientes 142.
Como se observa en la figura 5 el elemento de
filtrado digital 141 se compone de una etapa de multiplicación
1411, una etapa de suma y acumulación 1412 y una etapa de retardo
1413.
El filtrado consiste en restar al valor de
entrada x[n] la suma de cada multiplicación entre los
coeficientes y las muestras de salida auxiliares realimentadas:
a_{3}*yaux[n-3] +
a_{6}*yaux[n-6] + ... +
a_{240}*yaux[n-240], para el ejemplo
concreto en el que el filtro tenga 240 coeficientes, aunque sólo 80
de ellos diferentes de cero.
En la etapa de multiplicación 1411 se multiplica
cada muestra de salida auxiliar retardada
(yaux[n-3],
yaux[n-6],...,
yaux[n-240]) por el correspondiente
coeficiente (a_{3}, a_{6},..., a_{240}), siguiendo con el
mismo ejemplo. Estas operaciones se realizan utilizando
multiplicadores hardware que toman dos números de 9 bits,
interpretados como enteros con signo en complemento a 2 y generan un
resultado de 18 bits también como un entero con signo representado
en formato complemento a 2. Para optimizar el aprovechamiento del
hardware disponible, cada multiplicador realiza tres productos por
cada muestra de entrada. Unos multiplexores seleccionan uno de
entre tres pares de operandos para cada multiplicador. Este hecho,
conjuntamente con el uso de registros de encadenamiento o pipeline,
consigue el solapamiento espacial y temporal de las operaciones.
Así se realizan 80 multiplicaciones utilizando sólo 27
multiplicadores funcionando al triple de velocidad de la tasa de
muestras de entrada. Adicionalmente también se cambia de signo el
valor de entrada x[n], multiplicándolo por -1.
\newpage
En la etapa de suma y acumulación 1412 se suman
los resultados de las multiplicaciones de la etapa anterior,
incluido el valor de entrada x[n] con cambio de signo. El
uso de los registros de pipeline y el acumulador con puesta a cero
permite obtener el valor total de la suma, teniendo en cuenta que
cada multiplicador ha realizado 3 operaciones por cada muestra de
entrada. Las operaciones anteriores se realizan sin pérdida de
precisión, con lo que el resultado es un número representado con 25
bits. Dado que para las siguientes etapas vuelve a ser necesario un
valor de 9 bits, un multiplexor selecciona los bits adecuados según
la posición de la coma decimal y se realiza un paso a 9 bits con
redondeo. Además se cambia el signo del resultado para obtener el
valor deseado de x[n] menos el sumatorio de los productos que
constituye la salida auxiliar yaux[n] del elemento de
filtrado digital 141.
La etapa de retardo 1413 de la salida auxiliar
del elemento de filtrado digital 141 consiste en una cadena de
registros, donde cada registro transfiere su contenido al
siguiente. Se realiza una transferencia simultánea en todos los
registros por cada muestra de entrada al filtro. La salida de uno de
cada tres registros es accesible obteniéndose, a partir de la
salida auxiliar yaux[n] las salidas auxiliares retardadas
múltiplos de tres muestras (yaux[n-3],
yaux[n-6],...,
yaux[n-240]). Estas salidas retardadas se
realimentan en la etapa de multiplicación.
El producto de la salida auxiliar yaux[n]
con el coeficiente b, convertido a un resultado de 9 bits con
redondeo, constituye la salida final del filtro adaptativo
y[n].
Como bien se aprecia en la figura 6 el elemento
de adaptación de coeficientes 142 consta de una etapa de retardo
1421, unos bloques de adaptación 1422, una etapa de suma 1423 y una
etapa de raíz cuadrada 1424.
La adaptación de coeficientes consiste en el
cálculo de un nuevo conjunto de coeficientes a_{3}, a_{6},...,
a_{240} y b para el filtrado, a partir de los valores actuales de
tales coeficientes y de las muestras de salida actual y[n] y
retardadas y[n-3],
y[n-6],..., y[n-240],
para el ejemplo concreto de 80 coeficientes no nulos. Un nuevo
valor para el coeficiente a_{i} se calcula sumando al valor actual
de a_{i} el producto de y[n] por
y[n-i], con i = 3, 6,..., 240, ponderado por
un valor constante denominado paso, igual para todos los
coeficientes. Este paso es una potencia de dos por simplicidad. El
nuevo valor de b se calcula como la raíz cuadrada de 1 más el
sumatorio de los nuevos coeficientes a_{i} al cuadrado.
La etapa de retardo 1421 consiste en una cadena
de registros, donde cada registro transfiere su contenido al
siguiente por cada muestra de entrada al filtro. La salida de uno
de cada tres registros se almacena en un registro adicional que se
actualiza una sola vez por cada tres muestras de entrada del
filtro. Así, a partir del valor de salida del filtro y[n] se
obtienen los valores de salida retardados
y[n-3],
y[n-6],...,y[n-240],
pero se actualizan a una tasa tres veces inferior a la tasa de
muestreo.
Cada uno de los 20 bloques de adaptación 1422
calcula 4 coeficientes a_{i} y obtiene su suma al cuadrado para
el cálculo del coeficiente b. El núcleo de cada bloque está
constituido por el multiplicador. Este multiplicador se utiliza 8
veces por cada nuevo conjunto de 4 coeficientes a_{i}. Un
multiplexor selecciona a la entrada el valor y[n] y el valor
y[n-i] correspondiente al coeficiente a
actualizar. Un sumador suma el valor actual del coeficiente,
representado con 18 bits, con el nuevo incremento y lo almacena en
un registro de 18 bits. El nuevo valor del coeficiente sobrescribe
el valor anterior. Se ha dispuesto un mecanismo que impide el
desbordamiento del registro de cada coeficiente: si el nuevo
resultado tras la suma fuese demasiado grande, ese coeficiente no
se actualizaría, lo cual reduce la aparición de inestabilidades y
transitorios con secuencias de entrada adversas.
Para la adaptación de los coeficientes se
utiliza una precisión interna de 18 bits, lo que logra una
evolución de la adaptación mucho más precisa y concordante con el
modelo teórico. En el filtrado los coeficientes se reducen de 18 a 9
bits.
Aunque dentro de cada bloque de adaptación cada
coeficiente a_{i} de 18 bits se calcula en instantes diferentes,
los resultados de 9 bits de todos los coeficientes se capturan
simultáneamente en registros independientes una vez por cada tres
muestras de entrada al filtro.
Tras el cálculo de cada nuevo coeficiente los
multiplexores de entrada del multiplicador seleccionan ese nuevo
valor obteniendo su valor al cuadrado. Unos registros de
acumulación calculan la suma de los cuatro nuevos coeficientes al
cuadrado.
En la etapa de suma 1423 se suman los valores al
cuadrado de los nuevos coeficientes a_{i} más el valor uno. La
etapa de raíz cuadrada 1424 toma de la etapa anterior los 16 bits
adecuados, de entre los 25 bits resultantes de la suma sin pérdida
de precisión, y calcula la raíz cuadrada, obteniendo 8 bits
efectivos. El noveno bit, el bit de signo, siempre tiene el mismo
valor y no se calcula, ya que se toma el resultado positivo de la
raíz, constituyendo el nuevo valor de b.
- 1
- Sistema de procesado de señales de espectro plano
- 11
- 12
- Primer Conversor de frecuencia
- 13
- Conversor Analógico/Digital
- 14
- Filtro digital adaptativo
- 141
- Elemento de filtrado digital
- 1411
- Etapa de Multiplicación
- 1412
- Etapa de suma y Acumulación
- 1413
- Etapa de retardo
- 142
- Elemento de adaptación de coeficientes
- 1421
- Etapa de retardo
- 1422
- Bloques de adaptación
- 1423
- Etapa de suma
- 1424
- Etapa de raíz cuadrada
- 15
- Conversor Analógico/Digital
- 16
- Segundo Conversor de frecuencia
- 2
- Transmisor
- 21
- Antena del transmisor 2
- 3
- Canal multitrayecto Transmisor- Repetidor
- 4
- Repetidor (ó Gap-Filler)
- 41
- Antena receptora repetidor 4
- 42
- Antena transmisora repetidor 4
- 43
- Filtro de canal
- 44
- Mezclador
- 45
- 45 Oscilador local
- 46
- Filtro de onda superficial
- 47
- Amplificador
- 48
- Amplificador
- 49
- Detector
- 411
- Atenuador
- 412
- Mezclador
- 413
- Oscilador
- 414
- Filtro de canal
- 415
- Amplificador de Salida
- 5
- Canal multitrayecto Repetidor-receptor
Claims (10)
1. Sistema de procesado de señales de espectro
plano constituido por un, un primer conversar de frecuencia (12)
que traslada la frecuencia de la señal a otra frecuencia llamada
frecuencia intermedia de procesado, un conversor analógico/digital
(13) que convierte la señal analógica a digital, un filtro (14) que
es digital y que es adaptativo, un conversor digital/analógico (15)
que convierte otra vez la señal en analógica y un segundo conversor
de frecuencia (16) que devuelve la señal a su frecuencia
original
Caracterizado porque el filtro digital
adaptativo (14) aplana el espectro de la señal de forma
adaptativa.
2. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicación 1 caracterizado porque el filtro
digital adaptativo (14) es de respuesta impulsional infinita.
3. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicación anteriores caracterizado porque
el filtro digital adaptativo (14) se implementa de forma
directa.
4. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicación 1 y 2 caracterizado porque el
filtro digital adaptativo (14) se implementa con una estructura en
celosía.
5. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicaciones anteriores caracterizado porque
el filtro digital adaptativo (14) dispone de coeficientes que se
adaptan según un algoritmo de Aproximación de Regresión
Pseudolineal y/o algunas de sus variantes basadas en funciones
signo.
6. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicación 1 caracterizado porque el filtro
digital adaptativo (14) que aplana el espectro de la señal de forma
adaptativa actúa sobre las muestras de la señal en frecuencia
intermedia (frecuencia intermedia de procesado).
7. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicación 1 caracterizado porque solo uno
de cada M coeficientes del filtro digital adaptativo es distinto de
cero, siendo M un número entero mayor o igual que dos.
8. Sistema de procesado de señales de espectro
plano según reivindicaciones anteriores caracterizado porque
la adaptación de los coeficientes se efectúa a partir de una de
cada M muestras de la señal de salida, siendo M un número entero
mayor o igual que dos.
9. Repetidor de señales de telecomunicación, en
particular de señales de televisión digital, constituido por al
menos una antena receptora (41) y una antena transmisora (42), un
filtro de canal (43), un mezclador (44), un oscilador local (45),
un filtro de onda superficial (46), unos amplificadores de FI (47)
y (48), un detector (49), un atenuador (411), un mezclador (412),
un oscilador local (413), un filtro de canal (414) y un amplificador
de salida (415) caracterizado porque incorpora un sistema de
procesado de señales de espectro plano (1) como el definido en las
reivindicaciones.
10. Repetidor de señales de telecomunicación, en
particular de señales de televisión digital, según reivindicaciones
9, caracterizado porque el retardo del repetidor no varía
apreciablemente con respecto al de un repetidor que no incorporase
el mencionado sistema de procesado.
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200400002A ES2274659B2 (es) | 2003-12-23 | 2003-12-23 | Sistema de procesado de señales de espectro plano. |
| EP04030613.6A EP1555769B1 (en) | 2003-12-23 | 2004-12-23 | Flat spectrum signal processing system |
| ES04030613.6T ES2621311T3 (es) | 2003-12-23 | 2004-12-23 | Sistema de procesado de señales de espectro plano |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200400002A ES2274659B2 (es) | 2003-12-23 | 2003-12-23 | Sistema de procesado de señales de espectro plano. |
Publications (2)
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|---|---|
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| ES2274659B2 ES2274659B2 (es) | 2008-08-01 |
Family
ID=34610366
Family Applications (2)
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|---|---|---|---|
| ES200400002A Expired - Lifetime ES2274659B2 (es) | 2003-12-23 | 2003-12-23 | Sistema de procesado de señales de espectro plano. |
| ES04030613.6T Active ES2621311T3 (es) | 2003-12-23 | 2004-12-23 | Sistema de procesado de señales de espectro plano |
Family Applications After (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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| ES (2) | ES2274659B2 (es) |
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| EP1555769B1 (en) | 2017-02-22 |
| ES2274659B2 (es) | 2008-08-01 |
| EP1555769A2 (en) | 2005-07-20 |
| ES2621311T3 (es) | 2017-07-03 |
| EP1555769A3 (en) | 2012-11-21 |
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