ES2256854T3 - Metodo y aparato para desmodular una señal multiportadora que toma en cuenta una estimacion de respuesta de canal y una estimacion de distorsion de frecuencia blanca. - Google Patents
Metodo y aparato para desmodular una señal multiportadora que toma en cuenta una estimacion de respuesta de canal y una estimacion de distorsion de frecuencia blanca.Info
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Abstract
LA INVENCION SE REFIERE A UN PROCEDIMIENTO DE DEMODULACION DE UNA SEÑAL MULTIPORTADORA FORMADA POR UNA SUCESION TEMPORAL DE SIMBOLOS QUE MODULAN UNA PLURALIDAD DE FRECUENCIAS PORTADORAS, DURANTE UN INTERVALO DE TIEMPO DADO. SEGUN LA INVENCION, EL PROCEDIMIENTO COMPRENDE LAS SIGUIENTES ETAPAS: - DETERMINACION, PARA CADA UNO DE DICHOS SIMBOLOS Y CADA UNA DE DICHAS PORTADORAS, DE UNA PRIMERA INFORMACION H{SUB,N{SUB,0},K{SUB,0}} REPRESENTATIVA DE UNA ESTIMACION DE LA RESPUESTA DEL CANAL DE TRANSMISION, REPRESENTANDO N{SUB,0} EL INDICE DEL INSTANTE DE EMISION Y REPRESENTANDO K{SUB,0} EL INDICE DE DICHA FRECUENCIA PORTADORA; - DETERMINACION, PARA CADA UNO DE DICHOS INTERVALOS DE TIEMPO, DE UNA SEGUNDA INFORMACION {HI}{SUB,N{SUB,0}} REPRESENTATIVA DE UNA ESTIMACION DE LA DISTROSION BLANCA EN FRECUENCIA; Y - DIVISION DE CADA SIMBOLO A DEMODULAR Y{SUB,N{SUB,0}, K{SUB,0}} POR DICHA PRIMERA INFORMACION H{SUB,N{SUB,0},K{SUB,0}} Y POR DICHA SEGUNDA INFORMACION {HI}{SUB,N{SUB,0}}, PARA EMITIR UN SIMBOLOESTIMADO C{SUB,N{SUB,0},K{SUB,0}}, TENIENDO EN CUENTA DICHA DETERMINACION DE LA PRIMERA Y DE LA SEGUNDA INFORMACION AL MENOS UN SIMBOLO DE REFERENCIA LLEVADA POR AL MENOS UNA DE DICHAS FRECUENCIAS PORTADORAS DURANTE AL MENOS UNO DE DICHOS INTERVALOS DE TIEMPO.
Description
Método y aparato para desmodular una señal
multiportadora que toma en cuenta una estimación de respuesta de
canal y una estimación de distorsión de frecuencia blanca.
El campo de la invención es el de la recepción de
señales multiportadoras. Más precisamente, la invención se refiere
a la optimización de la desmodulación de los símbolos que modulan
tales señales.
La invención se aplica a todos los tipos de
señales que aplican una serie de frecuencias portadoras, es decir,
a los sistemas que aplican unas señales transmitidas según la
técnica de la multiplexación por división de frecuencia (en inglés,
Frequency División Multiplex (FDM)), y por ejemplo, el sistema
COFDM (Coded Orthogonal Frequency División Multiplex (multiplexación
por división de frecuencias ortogonales codificadas)), aplicado
especialmente en el marco del proyecto europeo Eureka 147
"DAB" (Digital Audio Broadcasting (difusión audio digital)), e
igualmente presente para la transmisión de señales de
televisión.
En sistemas de transmisión de este tipo, los
datos fuente a transmitir están organizados en símbolos
(constituidos por uno o varios datos fuente), cada uno de los
cuales modula, durante un intervalo de tiempo predeterminado, una
frecuencia portadora escogida entre una serie de portadoras. La
señal formada por el conjunto de las portadoras modula-
das es transmitida hacia uno o varios receptores, que reciben una señal emitida perturbada por el canal de transmisión.
das es transmitida hacia uno o varios receptores, que reciben una señal emitida perturbada por el canal de transmisión.
La desmodulación consiste generalmente, en su
principio, en estimar la respuesta del canal de transmisión para
cada símbolo, y después en dividir la señal emitida por turbada por
esta estimación para obtener una estimación del símbolo
emitido.
Se conoce numerosas técnicas de desmodulación,
que puede ser diferencial o coherente. Por ejemplo, se describe una
técnica que facilita la desmodulación coherente con ayuda de
símbolos de referencia conocidos de los receptores y regularmente
insertados entre los símbolos útiles en la patente
FR-94 07984, a nombre de los mismos
depositantes.
El documento de patente
EP-441731, igualmente a nombre de los mismos
depositantes, presenta un ejemplo de distribución de estos pilotos,
al tresbolillo, en el espacio
tiempo-frecuencia.
El mayor problema de estas técnicas conocidas es
que la estimación de la respuesta del canal obtenida no es siempre
exacta ni precisa, porque puede ser perturbada por una distorsión
blanca en frecuencia a menudo -pero no solamente- inducida por el
receptor.
En otros términos, conviniendo en denominar, en
un sistema de multiportadora, n al índice temporal y k al índice
frecuencial (perteneciendo n y k a Z), en la emisión, cada
portadora k de un símbolo n es por tanto modulada por un símbolo
C_{n,k} complejo.
Si se denomina H_{n,k} la respuesta compleja
del canal de transmisión, se recibe entonces:
(1)Y_{n,k} =
H_{n,k}. C_{n,k}. \Phi_{n} + ruido \
blanco
El ruido blanco es un término que a continuación
se desprecia, en aras de la simplicidad de la exposición.
\Phi_{n} es un término complejo, a
priori variable en fase y amplitud que no depende de n, y
describe por tanto cualquier distorsión "blanca" en frecuencia
que mancha la señal recibida. Los \Phi_{n} se suponen poco
correlacionados de símbolo en símbolo. Típica, pero no
exclusivamente, \Phi_{n}, es el ruido de fase del
sintonizador.
El recubrimiento por el receptor de la
información C_{n,k} transmitida implica saber aislar el término
C_{n,k} a partir de la ecuación (1), por división del Y_{n,k}
recibido por un valor estimado de H_{n,k}. \Phi_{n}.
Una manera de facilitar la desmodulación
coherente de la señal recibida, utilizada a menudo, consiste en
insertar en la emisión en la trama unos "pilotos" (o símbolos
de referencia), es decir, emitir para ciertos valores de k y n
-predeterminados de antemano y conocidos por el receptor- unos
valores C_{n,k} particulares conocidos a priori por el
receptor.
Se les denomina a continuación P_{n,k},
quedando reservada la notación C_{n,k} a los vectores
desconocidos a priori por el receptor, es decir, portadores
de información.
Por supuesto, por razones de llevar al máximo el
caudal útil transmitido, el número de vectores C_{n,k}
sacrificados en P_{n,k} debe ser el menor posible. Se puede
convenir denominar P^{2} al subconjunto de ZxZ de los pares (n,k)
tales que la portadora de índice k del símbolo n porte un piloto
P_{n,k}.
Puesto que P_{n,k} es por hipótesis conocido
del receptor, éste puede calcular la división Y_{n,k}/P_{n,k} y
obtener así una estimación del producto
H_{n,k}.\diameter_{n,k} -denominado D_{n,k} (D como
distorsión) en lo sucesivo -por todos los pares (n, k) de
P^{2}.
A continuación, se calculan los valores
D_{n0,k0} para todos los valores n_{0}, y k_{0} posibles en Z
por el receptor por interpolación y/o extrapolación de los valores
D_{n,k}, con (n, k) pertenecientes a P^{2}.
El estado de la técnica consiste en definir la
función f(n_{0}, k_{0}) de cálculo de D_{n0,k0}, a
partir de los D_{n,k}, perteneciendo (n, k) a P^{2}.
Un problema importante, detectado por los
inventores pero no expresamente conocido por el experto en el
oficio, procede del hecho de que el D_{n0,k0} así estimado no
permite distinguir cada uno de los dos términos del producto:
D_{n0,k0} = H_{n0,k0} . \Phi_{n0,k0} en el que H_{n0,k0}
designa lo que habría sido el resultado de f(n_{0},
k_{0}) si todos los D_{n,k} = (H_{n,k} . \diameter_{n})
que sirven de base para el cálculo verificaran que
\diameter_{n} = 1, es decir, en ausencia de toda distorsión
blanca en frecuencias.
Un método para desembarazarse del término
\Phi_{n0,k0} podría consistir en filtrar fuertemente en forma
temporal (es decir, según el índice n), D_{n,k} , donde (n, k)
pertenece a P^{2} con ocasión del cálculo de f(n_{0},
k_{0}). En estas condiciones, se obtiene \Phi_{n0,k0} =
1.
Desgraciada e inevitablemente, este filtrado
temporal afecta también al término ^{\wedge}H_{n0,k0} que cesa
desde entonces de ser una estimación aceptable de la respuesta
frecuencial compleja del canal (en el instante n_{0} y para la
portadora k_{0}), si éste no es suficientemente estacionario.
Se conoce igualmente, por el documento EP 453 203
una técnica de corrección de reloj, de frecuencia y de fase en un
modem multiportadora. Sin embargo, concierne específicamente a
comunicaciones punto a punto, lo que permite prever dos modos de
funcionamiento, un modo de inicialización (durante el cual sólo son
aplicables dos portadoras en el cuadro de la presente invención.
La invención tiene notablemente como objetivo
paliar estos inconvenientes.
Así, un objetivo de la presente invención es
proporcionar un procedimiento de desmodulación de una señal
multiportadora y un dispositivo correspondiente, que permiten
optimizar la desmodulación de los símbolos que forman la señal
recibida.
Más precisamente, la invención tiene como
objetivo proporcionar un procedimiento de este tipo, que tenga en
cuenta las distorsiones inducidas por los receptores.
Otro objetivo de la invención es proporcionar un
procedimiento de desmodulación de este tipo, en el cual se optimiza
la estimación de la respuesta del canal de transmisión, sean cuales
fueren las distorsiones inducidas por los receptores.
Estos objetivos, así como otros que aparecerán a
continuación, se alcanzan según la invención por un procedimiento
de desmodulación de una señal multiportadora según la
reivindicación 1.
Así, según la invención, se determina dos
valores, en absoluto, que representan precisamente en forma
respectiva la respuesta del canal de transmisión y las distorsiones
blancas en frecuencias, y después se determina por división una
estimación del símbolo recibido. Esta técnica es absolutamente nueva
para el experto del oficio, cuyo objetivo es, según el estado de la
técnica, limitar, en términos relativos, el efecto de las
distorsiones.
El tratamiento de supresión puede comprender
ventajosamente además una etapa de filtrado de interpolación
temporal, para cada una de dichas frecuencias portadoras que portan
elementos de referencia, de manera que se asocie a cada portadora
colocada entre dos elementos de referencia en dicha frecuencia
portadora un dato intermedio D_{n0,k}.
Debe observarse que es el reparto particular de
los símbolos de referencia, al tresbolillo, y no ortogonal, el que
permite suprimir de manera eficaz el término debido a la
distorsión, asegurando una buena descorrelación, como se verá a
continuación.
Ventajosamente, dicha etapa de filtrado de
interpolación frecuencial aplica un filtro de respuesta por
impulsos finita de longitud N sensiblemente igual al periodo de
repetición de los elementos de referencia sobre esta frecuencia
portadora dada.
Según una característica preferencial de la
invención, dicha segunda información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0}
se obtiene a partir de la división \delta_{n0+i,k} del dato
D_{n0+ik} para dicha primera información
^{\wedge\wedge}H_{n0.k} (i es un número entero pequeño,
eventualmente nulo).
Dicho de otra forma, después de haber suprimido
el término \Phi, se vuelve a calcularlo, por comparación con la
información de base.
De manera ventajosa, a fin de conservar la
hipótesis de que el canal es estacionario, i vale -1,0 ó 1.
Preferentemente, dicha segunda información
^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} es una media ponderada de al menos
dos de dichas divisiones \delta_{n0+i,k}.
Entonces, la segunda información
^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} vale:
con:
La invención se refiere igualmente a un
dispositivo de desmodulación de una señal multiportadora según la
reivindicación 8.
Otras características y ventajas de la invención
aparecerán de la lectura de la descripción siguiente de un modo de
realización preferente de la invención, dado a título de simple
ejemplo ilustrativo y no limitativo, y de los dibujos anexos, en
los cuales:
- la figura 1 ilustra de manera general el
procedimiento de desmodulación de la invención;
- las figuras 2 y 3 ilustran dos estructuras
ventajosas de reparto de los símbolos de referencia en el espacio
tiempo-frecuencia;
- la figura 4 es un cuadro sinóptico simplificado
de un dispositivo de desmodulación según la invención.
Como ya se ha indicado y como ya se ha ilustrado
en la figura 1, el principio general de la invención consiste en
determinar (11) una estimación absoluta
^{\wedge\wedge}H_{n0.k0} de la respuesta del canal de
transmisión, y a continuación (12) una estimación absoluta
^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} de la distorsión inducida por el
receptor, y finalmente en dividir (13) el símbolo recibido por
estas dos estimaciones.
Debe observarse que este enfoque es nuevo y no
trivial. En efecto, las dos estimaciones son generalmente conocidas
bajo la forma de un producto único indisociable, y la técnica
anterior contempla, en el mejor de los casos, limitar el efecto de
la distorsión en este producto. Según la invención, por el
contrario, se propone determinar independientemente los dos valores,
a fin de optimizar el resultado de la desmodulación.
El método preferente que permite obtener estos
dos valores tampoco es evidente para el experto en este campo.
Consiste, en un primer tiempo en suprimir el efecto de la
distorsión \diameter sobre la estimación D del producto, por la
aplicación de un reparto particular de símbolos de referencia
(estructura llamada a continuación estructura en tresbolillo, por
oposición a la estructura clásica ortogonal) y de un filtrado
adecuado, y en recalcular a continuación una estimación absoluta de
la distorsión.
Así, haciendo referencia a la figura 1, se recibe
(14) la señal transmitida, bajo la forma de complejos Y_{n0.k0}.
Se analiza (111) las portadoras recibidas que corresponden a las
portadoras de referencia, a fin de determinar las estimaciones
D_{n,k} correspondientes. A continuación, se efectúa
opcionalmente un filtrado temporal 112 que permite obtener las
estimaciones D_{n0,k} comprendidas entre dos D_{n,k}
consecutivos, sobre una portadora k dada.
Finalmente, se efectúa un filtrado frecuencial
113 sobre estas estimaciones D_{n0,k}. Como se verá con más
precisión a continuación, debido al reparto en tresbolillo de los
símbolos de referencia, las estimaciones D_{n0,k} se basan en
unos símbolos de referencia transmitidos en diferentes momentos de
transmisión, y por tanto fuertemente descorrelacionados desde el
punto de vista de las distorsiones blancas en frecuencia. En
consecuencia, el filtrado 113 permite suprimir, o al menos atenuar
fuertemente, el efecto de esta distorsión, y entrega por tanto
estimaciones precisas de la respuesta del canal de transmisión
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0}.
A partir de esta estimación
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0}, se recalcula (12) según la invención
una estimación de la distorsión ^{\wedge\wedge}\diameter_{n0}.
Para eso, se divide (121) el valor D_{n0+i,k} por
^{\wedge\wedge}H_{n0,k}. Ventajosamente, se promedia y pondera
(122) el resultado de esta división, a fin de reducir el ruido.
Finalmente, se puede estimar (13) con precisión
el complejo recibido, dividiendo Y_{n0.k0} por el producto
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0}.
^{\wedge\wedge}\diameter_{n0}.
A continuación se describe de manera más precisa
las operaciones a efectuar.
\newpage
Se escoge la ley f(n_{0}, k_{0}) ya
mencionada de manera que se calculen (por f) dos valores estimados
^{\wedge}D_{n0,k0} = ^{\wedge}H_{n0,k0}.
\diameter_{n0,k0} y D_{n0,k1} =
H_{n0,k1}.\diameter_{n0,k1} que corresponden al mismo índice
temporal n_{0} y a dos índices frecuenciales k_{0} y k_{1}
próximos (típicamente 1 \leq |k_{0} - k_{0}| \leq 16)
respectivamente a partir de los D_{n,k0}(n, k_{0})
pertenecientes a P^{2} y de los D_{m,k1} (m, k_{1})
pertenecientes a P^{2} escogidos tales que los subconjuntos de n
y m sean lo más disjuntos posibles. En otros términos, los
D_{n,k0} y D_{m,k1} deben ser obtenidos (por división de los
Y_{n,k0}/P_{n,k0} y de Y_{m,k1}/P_{m,k1} de símbolos
diferentes) para que la hipótesis de cuasi descorrelación de los
\diameter_{n} de símbolo en símbolo siga siendo válida entre
\Phi_{n0,k0} y \Phi_{n0,k1}.
Los \Phi necesitan en lo sucesivo que se les
añada dos índices temporal y frecuencial, mientras que los
\diameter_{n} eran blancos en frecuencia. Queda entonces por
filtrar según frecuencias los D_{n0,k0} =
H_{n0,k0}.\Phi_{n0} por una función denominada
g_{n0,10},para eliminar el término \Phi_{n0,k0} sin que sea
necesaria ninguna hipótesis sobre las variaciones temporales del
canal.
La hipótesis molesta de que el canal es
estacionario, necesaria en ausencia de la invención, y que supone
una correlación temporal fuerte entre H_{n,0} y H_{n+1,k} para
todo n y todo k de Z es sustituida por una hipótesis de correlación
en frecuencias entre H_{n,k} y H_{n,k+1} que se verifica tanto
mejor cuanto más débil es la dispersión de la respuesta de impulso
del canal (ecos cortos delante de la duración símbolo).
Puesto que se obtiene una estimación de
^{\wedge\wedge}H_{n0.l0} para todo n_{0} y l_{0} de Z, se
puede comparar la estimación ^{\wedge\wedge}H_{n0,k} con
D_{n0+i,k} = H_{n0+ik}.\Phi_{n0+i} (i se escogerá
ventajosamente pequeño, típicamente i = 0 ó \pm 1, para que la
hipótesis de carácter estacionario del canal durante |i| + 1
símbolos sea verdadera, es decir que ^{\wedge\wedge}H_{n0,k} =
H_{n0+i,k} para todos los valores de k tales que el par
(n_{0+i}, k) corresponda a la emisión de pilotos.
El cociente:
Proporciona una primera estimación de
\Phi_{n0+i} denominada ^{\wedge}\Phi_{n0+i}.
Opcionalmente, una media ponderada de estos
\delta_{n0+i} según el índice k da entonces una segunda
estimación con menos ruido de \Phi_{n0+i} denominada
^{\wedge\wedge}\Phi_{n0+i}. Esta media se escribe, por
ejemplo
siendo, por
ejemplo:
el par (n_{0}+i,k)
correspondiente a la emisión de un
piloto.
A la recepción del símbolo n_{0} +i, los
valores recibidos:
Y_{n0+i,k} =
H_{n0+i,k0} .\Phi_{n0+i}.C_{n0+i,k0} +
ruido
permiten finalmente estimar
C_{n0+i,k0} correctamente, como
sigue:
\vskip1.000000\baselineskip
En la elección de la estructura de inserción de
los pilotos (es decir la elección de las portadoras k y de los
símbolos n sobre los cuales se inserta pilotos) se evitará por
tanto las estructuras ortogonales definidas por:
\newpage
(n,k)
\in P^{2} \Leftrightarrow n = constante (módulo
N)
\hskip2cmy k = constante (módulo K)
N y K son constantes enteras escogidas de manera
coherente con el teorema de toma de muestras de Shannon. Los
pilotos, en esta estructura ortogonal, son insertados en un símbolo
en N, y sobre una portadora en K. Se escoge N en función de la
velocidad de variación del canal (típicamente N = 4 u 8) mientras
que K verifica:
K \leq
(duración útil del símbolo/duración del intervalo de
guardia)
Se debe evitar el esquema ortogonal porque
^{\wedge}D_{n0,k0} y ^{\wedge}D_{n0,k1} (con k_{1} =
k_{0} + 4, por ejemplo) habitualmente se calculan por
interpolación/extrapolación a partir de los D_{n,k0}, con (n,
k_{0}) perteneciendo a P^{2} y D_{m,k1,} (m, k_{1})
perteneciendo a P^{2} respectivamente. Sin embargo, en este caso,
los n y los m son idénticos con módulo N. En otros términos, los
símbolos de los que han salido los D_{n,k0}, y D_{m,k1}, que
sirven de base para el cálculo de D_{n0,k0}, y D_{m0,k1}, son
los mismos y están afectados por tanto por la misma distorsión
\diameter_{n} = \diameter_{m}. De ello resulta que
D_{n0,k0} = H_{n0,k0}.\Phi_{n0,k0 } y D_{n0,k1} =
H_{n0,k1}.\Phi_{n0,k1} están afectados por el mismo desvío
\Phi_{n0,k0 } = \Phi_{n0,k1}, del cual ya no se podrá
desembarazar por filtrado frecuencial (según el eje k) ulterior.
Es preciso escoger una estructura de inserción de
los pilotos en tresbolillo y ya no ortogonal, como se ilustra en
las figuras 2 y 3.
En estos esquemas, (n,k) \in P^{2}
\Leftrightarrow n = cste(k)[módulo N]
Es decir, que el índice n del símbolo que lleva
los pilotos depende de k.
La figura 2 ilustra el caso en el que:
cste(k)=
k módulo NK /
K
La figura 3 ilustra un caso ligeramente
diferente, pero equivalente desde el punto de vista de la
invención.
Es preciso observar que el número de pilotos no
ha aumentado, con respecto a una estructura ortogonal clásica, y
que N y K siguen siendo idénticos con respecto a esta estructura (N
= 8 y K = 4 en el ejemplo descrito más arriba y la figura 2), si no
son inferiores (N = 8 y K = 2 en el caso de la figura 3).
Volvemos al ejemplo de la figura 2, en aras de la
simplicidad a continuación.
Es preciso calcular por interpolación y/o
extrapolación D_{n0,k0} y D_{n0,k1}.
Por ejemplo:
Es importante subrayar que aquí se realiza la
elección de la estructura no ortogonal que permite afirmar que
\Phi_{n0,k0} y \Phi_{n0,k1}, salidos de cálculos basados
respectivamente en D_{n,k0} y D_{m,k1} tales que n y m sean
diferentes (n = n_{0} - 4, ó n_{0} + 4, mientras que m = n_{0}
- 3 ó n_{0} + 5) están poco correlacionados.
Se calcula paralelamente todos los D_{n0,k0+pK}
donde p pertenece a Z.
Puesto que \Phi_{n0,k0} y
\Phi_{n0,k1++pK} siguen estando descorrelacionados (al menos en
tanto 0 \leq p < N), un filtro de frecuencias del tipo de
respuesta de impulsos finita (FIR) de interpolación de los
^{\wedge\wedge}D_{n0.k} (donde k es cualquier elemento de Z) a
partir de los ^{\wedge}D_{n0,k0+pK} elimina (al menos en su
mayor parte) el término de distorsión \diameter.
En otros términos, el filtro produce una
estimación:
^{\wedge\wedge}D_{n0,k} =
^{\wedge\wedge}H_{n0,k} .^{\wedge\wedge}\Phi_{n0,k0} \ tal \ que \
^{\wedge\wedge}\Phi_{n0,k0} =
1
Por tanto
^{\wedge\wedge}D_{n0,k} =
^{\wedge\wedge}H_{n0,k}
Es ventajoso, pero no indispensable, adaptar la
longitud del filtro FIR de interpolación de frecuencias al valor
N.
Por ejemplo, si el filtro es de longitud N, es
decir si ^{\wedge\wedge}D_{n0,k} está interpolado a partir de N
valores de ^{\wedge\wedge}D_{n0,k0+pK'} con 0 \leq p < N,
el filtrado de la distorsión \diameter será mínimo.
En el ejemplo de la figura 2, k_{5^{\wedge}} =
k_{0+5K} = k_{0+20}.
El filtro FIR produce en particular D_{n0,k5'}
que se podrá comparar con D_{n0+1,k5} (en esta aplicación
preferente, se ha escogido i = 1). Se tiene entonces:
bajo la hipótesis razonable de que
el canal H haya variado poco entre los símbolos n_{0} y n_{0} +
1.
El mismo cálculo:
donde q pertenece a Z puede
repetirse para un número suficiente de valores de q, de manera que
se obtiene un número suficiente de estimación \Phi_{n0+1}
susceptibles de alimentar un cálculo de tipo suma ponderada como
sigue:
Entonces, los c_{n0+1,k0'} para todo k_{0}
emitido, pueden ser estimados en recepción sin el desvío aportado
por la distorsión \diameter_{0+1} como sigue:
La figura 4 ilustra de manera simplificada un
receptor que aplica la invención.
La señal recibida 41 es transpuesta en primer
lugar en baja frecuencia, por un multiplicador 42 controlado por un
oscilador local 43 que proporciona la frecuencia de transposición
f_{0}. A continuación, la señal transpuesta es filtrada por un
filtro de paso bajo o de paso de banda 44, y convertida en una
señal numérica por el dispositivo de toma de muestras 45. A
continuación, un módulo 46 de generación de las componentes en fase
y en cuadratura proporciona las vías 47_{I} y 47_{Q}.
En el caso de la COFDM, las vías I y Q son
sometidas a una transformación matemática F.F.T.48, que proporciona
las muestras 49 Y_{n0,k0}.
Las Y_{n0,k0} 49 son desmoduladas (410) según
el procedimiento descrito anteriormente, por división por
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0} 411 y ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0}
412 para proporcionar los símbolos estimados ^{\wedge}C_{n0,k0}
413, que experimentan a continuación clásicamente una
descodificación de canal 414, y luego la continuación del
tratamiento hasta la restitución de la señal fuente.
Las Y_{n0,k0} 49 alimentan un módulo 415 de
extracción de los pilotos que calcula los valores D_{n,k} que
experimentan eventualmente un primer filtrado temporal 416 y
después un segundo filtrado frecuencial 417 para proporcionar
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0} 411 al desmodulador 410. Por otra
parte, un módulo 418 de estimación de \diameter compara D_{n,k}
y ^{\wedge\wedge}H_{n0,k}. Un módulo 419 de ponderación calcula
la estimación ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} 412 teniendo en cuenta
|^{\wedge\wedge}H_{n0,k}|.
En la práctica, los diferentes módulos, o al
menos algunos entre ellos, pueden ser reagrupados, por supuesto en
un calculador único. Por otra parte, está claro que se pueden
contemplar otros modos de realización.
Claims (7)
1. Procedimiento de desmodulación de una señal
multiportadora formada por una sucesión temporal de símbolos que
modulan una serie de frecuencias portadoras, durante un intervalo
de tiempo dado, caracterizado porque comprende las etapas
siguientes:
- determinación para cada uno de dichos símbolos
y cada una de dichas portadoras, de una primera información
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0} representativa de una estimación de la
respuesta del canal de transmisión, n_{0} que representa el
índice del momento de la emisión y k_{0} que representa el índice
de dicha frecuencia portadora, comprendiendo las subetapas
siguientes:
- -
- cálculo de un primer dato de desmodulación ^{\wedge}H_{n0,k} .\Phi_{n0,k,} que corresponde al producto de un término correspondiente a la estimación de la respuesta del canal de transmisión y de un término correspondiente a la estimación de la distorsión blanca en frecuencia;
- -
- supresión de dicho término correspondiente a la estimación de la distorsión blanca, teniendo en cuenta portadoras de referencia Pn,k conocidas de los receptores, repartidas al tresbolillo entre las portadoras emitidas, en momentos y en frecuencias portadoras predeterminadas, de manera que al menos algunas de dichas frecuencias porten regularmente unos elementos de referencia, en momentos diferentes para frecuencias portadoras vecinas, y aplicando después un filtrado de interpolación que comprende:
- -
- un filtrado de interpolación temporal, para cada una de dichas frecuencias portadoras que portan elementos de referencia, de manera que se asocia a cada portadora colocada entre dos elementos de referencia en dicha frecuencia portadora un dato intermedio D_{n0,k}.
- -
- un filtrado de interpolación frecuencial, para cada uno de dichos intervalos de tiempo, de dichos datos intermedios ^{\wedge}D_{n0,k}, de manera que se produce dicha primera información ^{\wedge\wedge}H_{n0,k0},
- -
- determinación, para cada uno de dichos intervalos de tiempo, de una segunda información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} representativa de una estimación de la distorsión blanca en frecuencia, teniendo en cuenta dichos símbolos de referencia; y
- -
- división de cada símbolo a desmodular Y_{n0,k0} por dicha primera información ^{\wedge\wedge}H_{n0,k0} y por dicha segunda información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0}, para proporcionar un símbolo estimado ^{\wedge}C_{n0,k0}.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque dicha etapa de filtrado de la
interpolación frecuencial aplica un filtro de respuesta finita por
impulsos de longitud N sensiblemente igual al periodo de repetición
de los elementos de referencia en una frecuencia portadora
dada.
3. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque dicha segunda
información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} se obtiene a partir de
la división \delta_{n0+i,k} del dato intermedio
^{\wedge}D_{n0+i,k} por dicha primera información
^{\wedge\wedge}H_{n0,k0}.
4. Procedimiento según la reivindicación 3,
caracterizado porque i vale -1,0 ó 1.
5. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 3 y 4, caracterizado porque dicha segunda
información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} es una media ponderada
de al menos dos de dichas divisiones \delta_{n0+l,k}.
6. Procedimiento según la reivindicación 5,
caracterizado porque dicha segunda información
^{\wedge\wedge}\Phi_{n0} vale:
con:
7. Dispositivo de desmodulación de una señal
multiportadora formada por símbolos que modulan una serie de
frecuencias portadoras durante un intervalo de tiempo dado,
caracterizado porque comprende:
- unos primeros medios de cálculo, para cada uno
de dichos símbolos y cada una de dichas portadoras, de una primera
información ^{\wedge\wedge}H_{n0,k0} representativa de una
estimación de la respuesta del canal de transmisión, n_{0} que
representa el momento de emisión y k_{0} que representa dicha
frecuencia portadora, que asegura las operaciones siguientes:
- -
- cálculo de un primer dato de desmodulación ^{\wedge}H_{n0,k} .\Phi_{n0,k,} que corresponde al producto de un término correspondiente a la estimación de la respuesta del canal de transmisión y de un término correspondiente a la estimación de la distorsión blanca en frecuencia;
- -
- supresión de dicho término correspondiente a la estimación de la distorsión blanca, teniendo en cuenta portadoras de referencia Pn,k conocidas de los receptores, repartidas al tresbolillo entre las portadoras emitidas, en momentos y en frecuencias portadoras predeterminadas, de manera que al menos algunas de dichas frecuencias porten regularmente unos elementos de referencia, en momentos diferentes para frecuencias portadoras vecinas, y aplicando después un filtrado de interpolación que comprende:
- -
- un filtrado de interpolación temporal, para cada una de dichas frecuencias portadoras que portan elementos de referencia, de manera que se asocia a cada portadora colocada entre dos elementos de referencia en dicha frecuencia portadora un dato intermedio D_{n0,k}.
- -
- un filtrado de interpolación frecuencial, para cada uno de dichos intervalos de tiempo, de dichos datos intermedios D_{n0,k}, de manera que se produce dicha primera información ^{\wedge\wedge}H_{n0,k0},
- -
- determinación, para cada uno de dichos intervalos de tiempo, de una segunda información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0}, representativa de una estimación de la distorsión blanca en frecuencia, teniendo en cuenta dichos símbolos de referencia; y
- -
- división de cada símbolo a desmodular Y_{n0,k0} por dicha primera información ^{\wedge\wedge}H_{n0,k0} y por dicha segunda información ^{\wedge\wedge}\Phi_{n0}, para proporcionar un símbolo estimado ^{\wedge}C_{n0,k0}.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9510068A FR2738095B1 (fr) | 1995-08-21 | 1995-08-21 | Procede et dispositif de demodulation d'un signal multiporteuse tenant compte d'une estimation de la reponse du canal de transmission et d'une estimaton d'une distorsion blanche en frequence |
| FR9510068 | 1995-08-21 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2256854T3 true ES2256854T3 (es) | 2006-07-16 |
Family
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES96460029T Expired - Lifetime ES2256854T3 (es) | 1995-08-21 | 1996-08-20 | Metodo y aparato para desmodular una señal multiportadora que toma en cuenta una estimacion de respuesta de canal y una estimacion de distorsion de frecuencia blanca. |
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|---|---|
| EP (1) | EP0762702B1 (es) |
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| FR (1) | FR2738095B1 (es) |
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| WO2009062953A1 (en) * | 2007-11-16 | 2009-05-22 | Nxp B.V. | Jitter compensation |
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| US5206886A (en) * | 1990-04-16 | 1993-04-27 | Telebit Corporation | Method and apparatus for correcting for clock and carrier frequency offset, and phase jitter in mulicarrier modems |
| US5285474A (en) * | 1992-06-12 | 1994-02-08 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford, Junior University | Method for equalizing a multicarrier signal in a multicarrier communication system |
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| GB2278257B (en) * | 1993-05-05 | 1996-10-02 | British Broadcasting Corp | Receiving equipment for digital transmissions |
-
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