ES2213276T3 - Receptor de multiportadora y metodo para su utilizacion en un receptor de radiodifusion audio digital. - Google Patents

Abstract

Un receptor de radiodifusión de audio digital (DAB) diseñado para recibir una señal con 1536 portadoras activas generadas por una transformada rápida inversa de Fourier (FFT) con 2048 puntos, incluye la etapa habitual de RF (14), un filtro de FI (20) y un demodulador (22). Este es seguido por un filtro antisolapamiento espectral (28), un muestreador (30) y una FFT (32). La FFT es una FFT de 4096 puntos y así, es dos veces del tamaño requerido, y consigue dos veces tantos puntos durante cada periodo de símbolo. Sin embargo, esto se manifiesta para simplificar sustancialmente la construcción del filtro de FI (20) y más concretamente el filtro antisolapamiento espectral (28).

Description

Receptor de multiportadoras y método para su utilización en un receptor de radiodifusión audio digital.

Antecedentes de la invención

Esta invención se refiere a receptores para señales multiportadoras, por ejemplo, señales OFDM (multiplexación de división de frecuencia ortogonal), tales como las que se pretende usar en el sistema propuesto de radiodifusión audio digital (DAB) o de radiodifusión de sonido digital, y también en la televisión digital.

Una propuesta de radiodifusión audio digital para uso en un Reino Unido requiere siete conjuntos (canales) DAB que ocupan cada uno 1,536 MHz dentro del intervalo global de frecuencias de 217,5 MHz a 230 MHz, un ancho de banda total de sólo 12,5 MHz. El espaciado propuesto entre centros de conjunto (ensemble) es 1.712 kHz, de los cuales 1.536 kHz están copados por la señal, de manera que el espaciado entre la parte superior de un conjunto y la parte inferior del siguiente es sólo de 176 kHz. El ancho de banda de señal de 1.536 kHz surge del uso de 1.536 portadoras distintas espaciadas con espaciados de 1 kHz. El número 1.536 se elige como tres cuartos de 2.048 (igual a 2 elevado a once).

Un receptor DAB debe ser capaz de recibir el conjunto DAB deseado al que está sintonizado en la presencia de un número de señales DAB interferentes que ocupan el espectro adyacente. De entre las señales adyacentes, es la más próxima la que es la más difícil de rechazar debido a la elevada relación de ancho de banda de señal a espaciado de borde; el espaciado de borde es menor que un octavo del ancho de banda de señal.

Un receptor DAB propuesto típico de este tipo se muestra en forma esquemática de diagrama de bloques en la figura 1 de los dibujos. El receptor 100, tiene una antena 112 que alimenta una etapa de radiofrecuencia (RF), mostrada como un amplificador RF 114. La salida del amplificador de RF se introduce en un mezclador 116, el cual recibe una primera señal LO1 de un oscilador local en un terminal 118. El mezclador reduce la frecuencia de la señal recibida, normalmente a aproximadamente 225 MHz, hasta una frecuencia intermedia de normalmente en torno a 36 MHz. La salida del mezclador 116 se introduce en un filtro 120 pasabanda de FI, el cual pasa la frecuencia intermedia deseada en la región de 36 MHz. La salida del filtro 120 de FI se introduce en continuación a un circuito 122 demodulador I/Q, el cual recibe una segunda señal LO2 del oscilador local en el terminal 124. El circuito demodulador I/Q reduce las señales hasta la frecuencia de banda base y también separa los componentes en fase (I) y de fase en cuadratura (Q) de la señal. Por tanto, la salida 126 del demodulador I/Q comprende realmente dos señales, tal como se indica en la figura 1, y los circuitos posteriores se duplican para las dos señales, tal como es bien sabido.

La salida 126 del demodulador 122 I/Q se introduce en un filtro 128 pasabanda de anti-solapamiento, cuyas características se describen con más detalle posteriormente, y del filtro 128 de anti-solapamiento se introduce en un muestreador o convertidor 130 analógico-digital. El muestreador 130 funciona a 2,048 Ms/s (megamuestras por segundo), que por supuesto es igual a la velocidad de muestra de las señales digitales que se emplearon para formar la señal transmitida en el transmisor. En el muestreador 130, las señales se convierten ahora de forma analógica a forma digital y a continuación se introducen en un circuito 132 de transformada rápida de Fourier (FFT). La FFT genera una señal en forma de secuencia o series de periodos de símbolo. La FFT tiene 2.048 puntos, lo que corresponde al número teórico de portadoras con un muestreador funcionando a 2,048 Ms/s, un espaciado de portadora de 1 kHz y un periodo de símbolo activo de 1 ms. De hecho, tal como se ha indicado anteriormente, sólo se emplean 1.536 portadoras, teniendo las restantes una amplitud teórica de cero.

Lograr esto impone demandas considerables al filtro 128. Este filtro debería tener una banda de paso que se extendiese hasta \pm768 kHz (la mitad de 1.536 kHz) pero una frecuencia de corte de \pm1.024 kHz (la mitad de 2.048). Este es un corte marcado y es difícil de conseguir. La salida 134 de la FFT es una señal basada en el tiempo que se procesa luego empleando circuitos receptores convencionales (no mostrados).

El circuito de la figura 1 será conocido por los expertos en la materia y no es necesaria una descripción adicional del mismo.

Asimismo, un transmisor correspondiente será conocido por los expertos en la materia, e incluye una FFT inversa de 2.048 puntos que funciona en el dominio digital correspondiente al circuito 132 de FFT en el receptor. La FFT inversa recibe una señal basada en el tiempo convencional y la convierte en una señal de muchas portadoras para la transmisión.

La figura 2 es un diagrama espectral que muestra tres conjuntos adyacentes en el espectro de frecuencias. Los valores numéricos son los apropiados para la propuesta de receptor DAB mencionada anteriormente, y se hacen referencia a la frecuencia central del conjunto E central, que se toma como nula. Encima de ésta se muestra un conjunto E+1 con valores positivos, y debajo de ella se muestra un conjunto
E-1 con valores negativos. Los valores están en kilohercios pero dado que las portadoras individuales están espaciadas en 1 kHz, pueden igualmente tomarse como una cuenta de las portadoras. Las amplitudes de las señales mostradas son puramente arbitrarias; por conveniencias de ilustración, se muestran con un ligero pico en el centro de cada conjunto, pero en teoría, las amplitudes deberían ser planas.

Se observará que cada conjunto se extiende en 1.536 portadoras y que el espaciado entre puntos correspondientes en los conjuntos es 1.712 portadoras.

La figura 2 también muestra para el conjunto central las posiciones donde aparecen la frecuencia de muestreo y la inversa. Éstas caen en \pm2.048 portadoras. También se muestran los valores de la mitad de la frecuencia de muestreo, fs/2, que caen en \pm1.024 portadoras. El valor de la mitad de la frecuencia de muestro es, como es bien sabido, el límite de Nyquist. Las frecuencias que aparecen por encima de la mitad de la frecuencia de muestreo no pueden representarse correctamente mediante el proceso de muestreo.

Estas frecuencias por encima de la mitad de la frecuencia de muestreo, cuando se someten a muestreo, dan lugar a componentes espurios en la señal muestreada conocidos como componentes solapados. Los componentes solapados se contemplan habitualmente como si las señales en el intervalo fs/2 a fs estuviesen "reflejadas" en torno a la frecuencia fs/2. Por tanto, una frecuencia que esté g Hz por debajo de la frecuencia fs de muestreo, es decir, una señal de frecuencia (fs-g) Hz, da lugar a un componente solapado de frecuencia g Hz. Esto es correcto para señales de banda base, pero para señales por encima de la banda base, lo que tiene lugar correctamente es que las señales por encima de fs/2 se trasladan hacia abajo mediante un desplazamiento de frecuencia igual a la frecuencia fs de muestreo. De hecho, tal desplazamiento se produce para todos los múltiplos enteros de la frecuencia de muestreo, pero en la práctica sólo debe tenerse en cuenta el primero y más potente.

Esto se ilustra en la figura 3, que muestra tan sólo el conjunto central E de la figura 2 y el conjunto E+1 por encima de él. También muestra los componentes solapados que surgen por el desplazamiento hacia abajo del conjunto E+1 superior por la frecuencia de muestreo. Esas frecuencias que surgen en el intervalo desde por encima de la frecuencia de Nyquist, o la mitad de la frecuencia de muestreo, concretamente 1.024 kHz, hasta la parte superior del conjunto E+1 superior, concretamente 2.480 kHz, se desplazan hacia abajo 2.048 kHz. Los componentes E+1 solapados ahora abarcan el intervalo de frecuencias de -1.024 a +432. De éstas, las frecuencias en el intervalo de -768 a +432 caen dentro de la banda del conjunto E deseado. Éstas no pueden rechazarse mediante un simple filtrado selectivo para frecuencias. Las frecuencias desplazadas están marcadas en la figura 1 por sombreado.

El circuito 132 de FFT espera tan sólo 1.536 portadoras de entre unas 2.048 posibles, y por tanto rechaza inherentemente energía en el intervalo de frecuencias de 768 kHz a 1280 kHz. Este límite superior es igual a la frecuencia de muestreo de 2.048 kHz menos el límite superior de frecuencia de portadora esperada de 768 kHz. Dentro de la banda deseada, esto incluye las zonas de rechazo marcadas con R en la figura 3.

Por tanto, se ha observado que eliminar los componentes interferentes requiere un potente filtrado de FI y de anti-solapamiento en los filtros 120 y 128 de la figura 1 a fin de rechazar la energía de canal adyacente del conjunto E+1 antes de que llegue al convertidor analógico-digital o muestreador 130. Para producir de un corte lo suficientemente marcado puede requerirse, por ejemplo, un filtro de onda acústica de superficie (SAW) para el uso como filtro 128. Tales filtros son costosos y con pérdidas, y pueden dar como resultado la pérdida parcial de un número de portadoras situadas hacia los bordes del conjunto. Aunque la transmisión DAB es muy robusta, la degradación de la señal de esta manera puede reducir no obstante los márgenes del sistema disponibles para combatir otras fuentes de degradación, por ejemplo, la distorsión de múltiples trayectorias o el ruido del canal. Otros tipos de filtro pueden introducir menos atenuación de la señal pero pueden introducir en la señal una ondulación de retardo de grupo considerable. En resumen, es bastante difícil cumplir con los requisitos de filtro sin al mismo tiempo afectar negativamente la señal deseada. Este problema surge independientemente con el filtro 120 de FI y con el filtro 128 de anti-solapamiento, aunque principalmente con el último.

Este problema se presenta en el procesamiento analógico debido a la dificultad para fabricar filtros adecuadamente eficaces. Por tanto, puede pensarse que el problema podría solucionarse construyendo el filtro 128 en el dominio digital en vez de en la parte analógica del circuito. Es decir, el filtro 128 (o al menos la mayor parte de su funcionalidad) se colocaría en la cadena de procesamiento tras el muestreador 130 en vez de antes de él. Por supuesto, esto requeriría el uso de una velocidad de muestreo mayor que 2,048 Ms/s, y convenientemente podría escogerse una velocidad tal como 4.096 Ms/s. Posterior al filtro, se incluiría un diezmador para reducir la velocidad de muestreo al valor de 2,048 Ms/s que puede ser aceptado por el dispositivo 32 de FFT.

Aunque una disposición así que emplease un filtro digital teóricamente debería producir un rechazo mejorado de la señal interferente, se ha observado que incrementa obligatoriamente los requisitos de procesamiento de señales en una cantidad considerable.

En "Improving an OFDM Reception using an Adaptive Nyquist Windowing", IEEE Transactions on Consumer Electronics, Vol. 42, nº 3, agosto 1996, páginas 259-269 (véase también la solicitud de patente internacional WO96/41458), C. Muschallik ha propuesto mejorar la sensibilidad a los errores de frecuencia en un receptor OFDM empleando un intervalo de guarda que tiene la misma longitud que la parte "útil" del periodo de símbolo, en lugar de ser únicamente un cuarto de largo o menor, tal como se contempla por lo general. El receptor de FFT tiene entonces una longitud el doble de lo normal y utiliza las muestras en el intervalo de guarda así como aquellas en la parte útil del periodo de símbolo. Esto incrementa el nivel de portadora/ruido en 3dB. Sin embargo, la velocidad de muestreo no cambia.

De manera similar, la memoria descriptiva de patente británica GB-A-2.304.504 y la patente estadounidense US-A-5.375.502 proponen incrementar la longitud del dispositivo de FFT para albergar una parte mayor de la señal recibida.

Sumario de la invención

La invención, en sus diversos aspectos, se define en las reivindicaciones independientes adjuntas, a las que debe hacerse referencia ahora. En las reivindicaciones subordinadas se establecen las características ventajosas de la invención.

A continuación, se describe más detalladamente una realización preferida de la invención, y adopta la forma de un receptor DAB diseñado para recibir una señal multiportadora con 1.536 portadoras activas tal como la que genera una transformada rápida de Fourier (FFT) inversa con 2.048 puntos. El receptor tiene la habitual etapa de RF, un filtro de FI y un demodulador, seguidos por un filtro de anti-solapamiento, un muestreador y un dispositivo de FFT. El dispositivo de FFT es un dispositivo de FFT de 4.096 puntos, y por tanto es el doble de largo de lo requerido y adquiere el doble de puntos durante cada periodo de símbolo. No obstante, se ha descubierto que esto permite simplificar sensiblemente la construcción del filtro de FI y más concretamente del filtro de anti-solapamiento.

Breve descripción de los dibujos

La invención se describirá más detalladamente a título de ejemplo con referencia a los dibujos adjuntos, en los que:

la figura 1 (descrita anteriormente) es un diagrama esquemático de bloques de la parte relevante de un receptor DAB propuesto anteriormente;

la figura 2 (descrita anteriormente) es un diagrama espectral que muestra tres conjuntos adyacentes de una señal DAB;

la figura 3 (descrita anteriormente) es un diagrama espectral que ilustra cómo se genera la interferencia;

la figura 4 es un diagrama esquemático de bloques de la parte relevante de un receptor DAB que realiza la presente invención; y

la figura 5 es un diagrama espectral que ilustra cómo se evita la interferencia según esta invención.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

A continuación, se describirá a título de ejemplo una realización preferida de la invención, en forma de un receptor DAB que puede utilizarse para recibir la misma señal que el receptor de la técnica anterior de la figura 1. El receptor que realiza la invención es por tanto completamente compatible con el sistema de transmisión ya propuesto porque no precisa alteración alguna en el transmisor.

El receptor 10 DAB que realiza la invención se muestra en forma esquemática de bloques en la figura 4. Una antena 12 provee a una etapa de radiofrecuencia (RF) mostrada como un amplificador 14 RF. La salida del amplificador de RF se introduce en un mezclador 16, el cual recibe un primera señal LO1 de un oscilador local en un terminal 18. El mezclador 16 reduce la frecuencia de la señal recibida, normalmente hasta a una frecuencia de aproximadamente 225 MHz, hasta una frecuencia intermedia de normalmente alrededor de 36 MHz. La salida del mezclador 16 se introduce en un filtro 20 pasabanda de FI que pasa la frecuencia intermedia deseada en la zona de 36 MHz. A continuación, la salida del filtro 20 de FI se introduce en un circuito 12 demodulador I/Q, el cual recibe una segunda señal LO2 del oscilador local en un terminal 24. El circuito demodulador I/Q reduce las señales hasta la frecuencia de banda base y también separa los componentes en fase (I) y de fase en cuadratura (Q) de la señal. Por tanto, la salida 26 del demodulador I/Q comprende realmente dos señales, tal como se indica en la figura 4, y los circuitos posteriores se duplican para las dos señales, tal como en el sistema de la figura 1. La salida 26 del demodulador 22 I/Q se introduce en un filtro 28 pasabanda de anti-solapamiento, cuyas características se describen con más detalle posteriormente, y del filtro 28 de anti-solapamiento se introduce en un muestreador o convertidor 30 analógico-digital.

El muestreador 30 funciona a 4,096 Ms/s en vez de a 2,048 Ms/s como el sistema de la figura 1. En el muestreador 30, las señales se convierten de forma analógica a forma digital y a continuación se introducen en un circuito 32 de transformada rápida de Fourier (FFT). La FFT tiene 4.096 puntos en lugar de los 2.048 puntos del circuito 32 de FFT en el sistema de la figura 1. La salida 34 de la FFT es una señal basada en el tiempo que se procesa luego empleando circuitos receptores convencionales (no mostrados).

Por tanto, la FFT se altera en comparación con el sistema de la figura 1, en vez de intentar mejorar directamente el filtro 128. Naturalmente, esto precisa un muestreador de 4.096 Ms/s, pero tiene la ventaja de que el filtro 20 de FI y el filtro 28 de anti-solapamiento no necesitan tener unas características tan precisas como los componentes correspondientes en la figura 1. El filtro de FI puede ser ligeramente menos estrecho en comparación con la figura 1, y por tanto puede ser de construcción más sencilla. El filtro 28 de anti-solapamiento todavía tiene una banda de paso de 768 kHz, pero sólo tiene que eliminar en 2.048 kHz en lugar de en 1.024 kHz, tal como con la figura 1. Por tanto, aunque en principio el problema no tiene nada que ver con la FFT, se ha encontrado que el problema de la construcción de filtros puede solucionarse realizando cambios en la FFT que sigue al filtro y al muestreador, en vez de intentar mejorar el propio filtro.

Más concretamente, tal como se describirá en referencia a la figura 5, la FFT de 4.096 puntos más largo rechaza inherentemente la energía de canal adyacente en el intervalo de frecuencias entre el borde del conjunto deseado de 768 kHz y un límite superior de 3.328 kHz. Esto es mucho más ancho que el intervalo de 768 kHz a 1.280 kHz para el sistema de la figura 1. Este incremento en el ancho de banda de rechazo inherente reduce enormemente los requisitos de filtro del receptor, lo que permite que se utilicen filtros más suaves, lo que ocasiona menos distorsión a la señal deseada. Es probable también que tal filtrado dé lugar a una menor atenuación de la señal. Esto tiene la consecuencia deseable de que la etapa de RF del receptor puede diseñarse para exhibir una mejor linealidad, ya que se precisa una ganancia menor antes de la etapa de interfaz.

El ancho de banda de rechazo surge porque la FFT todavía está diseñada para extraer únicamente 1.536 portadoras con un espaciado de 1 kHz; las restantes salidas (que potencialmente contienen interferencias) pueden ser ignoradas por el procesamiento pos-FFT.

Por tanto, al reducir la proporción de portadoras deseadas a una fracción más pequeña del número total de portadoras, se ha mejorado el funcionamiento. En la figura 1, las portadoras deseadas equivalen en número a tres cuartos del número total de portadoras. Al doblar el número total de portadoras en la figura 4, las portadoras deseadas equivalen a tres octavos del número total de portadoras. Por tanto, el espacio entre conjuntos interferentes adyacentes aumenta desde un cuarto a cinco octavos del número total de portadoras.

La figura 5 muestra un diagrama espectral correspondiente al de la figura 2, pero para el sistema de la figura 4 que realiza la invención.

Los conjuntos E y E+1 se muestran de nuevo y cubre los mismos intervalos de frecuencias que en la figura 3. Sin embargo, en este caso la frecuencia de muestreo es 4.096 kHz en vez de 2.048 kHz, y por tanto la mitad de la frecuencia de muestreo es 2.048 kHz. El solapamiento únicamente tiene lugar con frecuencias superiores a 2.048 kHz, en lugar de con frecuencias por encima de 1.024 kHz. Esto significa que sólo se solapa una pequeña parte del conjunto E+1, concretamente la que se encuentra entre 2.048 y 2.480. Además, los componentes solapados ya no se encuentran dentro del ancho de banda de +768 a -768 del conjunto E deseado. En cambio, ahora se encuentran en el intervalo de -1.616 a -2.048, completamente fuera del ancho de banda del conjunto E. A fin de proporcionar componentes en banda, es necesario que las señales en el conjunto E+1 se extiendan por encima de 3.328 kHz, lo que se observará se encuentra muy por encima de la parte superior del ancho de banda del conjunto E+1.

Por tanto, en la realización descrita, se ha doblado el tamaño de la FFT hasta 4.096 puntos, con un correspondiente doblamiento de la velocidad de muestreo. Aunque este es el valor más conveniente, en teoría pueden elegirse otros valores, en concreto otros múltiplos enteros de 2.048. Este sobremuestreo incrementa el ancho de banda de procesamiento disponible para permitir que se aumente la respuesta de frecuencia de FI (selectividad), mientras que el periodo de tiempo del que se obtienen las muestras permanece sin cambios.

En general, el sistema es aplicable a un sistema de transmisión que tiene A portadoras activas de entre P portadoras posibles, generadas mediante el uso de una transformada de P puntos. En el receptor, la transformada es una transformada de Q puntos, donde Q es mayor que P. Tal como se ha descrito, Q es mayor que 2A y, de hecho, es igual a 2P.

La invención se ha descrito como aplicada a un receptor DAB, pero puede aplicarse a otros receptores para sistemas de transmisión de multiportadoras tales como aquellos producidos por sistemas OFDM. Otro ejemplo es la televisión digital terrestre, en la que parte de la señal ha de transmitirse en forma OFDM. Por supuesto, los valores numéricos son aquí diferentes, aunque los principios son los mismos.

Por ejemplo, con el sistema de televisión denominado 2k tal como se propone actualmente, el espaciado de canal es 4,46 kHz (que es el recíproco de 224 \mus). El número de portadoras empleadas es 1.705, lo que da un ancho de banda total de 1.705 x 4.46 = 7.61 MHz. La velocidad de muestreo propuesta es de 9.143 MHz, y se propone utilizar una FFT inversa de 2.048 puntos en el transmisor y una FFT de 2.048 puntos en el receptor. Según esta invención, tal como se aplica a una realización para la recepción de una señal de televisión así, preferiblemente se eleva la velocidad de muestreo, de hecho se dobla, hasta 18,286 MHz, y de nuevo se emplea una FFT de 4096 puntos. En un sistema de televisión 8k son aplicables principios similares.

Aunque se ha descrito la invención como que emplea transformadas de Fourier para producir y procesar la señal multiportadora, en principio podrían emplearse otras transformadas.

Tal como se observa a partir de la descripción anterior, el problema de hacer los filtros en un receptor de radiodifusión de multiportadoras no se resuelve mejorando la construcción del filtro, ni poniendo el filtro en el dominio lógico, sino cambiando en vez el tamaño de la FFT que se emplea a uno que tenga una mayor redundancia. Esto permite entonces que se reduzcan sustancialmente las restricciones sobre la construcción de filtros.

Claims (17)

1. Sistema de transmisión de multiportadoras, que comprende un transmisor que incluye medios de transformada de Fourier inversa para generar, a partir de una señal de entrada, una señal multiportadora de transmisión que tenga A portadoras activas de entre P portadoras posibles, mediante el uso de una transformada de P puntos, siendo A y P enteros, consistiendo la señal de transmisión en una secuencia de periodos de símbolo activos, y un receptor para recibir la señal multiportadora transmitida por el transmisor, incluyendo el receptor:

medios (28, 30) para filtrar por paso de banda y para muestrear la señal multiportadora recibida a una frecuencia de muestreo predeterminada, escogida para obtener un múltiplo de P puntos durante un periodo activo de símbolo; y

medios (32) de transformada de Fourier para recibir la señal multiportadora filtrada y muestreada y para generar a partir de la misma una señales basada en el tiempo;

caracterizado porque los medios (32) de transformada de Fourier en el receptor funcionan con una transformada de Q puntos, siendo Q un entero mayor que P.

2. Sistema de transmisión de multiportadoras según la reivindicación 1, en el que Q es mayor que el doble de A.

3. Sistema de transmisión de multiportadoras según la reivindicación 1, en el que Q es igual a o mayor que el doble de P.

4. Sistema de transmisión de multiportadoras según la reivindicación 1, en el que P es 2.048 y Q es un múltiplo de 2.048.

5. Sistema de transmisión de multiportadoras según la reivindicación 1, en el que P es 2.048 y Q es 4.096.

6. Sistema de transmisión de multiportadoras según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, en el que los medios de filtrado por paso de banda y de muestreo incluyen, para el filtrado por paso de banda, un filtro (28) de anti-solapamiento acoplado para recibir la señal recibida y, para el muestreo, un muestreador (30) acoplado para recibir la salida del filtro de anti-solapamiento y proporcionar una salida a los medios de transformada.

7. Sistema de transmisión de multiportadoras según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 5, en el que los medios (32) de transformada de Fourier comprenden un dispositivo de transformada rápida de Fourier.

8. Método para transmitir una señal multiportadora de transmisión, que comprende las etapas de generar, a partir de una señal de entrada, una señal multiportadora de transmisión que tenga A portadoras activas de entre P portadoras posibles, mediante el uso de una transformada de P puntos, siendo A y P enteros, consistiendo la señal de transmisión en una secuencia de periodos de símbolo activos, y de transmisión de la señal multiportadora resultante, y de recepción de la señal multiportadora resultante transmitida por el transmisor, incluyendo la etapa de recepción el filtrado pasabanda y el muestreo de señal multiportadora recibida a una frecuencia de muestreo predeterminada escogida para obtener un múltiplo de P puntos durante un periodo activo de símbolo, y de generación, mediante el uso de una transformada de Fourier, de una señal basada en el tiempo a partir de la señal multiportadora filtrada y muestreada, caracterizado porque la transformada de Fourier en el receptor funciona con una transformada de Q puntos, siendo Q un entero mayor que P.

9. Método según la reivindicación 8, en el que Q es mayor que el doble de A.

10. Método según la reivindicación 8, en el que Q es igual a o mayor que el doble de P.

11. Método según la reivindicación 8, en el que P es 2.048 y Q es un múltiplo de 2.048.

12. Método según la reivindicación 8, en el que P es 2.048 y Q es 4.096.

13. Método según cualquiera de las reivindicaciones 8 a 12, en el que la etapa de filtrado pasabanda y de muestreo incluye, para el filtrado pasabanda, la etapa de filtrado de anti-solapamiento de la señal recibida y, para la etapa de muestreo, el muestreo de la señal filtrada de anti-solapamiento para suministrar una salida a la transformada.

14. Método según cualquiera de las reivindicaciones 8 a 13, en el que la transformada comprende una transformada rápida de Fourier.

15. Receptor para recibir una señal multiportadora que consiste en una secuencia de periodos activos de símbolo, comprendiendo el receptor:

medios (28, 30) para filtrar por paso de banda y para muestrear una señal multiportadora recibida que incluye un número A predeterminado de portadoras deseadas, activas, a una frecuencia de muestreo predeterminada, escogida para obtener un múltiplo de P puntos durante un periodo activo de símbolo, donde A y P son enteros; y

medios (32) de transformada de Fourier para recibir la señal multiportadora filtrada y muestreada y para generar a partir de la misma una señal basada en el tiempo;

caracterizado porque los medios (32) de transformada de Fourier en el receptor funcionan con una transformada de Q puntos, siendo Q un entero mayor que el doble de A.

16. Receptor según la reivindicación 15, en el que Q es 4.096.

17. Receptor según la reivindicación 15 ó 16, en el que los medios de transformada comprenden medios de transformada rápida de Fourier.