ES2206374T3 - Procedimiento y sistema para la supresion de interferencias para la transmision tdma y/o fdma. - Google Patents

Abstract

Procedimiento para la supresión de interferencias para la transmisión TDMA y/ó FDMA que contiene, por lo menos, la modulación de amplitud de impulsos o la CMP binaria (Continuous Phase Modulation), con una o varias antenas de recepción, comprendiendo los siguientes pasos: a) filtaje de, por lo menos, una señal de recepción de valor complejo r, [k] de una antena de recepción con un filtro con coeficientes de valor complejo ff [k] para generar, por lo menos, una señal de salida y, [k]; b) después, formar, por lo menos, una proyección P; de la, por lo menos, única señal de salida y, [k] sobre un vector de dirección p, asignado a esta señal de salida y, [k], siendo dos la dimensión del vector de dirección p, , independiente del número de las antenas de recepción; y, si el número de proyecciones P, es uno: c1) traslado de la proyección P, a un dispositivo de detección; ó, si el número de las proyecciones P, . es dos o más: d1) sumar una cantidad de proyecciones P, para formar una señal de suma s[k]; y d2) traslado de la señal de suma s[k] a un dispositivo de detección.

Description

Procedimiento y sistema para la supresión de interferencias para la transmisión TDMA y/o FDMA.

La invención se refiere a procedimientos para la transmisión digital de datos, como se utilizan, por ejemplo, en sistemas digitales de telefonía móvil celular ó en sistemas de transmisión por cable. Se refiere sobre todo a un procedimiento para la supresión de interferencias en la transmisión TDMA y/ó FDMA que puede describirse, por lo menos, aproximadamente por modulación de amplitud de impulsos con cualquier número de antenas receptoras, filtrándose, por lo menos, una señal receptora de valor complejo de una antena receptor con un filtro de coeficientes de valor complejo para generar, por lo menos, una señal de salida. TDMA y FDMA son en este caso los conceptos de acceso Time-Division Multiple Acces y Frequency-División Multiple Acces. Además, la invención se refiere a un sistema para la supresión de interferencias en la transmisión TDMA y/ó FDMA que puede describirse, por lo menos aproximadamente por modulación de amplitud de impulsos con cualquier número de antenas receptoras y por lo menos un dispositivo de filtro con coeficientes de valor complejo para filtrar por lo menos una señal receptora de valor complejo de una antena receptora para generar por lo menos una señal de salida.

En la transmisión digital por canales dispersivos, por ejemplo, por un canal de telefonía móvil celular o por líneas dobles, la señal emisora es distorsionada y perturbada por ruidos. Por eso, en el receptor hay que prever medidas especiales para recuperar de la señal receptora los datos transmitidos, es decir, hay que utilizar un procedimiento de ecualización. El procedimiento óptimo para la ecualización de canales dispersivos es la Estimación de Secuencia de Probabilidad Máxima (Maximum-Likelihood Sequence Estimation, MLSE), descrita en G.D. Forney, Jr. "Maximum-Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference", IEEE Transactions on Information Theory, IT-18, 363-378, May 1972, que puede realizarse por medio del algoritmo Viterbi. Sin embargo, en el caso de largas respuestas impulsionales del canal y/ó de alfabetos de señales no binarias el algoritmo Viterbi, en la práctica, ya no puede realizarse por volverse el procedimiento muy complicado. Entonces, en estos casos hay que utilizar procedimientos subóptimos como son, por ejemplo, las variantes de la Estimación de Secuencia Reduced-State Sequence Estimation (RSSE), descrita en M.V. Eyuboglu, S.U. Quereshi "Reduced-State Sequence Estimation with Set Partitioning and Decision Feedback", IEEE Trans. on Commun., COM-36, 13-20, January 1988, o Decision-Feedback Sequence Estimation (DFSE), descrita en A. Duel-Hallen, C. Heegard "Delayed Decision-Feedback Sequence Estimation", IEEE Trans. On Commun., COM-37, 428-436, May 1989.

Todos los procedimientos mencionados están optimizados para el caso de que la señal receptora sea perturbada por un ruido gaussiano blanco y aditivo (additive white Gaussian noise, AWGN). Cuando se presentan perturbaciones adicionales por interferencias de otras señales transmitidas, hay que contar con una degradación fuerte del procedimiento de ecualización debida a una falsa adaptación métrica y una varianza perturbadora demasiado grande. En sistemas de telefonía móvil celular y sistemas de transmisión por cable las interferencias juegan un rol cada vez más importante. Si no se toman medidas adicionales, la eficiencia diminua tanto en el caso de interferencia del canal adyacente (Adjacent Channel Interference, ACI) como en el caso de interferencia de co-canal (Cochannel Interference, CCI, quiere decir, la señal útil y la interferente utilizan la misma banda de frecuencia). Antes de la ecualización, sería preciso reducir la interferencia por medio de un tratamiento previo, para que la perturbación residual sea lo más baja y blanca. Dado el caso que en la transmisión por bloques la característica espectral de la interferencia suele variar de bloque a bloque, hay que reajustar el tratamiento previo en cada bloque. Una estrategia adecuada para el tratamiento previo surge de S. Ariyavisitakul, J.H. Winters, N.R. Sollenberger "Joint Equalization and Interference Suppression for High Data Rate Wireless Systems" in Proceedings of Vehicular Technology Conference ( VTC'99 Spring), Pág. 700-706, Houston, Texas, 1999. Sin embargo, con esta estrategia solamente se consigue buena funcionalidad en el caso de recepción diversity, quiere decir, hay que disponer de, por lo menos, dos antenas receptoras. La doctrina ahí descrita se utilizó para formular el término genérico de las reivindicaciones independientes.

Una transmisión con modulación de amplitud de impulsos (PAM) por un canal distorsionador que genera interferencias intersimbólicas (ISI) puede, como se sabe, modelarse en el tiempo discreto según figura 1. Se supone el caso genérico de una diversidad de antenas de N-veces (N\geq1) en el receptor; como caso especial (N=1) resulta la recepción monofónica. Las señales recibidas muestradas en la cadencia simbólica 1/T resultan como pliegue perturbado de la secuencia emisora a[k] con la respuesta impulsional h_{i}[k] del canal perteneciente a la 1ª antena, cuya longitud se identifica con L_{i}:

(1)r_{i}[k]= \sum\limits^{L_{i}-1}_{\kappa=0}h_{i} [\kappa] a[k-\kappa]+n_{i}[k],

\hskip1cm

i\in{1,2,...,N}

Según el procedimiento de modulación empleado, los coeficientes de las amplitudes a[k] y las respuestas impulsionales de canal h_{i}[k] son o puramente reales, o puramente imaginarios o complejos; referido a la invención, en lo siguiente se consideran solamente procedimientos de modulación, cuyos coeficientes de amplitud pueden modelarse en el receptor como puramente reales, puramente imaginarios o situados en cualquiera línea en el plano complejo. Mediante señales PAM pueden describirse aproximadamente, por ejemplo, también procedimientos CPM (Continuous Phase Modulation) binarios, como se describen en P.A. Laurent "Exact and approximate construction of digital phase modulation by superpostion of amplitude modulated pulses (AMP)", IEEE Trans. On Commun., COM34, 150-160, 1986, que se emplean muchas veces en la comunicación móvil debido a su eficiencia de ancho de banda y de su bajo factor de cresta. La perturbación discreta en el tiempo n_{i}[k] tiene dos componentes

(2)n_{i}[k]= n_{i}^{AWGN}[k]+n_{i}^{INT}[k]

donde n_{i}^{AWGN}[k] simboliza la parte AWGN, sin valor medio, con distribución gaussiana, y blanca (lo último resulta antes del muestreo cuando se utiliza un filtro del tipo Whitened-Matched, descrito en G.D. Forney, Jr. "Maximum-Likelihood Sequence Estimation of digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference", IEEE Transactions on Informatione Theory, IT-18, 363-378, May 1972, o un filtro común del tipo Wurzel-Nyquist como filtro de tiempo continuo en la entrada del receptor ). La perturbación por n_{i}^{AWGN}[k] se debe, sobre todo, al ruido térmico en la etapa de entrada del receptor. n_{i}^{AWGN}[k] representa la perturbación por interferencia,

(3)n_{i}^{INT}[k]=\sum\limits^{I}_{\mu=1} \sum\limits^{L^{INT}_{i,\mu}-1}_{\kappa=0}h^{INT}_{i,\mu}[\kappa]a^{INT}_{\mu}[k-\kappa],

\hskip1cm

i\in{1,2,...,N}.

En esta ecuación h^{INT}_{i,\mu}[\kappa] es la respuesta impulsional de la transferencia del \mu° interferente hacia la antena receptora i y L^{INT}_{i,\mu} es la longitud correspondiente de la respuesta impulsional. Se considera el caso general de l interferentes cuyos símbolos de datos se identifican con a^{INT}_{\mu}[\kappa]; respecto a la invención, se suponen otra vez solamente procedimientos de modulación con coeficientes de amplitud puramente reales, puramente imaginarios o situados en cualquiera línea en el plano complejo. Puesto que los casos de coeficientes de amplitud puramente imaginarios ó situados en cualquiera línea pueden reducirse por una simple rotación de fases constante al caso de coeficientes de amplitud reales, en lo siguiente será considerado solamente este caso.

Para un muestreo Fractionally-Spaced con un periodo de muestreo K/T (K: factor de sobremuestreo, p.ej. K=2) de las señales receptoras de tiempo continuo de las diferentes antenas resulta en principio el mismo modelo. En este caso, las señales receptoras de tiempo continuo de las diferentes antenas pueden representarse por K componentes polifasicos disponibles con un período de símbolo 1/T. En total, el número de las señales receptoras de tiempo discreto aumenta durante el periodo símbolo hasta N\bulletK. Por eso, las demás consideraciones son aplicables, en principio, también al muestreo Fractionally Spaced. Para la reconstrucción de los símbolos hay dos modelos que parten de principios diferentes, véase p.ej. C. Tidestav, M. Sternad, A. Ahlen "Reuse Within a Cell - Interference Rejection or Multiuser Detection", IEEE Trans. on Commun., COM-47, 1511-1522, October 1999. Así, por un lado pueden utilizarse principios de la detección multiusuario, quiere decir, las secuencias de símbolos a[\cdot]y a^{INT}_{\mu}[\cdot], \mu\in{1,2,...,1} se estiman conjuntas (Joint Maximum-Likelihood Sequence Estimation). En las expresiones de las secuencias de símbolos el punto [\cdot] simboliza la secuencia de símbolos completa a[k] con -\infty<k<+\infty. Con este planteo, se puede conseguir una calidad de estimación óptima. Sin embargo, el esfuerzo de calculo necesario para una estimación conjunta (ó iterativa) es muy importante. Además, se necesitan las respuestas impulsionales h^{INT}_{i,\mu}[\kappa] cuya estimación es muy difícil, porque, en general, el receptor no conoce ni las secuencias de entrenamiento de las señales de interferencia ni la posición temporal de las secuencias de entrenamiento, véase p.ej. B.C. Wah Lo, K. Ben Letaief "Adaptive Equalization and Interference Cancellation for Wireless Communication Systems", IEEE Trans. On Commun. COM-47, 538-545, avril 1999.

Por estas razones, es más prometedor el segundo planteo en el cual, primero se realiza una supresión de interferencias y después una ecualización. Un procedimiento que se basa en este planteo se propuso en S. Ariyavisitakul, J.H. Winters, N.R. Sollenberger "Joint Equalization and Interference Suppression for High Data Rate Wireless Systems" en Proceedings of Vehicular Technology Conference (VTC'99 Spring), S. 700-706, Houston, Texas, 1999. En este caso, las N señales de recepción diferentes de tiempo discreto son prefiltradas por separado antes de combinarse las señales de salida de los prefiltros, véase figura 1. Después, sigue una ecualización, p.ej. una MLSE, RSSE, DFSE 6 DFE (Decision-Feedback Equalization). El diagrama funcional resultante del receptor es representado en figura 1. Después de haber pasado el filtro Feedforward y después de haber sido combinada la señal se da por

(4)s[k]= \sum\limits^{N}_{i=1}\sum\limits^{L^{f}_{i}-1}_{\kappa=0}f_{i}[\kappa]r_{i} [k-\kappa]

El 1º filtro para filtrar la secuencia de recepción r_{i}[k] es representado en detalle en figura 2. La optimación de las respuestas impulsionales de filtro f_{i}[k] con las longitudes L^{f}_{i}, se realiza p.ej. mediante un Multiple-Input-Single-Output Minimum Mean-Squared Error Decision-Feedback Equalizer adaptivo (MISO MMSE-DFE) cuya estructura es representada en figura 3. Las líneas gruesas simbolizan señales y sistemas de valor complejo, las líneas finas señales y sistemas de valor real. Para el caso especial de una sola antena de recepción resulta la estructura según figura 4. En el DFE las respuestas impulsionales de valor complejo f_{i}[k] funcionan como filtros Feedforward cuya adaptación puede optimarse junto con el filtro Feedback de valor complejo b[k]. Terminada la adaptación, los coeficientes de filtro de los filtros Feedforward se traspasan a la estructura según figura 1. Con longitudes de filtros suficientes la interferencia es claramente menor, después de combinar las señales de salida de los filtros Feedforward; además, la perturbación total en este punto es aproximadamente blanca y tiene la distribución gaussiana, de manera que el consiguiente empleo del procedimiento de ecualización a base del código Trellis está justificado.

Para el cálculo del prefiltro no puede utilizarse un procedimiento de cálculo cerrado, propuesto para el prefiltro de una DFSE/RSSE en el caso de una perturbación de tipo ruido blanco. Para eso, serían precisas además de las respuestas impulsionales h_{i}[k] las respuestas impulsionales de las señales de interferencia h^{INT }_{i,\mu}[\kappa] que, sin embargo, no pueden estimarse de manera fácil, porque, en general, en el receptor no se conocen las secuencias de entrenamiento de las señales de interferencia. Por consiguiente, el filtro tiene que calcularse mediante un algoritmo recursivo y adaptivo. En S. Ariyavisitakul, j.H. Winters, N.R. Sollenberger "Joint Equalization and Interference Suppression for High Data Rate Wireless Systems", Proceedings of Vehicular Technology Conference (VTC'99 Spring), pág. 700-706, Houston, Texas, 1999, se propuso el empleo del algoritmo Recursive-Least-Squares (RLS) para optimar el filtro; véase también S. Haykin "Adaptive Filter Theory", Prentice Hall, Upper Saddle River, New Jersey, third edition, 1996. Una desventaja importante del procedimiento descrito es el hecho de que para el caso de recepción monofónica (N=1) no puede conseguirse una buena funcionalidad. Esto se debe, sobre todo, al hecho de que, en este caso, la supresión de interferencia alcanzada es insuficiente. Respecto a la figura 3, las señales r_{i}[k] y r_{2}[k]comprenden para N=2 la señal de recepción correspondiente así como un ruido, conteniendo éste las señales de interferencia. Por un ajuste adecuado de los coeficientes de filtro se puede conseguir que las señales de interferencia se eliminan recíprocamente. Desde luego, para N=1, quiere decir para una sola señal de recepción, eso no es posible.

De la EP 0 669 729 se conoce el empleo de arrays de antenas para la supresión de interferencias y ruidos. Las señales recibidas por las antenas de recepción se concentran en un vector proyectado sobre varios vectores que se determinan a partir de la matriz espacial de correlación de la perturbación total consistente de interferencia y ruido de canales. De esta manera, se consigue la decorrelación espacial de la perturbación y un máximum ratio combining fácil de las señales de antenas pretratadas para reducir la perturbación. Después, la señal útil, deteriorada adicionalmente por interferencias intersimbólicas, se recupera por medio de un proceso tradicional undimensional de ecualización complejo. Las proyecciones hechas durante el procedimiento se hacen sobre vectores cuyo número N de dimensiones corresponde al número N de antenas. Una supresión de interferencias con una sola antena de recepción no es posible.

Por eso, la presente invención tiene el propósito de desarrollar el procedimiento genérico y el sistema genérico con el fin de posibilitar una supresión de interferencia mejorada. Según otro aspecto de la invención, se quiere posibilitar también una buena supresión de interferencia aún en el caso de recepción monofónica. Además, se quiere mejorar aún más el funcionamiento en el caso de recepción por diversidad, respecto a los procedimientos de supresión de interferencias, propuestos hasta ahora.

Estos propósitos se consiguen de acuerdo con la invención mediante un procedimiento con las características de la reivindicación 1 así como mediante un sistema con las características de la reivindicación 2.

La invención se basa en el entendimiento de que la interferencia y la señal útil pueden separarse por efecto de las proyecciones. Puesto que se tratan solamente las proyecciones de las señales de recepción, se pueden encontrar y utilizar coeficientes de filtro, para minimizar el error de interés exclusivo en la suma de las señales proyectadas

El procedimiento de acuerdo con la invención y el sistema de acuerdo con la invención permiten una supresión de interferencia (adaptiva) para una ecualización con o sin diversidad de antenas en el caso de una transmisión con modulación de amplitud de impulsos con secuencias de datos puramente de valor real, puramente imaginarias o situadas en cualquiera línea en el plano complejo y con respetas impulsionales suficientemente diferentes. Sobre todo, en el caso de la recepción monofónica, se puede conseguir una supresión de interferencia claramente mejor que con procedimientos según el estado de la técnica; con el procedimiento de acuerdo con la invención, generalmente se pueden supresar 2N-1 señales de interferencia, mientras que con procedimientos convencionales son solamente N-1 señales de interferencia. La tasa de error de la ecualización consiguiente puede reducirse claramente mediante el procedimiento de acuerdo con la invención.

En una implementación práctica, en la mayoría de los casos, el procedimiento no pide más sino menos esfuerzos, respecto a procedimientos según el estado de la técnica. Si, por ejemplo, se comparan las figuras 3 ó 4, conocidas del estado de la técnica, con la estructura nueva según la figura 6 ó 7, se ve que solamente hay que añadir las proyecciones P_{1}{\cdot} hasta P_{n}{\cdot}, volviéndose puramente real el filtro de realimentación, lo que simplifica la labor.

En una configuración muy preferida de la invención hay, por lo menos, dos señales de recepción r_{i}[k], proyectándose los, por lo menos, dos señales de salida correspondientes y_{i}[k] en paso b) sobre vectores de dirección idénticos. El resultado ventajoso de esta medida es que los pasos de proyección y de sumación pueden intercambiarse, pudiéndose realizar las proyecciones después de la sumación en una sola proyección.

En otra configuración preferida se utilizan en el paso a) para el filtraje de las señales de recepción filtros feedforward de una DFE con filtro feedback de valor real, optimizados sistemáticamente, sobre todo, según los criterios ZF, MMSE o de impulsos recortados. De esta manera, los coeficientes de filtro pueden optimarse de manera fácil.

Para optimar los coeficientes de filtro se utilizan de preferencia las señales al término de las proyecciones. Así, se hace posible una mejor supresión de interferencias, puesto que la interferencia se traslada en la suma de los complementos ortogonales de las proyecciones.

Para el ajuste de los coeficientes de filtro del, por lo menos, único filtro de valor complejo se puede utilizar cualquier algoritmo adaptivo. Así, se asegura una adaptación automática a la situación interferente correspondiente.

El algoritmo adaptivo para el ajuste de los coeficientes de filtro puede utilizar una secuencia de entrenamiento conocida al receptor. Sin embargo, si no se transmite una secuencia de entrenamiento conocida al receptor, o si esta está demasiado corta, puede preverse la utilización de un algoritmo adaptivo ciego para el ajuste de los coeficientes de filtro.

Por cálculo del complemento ortogonal de la proyección para, por lo menos, una señal de salida filtrada y_{i}[k] puede determinarse, de manera fácil, un criterio de calidad para la calidad de transmisión.

Con diversidad de antenas en el lado transmisor, en un primer paso, por lo menos, parte de las señales emisoras puede interpretarse como interferencia y supresarla con el procedimiento de acuerdo con la invención. Después, en un segundo paso, los símbolos de datos detectados en el primer paso pueden utilizarse para la emulación de las partes correspondientes de las señales de recepción; diferenciando, las partes correspondientes de la señales pueden eliminarse de la señal de recepción, facilitando una detección de los símbolos de datos residuales que, en el primer paso, se habían interpretado como interferencia. Alternativamente, el segundo paso puede ser una repetición del primer paso; en este caso los símbolos de datos detectados en el primer paso se consideran como interferencia y los símbolos de datos, que en el primer paso se habían considerados como interferencia, se interpretan como símbolos útiles. Por consiguiente, el procedimiento también sirve para conseguir un alto rendimiento cuando haya diversidad de antenas en el lado transmisor.

Otras configuraciones ventajosas de la invención están definidas en las reivindicaciones secundarias.

En lo siguiente, ejemplos de configuraciones de la invención se describen más en detalle con referencia a los planos adjuntos. Representan:

Figura 1: un diagrama funcional representado discreto en el tiempo de una transmisión digital con diversidad N de antenas en el lado receptor (estado de la técnica);

Figura 2: una representación detallada del 1° filtro Feedforward para el filtraje de la 1ª señal de recepción (estado de la técnica);

Figura 3: un receptor DFE convencional representado como diagrama funcional para el caso de N antenas de recepción (estado de la técnica);

Figura 4: un receptor DFE convencional representado como diagrama funcional para el caso de una antena de recepción (estado de la técnica);

Figura 5: el esquema de la proyección P_{i}{y_{i}[k]} de la señal y_{i}[k], sobre un vector complejo p_{i} con la longitud uno.

Figura 6: un receptor DFE para el caso de N antenas de recepción con proyecciones después de los filtrajes feedforward de acuerdo con la invención;

Figura 7: un receptor DFE para el caso de una antena de recepción (modo monofónico) con una proyección después de los filtrajes Feedforward de acuerdo con la invención; y

Figura8: un receptor DFE, en el cual se trata adicionalmente la suma de los complementos ortogonales de las proyecciones de la señales de salida de los filtros Feedforward.

Con la invención se consigue una mejor supresión de interferencias, modificando la estructura DFE según figura 3 o figura 4. Después de las operaciones de filtro Feedforward de valor complejo, ahora se realizan proyecciones P_{i}{\cdot} sobre vectores complejos p_{i}, con la longitud uno, véase figura 5, que dan resultados de valor puramente real P_{i}{y_{i}[\cdot]}. Esto lleva a una estructura según figura 6. A causa del valor real de la señal y[k], ahora es suficiente un filtraje Feedback con un filtro de valor puramente real b[k]; la señal de error e[k]=v[k]–a[k–k_{o}] también es de valor puramente real. Entonces, para minimar la potencia de e[k] los complementos ortogonales de las señales de salida de los filtros Feedforward o de los operadores de proyección P_{i}{\cdot} no se consideran más, lo que es admisible, porque, en el caso de coeficientes de amplitud de valor real, interesa solamente una sola dimensión para tomar la decisión. Ahora, los coeficientes de filtro pueden ajustarse precisamente para minimar el único error de interés en la suma de las señales proyectadas, descuidando los complementos ortogonales. Como consecuencia, mediante la correcta elección de coeficientes, gran parte de la interferencia puede desplazarse en la suma de los complementos ortogonales de las proyecciones de las señales de salida de los filtros Feedforward, que no tiene relevancia para la decisión. Por tanto, la suma de los complementos ortogonales puede considerarse opcionalmente para estimar la potencia interferente. En la práctica resulta un caso especial interesante, cuando todos los N vectores de proyección de las señales de salida y_{i}[k] son idénticos, pudiéndose realizar las proyecciones como una sola proyección después de la sumarlas.

Resulta que con un ajuste favorable de los coeficientes de prefiltro f_{i} [k]1\leqi\leq N puede conseguirse una supresión de interferencia muy buena, si las respuestas al impulso del canal h_{i} [\kappa] o h^{INT}_{i,\mu}[\kappa] son suficientemente diferentes y las secuencias de símbolos de datos a_{i}[k] o a^{INT}_{\mu}[k] son de valor real. Después del prefiltraje con los filtros Feedforward de los DFE modificados para la supresión de interferencia, según figura 6, y después de las proyecciones consiguientes de las señales de salida de los filtros puede realizarse una ecualización, por ejemplo, con un procedimiento de estimación de secuencia como MLSE, DFSE o RSSE. Como señal útil \tilde{y}[k] del proceso de ecualización resulta

(5)\tilde{y}[k] = a[k-k_{0}] + \sum\limits^{L^{h}}_{\kappa=1} b [\kappa]a [k - k_{0} - \kappa].

La complejidad necesaria del proceso de ecualización puede controlarse opcionalmente por la longitud seleccionada L^{b} del filtro Feedback, es decir, por el número de los coeficientes b[k](recorte de impulsos con DFE). Los filtros DFE pueden optimarse según criterios diferentes, por ejemplo, los criterios de Zeroorcing, SNR máximo o de mínimo error cuadratico medio (Minimum Mean-Squared Error, MMSE). Como caso especial, se considera el ajuste adaptivo de los DFE según el criterio MMSE mediante el algoritmo Least-Mean-Square (LMS). Respecto a la adaptación, hay que considerar que es necesario conocer los símbolos de datos para poder calcular los errores en el algoritmo así como para el filtraje Feedback. Por tanto, en muchos sistemas de transmisión la secuencia de entrenamiento transmitida para la estimación del canal se utiliza también para la adaptación del DFE, quiere decir, se utilizan símbolos de entrenamiento para el cálculo del error y el filtraje Feedback. Durante la transmisión de los símbolos de datos, la adaptación puede seguirse a base de las decisiones, quiere decir, en lugar de símbolos de entrenamiento se utilizan símbolos de datos estimados, suministrados por el ecualizador, que, después del período de entrenamiento, coinciden con una probabilidad suficientemente alta con los símbolos de datos efectivos. Como alternativa, se puede utilizar en lugar del algoritmo LMS el algoritmo Recursive-Least-Suares (RLS) o un procedimiento de adaptación ciega que requiere solamente conocimientos estadísticos de las secuencias de datos pero no de los símbolos de datos mismos. Sin embargo, en este caso hay que conformarse con una convergencia más lenta respecto a procedimientos de adaptación entrenada.

Para describir el algoritmo LSM para la adaptación de la estructura DFE nueva, los coeficientes de filtro (conjugados complejos) se recogen para mayor simplicidad en vectores

(6)f_{i}[k] = [ f_{i} [0,k] f_{i} [1,k] ... f_{i}[ L_{i}^{f}-1,k]]^{H},

\hskip3mm

i\in{1,2,...,N},

(7)b[k] = [b[1,k] b[2,k] ... b[L^{b},k]]^{T},

(significando (\cdot)^{H} transposición según Hermite y (\cdot)^{T} transposición). Ahora, gracias a la adaptación, los coeficientes de filtro son variables en el tiempo. Esto se ve, porque ahora, los coeficientes de filtro dependen además del tierno real k La señal y[k]después de las proyecciones y después de la combinación está dada por

(8)s[k] = \sum\limits^{N}_{i=1}P_{i} \{f^{H}_{i} [k]r_{i}[k]\}

siendo

(9)r_{i} [k]=[r_{i} [k] r_{i} [k - 1] ... r_{i} [k - (L^{f}_{i} - 1)]]^{T},

\hskip2mm

i \in {1,2,..., N}.

La señal de entrada decisiva de los DFE finalmente resulta en

(10)v[k] = s[k]- b^{T} [k]\hat{a}[k] = \sum\limits^{N}_{i=1}P_{1}\{f_{i}^{H}[k]r_{i}[k]\}-b^{T}[k]\hat{a}[k],

siendo

(11)\hat{a}[k]= [\hat{a}[k-k_{0} - 1] \hat{a}[k-k_{0}-2]...\hat{a}[k-k_{0}-L^{b}]]^{T}.

La decisión temporizada k_{0} es un grado de libertad que puede utilizarse para optimar la eficiencia, siendo â[\cdot] la secuencia de datos definida por los DFE. Cuando haya una secuencia de datos conocida como secuencia de entrenamiento (período de entrenamiento), los â[\cdot] pueden reemplazarse por los símbolos de datos a[\cdot] conocidos. Correspondientemente, en la figura 6 hay que reemplazar â[\cdot] por a[\cdot] para el cálculo de errores y la realimentación. La señal de error de los DFE está definida por

(12)e[k]=v[k]-\hat{a}[k-k_{0}].

Vale

(13)e[k] = \sum\limits^{N}_{i=1}P_{i}\{f_{i}^{H}[k]r_{i}[k]\}-b^{T}[k]\hat{a}[k]- \hat{a}[k - k_{0}].

Por lo demás, los vectores de los coeficientes de filtro y los vectores de entrada de los filtros se reúnen, cada uno, en un vector

(14)w [k] = [f_{1}^{T}[k] f^{T}_{2}[k] ... f_{N}^{T} [k] b^{T} [k]]^{T},

(15)u[k]=[r^{T}_{1}[k] r^{T}_{2}[k] ... r^{T}_{N}[k] - \hat{a}^{T}[k]]^{T}

El algoritmo LMS para el ajuste adaptivo de los vectores de los coeficientes de filtros está dado, como se describe en S. Haykin "Adaptive Filter Theory", Prentice-Hall, Upper Saddle River, New Jersey, third Edition. 1996, por la ecuación siguiente:

(16)w[k+1]= w[k]-\mu e[k]u[k],

siendo \mu un parámetro de anchura de paso que tiene que elegirse adecuadamente para una convergencia rápida y al mismo tiempo estable del algoritmo. La recursión se inicializa, por ejemplo, según

(17)w[0]=0.

La estructura DFE descrita para la supresión de interferencias también puede utilizarse con diversidad de antenas de M-veces (M\geq1) en el lado transmisor, en la cual se basa, por ejemplo, la transmisión codificada espacial y temporal (space-time-code) para aumentar la capacidad, como se describe en A.F. Naguib, N. Seshadri y A.R. Calderbank "Incerasing Data Rate over Wireless Channels", IEEE Signal Processing Magazine, 76-92, May 2000. Por ejemplo, el procedimiento propuesto puede utilizarse directamente en combinación con el procedimiento de transmisión codificada espacial y temporal según J.H. Winters "The Diversity Gain of Transit Diversity in Wireless Systems with Rayleigh Fading", IEEE Transactions on Vehicular Technology, 119-123, February 1998. En el sentido de la invención, procedimientos aproximados de transmisión PAM deben entenderse como procedimientos, cuya señal transmisora puede representarse con precisión suficiente por una señal PAM, por ejemplo, el procedimiento binario Continuous Phase Modulation (CPM).

Como ejemplo de ejecución específica se considera en lo siguiente el caso de la recepción monofónica (N=1). Este caso tiene relevancia, sobre todo, para estaciones móviles. Allí, en contrario a estaciones básicas, no puede aplicarse diversidad de antenas, contradiciendo esto equipos compactos, económicos y barratos. Otra vez, se parte de la base de que las secuencias de datos de la señal útil y de las interferentes sean puramente real y las respuestas impulsionales correspondientes lo suficientemente diferentes. Las estructura DFE correspondiente es representada en la figura 7 con una proyección P{\cdot}.

Mientras que, con longitudes de los filtros L^{f}_{i} suficientemente largas, las estructuras descritas garantizan una supresión de interferencias muy buena, en la práctica, en la mayoría de los casos, por razones de complejidad se pueden utilizar solamente filtros Feedforward y Feedback. En este caso, la señal contiene, según ecuación (8), una perturbación generalmente no depreciable, debido a la interferencia residual y, sin más medidas, resulta una degradación de la potencia. Por consiguiente, en el caso de utilizar filtros DFE cortos, se recomienda un perfeccionamiento del procedimiento, como lo representa el ejemplo de figura 8. Esta mejora permite ahora considerar además la suma de los complementos ortogonales de las proyecciones de las señales de salida de los filtros Feedforward,

(18)t[k]=\sum\limits^{N}_{i=1}Q_{i}\{f_{i}^{H}[k]r_{i}[k]\},

siendo Q_{i}{\cdot} proyecciones sobre vectores complejos q_{i} con la longitud uno. El vector q_{i} es ortognal al vector p_{i} correspondiente a la projección P_{i}{\cdot}. La señal t[k] contiene generalmente una parte interferente mayor que la señal s[k] pero también una parte útil, es decir

(19)t[k] =\sum\limits^{\kappa_{2}}_{\kappa=\kappa_{1}} c[\kappa] a [k - k_{0} - \kappa] + n_{i} [k],

siendo de valor puramente real tanto la respuesta impulsional c[\cdot], cuyas coeficientes en el ámbito \kappa_{1}\leq\kappa\leq\kappa_{2} son distintos de cero, como la perturbación n_{1}[k] compuesta de ruido e interferencia. Terminada la adaptación DFE, los coeficientes c[k] pueden determinarse de manera fácil con un procedimiento de estimación de canales. Después de la estimación de canales puede estimarse la varianza \sigma^{2}_{n_{t}} de la perturbación n_{i}[k].

Ahora bien, es ventajoso utilizar la señal t[k]también en la ecualización a base del código Trellis. Para ello, la señal s[k], según la ecuación (8), se representa primero en la fórmula

(20)s[k] = a[k - k_{0}] + \sum\limits^{L^{b}}_{\kappa=1} b[\kappa] a [k - k_{0} - \kappa] + n_{s} [k]

teniendo la perturbación n_{s}[k] la varianza \sigma^{2}_{n_{s}} y contiene otra vez ruidos e interferencias. Para utilizar ambas señales
s[k] y t[k] en una ecualización a base del código Trellis, en el diagrama de Trellis hay que elegir como distancia métrica de las ramas por ejemplo

(21)\lambda[k]=\frac{1}{\sigma^{2}_{{n_{s}}}}\left| s[k]-\tilde{a}[k-k_{0}]- \sum\limits^{L^{b}}_{\kappa=1}b[\kappa]\tilde{a}[k-k_{0}-\kappa] \right|^{2}+\frac{1}{\sigma^{2}_{{n_{ts}}}}\left| t[k] -\tilde{a} [k - k_{0}]- \sum\limits^{\kappa_{2}}_{\kappa=\kappa_{1}} c [\kappa]\tilde{a}[k - k_{0} - \kappa]\right|^{2}

(Maximum Ratio Combining), representando \tilde{a}[\cdot] en el procedimiento de ecualización MLSE símbolos experimentales dependientes de las transiciones de estado; en procedimientos de ecualización de estado reducido \tilde{a}[k-k_{0} –\kappa] representan para \kappa\leq\kappa_{red} también símbolos experimentales y para \kappa>\kappa_{red} contenidos de registros de caminos dependientes de estado, dependiendo \kappa_{red} del procedimiento elegido para la reducción de estado. Hay que considerar que para la ecuación (21) se han supuesto interferencias blancas estadísticamente independientes con distribución gaussiana
n_{s}[\cdot] y n_{t}[\cdot]. En la práctica, esto se cumple, a lo más, aproximadamente; sobre todo, n_{t}[\cdot] tiene generalmente un cierto colorido. Por consiguiente, es recomendable filtrar la señal t[k], antes de utilizarla en la ecualización a base del código Trellis, con un filtro Noise-Whitening que transfiere n_{t}[\cdot] en una interferencia blanca y que puede determinarse a partir de la secuencia de autocorrelación de n_{t}[\cdot], estimable apropiadamente. Entonces, en la ecuación (21), hay que sustituir \sigma^{2}_{n_{t}} por la varianza perturbadora en la salida del filtro Noise-Whitening, t[k] por la señal en la salida del filtro Noise-Whitening, y c[\cdot] por pliegue de la respuesta impulsional original con la respuesta impilsional del filtro Noise-Whitening.

Con la estructura bicanal representada se puede conseguir un efecto de diversidad y, con esto, también alta performancia utilizando filtros DFE cortos.

Claims (12)

1. Procedimiento para la supresión de interferencias para la transmisión TDMA y/ó FDMA que contiene, por lo menos, la modulación de amplitud de impulsos o la CMP binaria (Continuous Phase Modulation), con una o varias antenas de recepción, comprendiendo los siguientes pasos:

a)

filtaje de, por lo menos, una señal de recepción de valor complejo r_{i}[k] de una antena de recepción con un filtro con coeficientes de valor complejo f_{i}[k] para generar, por lo menos, una señal de salida y_{i}[k];

b)

después, formar, por lo menos, una proyección P_{i} de la, por lo menos, única señal de salida y_{i}[k] sobre un vector de dirección p_{i} asignado a esta señal de salida y_{i}[k], siendo dos la dimensión del vector de dirección p_{i}, independiente del número de las antenas de recepción; y,

si el número de proyecciones P_{i} es uno:

c1) traslado de la proyección P_{i} a un dispositivo de detección; ó,

si el número de las proyecciones P_{i}. es dos o más:

d1) sumar una cantidad de proyecciones P_{i} para formar una señal de suma s[k]; y

d2) traslado de la señal de suma s[k] a un dispositivo de detección.

2. Procedimiento según reivindicación 1, estando, en el paso c1) y/ó d2), el dispositivo de detección configurado para la ecualización.

3. Procedimiento según reivindicación 1 ó 2, caracterizado porque en paso d1) se suman todas las proyecciones P_{i} para formar la señal de suma s[k].

4. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque hay, por lo menos, dos señales de recepción r_{i}[k] y, en el paso b), las, por lo menos, dos señales de recepción correspondientes y_{i}[k] se proyectan sobre vectores de dirección idénticos.

5. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque para el filtraje de las señales de recepción, en el paso a), se utilizan filtros Feedforward de una DFE con filtro Feedback de valor real, optimizados según los criterios ZF, MMSE, de distancia de interferencia máxima o de recorte de impulsos.

6. Procedimiento según una de las reivindicaciónes precedentes, caracterizado porque para optimar los coeficientes de filtro se toman las señales después de las proyecciones.

7. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque para ajustar los coeficientes de filtro del, por lo menos, único filtro de valor complejo se emplea un algoritmo adaptivo.

8. Procedimento según reivindicación 7, caracterizado porque el algoritmo adaptivo empleado para el ajuste de los coeficientes de filtro utiliza una secuencia de entrenamiento conocida al receptor.

9. Procedimento según reivindicación 7, caracterizado porque para el ajuste de los coeficientes de filtro se emplea un algoritmo adaptivo sin utilizar una secuencia de entrenamiento conocida al receptor.

10. Procedimiento según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque los complementos ortogonales pertenecientes a las proyecciones se calculan para, por lo menos, una señal de salida filtrado y_{i}[k].

11. Procedimiento según una de las reivindicaciónes precedentes 1 hasta l0, representándose la interferencia a supresar, por lo menos, por una parte de las señales transmisoras cuando haya diversidad de antenas en el lado transmisor.

12. Sistema para la supresión de interferencias para la transmisión TDMA y/ó FDMA, que contiene, por lo menos, la modulación de amplitud de impulsos o la CMP binaria (Continuous Phase Modulation) comprendiendo:

-

una o varias antenas de recepción,

-

por lo menos, un dispositivo de filtro con coeficientes de valor complejo f_{i}[k] siendo diseñado el, por lo menos, único dispositivo de filtro para filtrar, por lo menos, una señal de recepción de valor complejo r_{i}[k] de una antena de recepción, para generar, por lo menos, una señal de salida y_{i}[k]; caracterizado porque el sistema comprende además:

-

por lo menos, un dispositivo de proyección en el cual esta acoplada la, por lo menos, única señal de salida

\hbox{ y _{i} [k] }

para formar una proyección P_{i} de la por lo menos única señal de salida y_{i}[k]sobre un vector de dirección p_{i}, adjudicado a esta señal de salida y_{i}[k] siendo dos la dimensión del vector de dirección p_{i}, independiente del número de las antenas de recepción; y si el número de proyecciones P_{i} es uno:

-

un dispositivo de detección, en el cual esta acoplada la señal de salida de la proyección P_{i}; ó si el número de las proyecciones P_{i} es dos o más:

-

un dispositivo para sumar una cantidad de proyecciones P_{i} para formar la señal de suma s[k]; y

-

un dispositivo de detección, en el cual esta acoplada la señal de suma s[k].