ES2147166T3 - Sistema de comunicacion de acceso multiple por division de codigo. - Google Patents

Sistema de comunicacion de acceso multiple por division de codigo.

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ES2147166T3
ES2147166T3 ES98912922T ES98912922T ES2147166T3 ES 2147166 T3 ES2147166 T3 ES 2147166T3 ES 98912922 T ES98912922 T ES 98912922T ES 98912922 T ES98912922 T ES 98912922T ES 2147166 T3 ES2147166 T3 ES 2147166T3
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Alexander Jacques
Gary Lomp
John Kowalski
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Abstract

UN SISTEMA DE COMUNICACION DE ESPECTRO EXTENDIDO, DE ACCESO MULTIPLE PROCESA UNA SERIE DE DE SEÑALES DE INFORMACION RECIBIDAS POR UNA ESTACION DE PORTADORA DE RADIO (RCS) SOBRE LINEAS DE TELECOMUNICACION PARA LA TRANSMISION SIMULTANEA SOBRE UN CANAL DE RADIOFRECUENCIA (RF) COMO UNA SEÑAL MULTIPLEXADA POR DIVISION DE CODIGO (CDM) A UN GRUPO DE UNIDADES DE ABONADO (SUS). LA RCS RECIBE UNA SEÑAL DE PETICION DE LLAMADA QUE SE CORRESPONDE CON UNA SEÑAL DE INFORMACION DE LINEA DE TELECOMUNICACION, Y UNA SEÑAL DE IDENTIFICACION DE USUARIO QUE DEFINE UN USUARIO QUE RECIBIRA LA LLAMADAS. LA RCS INCLUYE UNA SERIE DE DE MODEMS DE ACCESO MULTIPLE POR DIVISION DE CODIGO (CDMA), UNO DE LOS CUALES SUMINISTRA UNA SEÑAL DE CODIGO DE MANDO GLOBAL. LOS MODEMS SUMINISTRAN SEÑALES DE CODIGO DE MENSAJE SINCRONIZADAS CON LA SEÑAL DE MANDO GLOBAL. CADA MODEM COMBINA UNA SEÑAL DE INFORMACION CON UNA SEÑAL DE CODIGO DE MENSAJE PARA SUMINISTRAR UNA SEÑAL CDM PROCESADA. LA RCS INCLUYE UN CONTROLADOR DE CANAL DEL SISTEMA QUE ESTA ACOPLADO PARA RECIBIR UNA LLAMADA REMOTA. SE CONECTA UN TRANSMISOR DE RF A TODOS LOS MODEMS PARA COMBINAR LAS SEÑALES CDMA PROCESADAS CON LA SEÑAL DE CODIGO DE MANDO GLOBAL PARA GENERAR UNA SEÑAL CDM. EL TRANSMISOR DE RF TAMBIEN MODULA UNA SEÑAL DE PORTADORA CON LA SEÑAL CDM Y TRANSMITE LA SEÑAL DE PORTADORA MODULADA A TRAVES DEL CANAL DE COMUNICACION DE RF A LAS SUS. CADA SU INCLUYE UN MODEM CDMA QUE ESTA TAMBIEN SINCRONIZADO CON LA SEÑAL DE MANDO GLOBAL. EL MODEM CDMA DESEXTIENDE LA SEÑAL CDMA Y SUMINISTRA UNA SEÑAL DE INFORMACION DESEXTENDIDA AL USUARIO. EL SISTEMA INCLUYE UN SISTEMA DE CONTROL DE ENERGIA DE CIRCUITO CERRADO PARA MANTENER UN NIVEL MINIMO DE ENERGIA DE TRANSMISION DEL SISTEMA PARA LA RCS Y LAS SUS, Y ADMINISTRACION DE LA CAPACIDAD DEL SISTEMA PARA MANTENER UN NUMERO MAXIMO DE SUS ACTIVAS PARA UN RENDIMIENTO MEJORADO DEL SISTEMA.

Description

Sistema de comunicación de acceso múltiple por división de código.
Antecedentes del invento
El presente invento pertenece en general a las comunicaciones de Acceso Múltiple de División por código
(CDMA), también conocidas como comunicaciones de espectro ensanchado. Más particularmente, el presente invento pertenece a un aparato de ensayo de estación de base.
Descripción de la técnica relacionada
Proporcionar servicios de telecomunicación de calidad a grupos de usuarios que están clasificados como remotos, tales como sistemas de teléfono rural y sistemas de teléfonos en países subdesarrollados, ha probado ser un reto en los últimos años. Estas necesidades han sido parcialmente satisfechas por servicios de radio inalámbricos, tales como sistemas multiplexores de división de frecuencia fija o móvil (FDM), de acceso múltiple de división de frecuencia (FDMA), multiplexores de división de tiempo (TDM), de acceso múltiple de división de tiempo (TDMA), sistemas de combinación de división de frecuencia y de tiempo (FD/TDMA), y otros sistemas de radio móvil terrestre. Usualmente estos servicios remotos se enfrentan a más usuarios potenciales de los que pueden ser soportados simultáneamente por su frecuencia o capacidad de ancho de banda espectral.
Reconociendo estas limitaciones, recientes avances en las comunicaciones inalámbricas han utilizado técnicas de modulación de espectro ensanchado para proporcionar una comunicación simultánea para múltiples usuarios. La modulación de espectro ensanchado se refiere a modular una señal de información con una señal de código de ensanchamiento; siendo generada la señal de código de ensanchamiento por un generador de código en el que el período Tc del código de ensanchamiento es sustancialmente menor que el período de la señal de bit de datos de información o de símbolo. El código puede modular la frecuencia portadora después de que la información haya sido enviada, llamado ensanchamiento de saltos de frecuencia, o puede modular directamente la señal multiplicando el código de ensanchamiento con la señal de datos de información, llamado ensanchamiento de secuencia directa (DS). La modulación de espectro ensanchado produce una señal con un ancho de banda sustancialmente mayor que el requerido para transmitir la señal de información. La recepción y la compresión síncronos de la señal en el receptor recupera la información original. Un desmodulador síncrono en el receptor usa una señal de referencia para sincronizar los circuitos de compresión a la señal modulada de espectro ensanchado de entrada para recuperar las señales portadora y de información. La señal de referencia puede ser un código de ensanchamiento que no está modulado por una señal de información. Tal uso de una modulación y desmodulación de espectro ensanchado síncronas para comunicación inalámbrica está descrito en la patente norteamericana nº 5.228.056 titulada SISTEMA Y MÉTODO DE COMUNICACIONES DE ESPECTRO ENSANCHADO SÍNCRONAS por Donald L. Schilling.
La modulación de espectro ensanchado en redes inalámbricas ofrece muchas ventajas a causa de que múltiples usuarios pueden utilizar la misma banda de frecuencias con interferencia mínima en cada receptor de usuario. La modulación de espectro ensanchado reduce también efectos procedentes de otras fuentes de interferencia. Además, las técnicas de modulación y desmodulación de espectro ensanchado síncronas pueden ser expandidas previendo múltiples canales de mensajes para un solo usuario, cada ensanchamiento con un código de ensanchamiento diferente, al tiempo que transmiten aún solo una única señal de referencia al usuario. Tal uso de múltiples canales de mensajes modulados por una familia de códigos de ensanchamiento sincronizados a un código de ensanchamiento piloto para comunicación inalámbrica está descrito en la patente norteamericana nº 5.166.951, titulada CANAL DE ESPECTRO ENSANCHADO DE ALTA CAPACIDAD por Donal L. Schilling.
Un área en el que las técnicas de espectro ensanchado son utilizadas es en el campo de las comunicaciones celulares móviles para proporcionar servicios de comunicación personal (PCS). Tales sistemas soportan de modo deseable grandes cantidades de usuarios, desplazamiento y atenuación del control Doppler, y proporcionan señales de datos digitales de alta velocidad con bajo valores de error de bit. Estos sistemas emplean una familia de códigos de ensanchamiento ortogonal o casi ortogonal, con una secuencia de código de ensanchamiento piloto sincronizada con la familia de códigos. A cada usuario le es asignado uno de los códigos de ensanchamiento como una función de ensanchamiento. Los problemas relacionados de tal sistema son: soportar un gran número de usuarios con los códigos ortogonales, manejo reducido de potencia disponible para unidades remotas, y manejo de efectos de desvanecimiento de trayectos múltiples. Las soluciones a tales problemas incluyen utilizar antenas de disposición en fase para generar haces orientables múltiples, utilizando secuencias de código ortogonal o casi ortogonal muy largas. Estas secuencias pueden ser reutilizadas por desplazamiento cíclico del código sincronizado a una referencia central, y combinando una diversidad de señales de trayectos múltiples. Tales problemas asociados con las comunicaciones de espectro ensanchado, y métodos para aumentar la capacidad de un sistema de espectro ensanchado de acceso múltiple, están descritos en la patente norteamericana nº 4.901.307 titulada SISTEMA DE COMUNICACIÓN DE ACCESO MÚLTIPLE DE ESPECTRO ENSANCHADO QUE UTILIZA REPETIDORES DE SATÉLITE O TERRESTRES por Gilhousen y col.
Los problemas asociados con los sistemas de la técnica anterior se focalizan alrededor de la recepción y sincronización fiables de los circuitos de compresión de receptor a la señal recibida. La presencia de desvanecimiento de trayectos múltiples introduce un problema particular con los receptores de espectro ensanchado en el que un receptor debe seguir de alguna manera a los componentes de trayectos múltiples para mantener el bloqueo de fase de código de los medios de compresión del receptor con la señal de entrada. Los receptores de la técnica anterior generalmente siguen sólo una o dos de las señales de trayectos múltiples, pero este método no es satisfactorio porque el grupo combinado de componentes de señal de trayectos múltiples de baja potencia puede contener realmente bastante más potencia que uno o dos componentes de trayectos múltiples más fuertes. Los receptores de la técnica anterior siguen y combinan los componentes más fuertes para mantener un Índice de Error de Bit predeterminado (BER) del receptor. Tal receptor está descrito, por ejemplo, en la patente norteamericana nº 5.109.390 titulada RECEPTOR DE DIVERSIDAD EN UN SISTEMA DE TELÉFONO CELULAR CDMA por Gilhousen y col. Un receptor que combina todos los componentes de trayectos múltiples, sin embargo, es capaz de mantener el BER deseado con una potencia de señal que es inferior que la de los sistemas de la técnica anterior ya que hay disponible más potencia de señal para el receptor. Consiguientemente, hay una necesidad de un sistema de comunicación de espectro ensanchado que emplea un receptor que sigue sustancialmente a todos los componentes de señal de trayectos múltiples, de manera que todas las señales de trayectos múltiples pueden sustancialmente ser combinadas en el receptor, y por lo tanto la potencia de transmisión requerida de la señal para un BER dado puede ser reducida.
Otro problema asociado con sistemas de comunicación de espectro ensanchado, de acceso múltiple es la necesidad de reducir la potencia total transmitida de los usuarios en el sistema, ya que los usuarios pueden tener potencia disponible limitada. Un problema asociado que requiere control de potencia en sistemas de espectro ensanchado está relacionado con la característica inherente de los sistemas de espectro ensanchado de que una señal de espectro ensanchado de usuario es recibida por otro receptor de usuario como ruido con un cierto nivel de potencia. Consiguientemente, los usuarios que transmiten con altos niveles de potencia de señal pueden interferir con otra recepción de usuarios. También, si un usuario se mueve con relación a otra localización geográfica de usuario, el desvanecimiento y distorsión de la señal requiere que los usuarios ajusten su nivel de potencia de transmisión para mantener una calidad de señal particular. Al mismo tiempo, el sistema debe mantener relativamente constante la potencia que la estación base recibe procedente de todos los usuarios. Finalmente, ya que es posible para el sistema de espectro ensanchado tener más usuarios remotos que los que pueden ser soportados simultáneamente, el sistema de control de potencia debe también emplear un método de gestión de capacidad que rechace usuarios adicionales cuando se alcanza el nivel de potencia máximo del sistema.
Los sistemas de espectro ensanchado anteriores han empleado una estación de base que mide una señal recibida y envía una señal de control de potencia adaptable (APC) a los usuarios remotos. Los usuarios remotos incluyen un transmisor con un circuito de control de ganancia automático (AGC) que responde a la señal APC. En tales sistemas la estación de base vigila la potencia del sistema total o la potencia recibida desde cada usuario, y ajusta la señal APC consiguientemente. Tal sistema y método de control de potencia de espectro ensanchado está descrito en la patente norteamericana nº 5.299.226 titulada CONTROL DE POTENCIA ADAPTABLE PARA UN SISTEMA Y MÉTODO DE COMUNICACIÓN DE ESPECTRO ENSANCHADO, y la patente norteamericana nº 5.093.840 titulada CONTROL DE POTENCIA ADAPTABLE PARA UN TRANSMISOR DE ESPECTRO ENSANCHADO, ambas por Donald L. Schilling. Esta prestación del sistema de bucle abierto puede ser mejorada incluyendo una medición de la potencia de señal recibida por el usuario remoto desde la estación de base, y transmitiendo una señal APC de nuevo a la estación de base para efectuar un método de control de potencia de bucle cerrado. Tal control de potencia de bucle cerrado está descrito, por ejemplo, en la patente norteamericana nº 5.107.225 titulada CIRCUITO DE CONTROL DE GANANCIA AUTOMÁTICO DE BUCLE CERRADO DE ALTO INTERVALO DINÁMICO por Charles E. Wheatley, III y col.
Estos sistemas de control de potencia, sin embargo, exhiben varias desventajas. En primer lugar, la estación base debe realizar algoritmos de control de potencia complejos, aumentando la magnitud del tratamiento en la estación base. En segundo lugar, el sistema experimenta realmente varios tipos de variación de potencia: variación en la potencia de ruido provocada por la variación en el número de usuarios y variaciones en la potencia de señal recibida de un canal portador particular. Estas variaciones ocurren con diferente frecuencia, así pueden ser optimizados simples algoritmos de control de potencia para compensar sólo uno de los dos tipos de variación. Finalmente, estos algoritmos de potencia tienden a conducir la potencia del sistema total a un nivel relativamente alto. Consiguientemente, hay una necesidad para un método de control de potencia de espectro ensanchado que responda rápidamente a desfases en los niveles de potencia del canal portador, mientras simultáneamente hace ajustes a toda la potencia de transmisión de usuarios en respuesta a desfases en el número de usuarios. También, hay una necesidad de un sistema de comunicación de espectro ensanchado mejorado que emplea un sistema de control de potencia de bucle cerrado que minimiza los requerimientos de potencia total del sistema mientras mantiene un BER suficiente en los receptores remotos individuales. Además, tal sistema debe controlar el nivel de potencia de transmisión inicial de un usuario remoto y gestionar la capacidad total del sistema.
Los sistemas de comunicación de espectro ensanchado deben soportar de modo deseable grandes cantidades de usuarios, cada uno de los cuales tiene al menos un canal de comunicación. Además, tal sistema debe proporcionar múltiples canales de información genérica para radiodifundir información a todos los usuarios y permitir que los usuarios tengan acceso al sistema. Utilizando sistemas de espectro ensanchado de la técnica anterior esto podría conseguirse únicamente generando grandes cantidades de secuencias de código de ensanchamiento.
Además, los sistemas de espectro ensanchado deben utilizar secuencias que sean ortogonales o casi ortogonales para reducir la probabilidad de que un receptor bloquee a la secuencia o fase de código de ensanchamiento errónea. El uso de tales códigos ortogonales y los beneficios que se derivan de ello están recogidos en la patente norteamericana nº 5.103.459 titulada SISTEMA Y MÉTODO PARA GENERAR FORMAS DE ONDA DE SEÑAL EN UN SISTEMA DE TELÉFONO CELULAR CDMA, por Gilhousen y col. y en la patente norteamericana nº 5.193.094 titulada MÉTODO Y APARATO PARA GENERAR CÓDIGOS CONVOLUTIVOS SUPERORTOGONALES Y LA DESCODIFICACIÓN DE LOS MISMOS, por Andrew J. Viterbi. Sin embargo, generar tales grandes familias de secuencias de código con tales propiedades es difícil. También, generar grandes familias de códigos requiere generar secuencias que tienen un largo periodo antes de la repetición. Consiguientemente, el tiempo que emplea un receptor para conseguir la sincronización con tal secuencia larga es aumentado. Los generadores de código de ensanchamiento de la técnica anterior combinan a menudo secuencias más cortas para hacer secuencias más largas, pero tales secuencias pueden no ser ya suficientemente ortogonales. Por ello, hay una necesidad de un método mejorado para generar de forma fiable grandes familias de secuencias de código que exhiben características casi ortogonales y tienen un largo periodo antes de la repetición, pero también incluyen el beneficio de una secuencia de código corto que reduce el tiempo para adquirir y bloquear el receptor a la fase de código correcta. Además, el método de generación de código debe permitir la generación de códigos con cualquier periodo, ya que el periodo de código de ensanchamiento es a menudo determinado por parámetros usados tales como índice de datos o tamaño de
trama.
Otra característica deseable de secuencias de código de ensanchamiento es que la transición del valor de datos de usuario ocurre en una transición de los valores de secuencia de código. Como los datos tienen típicamente un periodo que es divisible por 2^{N}, tal característica requiere usualmente que la secuencia de código sea una longitud uniforme de 2^{N}. Sin embargo, los generadores de código, como es bien conocido en la técnica, usan generalmente registros desplazamiento de realimentación lineal que generan códigos de longitud 2^{N}-1. Algunos generadores incluyen un método para aumentar la secuencia de código generada insertando un valor de código adicional, como se ha descrito, por ejemplo, en la patente norteamericana nº 5.228.054 titulada GENERADOR DE SECUENCIA DE SEUDO-RUIDO DE POTENCIA DE DOS LONGITUDES CON AJUSTE DE DESPLAZAMIENTO RÁPIDO por Timothy Rueth y col. Consiguientemente, el sistema de comunicación de espectro ensanchado debe también generar secuencias de código de ensanchamiento de longitud uniforme.
Finalmente, el sistema de comunicación de espectro ensanchado debe ser capaz de manejar muchos tipos diferentes de datos, tales como FAX, datos de banda de voz, e ISDN, además del tráfico de voz tradicional. Para aumentar el número de usuarios soportados, mucho sistemas emplean técnicas de codificación tales como ADPCM para conseguir la "compresión" de la señal de teléfono digital. El FAX, ISDN y otros datos, sin embargo, requieren que el canal sea un canal libre. Consiguientemente, hay una necesidad para un sistema de comunicación de espectro ensanchado que soporte técnicas de compresión que modifiquen también dinámicamente el canal portador de espectro ensanchado entre un canal codificado y un canal libre en respuesta al tipo de información contenido en la señal de usuario.
Resumen del invento
El presente invento proporciona un aparato de ensayo de estación de base, de acceso múltiple que adquiere y proporciona una pluralidad de parámetros del sistema de un sistema de comunicación de Acceso Múltiple de División por código (CDMA) de acuerdo con la 1ª reivindicación. Además aspectos preferidos del invento son proporcionados de acuerdo a las reivindicaciones dependientes.
El presente invento es realizado en un sistema de comunicación de espectro ensanchado, de acceso múltiple que procesa una pluralidad de señales de información recibidas simultáneamente sobre líneas de telecomunicación para transmisión simultánea sobre un canal de frecuencia de radio (RF) como una señal multiplexada de división por código (CDM). El sistema incluye una estación portadora de radio (RCS) que recibe una señal de petición de llamada que corresponde a una señal información de línea de telecomunicación; y una señal de identificación de usuario que identifica un usuario al que están dirigidas la señal de petición de llamada y la de información. El aparato receptor está acoplado a una pluralidad de módems de acceso múltiple de división por código (CDMA), uno de los cuales proporciona una señal de código piloto global y una pluralidad de señales de código de mensaje, y cada uno de los módems de CDMA combina una de la pluralidad de señales de información con su señal de código de mensaje respectiva para proporcionar una señal procesada de espectro ensanchado. La pluralidad de señales de código de mensaje de la pluralidad de módems de CDMA están sincronizados con la señal de código piloto global. El sistema también incluye un aparato de asignación que responde a una señal de asignación de canal para acoplar las señales de información respectivas recibidas en las líneas de telecomunicación a unos indicados de la pluralidad de módems. El aparato de asignación está acoplado a un medio de intercambio de espacio de tiempo. El sistema incluye además un controlador de canal de sistema acoplado a un procesador de llamada remoto y a Los medios de intercambio de espacio de tiempo. El controlador de canal de sistema responde a la señal de identificación del usuario, para proporcionar la señal de asignación de canal. En el sistema, un transmisor de RF está conectado a todos los módems para combinar la pluralidad de señales de mensaje procesadas de espectro ensanchado con la señal de código piloto global para generar una señal CDM. El transmisor de RF modula también una señal portadora con la señal CDM y transmite la señal portadora modulada a través de un canal de comunicación
de RF.
La señal CDM transmitida es recibida desde el canal de comunicación de RF por una unidad de abonado (SU) que procesa y reconstruye la señal de información transmitida asignada al abonado. La SU incluye unos medios de recepción para recibir y desmodular la señal CDM desde la portadora. Además, la SU comprende un controlador de unidad de abonado y un módem de CDMA que incluye un medio de tratamiento para adquirir el código piloto global y comprimir la señal procesada de espectro ensanchado para reconstruir la señal de información transmitida.
La RCS y la SU contienen cada una módems de CDMA para transmisión y recepción de señales de telecomunicación incluyendo señales de información y señales de control de conexión. El módem de CDMA comprende un transmisor de módem que tiene: un generador de código para proporcionar una señal de código piloto asociada y para generar una pluralidad de señales de código de mensaje; unos medios de ensanchamiento para combinar cada una de las señales de información, con una respectiva de las señales de código de mensaje para generar señales de mensajes procesadas de espectro ensanchado; y un generador de código piloto global que proporciona una señal de código piloto global a la que son sincronizadas las señales de código de mensaje.
El módem de CDMA comprende también un receptor de módem que tiene una lógica de adquisición y seguimiento de código piloto asociado. La lógica de adquisición de código piloto asociado incluye un generador de código piloto asociado; un grupo de dispositivo de correlación es de código piloto asociado para correlacionar las versiones retardadas de fase de código de la señal piloto asociada con una señal CDM de recepción para producir una señal piloto asociada comprimida. La fase de código de la señal piloto asociada es cambiada en respuesta a un valor de señal de adquisición hasta que un detector indica la presencia de la señal de código piloto asociada comprimida cambiando el valor de señal de adquisición. La señal de código piloto asociado es sincronizada a la señal piloto global. La lógica de seguimiento de código piloto asociado ajusta la señal de código piloto asociada en fase en respuesta a la señal de adquisición de manera que el nivel de potencia de señal de la señal de código piloto asociado comprimida es maximizada. Finalmente el receptor de módem de CDMA incluye un grupo de circuitos de adquisición de señal de mensaje. Cada circuito de adquisición de señal de mensaje incluye una pluralidad de dispositivos de correlación de señal de mensaje de recepción para correlacionar una de la señales de código de mensaje de recepción con la señal CDM para producir una señal de mensaje de recepción comprimida
respectiva.
Para generar grandes familias de códigos casi mutuamente ortogonales usados por los módems de CDMA, el presente invento incluye un generador de secuencia de código. Las secuencias de código son asignadas a un canal lógico respectivo del sistema de comunicación de especto ensanchado, que incluye la transmisión En fase (I) y en Cuadratura (Q) sobre canales de comunicación de RF. Un conjunto de secuencias es usado como secuencias piloto que son secuencias de código transmitidas sin modulación por una señal de datos. El circuito generador de secuencia de código incluye un generador de secuencia de código larga que incluye un registro de desplazamiento de realimentación lineal, una memoria que proporciona una secuencia de código corta, uniforme, y una pluralidad de secciones de alimentación directa, de desplazamiento cíclico que proporcionan otros miembros de la familia de código que exhibe una correlación mínima con la secuencia de código aplicada al circuito de alimentación directa. El generador de secuencia de código incluye además un grupo de combinadores de secuencia de código para combinar cada versión desfasada de la secuencia de código larga con la secuencia de código corta, uniforme para producir un grupo, o familia, de códigos casi mutuamente ortogonales.
Además el presente invento incluye varios métodos para utilización eficiente de los canales de espectro ensanchado. En primer lugar, el sistema incluye un sistema de modificación de canal portador que comprende un grupo de canales de mensaje entre un primer transceptor y un segundo transceptor. Cada uno del grupo de canales de mensaje soporta una velocidad de transmisión de señal de información diferente. El primer transceptor vigila una señal de información recibida para determinar el tipo de señal de información que es recibida, y produce una señal de codificación relativa a la señal de codificación. Si está presente un cierto tipo de señal de información, el primer transceptor cambia o conmuta la transmisión desde un primer canal de mensaje a un segundo canal de mensaje para soportar la velocidad de transmisión diferente. La señal de codificación es transmitida por el primer transceptor al segundo transceptor, y el segundo transceptor conmuta al segundo canal de mensaje para recibir la señal de información a una velocidad de transmisión diferente.
Otro método para aumentar la utilización eficiente de los canales de mensaje portadores es el método de supresión de código inactivo usado por el presente invento. El transceptor de espectro ensanchado recibe una señal de información de datos digital que incluye un diseño de indicador predeterminado correspondiente a un período inactivo. El método incluye las operaciones de: 1) retrasar y vigilar la señal de datos digital; 2) detectar el diseño de indicador predeterminado; 3) suspender la transmisión de la señal de datos digital cuando el diseño de indicador es detectado; y 4) transmitir la señal de datos como una señal de espectro ensanchado cuando el diseño de indicador no es
detectado.
El presente invento incluye un sistema y método para control de potencia automático de bucle cerrado (APC) para la RCS y las SU del sistema de comunicación de espectro ensanchado. Las SU transmiten las señales de espectro ensanchado, la RCS adquiere las señales de espectro ensanchado, y la RCS detecta el nivel de potencia recibido de las señales de espectro ensanchado más cualquier señal de interferencia que incluya ruido. El sistema APC incluye la RCS y una pluralidad de SU, en el que la RCS trasmite una pluralidad de señales de información de canal directo a las SU como una pluralidad de señales de espectro ensanchado de canal directo que tiene un nivel de potencia de transmisión directo respectivo, y cada SU transmite a la estación de base al menos una señal de espectro ensanchado inversa que tiene un nivel de potencia de transmisión inverso respectivo y al menos una señal de espectro ensanchado de canal de retorno que incluye una señal de información de canal de
retorno.
El APC incluye un sistema de control de potencia directo automático (AFPC), y un sistema de control de potencia inverso automático (ARPC). El sistema AFPC funciona midiendo, en la SU, una relación de señal a ruido directa de la señal de información directa respectiva, generando una señal de error de canal de ida respectivo correspondiente a un error directo entre la relación de señal a ruido directa respectiva y un valor de señal a ruido predeterminado, y transmitiendo la señal de error de canal de ida respectiva como parte de la señal de información de canal de retorno respectiva desde la SU a la RCS. La RCS incluye un número plural de receptores AFPC para recibir las señales de información de canal inverso y extraer las señales de error del canal directo desde las señales de información del canal inverso respectivo. El RCU ajusta también el nivel de potencia de transmisión directa respectiva de cada una de las señales de espectro ensanchado directa sensibles a la señal de error directa
respectiva.
El sistema ARPC funciona midiendo, en la RCS, una relación de señal a ruido inversa de cada una de las señales de información de canal de retorno respectivo, generando una señal de error de canal de retorno respectivo que representa un error entre la relación de señal a ruido de canal de retorno respectivo y un valor de señal a ruido predeterminado respectivo, y transmitiendo la señal de error de canal de retorno respectivo como parte de una señal de información de canal de ida respectivo a la SU. Cada SU incluye un receptor ARPC para recibir la señal de información de canal de ida y extraer la señal de error inversa respectiva desde la señal de información de canal de ida. La SU ajusta el nivel de potencia de transmisión inversa, de la señal de espectro ensanchado inversa respectiva a la señal de error inversa respectiva.
Breve descripción de los dibujos
La fig. 1 es un diagrama de bloques de un sistema de comunicación de acceso múltiple de división por código.
La fig. 2a es un diagrama de bloques de un registro de desplazamiento lineal de 36 etapas adecuado para el uso con código de ensanchamiento largo del generador de código.
La fig. 2b es un diagrama de bloques del circuito que ilustra la operación de alimentación directa del generador de código.
La fig. 2c es un diagrama de bloques de un generador de código ejemplar del presente invento que incluye un circuito para generar secuencias de código de ensanchamiento a partir de los códigos de ensanchamiento largos y los códigos de ensanchamiento cortos.
La fig. 3a es un gráfico de los puntos de la constelación de la señal de código de ensanchamiento piloto QPSK.
La fig. 3b es un gráfico de los puntos de la constelación de la señal de canal de mensaje QPSK.
La fig. 3c es un diagrama de bloques de circuito ejemplar que pone en práctica un método de seguimiento de la fase de código de ensanchamiento recibido.
La fig. 3d es un diagrama de bloques de un circuito ejemplar alternativo que pone en práctica un método de seguimiento de la fase de código de ensanchamiento recibido.
La fig. 4 es un diagrama de bloques del circuito de seguimiento que sigue al intermedio de los componentes de señal de trayectos múltiples recibida.
La fig. 5a es un diagrama de bloques del circuito de seguimiento que sigue al centroide de los componentes de señal de trayectos múltiples recibida.
La fig. 5b es un diagrama de bloques del Dispositivo de correlación Vectorial Adaptable.
La fig. 6 es un diagrama de bloques del circuito ejemplar que pone en práctica un método de decisión de adquisición de la fase de código de ensanchamiento correcta del código piloto recibido.
La fig. 7 es un diagrama de bloques de un filtro rake piloto ejemplar que incluye un circuito de seguimiento y el bucle bloqueado de fase digital para comprimir el código de ensanchamiento piloto, y el generador de los factores de ponderación.
La fig. 8a es un diagrama de bloques de un dispositivo de correlación de vector adaptable ejemplar y filtro adaptado para comprimir y combinar los componentes de trayectos múltiples.
La fig. 8b es un diagrama de bloques de una puesta en práctica alternativa del dispositivo de correlación de vector adaptable y el filtro adaptado para comprimir y combinar los componentes de trayectos múltiples.
La fig. 8c es un diagrama de bloques de una realización alternativa del dispositivo de correlación de vector adaptable y el filtro adaptado para comprimir y combinar los componentes de trayectos múltiples.
La fig. 8d es un diagrama de bloques de un Filtro adaptado.
La fig. 9 es un diagrama de bloques de los elementos de una estación portadora de proporción ejemplar (RCS).
La fig. 10 es un diagrama de bloques de los elementos de un multiplexor ejemplar adecuado para usar en la RCS mostrado en la fig. 9.
La fig. 11 es un diagrama de bloques de los elementos de un controlador de acceso sin hilos ejemplar (WAC) de la RCS mostrada en la fig. 9.
La fig. 12 es un diagrama de bloques de los elementos de una unidad de enlace de módem ejemplar (MIU) de la RCS mostrado en la fig. 9.
La fig. 13 es un diagrama de bloques de alto nivel que muestra el circuito de transmisión, recepción, control y de generación de código del módem de CDMA.
La fig. 14 es un diagrama de bloques de la sección de transmisión del módem de CDMA.
La fig. 15 es un diagrama de bloques de un receptor de señal de entrada de módem ejemplar.
La fig. 16 es un diagrama de bloques de un codificador de convolución ejemplar.
La fig. 17 es un diagrama de bloques de la sección de recepción del módem de CDMA.
La fig. 18 es un diagrama de bloques de un filtro adaptado ejemplar como el utilizado en la sección de recepción de módem de CDMA.
La fig. 19 es un diagrama de bloques de un rake piloto ejemplar como el utilizado en la sección de recepción de módem de CDMA.
La fig. 20 es un diagrama de bloques de un rake piloto auxiliar ejemplar como es usado en la sección de recepción de módem de CDMA.
La fig. 21 es un diagrama de bloques de un circuito de distribución de vídeo ejemplar (VDC) de la RCS mostrado en la fig. 9.
La fig. 22 es un diagrama de bloques de un transmisor/receptor de RF ejemplar y amplificadores de potencia ejemplares de la RCS mostrado en la fig. 9.
La fig. 23 es un diagrama de bloques de una unidad de abonado (SU) ejemplar.
La fig. 24 es un diagrama de flujo de un algoritmo de establecimiento de llamada ejemplar para una petición de llamada entrante utilizado para establecer un canal portador entre una RCS y una SU.
La fig. 25 es un diagrama de flujo de un algoritmo de establecimiento de llamada ejemplar para una petición de una llamada saliente utilizado para establecer un canal portador entre una RCS y una SU.
La fig. 26 es un diagrama de flujo de un algoritmo de control de potencia de mantenimiento ejemplar.
La fig. 27 es un diagrama de flujo de un algoritmo de control de potencia directa automático ejemplar.
La fig. 28 es un diagrama de flujo de un algoritmo de control de potencia inverso automático ejemplar.
La fig. 29 es un diagrama de bloques de un sistema de control de potencia de bucle cerrado del presente invento cuando el canal portador está establecido.
La fig. 30 es un diagrama de bloques de un sistema de control de potencia de bucle cerrado durante el proceso de establecimiento del canal portador.
La fig. 31 es un diagrama de la RCS y la SU configurados con propósitos de ensayo.
Glosario de acrónimos
Acrónimo Definición
AC Canales asignados
A/D Analógico a digital
ADPCM Modulación de Código de Impulso Diferencial Adaptable
AFPC Control de Potencia Directa Automático
AGC Control de Ganancia Automático
AMF Filtro Adaptado
APC Control de Potencia Automático
ARPC Control de Potencia Inversa Automático
ASPT Piloto Asignado
AVC Dispositivo de correlación Vectorial Adaptable
AXCH Canal de Acceso
B-CDMA Acceso Múltiple de División por código de Banda Ancha
BCM Modificación de Canal Portador
BER Índice de Error de Bit
BS Estación de Base
CC Control de Llamada
CDM Multiplex de División por código
CDMA Acceso Múltiple de División por código
CLK Generador de Señal de Reloj
CO Oficina Central
CTC Canal de Control
CUCH Canal de Comprobación
dB Decibelios
DCC Circuito Combinador de Datos
DI Enlace de Distribución
DLL Bucle Bloqueado Retardado
DM Modulador Delta
DS Secuencia Directa
EPIC Controlador de Enlace PCM Extendido
FBCH Canal de Radiodifusión Rápida
FDM Multiplex de División de Frecuencia
FD/TDMA Sistemas de División de Frecuencia y Tiempo
FDMA Acceso Múltiple de División de Frecuencia
FEC Corrección de Error Directo
FSK Clave de Desfase de Frecuencia
FSU Unidad de Abonado Fija
GC Canal Global
GLPT Piloto Global
GPC Código Piloto Global
GPSK Clave de Desfase Gaussiano
GPS Sistema de Posicionamiento Global
HPPC Componentes Pasivos de Alta Potencia
HSB Línea de Transmisión de Alta Velocidad
I En fase
IC Controlador de Enlace
ISDN Red Digital de Servicios Integrados
ISST Umbral de Señal de Sistema Inicial
LAXPT Piloto de Acceso Largo
LAPD Protocolo de Acceso de Enlace
LCT Terminal CRAFT Local
LE Intercambio Local
LFSR Registro de Desplazamiento de Realimentación Lineal
(Continuación)
Acrónimo Definición
LI Enlace de Línea
LMS Mínimo Cuadrado
LOL Pérdida de Bloqueo de Código
LPF Filtro Pasa Bajos
LSR Registro de Desplazamiento Lineal
MISR Receptor de Señal de Entrada de Módem
MIU Unidad de Enlace de Módem
MM Gestión de Movilidad
MOI Enlace de Salida de Módem
MPC Control de Potencia de Mantenimiento
MPSK Clave de Desfase M-ary
MSK Clave de Desplazamiento Mínimo
MSU Unidad de Abonado Móvil
NE Elemento de Red
OMS Sistema de Operación y Mantenimiento
OS Sistema de Operaciones
OQPSK Clave del Desfase de Cuadratura de Desplazamiento
OW Hilo o Cable de Órdenes
PARK Clave de Derechos de Acceso Portátil
PBX Intercambio de Derivación Privado
PCM Modulación Codificada de Impulso
PCS Servicios de Comunicación Personal
PG Generador Piloto
PLL Bucle Bloqueado de Fase
PLT Piloto
PN Seudo-ruido
POTS Servicio de Teléfono Viejo Sencillo
PSTN Red de Telefonía Conmutada Pública
Q Cuadratura
QPSK Clave de Desfase de Cuadratura
RAM Memoria de Acceso Aleatorio
RCS Estación Portadora de Radio
RDI Circuito de Entrada de Datos de Receptor
RDU Unidad de Distribución de Radio
RF Radio Frecuencia
RLL Bucle Local de Radio
SAXPT Pilotos de Canal de Acceso Corto
SBCH Canal de Radiodifusión Lenta
SHF Frecuencia Súper Elevada
SIR Relación de Potencia de Señal a Potencia de Ruido de Enlace
SLIC Circuito de Enlace de Línea de Abonado
SNR Relación de Señal a Ruido
SPC PC de Servicio
SPRT Ensayo de Relación de Probabilidad Secuencial
STCH Canal de Estado
SU Unidad de Abonado
TDM Multiplexado de División de Tiempo
TMN Red de Gestión de Telecomunicación
TRC Canales de Tráfico
TSI Intercambiador de Espacio de Tiempo
TX Transmisión
TXIDAT Señal de Datos de Transmisión de MÓDEM I
(Continuación)
Acrónimo Definición
TXQDAT Señal de Datos de Transmisión de MÓDEM Q
UHF Frecuencia Ultra Alta
VCO Oscilador Controlado de Tensión
VDC Circuito de Distribución de Vídeo
VGA Amplificador de Ganancia Variable
VHF Frecuencia Muy Alta
WAC Controlador de Acceso Sin Hilos
Descripción de la realización ejemplar Descripción General del Sistema
El presente invento se refiere a la acción de proporcionar un servicio de telefonía de bucle local que utiliza enlaces de radio entre una o más estaciones de base y múltiples unidades de abonado remotas. En la realización ejemplar, se ha descrito un enlace de radio para una estación de base que comunica con una unidad de abonado fija (FSU), pero el sistema es igualmente aplicable a sistemas que incluyen múltiples estaciones de base con enlaces de radio tanto para la FSU como para Unidades de Abonado Móviles (MSU). Consiguientemente, las unidades de abonado remotas son denominadas aquí como Unidades de Abonado (SU).
Con referencia a la fig. 1, la Estación de Base (BS) 101 proporciona conexión de llamada a un intercambiador local (LE) 103 o cualquier otro enlace de conmutación de red telefónica, tal como un intercambio de derivación privado (PBX) e incluye una Estación Portadora de Radio (RCS) 104. Una o más RCS 104, 105, 110 se conectan a una Unidad de Distribución de Radio (RDU) 102 a través de enlaces 131, 132, 137, 138, 139, y enlaces de RDU 102 con LE 103 transmitiendo recibiendo señales de ajuste de llamada, de control, y de información a través de enlaces de telecomunicaciones 141, 142, 150. Las SU 116, 119 comunican con la RCS 104 a través de enlaces de radio 161, 162, 163, 164, 165. Alternativamente, otra realización del invento incluye varias SU y una SU "maestra" con funcionalidad similar a la RCS. Tal realización puede o no tener conexión con una red de telefonía local.
Los enlaces de radio 161 a 165 funcionan dentro de las bandas de frecuencia del estándar DCS1800 (1,71 - 1,785 GHz y 1,805 - 1,880 GHz); el estándar US-PCS (1,85 - 1,99 GHz); y el estándar CEPT (2,0 - 2,7 GHz). Aunque estas bandas son usadas en la realización descrita, el invento es igualmente aplicable a las bandas UHF a SHF completas, incluyendo bandas desde 2,7 GHz a 5 GHz. Los anchos de banda de transmisión y recepción son múltiplos de 3,5 MHz comenzando en 7 MHz, y múltiplos de 5 MHz comenzando en 10 MHz, respectivamente. El sistema descrito incluye anchos de banda de 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. En la realización ejemplar del invento, la banda de protección mínima entre el Enlace Ascendente y el Enlace Descendente es 20 MHz, y es de modo deseable al menos tres veces el ancho de banda de la señal. La separación doble está entre 50 a 175 MHz, con el invento descrito utilizando 50, 75, 80, 95, y 175 MHz. Pueden también utilizarse otras frecuencias.
Aunque la realización descrita usa anchos de banda de espectro ensanchado diferentes centrados alrededor de una portadora para los canales de espectro ensanchado de transmisión y recepción, el presente método es fácilmente extendido a sistemas que utilizan múltiples anchos de banda de espectro ensanchado para los canales de transmisión y múltiples anchos de banda de espectro ensanchado para los canales de recepción. Alternativamente, debido a que los sistemas de comunicación de espectro ensanchado tienen la característica inherente de que una transmisión de usuario aparece como ruido a otro receptor de compresión de usuario, una realización puede emplear el mismo canal de espectro ensanchado tanto para los canales de trayecto de transmisión como de recepción. En otras palabras, las transmisiones de Enlace Ascendente y de Enlace Descendente pueden ocupar la misma banda de frecuencia. Además, el presente método puede fácilmente ser extendido a bandas de frecuencia CDMA múltiples, cada una transportando un conjunto de mensajes diferentes respectivamente, Enlace Ascendente, Enlace Descendente o Enlace Ascendente y Enlace Descendente.
La información del símbolo binario de ensanchamiento es transmitida sobre los enlaces de radio 161 a 165 utilizando la modulación de Clave de Desfase en Cuadratura (QPSK) con Conformación de Impulso de Nyquist en la presente realización, aunque pueden usarse otras técnicas de modulación, incluyendo, pero no estando limitado a, QPSK de Desplazamiento (OQPSK) y Clave de Desplazamiento Mínimo (MSK). La Clave de Desfase Gaussiana (GPSK) y la Clave de Desfase M-ary (MPSK).
Los enlaces de radio 161 a 165 incorporan Acceso Múltiple de División por código de Banda Amplia (B-CDMA) como el modo de transmisión tanto en las direcciones de Enlace Ascendente como Enlace Descendente. Las técnicas de comunicación CDMA (también conocidas como de Espectro Ensanchado) usadas en sistemas de acceso múltiple son bien conocidas, y están descritas en la patente norteamericana nº 5.228.056 titulada SISTEMA Y MÉTODO DE COMUNICACIÓN DE ESPECTRO ENSANCHADO SÍNCRONO por Donald T Schilling. El sistema descrito utiliza la técnica de ensanchamiento de Secuencia Directa (DS). El modulador CDMA realiza la generación de secuencia de código de ensanchamiento de espectro ensanchado, que puede ser una secuencia de seudo-ruido (PN); y modulación compleja DS de las señales QPSK con secuencias de código de ensanchamiento para canales En fase (I) y en Cuadratura (Q). Las señales piloto son generadas y transmitidas con las señales moduladas, y las señales piloto de la presente realización son códigos de ensanchamiento no modulados por datos. Las señales piloto son utilizadas para sincronización, recuperación de fase portadora, y para la estimación de la respuesta de impulso del canal de radio. Cada SU incluye un solo generador piloto y al menos un modulador y desmodulador CDMA, juntos conocidos como un módem de CDMA. Cada RCS 104, 105, 110 tiene un solo generador piloto más suficientes moduladores y desmoduladores de CDMA para todos los canales lógicos en uso por todas las SU.
El desmodulador de CDMA comprime la señal con el tratamiento apropiado para combatir o explotar los efectos de propagación de trayectos múltiples. Los parámetros relativos al nivel de potencia recibida son usados para generar la información del Control de Potencia Automático (APC) que, a su vez, es transmitida al otro extremo del enlace de comunicación. La información APC es usada para controlar los enlaces de la potencia de transmisión del control de potencia directa automático (AFPC) y del control de potencia inversa automático (ARPC). Además, cada RCS 104, 105 y 110 puede realizar el Control de Potencia de Mantenimiento (MPC), de una manera similar al APC, para ajustar la potencia de transmisión inicial de cada SU 111, 112, 115, 117 y 118. La desmodulación es coherente cuando la señal piloto proporciona la referencia de fase.
Los enlaces de radio descritos soportan múltiples canales de tráfico con velocidades de datos de 8, 16, 32, 64, 128 y 144 kb/s. El canal físico al que es conectado un canal de tráfico funciona con una velocidad de 64 Ksímbolos/s. Otras velocidades de datos pueden ser soportadas, y puede emplearse la codificación de Corrección de Error Directo (FEC). Para la realización descrita, se usa la FEC con velocidad de codificación de 1/2 y longitud de restricción. Pueden usarse otras velocidades y longitudes de restricción consistentes con las técnicas de generación de código empleadas.
Combinar la diversidad en las antenas de radio de RCS 104, 105 y 110 no es necesario porque el CDMA tiene diversidad de frecuencia inherente debido al ancho de banda de ensanchamiento. Los receptores incluyen Filtros Adaptados (AMF) (no mostrados en la fig. 1) que combinan las señales de trayectos múltiples. En la presente realización, los AMF ejemplares realizan la Combinación de Relación Máxima.
Con referencia a la fig. 1, la RCS 104 enlaza a la RDU 102 a través de enlaces 131, 132, 137 con, por ejemplo, 1,544 Mb/s DS1, 2,408 Mb/s E1; o Formatos HDSL para recibir y enviar señales de datos digitales. Mientras estos son enlaces estandarizados de compañía telefónica típicos, el presente invento no está limitado únicamente a estos formatos de datos digitales. El enlace de línea RCS ejemplar (no mostrado en la fig. 1) traslada la codificación de línea (tal como HDB3, B8ZS, AMI) y extrae o produce información de trama, realiza funciones de señalización de Alarmas e Instalaciones o Equipos, así como funciones de bucle de retorno y comprobación de paridad específicas de canal. Los enlaces para esta descripción proporcionan canales de tráfico telefónico codificado en PCM a 64 Kb/s PCM o codificado a 32 Kb/s ADPCM o canales ISDN a la RCS para el tratamiento. Pueden usarse otras técnicas de codificación de ADPCM consistentes con las técnicas de generación de secuencia.
El sistema del presente invento también soporta la modificación de velocidad de portador entre la RCS 104 y cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 que comunican con RCS 104 en el que un canal de mensaje de CDMA que soporta 64 kb/s puede estar asignado a datos de banda de voz o FAX cuando hay presentes velocidades superiores a 4,8 kb/s. Tal canal portador de 64 kb/s es considerado un canal no codificado. Para ISDN, la modificación de velocidad de portador puede ser hecha dinámicamente, basada en los mensajes de canal D.
En la fig. 1, cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 o bien incluye o enlaza con una unidad de teléfono 170, o enlaza con un conmutador local (PBX) 171. La entrada desde la unidad de teléfono puede incluir voz, datos de banda de voz y señalización. La SU traduce las señales analógicas a secuencias digitales, y puede también incluir una terminal de Datos 172 o un enlace ISDN 173. La SU puede diferenciar la entrada de voz, datos de banda de voz o FAX y datos digitales. La SU codifica los datos de voz con técnicas tales como ADPCM a 32 kb/s o velocidades menores, y detecta datos de banda de voz o FAX con velocidades superiores a 4,8 kb/s para modificar el canal de tráfico (modificación de velocidad de portador) para transmisión no codificada. También, ley de A, ley de u, o sin compresión-expansión de la señal puede ser realizado antes de la transmisión. Para datos digitales, pueden también usarse técnicas de compresión de datos, tales como eliminación de indicador inactivo, para conservar capacidad y minimizar interferencias.
Los niveles de potencia de transmisión del enlace de radio entre la RCS 104 y las SU 111, 112, 115, 117 y 118 son controlados usando dos métodos diferentes de control de potencia de bucle cerrado. El método de Control de Potencia Directa Automático (AFPC) determina el nivel de potencia de transmisión de Enlace Descendente, y el método de Control de Potencia Inversa Automático (ARPC) determina el nivel de potencia de transmisión de Enlace Ascendente. El canal de control lógico por el que la SU 111 y la RCS 104, por ejemplo, transfieren información de control de potencia funciona al menos a una velocidad de actualización de 16 KHz. Otras realizaciones pueden usar una velocidad de actualización más rápida o más lenta, por ejemplo 64 KHz u 8 KHz. Estos algoritmos aseguran que la potencia de transmisión de un usuario mantiene un Índice de Error de Bit (BER) aceptable, mantiene la potencia del sistema en un mínimo para conservar la potencia, y mantiene el nivel de potencia de todas las SU 111, 112, 115, 117 y 118 recibidas por la RCS 104 a un nivel casi igual.
Además, el sistema utiliza un método de control de potencia de mantenimiento opcional durante el modo inactivo de una SU. Cuando la SU 111 está inactiva o está menos activada para conservar potencia, la unidad se activa ocasionalmente para ajustar su nivel de potencia de transmisión inicial que se ajusta en respuesta a una señal de control de potencia de mantenimiento desde la RCS 104. La señal de potencia de mantenimiento es determinada por la RCS 104 midiendo el nivel de potencia recibida de SU 111 y el nivel de potencia de sistema actual y, a partir de este, calcula la potencia de transmisión inicial necesaria. El método acorta el tiempo de adquisición de canal de SU 111 para comenzar una comunicación. El método también impide que el nivel de potencia de transmisión de SU 11 resulte demasiado elevado e interfiera con otros canales durante la transmisión inicial antes de que el control de potencia de bucle cerrado reduzca la potencia de transmisión.
La RCS 104 obtiene sincronización de su reloj desde una línea de enlace tal como, pero no limitada a, E1, T1 o enlaces HDSL. La RCS 104 puede también generar su propia señal de reloj interno desde un oscilador que puede ser regulado por un receptor de Sistema de Posicionamiento Global (GPS). La RCS 104 genera un Código Piloto Global, un canal con un código de ensanchamiento pero no modulación de datos, que puede ser adquirido por SU remotas 111 a 118. Todos los canales de transmisión de la RCS están sincronizados al canal Piloto, y fases de código de ensanchamiento de generadores de código (no mostrados) usados para canales de comunicación Lógica dentro de la RCS 104 están también sincronizados a la fase de código de ensanchamiento de canal Piloto. Similarmente, las SU 111 a 118 que reciben el Código Piloto Global de RCS 104 sincronizan las fases de código de ensanchamiento y compresión de los generadores de código (no mostrados) de las SU para el Código Piloto Global.
La RCS 104, la SU 11, y la RDU 102 pueden incorporar redundancia de sistema de elementos de sistema y conmutación automática entre elementos de sistema funcionales internos después de un evento fallido para impedir la pérdida o caída de un enlace de radio, alimentación de corriente, canal de tráfico, o grupo de canales de tráfico.
Canales de Comunicación Lógica
Un "canal" de la técnica anterior es considerado usualmente como un trayecto de comunicaciones que es parte de un enlace y que puede ser distinguido de otros trayectos de este enlace sin tener en cuenta su contenido. Sin embargo, en el caso de CDMA, los trayectos de comunicaciones separados son distinguidos sólo por su contenido. El término "canal lógico" es usado para distinguir las corrientes de datos separados, que son lógicamente equivalentes para canales en el sentido tradicional. Todos los canales y subcanales lógicos del presente invento están representados a una corriente común QPSK de 64 kilo-símbolos por segundo (ksímb/s). Algunos canales están sincronizados a códigos piloto asociados que son generados desde, y realizan una función similar al Código Piloto Global de sistema (GPC). Las señales piloto de sistema no son, sin embargo, considerados canales lógicos.
Varios canales de comunicación lógica son usados sobre el enlace de comunicación de RF entre la RCS y la SU. Cada canal de comunicación lógica o bien tiene un código de ensanchamiento predeterminado, fijo o bien un código de ensanchamiento asignado dinámicamente. Para ambos códigos predeterminados y asignados, la fase de código está sincronizada con el Código Piloto. Los canales de comunicación Lógica están divididos en dos grupos: el grupo del Canal Global (GC) incluye canales que son o bien transmitidos desde la estación de base de la RCS a todas las SU remotas o bien desde cualquier SU a la RCS de la estación de base independientemente de la identidad de las SU. Los canales en el grupo GC pueden contener información de un tipo dado para todos los usuarios incluyendo aquellos canales usados por las SU para ganar acceso al sistema. Los canales en el grupo de Canales Asignados (AC) son aquellos canales dedicados a comunicación entre la RCS y una SU particular.
El grupo de Canales Globales (GC) proporciona para medios para 1) canales lógicos de Control de Radiodifusión, que proporcionan punto a servicios multipunto para mensajes de radiodifusión para todas las SU y mensajes de paginación a las SU; y 2) canales lógicos de Control de Acceso que proporcionan servicios punto a punto en canales globales para que las SU accedan al sistema y obtengan canales asignados.
La RCS del presente invento tiene múltiples canales lógicos de Control de Acceso, y un grupo de Control de Radiodifusión. Una SU del presente invento tiene al menos un canal de Control de Acceso y al menos un canal lógico de Control de Radiodifusión.
Los canales lógicos Globales controlados por la RCS son el Canal de Radiodifusión Rápida (FBCH) que retransmite rápidamente cambios de información relativos a qué servicios y qué canales de acceso están disponibles corrientemente, y el Canal de Radiodifusión Lento (SBCH) que retransmite información del sistema de cambio lento y mensajes de paginación. El Canal de Acceso (AXCH) es usado por las SU para acceder a una RCS y ganar acceso a canales asignados. Cada AXCH está pareado con un Canal de Control (CTCH). El CTCH es usado por la RCS para reconocer y responder a intentos de acceso por las SU. El Piloto de Acceso Largo (LAXPT) es transmitido en sincronización con AXCH para proporcionar la RCS con un tiempo y referencia de fase.
Un grupo de Canales Asignados (AC) contiene los canales lógicos que controlan una única conexión de telecomunicación entre la RCS y una SU. Las funciones desarrolladas cuando se forma un grupo de AC incluyen un par de canales de mensaje lógico de control de potencia para cada una de las conexiones de Enlace Ascendente y Enlace Descendente, y dependiendo del tipo de conexión, uno o más pares de canales de tráfico. La función de Control Portador realiza el control de error directo requerido, modificación de velocidad de portador, y funciones de cifrado.
Cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 tiene al menos un grupo de AC formado cuando existe una conexión de telecomunicación, y cada RCS 104, 105 y 110 tiene múltiples grupos de AC formados, uno para cada conexión en progreso. Un grupo de AC de canales lógicos es creado para una conexión después del establecimiento satisfactorio de la conexión. El grupo de AC incluye cifrado o cifrado, codificación FEC, y multiplexado en transmisión, y descodificación FEC, descifrado y desmultiplexado en recepción.
Cada grupo de AC proporciona un conjunto de servicios punto a punto orientados de conexión en ambas direcciones entre una RCS específica, por ejemplo, la RCS 104 y una SU específica, por ejemplo la SU 111. Un grupo de AC formado para una conexión puede controlar más de un portador sobre el canal de comunicación de RF asociado con una única conexión. Múltiples portadores son usados para transportar datos distribuidos tales como, pero no limitados a, ISDN. Un grupo de AC puede proporcionar medios para la duplicación de canales de tráfico para facilitar la conmutación sobre la PCM de 64 kb/s para servicios de facsímil y módem de alta velocidad para la función de modificación de la velocidad del portador.
Los canales lógicos asignados formados después de una conexión de llamada satisfactoria e incluidos en el grupo de AC son un canal de señalización dedicada [cable de órdenes (OW)], un canal APC, y uno o más canales de Tráfico (TRCH) que son portadores de 8, 16, 32, por 64 kb/s dependiendo del servicio soportado. Para tráfico de voz, voz codificada a velocidad moderada, ADPCM, o PCM puede ser soportados en los canales de Tráfico. Para tipos de servicio ISDN, dos TRCH de 64 kb/s forman los canales B y un TRC de 16 kb/s forma el canal D. Alternativamente, el subcanal APC puede ser modulado separadamente en su propio canal de CDMA o puede ser multiplexado por división de tiempo con un canal de tráfico o canal OW.
Cada SU 111, 112, 115, 117 y 118 soporta tres canales de tráfico simultáneos. La representación de los tres canales lógicos para TRCH para los datos de usuario está mostrado a continuación en la Tabla 1:
TABLA 1 Representación de tipos de servicios a los tres canales TRC disponibles
1
La velocidad de datos APC es enviada a 64 kb/s. El canal lógico APC no está codificado FEC para evitar retrasos y es transmitido a un nivel de potencia relativamente bajo para minimizar la capacidad usada para APC. Alternativamente, los APC y OW pueden ser modulados separadamente utilizando secuencias de código de ensanchamiento complejas, o pueden ser multiplexados por división de tiempo.
El canal lógico OW está codificado FEC con una velocidad de código de convolución 1/2. Este canal lógico es transmitido en impulsos cuando los datos de señalización están presentes para reducir interferencias. Después de un período inactivo, la señal OW empieza con al menos 35 símbolos antes del comienzo del trama de datos. Para datos de llamada de mantenimiento silenciosa, OW es transmitida continuamente entre tramas de datos. La Tabla 2 resume los canales lógicos usados en la realización dada a modo de ejemplo:
TABLA 2 Canales y subcanales Lógicos del Enlace por Aire de B-CDMA
2
Los Códigos de Ensanchamiento
Los generadores de código de CDMA usados para codificar los canales lógicos emplean Registros de Desplazamiento Lineal (LSR) con lógica de realimentación que es un método bien conocido en la técnica. Los generadores de código de la presente realización generan 64 secuencias únicas síncronas. Cada canal de comunicación RF usa un par de estas secuencias para ensanchamiento complejo (en fase y cuadratura) de los canales lógicos, así el generador da 32 secuencias de ensanchamiento complejo. Las secuencias son generadas por un único valor inicial o semilla que es cargado inicialmente en un circuito de registro de desplazamiento.
La Generación de Secuencias de Código de Ensanchamiento y Selección de Valores Iniciales o Semillas
El período de código de ensanchamiento está definido como un múltiplo entero de la duración de símbolo, y el comienzo del período de código es también el comienzo del símbolo. La relación entre anchos de banda y longitudes de símbolo elegidas para la realización ejemplar es:
BW (MHZ) L(chips/símbolo)
7 91
10 130
10,5 133
14 182
15 195
La longitud de código de ensanchamiento es también un múltiplo de 64 y de 96 para el soporte del trama ISDN. El código de ensanchamiento es una secuencia de símbolos, llamada chips o valores de chip. Los métodos generales de generar secuencias pseudoaleatorias utilizando matemáticas de Campo Galois son conocidos para los expertos en la técnica; sin embargo, un conjunto único, o familia, de secuencias de código ha sido derivado. En primer lugar, es elegida la longitud del registro de desplazamiento de realimentación lineal para generar una secuencia de código, y el valor inicial del registro es llamado un "valor inicial o semilla". En segundo lugar, es impuesta la restricción de que ninguna secuencia de código generada por un valor inicial de código puede ser un desplazamiento cíclico de otra secuencia de código generada por el mismo valor inicial de código. Finalmente, ninguna secuencia de código generada a partir de un valor inicial puede ser un desplazamiento cíclico de una secuencia de código generada por otro valor inicial.
Se ha determinado que la longitud de código de ensanchamiento de valores del chip del presente invento es:
(1)128 x 233415 = 2987120
Los códigos de ensanchamiento son generados combinando una secuencia lineal de período 233415 y una secuencia no lineal de período 128.
El canal FBCH de la realización ejemplar es una excepción porque no está codificado con la secuencia de longitud 128, así el código de ensanchamiento de canal FBCH tiene el período 233415.
Producir una secuencia no lineal de longitud 128 puede ser puesto en práctica de varias maneras diferentes. Primero, la secuencia no lineal puede ser generada utilizando un registro de desplazamiento de realimentación lineal: una secuencia fija cargada en un registro de desplazamiento con una conexión de realimentación. La secuencia fija puede ser generada por una secuencia m de longitud 127 almohadillada con un 0, 1 lógico adicional, o valor aleatorio utilizando supresión de reloj y un circuito lógico, como es bien conocido en la técnica. Sin embargo, la generación de una secuencia en tiempo real en esta manera puede presentar problemas de temporización y retrasos, así como aumentar la complejidad requerida para proporcionar una fase deseada de la secuencia.
Consiguientemente, en la realización ejemplar, los valores de la secuencia no lineal de longitud 128 son generados primero y a continuación almacenados en memoria dentro del sistema. La secuencia no lineal a continuación puede ser proporcionada, por ejemplo, reproduciendo los valores de secuencia desde la memoria. Otra realización incluye cargar la secuencia no lineal almacenada en un registro de desplazamiento con realimentación desde la última hasta la primera etapa. La secuencia no lineal a continuación es hecha cíclica repetitivamente a través del registro de desplazamiento y cualquier fase deseada de la secuencia no lineal puede ser proporcionada desde la etapa de registro de desplazamiento correspondiente.
La secuencia lineal de longitud L = 233415 es generada utilizando un circuito de registro de desplazamiento de realimentación lineal (LFSR) con 36 etapas. Las conexiones de realimentación corresponden a un polinomio irreducible h(n) de grado 36. El polinomio h(x) elegido para la realización ejemplar es
h(x) = x^{36} + x^{35} + x^{30} + x^{28} + x^{26} + x^{25} + x^{22} + x^{20} + x^{19} + x^{17} + x^{16} + x^{15} + x^{14} + x^{12} + x^{11} + x^{9} + x^{8} + x^{4} + x^{3} + x^{2} + 1
o, en notación binaria
(2)h(x) = (1100001010110010110111101101100011101)
Es determinado un grupo de valores "iniciales o de semilla" para un LFSR que representa el polinomio h(x) de la ecuación (2) que genera secuencias de código que son casi ortogonales entre sí. El primer requerimiento de los valores iniciales es que los valores iniciales no generen dos secuencias de código que sean simplemente desplazamientos cíclicos de otra.
Los valores iniciales están representados como elementos de GF(2^{36}) que es el campo del modulo de clases de residuo h(x). Este campo tiene un elemento primitivo d = x^{2} + x + 1. La representación binaria de d es
500
Cada elemento de GF(2^{36}) puede también ser escrito como una potencia de h(x) módulo reducido de d. Consiguientemente, los valores iniciales están representados como potencias de d, el elemento primitivo.
La solución para el orden de un elemento no requiere una búsqueda de todos los valores; el orden de un elemento divide el orden del campo (GF(2^{36})). Cuando d es cualquier elemento de GF(2^{36}) con
501
para algún e, entonces d 2^{36} -1. Por ello, el orden de cualquier elemento en GF(2^{36}) divide en 2^{36} - 1.
Utilizando estas restricciones, se ha determinado que una búsqueda numérica genera un grupo de valores iniciales, n, que son potencias de d, el elemento primitivo de h(x).
El presente invento incluye un método para aumentar el número de valores iniciales disponibles para utilizar en un sistema de comunicación CDMA reconociendo que ciertos desplazamientos cíclicos de las secuencias de código previamente determinadas pueden ser usados simultáneamente. El retardo de desplazamiento redondo para los tamaños de celda y anchos de banda del presente invento es menos de 3000 chips. En una realización, desplazamientos cíclicos suficientemente separados de una secuencia pueden ser usados dentro de la misma celda sin provocar ambigüedad para un receptor que intenta determinar la secuencia de código. Este método agranda el conjunto de secuencias disponibles para uso.
Poniendo en práctica los ensayos descritos previamente, se determinaron un total de 3879 valores iniciales primarios mediante cálculo numérico. Estos valores iniciales están dados matemáticamente como
502
donde 3879 valores de n están recogido en el apéndice A, con d = (00,...00111) como antes en (3).
Cuando todos los valores iniciales primarios son conocidos, todos los valores iniciales secundarios son derivados a partir de los valores iniciales primarios desplazándolos en múltiplos de módulo h(x) de 4095 chips. Una vez que una familia de valores iniciales es determinada, estos valores son almacenados en la memoria y asignados a canales lógicos cuando sea necesario: Una vez asignado, el valor inicial es simplemente cargado al LFSR para producir la secuencia de código de ensanchamiento requerida con el valor inicial.
Característica de Adquisición Rápida de Códigos Largos y Cortos
La adquisición rápida de la fase de código correcta por un receptor de espectro ensanchado es mejorada diseñando códigos de ensanchamiento que son más rápidos de detectar. La presente realización incluye un nuevo método de generar secuencias de código que tiene propiedades de adquisición rápida usando uno o más de los siguientes métodos. Primero, un código largo puede ser construido a partir de dos o más códigos cortos. La nueva puesta en práctica utiliza muchas secuencias de código, una o más de las cuales son secuencias de adquisición rápida de longitud L que tienen búsquedas de fase de adquisición promedio r = log2L. Secuencias con tales propiedades son bien conocidas para los expertos en la técnica. El número medio de fases de ensayo de adquisición de la secuencia larga resultante es un múltiplo de r =log2L, en vez de la mitad del número de fases de la secuencia larga.
En segundo lugar, puede utilizarse un método de transmisión de secuencias de código de ensanchamiento valoradas complejas (secuencias En fase (I) y Cuadratura (Q)) en una señal de código de ensanchamiento piloto en vez de transmitir secuencias valoradas reales. Dos o más secuencias de código separadas pueden ser transmitidas sobre los canales complejos. Si las secuencias tienen fases diferentes, puede hacerse una adquisición por circuitos de adquisición en paralelo sobre las secuencias de código diferentes cuando el desfase relativo entre dos o más canales de código es conocido. Por ejemplo, para dos secuencias, una puede ser enviada en un canal En fase (I) y otra en el canal de Cuadratura (Q). Para buscar las secuencias de código, los medios de detección de adquisición buscan los dos canales, pero comienza el canal (Q) con un desplazamiento igual a la mitad de la longitud de secuencia de código de ensanchamiento. Con la longitud de secuencia de código de N, los medios de adquisición comienzan la búsqueda en N/2 en el canal (Q). El número medio de ensayos para encontrar la adquisición es N/2 para una sola búsqueda de código, pero buscar el canal en (I) y el canal retardado (Q) en paralelo reduce el número medio de ensayos a N/4. Los códigos enviados en cada canal podrían ser el mismo código, el mismo código con un canal de código retardado en fase, o secuencias de código diferentes.
Estructuras de Época y Subépoca
Los códigos de ensanchamiento complejos largos utilizados para el sistema ejemplar tienen un número de chips después de los cuales se repite el código. El período de repetición de la secuencia de ensanchamiento es llamado una época. Para trazar un plano de los canales lógicos a códigos de ensanchamiento CDMA, el presente invento utiliza una estructura de Época y Subépoca. El período de código para el código de ensanchamiento CDMA para modular canales lógicos es un período de chips/código 29877120 que es el mismo número de chips de todos los anchos de banda. El período de código es la época, y la Tabla 3 siguiente define la duración de la época para las velocidades de chip soportadas. Además, dos subépocas son definidas sobre la época de código de ensanchamiento y tienen 233415 chips y 128 chips de largo.
La subépoca de chip 233415 es denominada como una subépoca larga, y es utilizada para sincronizar eventos en el enlace de comunicación RF tal como conmutación y cambio de clave de cifrado de códigos globales a asignados. La época corta de 128 chips es definida para utilizar como una referencia de tiempo adicional. La velocidad de símbolo más alta utilizada con un código CDMA es de 64 Ksímb/s. Hay siempre un número entero de chips en una duración simbólica para las velocidades de símbolo soportadas de 64, 32, 16, y 8 Ksímb/s.
TABLA 3 Anchos de Banda, Velocidades de Chip, y Épocas
503
Trazado de Planos de los Canales Lógicos a Épocas y Subépocas
Los códigos de ensanchamiento complejo están diseñados de tal manera que el comienzo de la época de secuencia coincida con el comienzo de un símbolo para todos los anchos de banda soportados. Los anchos de banda soportados son 7, 10, 10,5, 14 y 15 MHz. Suponiendo un período eliminador nominal de 20%, estos anchos de banda corresponden a las siguientes velocidades de chip en la Tabla 4.
TABLA 4 Anchos de Banda y Velocidades de Chip Soportados para CDMA
3
El número de chips de una época es:
(6)N = 29877120 = 2^{7}x3^{3}x5x7x13x19
Si se ha usado el intercalado, el comienzo de un período de intercalado coincide con el comienzo de la época de secuencia. Las secuencias de ensanchamiento generadas usando el método del presente invento pueden soportar períodos de intercalado que son múltiplos de 1,5 ms para anchos de banda distintos.
Las secuencias cíclicas de la técnica anterior son generadas usando circuitos de registros de desplazamiento de realimentación lineal (LFSR). Sin embargo, este método no debe generar secuencias de longitud uniforme. Una realización del generador de secuencia de código de ensanchamiento que usa valores iniciales de código previamente generados está mostrado en la fig. 2a, fig. 2b y fig. 2c. Un LFSR 201 de etapa 36 es empleado para generar una secuencia de período N' = 233415 = 3^{3}x5x7x13x19, que es C_{o} en la fig. 2a. En las figs. 2a, 2b, y 2c, el símbolo \oplus representa una suma binaria (OR-EXCLUSIVO). Un generador de secuencia diseñado como antes genera las partes en fase y en cuadratura de un conjunto de secuencias complejas. Las conexiones intermedias y el estado inicial del LFSR de etapa 36 determinan la secuencia generada por este circuito. Los coeficientes intermedios del LFSR de etapa 36 están determinados de tal modo que las secuencias resultantes tengan el período 233415. Obsérvese que las conexiones intermedias mostradas en la fig. 2a corresponden al polinomio dado en la ecuación (2). Cada secuencia resultante es a continuación solapada por suma binaria con la C_{o} de secuencia de longitud 128 para obtención del período de época 29877120.
La fig. 2b muestra un circuito de Alimentación Directa (FF) 202 que es usado en el generador de código. La señal X[n-1] es extraída del retardo de chip 211, y la entrada del retardo de chip 211 es X[n]. El código de chip C[n] es formado por el sumador lógico 212 a partir de la entrada X[n] y X[n-1]. La fig. 2c muestra el generador de código de ensanchamiento completo. Desde el LFSR 201, señales de salida circulan a través de una cadena de hasta 63 FF 203 de una sola etapa en cascada como se ha mostrado. La salida de cada FF es solapada con el período C_{\text{*}} corto, de secuencia de código uniforme 128 = 2^{7} que es almacenado en la memoria de código 222 y que exhibe características espectrales de una secuencia pseudoaleatoria para obtener la época N = 29877120. Esta secuencia de 128 es determinada usando una secuencia m (secuencia PN) de longitud 127 = 2^{7}-1 y añadiendo un valor de bit, tal como un 0 lógico, a la secuencia para aumentar la longitud a 128 chips. La secuencia C_{\text{*}} de código uniforme es introducida al registro 221 de desplazamiento de código par, que es un registro cíclico, que emite continuamente la secuencia. La secuencia corta es entonces combinada con la secuencia larga usando una operación O-EXCLUSIVA 213, 214, 220.
Como se ha mostrado en la fig. 2c, hasta 63 secuencias C_{0} a C_{63} de código de ensanchamiento son generadas derivando las señales de salida de FF 203 y añadiendo lógicamente la secuencia corta C_{\text{*}} en sumadores binarios 213, 214, y 220, por ejemplo. Un experto en la técnica podría darse cuenta de que la puesta en práctica de FF 203 creará un efecto de retraso acumulativo para las secuencias de código producidas en cada etapa FF en la cadena. Este retraso es debido al retraso eléctrico distinto de cero en los componentes electrónicos de la puesta en práctica. Los problemas de temporización asociados con el retraso pueden ser mitigados insertando elementos de retardo adicionales en la cadena FF en una versión de la realización del invento. La cadena FF de la fig. 2c con elementos de retardo adicionales está mostrada en la fig. 2d.
Los generadores de código en la realización ejemplar están configurados para generar o bien códigos globales, o bien códigos asignados. Los códigos Globales son códigos CDMA que pueden ser recibidos o transmitidos por todos los usuarios del sistema. Códigos asignados son códigos CDMA que están asignados a una conexión particular. Cuando se genera un conjunto de secuencias a partir del mismo generador como se ha descrito, sólo el valor inicial del LFSR de etapa 36 es especificado para generar una familia de secuencias. Las secuencias para todos los códigos globales, son generadas usando el mismo circuito LFSR. Por ello, una vez que una SU ha sincronizado la señal piloto Global desde una RCS y conoce el valor inicial para el circuito LFSR para los códigos de Canal Global, puede generar no sólo la secuencia piloto sino también cualesquiera otros códigos globales usados por la RCS.
La señal que es convertida elevándola a RF es generada como sigue. Las señales de salida de los circuitos de registro de desplazamiento anteriores son convertidas a una secuencia antípoda (0 planos a +1, 1 plano a -1). Los canales Lógicos son convertidos inicialmente a señales QPSK, que están trazadas como puntos de una constelación como es bien conocido en la técnica. Los canales En fase y en Cuadratura de cada señal QPSK forman las partes real e imaginaria del valor de datos complejo. Similarmente, dos códigos de ensanchamiento son usados para formar valores de chip de ensanchamiento complejo. Los datos complejos son ensanchados multiplicándolos por el código de ensanchamiento complejo. Similarmente, los datos complejos recibidos están correlacionados con la conjugada del código de ensanchamiento complejo para recuperar datos comprimidos.
Códigos Cortos
Los códigos cortos son usados para el proceso de subida en rampa inicial cuando una SU accede a una RCS. El período de los códigos cortos es igual a la duración del símbolo y el comienzo de cada período está alineado con un límite de símbolo. Tanto las SU como la RCS derivan las partes reales e imaginarias de los códigos cortos a partir de las últimas ocho secciones de alimentación directa del generador de secuencia que produce códigos globales para esta celda.
Los códigos cortos que se usan en la realización ejemplar del invento son actualizados cada 3 ms. Pueden usarse otros tiempos de actualización que sean consistentes con la velocidad de símbolos. Por ello, un cambio por exceso ocurre cada 3 ms empezando desde el límite de época. En un cambio por exceso, la siguiente parte de longitud de símbolo de la salida de alimentación directa correspondiente resulta el código corto. Cuando la SU necesita usar un código corto particular, espera hasta el primer límite de 3 ms de la siguiente época y almacena la siguiente parte de longitud de símbolo emitida desde la sección FF correspondiente. Esto se usará como código corto hasta el siguiente cambio, que ocurre 3 ms después.
Las señales representadas por estos códigos cortos son conocidas como pilotos de Canal de Acceso Corto (SAXPT).
Trazado de planos de Canales Lógicos para Códigos de Ensanchamiento
La relación exacta entre las secuencias de código de ensanchamiento y los canales lógicos CDMA y señales piloto está documentada en la Tabla 5a y la Tabla 5b. Aquellos nombres de señal que terminan en "-CH" corresponden a canales lógicos. Aquellos nombres de señal que terminan en "-PT" corresponden a señales piloto, que están descritas en detalle a continuación.
TABLA 5a Secuencias de código de ensanchamiento y códigos globales CDMA
4
6
7 
\vskip1.000000\baselineskip
TABLA 5b Secuencias de código de ensanchamiento y códigos CDMA asignados
8
9
Para códigos globales, los valores iniciales para el registro de desplazamiento de 36 bits son elegidos para evitar usar el mismo código, o cualquier desplazamiento cíclico del mismo código, dentro del mismo área geográfica para prevenir ambigüedad o interferencia perjudicial. Ningún código asignado es igual a un código global, o a un desplazamiento cíclico de un código global.
Señales Piloto
Las señales piloto son usadas para sincronización, recuperación de fase portadora, y para estimar la respuesta de impulso del canal de radio.
La RCS 104 transmite una referencia portadora de piloto de enlace directo como una secuencia de código piloto compleja para proporcionar referencia de tiempo y de fase para todas las SU 111, 112, 115, 117 y 118 en su área de servicio. El nivel de potencia de la señal Piloto Global (GLPT) está ajustado para proporcionar una cobertura adecuada sobre la totalidad del área de servicio de RCS, cuya área depende del tamaño de celda. Con sólo una señal piloto en el enlace directo, la reducción en la capacidad del sistema debida a la potencia piloto es despreciable.
Las SU 111, 112, 115, 117 y 118 transmiten cada una una referencia portadora piloto como una secuencia de código de ensanchamiento piloto de cuadratura modulada (valorada compleja) para proporcionar una referencia de tiempo y fase a la RCS para el enlace inverso. La señal piloto transmitida por la SU de una realización del invento es 6 dB menor que la potencia del canal de tráfico POTS de 32 kb/s. El canal piloto inverso está sometido a APC. El piloto de enlace inverso asociado con una conexión particular es denominado el Piloto Asignado (ASPT). Además, hay señales piloto asociadas con canales de acceso. Éstas son denominadas los Pilotos de Canal de Acceso Largo (LAXPTs). Los pilotos de canal de Acceso Corto (SAXPTs) están también asociados con los canales de acceso y usados para adquisición de código de ensanchamiento y rampa de subida de potencia inicial.
Todas las señales piloto están formadas a partir de códigos complejos, como se ha definido más abajo:
GLPT (directo) = {C_{2}\oplusC*) + j.(C_{3}\oplusC*)} . {(1) + j. (0)} { Código Complejo } . { Portadora }
Las señales piloto complejas son comprimidas por multiplicación con códigos de ensanchamiento conjugados: {(C_{2}\oplusC*) - j.(C_{3}\oplusC*)}. Por contraste, canales de tráfico tienen la forma:
TRCH_{n} (de ida/de retorno) = {(C_{2}\oplusC*) + j.(C_{1}\oplusC*)} . {(1) + j(1)} { Códigos Complejos }.{ Símbolo de Datos}
que de esta manera forma un conjunto de constelación ajustado a 
\;
/4 radianes con respecto a las constelaciones de señal piloto.
La constelación GLPT está mostrada en la fig. 3a, y la constelación de canal de tráfico TRCH_{n} en la fig. 3b.
Asignación de Canal Lógico de los FBCH, SBCH, y Canales de Tráfico
El FBCH es un canal de enlace directo global usado para transmitir información dinámica sobre la disponibilidad de servicios y AXCHs. Son enviados continuamente mensajes sobre este canal, y cada mensaje dura aproximadamente 1 ms. El mensaje FBCH es de 16 bits de largo, repetido continuamente, y está alineado por épocas. El FBCH está formateado como se ha definido en la Tabla 6.
TABLA 6 Formato FBCH
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Para el FBCH, el bit 0 es transmitido en primer lugar. Como se ha usado en la Tabla 6, un semáforo corresponde a un Canal de Acceso (AXCH) e indica si el canal de acceso particular está actualmente en uso (un rojo) o no está en uso (un verde). Un "1" lógico indica que la luz de tráfico es verde, y un "0" lógico indica que la luz de tráfico está rojo. Los valores de los bits de la luz de tráfico pueden cambiar de octeto a octeto, y cada mensaje de 16 bits contiene bits indicadores de servicio diferente que describe los tipos de servicios que están disponibles para los AXCH.
Una realización usa bits indicadores de servicio como sigue para indicar la disponibilidad de servicios o AXCHs. Los bits indicadores de servicio {4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15} tomados simultáneamente pueden ser un número binario sin signo, con el bit 4 como el MSB y el bit 15 como el LSB. Cada aumento de tipo de servicio tiene una medida nominal asociada de la capacidad requerida, y el FBCH retransmite continuamente la capacidad disponible. Esto es escalado para tener un máximo valor equivalente al mayor incremento único de servicio posible. Cuando una SU necesita un nuevo servicio o un aumento en el número de portadores, compara la capacidad requerida a la indicada por el FBCH, y a continuación se considera bloqueado a sí mismo si la capacidad no está disponible. El FBCH y los canales de tráfico están alineados a la época.
Los tramas de Información de Radiodifusión Lenta contienen el sistema u otra información general que está disponible para todas las SU y los tramas de Información de Paginación contienen información sobre todas las peticiones de llamada para SU particulares. Los tramas de Información de Radiodifusión Lenta y los tramas de Información de Paginación son multiplexados juntos en un único canal lógico que forma el Canal de Radiodifusión Lenta (SBCH). Como se ha definido previamente, la época de código es una secuencia de 29 877 20 chips que tienen una duración de época que es una función de la velocidad de chip definida en la Tabla 7 siguiente. Con el fin de facilitar el ahorro de potencia, el canal es divido en N Ciclos de "Dormir", y cada Ciclo es subdividido en M Ranuras, que son de 19 ms de largo, excepto para ancho de banda de 10,5 MHz que tiene ranuras de 18 ms.
TABLA 7 Esquema de Formato de Canal SBCH
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La Ranura de Ciclo de Dormir #1 es siempre usada para información de radiodifusión lenta. Las Ranuras #2 a M-1 son usadas para paginar grupos a menos que la información de radiodifusión lenta extendida sea insertada. El diseño de ciclos y ranuras en una realización del presente invento funciona continuamente a 16 Kb/s.
Dentro de cada Ciclo de Dormir la SU activa el receptor readquiere el código piloto. A continuación consigue el bloqueo del portador a una precisión suficiente para desmodulación y descodificación de Viterbi satisfactorias. El tiempo de establecimiento para conseguir el bloqueo de portador puede ser de hasta 3 Ranuras de duración. Por ejemplo, una SU asignada a la Ranura #7 activa el Receptor al comienzo de la Ranura #4. Teniendo vigilada su Ranura la SU habrá o bien reconocido su Dirección de Paginación e iniciado una petición de acceso, o bien habrá fallado al reconocer su Dirección de Paginación en cuyo caso vuelve al modo Dormir. La Tabla 8 muestra ciclos de trabajo para los diferentes anchos de banda, suponiendo una duración de despertado de 3 Ranuras.
TABLA 8 Ahorro de Potencia en Ciclo de Dormir
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Seguimiento de Código de Ensanchamiento y Detección AMF en Canales de Trayectos múltiples Seguimiento de Código de Ensanchamiento
Se han descrito tres métodos de seguimiento de código de ensanchamiento CDMA en entornos de atenuación de trayectos múltiples que siguen la fase de código de una señal de espectro ensanchado de trayectos múltiples recibida. El primero es el circuito de seguimiento de la técnica anterior que simplemente sigue la fase de código de ensanchamiento con el mayor valor de señal de salida de detector, el segundo es un circuito de seguimiento que sigue el valor medio de la fase de código del grupo de señales de trayectos múltiples, y el tercero es el circuito de seguimiento centroide que sigue la fase de código de un promedio ponderado de mínimos cuadrados, optimizado de los componentes de señal de trayectos múltiples. Lo siguiente describe los algoritmos por los que la fase de código de ensanchamiento de la señal CDMA recibida es seguida.
Un circuito de seguimiento tiene características operativas que revelan la relación entre el error de tiempo y la tensión de control que activa un Oscilador Controlado por Tensión (VCO) de un circuito de seguimiento de fase de código de ensanchamiento. Cuando hay una error de tiempo positivo, el circuito de seguimiento genera una tensión de control negativa para desplazar el error de tiempo. Cuando hay una error de tiempo negativo, el circuito de seguimiento genera una tensión de control positiva para desplazar el error de tiempo. Cuando el circuito de seguimiento genera un valor cero, este valor corresponde al alineamiento de tiempo perfecto denominado el "punto de bloqueo". Las figs. 3c y 3d muestran el circuito de seguimiento básico. La señal recibida r(t) es aplicada al Filtro adaptado de chip 301, que maximiza la relación de señal de chip a ruido.
En la fig. 3c, la señal de salida del filtro adaptado de chip x(t) es muestreada por el muestreador 302 a una velocidad de muestreo de dos veces la velocidad de chip para producir muestras x[nT] y x[nT+T/2]. Las muestras x[nT] y
x[nT+T/2] son usadas por un circuito de seguimiento 304 para determinar si la fase del código de ensanchamiento
c(t) del generador de códigos 303 es correcta. El circuito de seguimiento 304 produce una señal de error e(t) como una entrada al generador de códigos 303. El generador de códigos 303 usa esta señal e(t) como una señal de entrada para ajustar la fase de código que genera.
La fig. 3d muestra un sistema de seguimiento fase de código de ensanchamiento similar al mostrado en la fig. 3c, pero la señal de salida del filtro adaptado de chip x(t) es muestreada por el muestreador 306 a una velocidad de muestreo equivalente a la velocidad de chip para producir sólo muestras x'[nT]. El circuito de seguimiento 308 usa las muestras x'[nT] de un modo similar al del circuito de seguimiento 304 de la fig. 3c. La configuración de la fig. 3d puede ser usada para seguir la fase de código una vez que ha ocurrido una adquisición inicial de la fase de código de ensanchamiento. En tal situación, la temporización de chip aproximada puede ser recuperada por un circuito 310 de recuperación de temporización aproximado desde un reloj generador de código de adquisición CLK, por ejemplo, y la señal de temporización puede ser usada por el Generador de Código 303 y el Muestreador 306 para muestrear la señal x(t) en el tiempo de muestreo deseado aproximado durante un período de chip. Consiguientemente, para relacionar la operación del circuito de Seguimiento 308 de la configuración de la fig. 3d a la descripción siguiente de métodos de seguimiento que asumen una configuración como la descrita en la fig. 3c, las muestras más tempranas x[nT] cuando se muestrea a dos veces la velocidad de chip resultan las muestras pares de x'[nT] cuando se muestrea a la velocidad de chip, y las muestras posteriores x[nT+T/2] resultan las muestras impares de x'[nT].
En un sistema CDMA, la señal transmitida por el usuario de referencia está escrita en la representación de pasa bajos como
504
donde c_{k} representa los coeficientes de código de ensanchamiento, P_{Tc}(t) representa la forma de onda de chip de código de ensanchamiento, y T_{c} es la duración del chip. Suponiendo que el usuario de referencia no está transmitiendo datos de manera que sólo el código de ensanchamiento modula la portadora. Con referencia a la fig. 3c, la señal recibida es
505
Aquí a_{i} es debida al efecto de desvanecimiento de la señal del canal de trayectos múltiples en el trayecto iésimo y 
\;
_{i} es el retraso de tiempo aleatorio asociado con el mismo trayecto. El receptor pasa la señal recibida a través de un filtro adaptado, que es puesto en práctica como un receptor de correlación y descrito más abajo. Esta operación se hace en dos pasos: primero la señal es hecha pasar a través de un filtro adaptado de chip y muestreada para recuperar los valores de chip del código de ensanchamiento, luego esta secuencia de chip es correlacionada con la secuencia de código localmente generada.
La fig. 3c muestra el filtro adaptado de chip 301, hecho coincidir con la forma de onda de chip P_{Tc}(t) y el muestreador 302. Idealmente, la señal x(t) en el terminal de salida del filtro adaptado de chip es
506
donde
(10)g(t) = P_{Tc}(t)*h_{g}(t)
Aquí h_{g}(t) es la respuesta de impulso del filtro adaptado de chip y "*" indica convolución. El orden de las sumatorias puede ser reescrito como
507
donde
508
En el canal de trayectos múltiples antes descrito, el muestreador muestrea la señal de salida del filtro adaptado para producir x(nT) en los puntos de máximo nivel de potencia de g(t). En la práctica, sin embargo, la forma de onda g(t) está distorsionada severamente debido al efecto de la recepción de señal de trayectos múltiples, y no está disponible una alineación de tiempo perfecta de las señales.
Cuando la distorsión de trayectos múltiples en el canal es despreciable y hay disponible una estimación perfecta de la temporización, es decir, a_{i}=1, 
\;
_{1}=0, y a_{i}=0, i=2,..., M, la señal recibida es r(t) = s(t). A continuación, con este modelo de canal ideal, la salida del filtro adaptado de chip resulta
509
Cuando hay un desvanecimiento trayectos múltiples, sin embargo, la forma de onda de valor de chip de código de ensanchamiento recibida está distorsionada, y tiene un número de máximos locales que puede cambiar desde un intervalo de muestreo a otro dependiendo de la características de canal.
Para canales de desvanecimiento trayectos múltiples con características de canal que cambian rápidamente, no es práctico intentar posicionar el máximo de la forma de onda f(t) en cada intervalo de período de chip. En cambio, puede obtenerse una referencia de tiempo a partir de las características de f(t) que no pueden cambiar tan rápidamente. Tres métodos de puesta en pista están descritos basados en características diferentes de f(t).
Método de Seguimiento de Código de Ensanchamiento de la Técnica Anterior
Métodos de seguimiento de la técnica anterior incluyen un circuito de seguimiento de código en el que el receptor intenta determinar el tiempo en el que ocurre el máximo valor de salida de filtro adaptado de la forma de onda de chip y muestrear la señal consiguientemente. Sin embargo, en canales de desvanecimiento trayectos múltiples, la forma de onda de código comprimida del receptor puede tener un número de máximos locales, especialmente en un entorno móvil. En lo que sigue, f(t) representa la forma de onda de señal recibida del chip de código de ensanchamiento convolucionado con la respuesta de impulso de canal. La característica de respuesta de frecuencia de f(t) y el máximo de esta característica pueden cambiar bastante rápidamente haciendo impracticable seguir el máximo de f(t).
Definir 
\;
para que sea la estimación de tiempo que el circuito de seguimiento calcula durante un intervalo de muestreo particular. También, define la siguiente función de error
510
Los circuitos de seguimiento de la técnica anterior calculan un valor de la señal de entrada que minimiza el error \varepsilon. Se puede escribir
511
Suponiendo que f(\tau) tiene una forma uniforme o lisa en los valores dados, el valor de \tau para el que f(\tau) es máximo minimiza el error \varepsilon, de manera que el circuito de seguimiento sigue el punto máximo de f(t).
Método de Seguimiento de Valor Ponderado Medio
El Método de Seguimiento Ponderado Medio de una realización minimiza el error ponderado absoluto, definido como:
512
Este método de seguimiento calcula el valor de señal "medio" de f(t) recogiendo información de todos los trayectos, donde f( ) es como en la adecuación 12. En un entorno de desvanecimiento trayectos múltiples, la forma de onda f(t) puede tener máximos locales múltiples, pero solamente uno medio.
Para minimizar 
\;
, se toma la derivada de la ecuación (16) con respecto a 
\;
y el resultado es igualado a cero, lo que da
513
El valor de 
\;
que satisface (17) es llamado el "medio" de f(t). Por ello, el Método de Seguimiento Medio de la presente realización sigue al medio de f(t). La fig. 4 muestra una puesta en práctica del circuito de seguimiento basada en la minimización del error ponderado absoluto definido anteriormente. La señal x(t) y su versión desplazada en medio chip x(t+T/2) son muestreadas por el A/D 401 a una velocidad I/T. La siguiente ecuación determina la característica operativa del circuito de la fig. 4.
(18)\varepsilon (\tau) = \sum\limits^{2L}_{x=1} | f(\tau - nT/2) | - | f(\tau + nT/2t) |
Seguir el valor medio de un grupo de señales de trayectos múltiples conserva la potencia recibida de componentes de señal de trayectos múltiples sustancialmente igual en los lados más anterior y más posterior del punto medio de la fase correcta c_{n} de código de ensanchamiento generada localmente. El circuito de seguimiento consiste en un A/D 401 que muestrea una señal de entrada x(t) para formar los muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en medio chip son agrupadas alternativamente en muestras pares llamadas un conjunto temprano de muestras
x(T+ 
\;
) y muestra impares denominadas un conjunto ulterior de muestras x(nT+T/2)+ 
\;
). El primer filtro adaptado 402 de banco de correlación multiplica cada muestra temprana por las fases de código de ensanchamiento c(n+1),
c(n+2), ..., c(n+L), donde L es pequeño comparado con la longitud del código y aproximadamente igual al número de chips de retardo entre la señal de trayectos múltiples más temprana y más ulterior. La salida de cada dispositivo de correlación es aplicada a un primero banco 404 de suma y volcado respectivo. Las magnitudes de los valores de salida de las sumas y volcados de L son calculadas en la calculadora 406 y a continuación sumadas en el sumador 408 para dar un valor de salida proporcional a la potencia de señal en las señales de trayectos múltiples tempranas. Similarmente, un segundo filtro adaptado 403 de banco de correlación opera sobre las muestras ulteriores, usando fases del código c(n-1), c(n-2), ..., c(n-L), y cada señal de salida es aplicada a un circuito respectivo de suma y volcado en un integrador 405. Las magnitudes de las señales de salida de suma y volcado de L son calculadas en la calculadora 407 y a continuación sumadas en el sumador 409 para dar un valor para la última potencia de señal de trayectos múltiples. Finalmente, el sustractor 410 calcula la diferencia y produce una señal de error 
\;
(t) de los valores de potencia de señal temprana y ulterior.
El circuito de seguimiento ajusta por medio de una señal de error 
\;
(t) las fases de código generadas localmente c(t) para provocar que la diferencia entre los valores temprano y posterior tienda hacia 0. Método de Seguimiento Centroide
El circuito de seguimiento de código de ensanchamiento óptimo de una realización es llamado el circuito de seguimiento (o centroide) ponderado cuadrado. Definiendo 
\;
para indicar la estimación de tiempo que calcula el circuito de seguimiento, basado en algunas características de f(t), el circuito de seguimiento centroide minimiza el error ponderado cuadrado definido como:
514
Esta función dentro de la integral tiene una forma cuadrática, con un mínimo único. El valor de 
\;
que minimi-
za 
\;
puede encontrarse tomando la derivada de la ecuación anterior con respecto a 
\;
e igualando a cero, lo que da:
515
Por ello, el valor de 
\;
que satisface la adecuación (21)
516
es la estimación de tiempo que calcula el circuito de seguimiento, donde 
\;
es un valor constante.
Basado en estas observaciones, una realización de un circuito de seguimiento ejemplar que minimiza el error ponderado cuadrado está mostrada en la fig. 5a. La siguiente ecuación determina la señal de error 
\;
( ) del circuito de seguimiento centroide:
517
El valor que satisface 
\;
( ) = 0 es la estimación perfecta de la temporización.
La potencia de señal de trayectos múltiples en adelanto y en retraso a cada lado del punto centroide son iguales. El circuito de seguimiento centroide mostrado en la fig. 5a consiste en un convertidor A/D 501 que muestrea una señal de entrada x(t) para formar los muestras desplazadas en medio chip. Las muestras desplazadas en medio chip son agrupadas alternativamente como un conjunto de muestras en adelanto x(nT+ 
\;
) y un conjunto de muestras en retraso x(nT+(T/2)+ 
\;
). El primer filtro adaptado 502 adaptable de banco de correlación multiplica cada muestra en adelanto y cada muestra en retraso por las fases de código de ensanchamiento positivo c(n+1), c(n+2), ...,c(n+L), donde L es pequeño comparado con la longitud del código y aproximadamente igual al número de chips de retraso entre la señal de trayectos múltiples más adelantada y la más retrasada. La señal de salida de cada dispositivo de correlación es aplicada a uno de los L circuitos respectivos de suma y vaciado del primer banco de suma y vaciado 504. El valor de magnitud de cada circuito de suma y vaciado del banco de suma y vaciado 504 es calculado por la calculadora respectiva en el banco de calculadoras 506 y aplicado a un amplificador de ponderación correspondiente del primer banco de ponderación 508. La señal de salida de cada amplificador de ponderación representa la potencia de señal ponderada en una señal componente de trayectos múltiples.
Los valores de potencia de señal de trayectos múltiples en adelanto ponderada son sumados en un sumador de muestras 510 para dar un valor de salida a proporcional a la potencia de señal en el grupo de señales de trayectos múltiples correspondiente a fases de código positivo que son las señales de trayectos múltiples en adelanto. Similarmente, un segundo filtro adaptado 503 adaptable de banco de correlación opera sobre las muestras en adelanto y en retraso, utilizando la fase de código de ensanchamiento negativo c(n-1), c(n-2),...,c(n-L); cada señal de salida es proporcionada a un circuito respectivo de suma y vaciado de integrador discreto 505. El valor de magnitud de las L señales de salida de suma y vaciado es calculado por la calculadora respectiva del banco de calculadoras 507 y luego ponderados en el banco de ponderación 509. Los valores de potencia de señal de trayectos múltiples en retraso ponderada son sumados en un sumador de muestras 511 para dar un valor de potencia para el grupo de señales de trayectos múltiples correspondiente a las fases de código negativo que son las señales de trayectos múltiples en retraso. Finalmente, el sumador 512 calcula la diferencia de los valores de potencia de señal en adelanto y en retraso para producir un valor de muestra de error de 
\;
( ).
El circuito de seguimiento de la fig. 5a produce señal de error 
\;
( ) que es usada para ajustar la fase de código generada localmente c(nT) para conservar igual la potencia promedio ponderada en los grupos de señal de trayectos múltiples en adelanto y en retraso. La realización mostrada usa valores de ponderación que aumentan cuando la distancia desde el centroide aumenta. La potencia de señal en las señales de trayectos múltiples más adelantada y más retrasada es probablemente menor que los valores de señal de trayectos múltiples cerca del centroide. Consiguientemente La diferencia calculada por el sumador 510 es más sensible a variación en retardo de las señales de trayectos múltiples más adelantada y más retrasada. Detector Cuadrático para Seguimiento
En la nueva realización del método de seguimiento, el circuito de seguimiento ajusta la fase de muestreo para que sea "óptima" y robusta a trayectos múltiples. f(t) representa la forma de onda de señal recibida como en la ecuación 12 anterior. El método particular de optimizar se inicia con un bucle bloqueado de retardo con una señal de error 
\;
( ) que activa el bucle. La función 
\;
( ) debe tener solamente un cero en 
\;
= _{0} donde 
\;
_{0} es óptimo. La forma óptima \hbox{para 
\;
( )} tiene la forma canónica:
518
donde w(t, 
\;
) es una función de ponderación que relaciona f(t) al error 
\;
( ), y la relación indicada por la ecuación (24) también se conserva:
519
Se deduce de la adecuación (24) que w(t, 
\;
) es equivalente a w(t-
\;
). Considerando la pendiente M de la señal de error en la proximidad de un punto de bloqueo 
\;
_{0}:
520
donde w'(t, 
\;
), es la derivada de w(t, 
\;
) con respecto a 
\;
, y g(t) es la media de | f(t) |^{2}.
El error 
\;
( ) tiene una parte determinística y una parte de ruido. Z indica la componente de ruido en 
\;
( ) entonces | z |^{2} es la potencia media de ruido en la función de error 
\;
( ). Consiguientemente, el circuito de seguimiento óptimo maximiza la relación
521
La puesta en práctica del Detector Cuadrático es descrita a continuación. El valor e de error discreto de una señal de error 
\;
( ) es generado realizando la operación
(27)e = y^{\tau} By
donde el vector y representa las componentes de señal recibidas yi, i = 0,1, ...L-1, como se ha mostrado en la fig. 5b. La matriz B es una matriz de L por L y los elementos son determinados calculando valores tales que la relación F de la ecuación (26) sea maximizada.
El detector cuadrático descrito antes puede ser usado para poner en práctica el sistema de seguimiento centroide descrito antes con referencia a la fig. 5a. Para está puesta en práctica, el vector y es la señal de salida de los circuitos de suma y vaciado 504: y = {f(
\;
-LT)f(
\;
-LT+T/2), f(
\;
-(L-1)T), \bullet\bullet\bullet f( ), f(
\;
+T/2), f(
\;
+T), \bullet\bullet\bullet f(
\;
+LT)} y la matriz B está descrita en la tabla 9. TABLA 9 Matriz para forma cuadrática de Sistema de Seguimiento Centroide
13
Determinación del Valor Mínimo de L necesario
El valor de L en la sección previa determina el número mínimo de dispositivos de correlación y elementos de suma y vaciado. L es escogido tan pequeño como sea posible sin comprometer la funcionalidad del circuito de seguimiento.
La característica de trayectos múltiples del canal es tal que la forma de onda de chip recibida f(t) es ensanchada durante QT_{c} segundos, o los componentes de trayectos múltiples ocupan un período de tiempo de Q chips de duración. El valor de L elegido es L = Q. Q es encontrado midiendo las características particulares de transmisión de canal de RF para determinar el retardo de propagación de la señal de componente de trayectos múltiples más adelantada y más retrasada. QT_{0} es la diferencia entre el tiempo de llegada de la componente de trayectos múltiples más adelantada y más retrasada a un receptor.
Dispositivo de correlación Vectorial Adaptable
Una realización usa un dispositivo de correlación vectorial adaptable (AVC) para estimar la respuesta de impulso de canal y para obtener un valor de referencia para combinación coherente de componentes de señal de trayectos múltiples recibidas. La realización descrita emplea una disposición de dispositivos de correlación para estimar la respuesta de canal compleja que afecta a cada componente de trayectos múltiples. El receptor compensa la respuesta del canal y combina coherentemente las componentes de señal de trayectos múltiples recibidas. Este intento es denominado como una combinación de relación máxima.
Con referencia a la fig. 6, la señal de entrada x(t) al sistema incluye ruido de interferencia de otros canales de mensaje, señales de trayectos múltiples de los canales de mensaje, ruido térmico, y señales de trayectos múltiples de la señal piloto. La señal es proporcionada al AVC 601 que, en la realización ejemplar, incluye un medio 602 de compresión, medios de estimación de canal para estimar la respuesta 604 del canal, medios de corrección para corregir una señal a efectos de la respuesta de canal 603, y el sumador 605. Los medios de compresión 602 de AVC están compuestos por múltiples dispositivos de correlación de código, usando con cada dispositivo de correlación una fase diferente del código piloto c(t) proporcionado por el generador 608 de código piloto. La señal de salida de estos medios de compresión corresponde a un nivel de potencia de ruido si el código piloto local de los medios de compresión no está en fase con la señal de código de entrada. Alternativamente, corresponde a un nivel de potencia de señal piloto recibido más nivel de potencia de ruido si las fases del código piloto de entrada y del código piloto generado localmente son las mismas. En una realización, como se ha mostrado en la fig. 6, las señales de salida de los dispositivos de correlación de los medios de compresión son corregidas para la respuesta del canal por los medios de corrección 603 y son aplicadas al sumador 605 que recoge toda la potencia de la señal piloto de trayectos múltiples. En otra realización, no mostrada, la señal x(t) y no la señal comprimida es proporcionada directamente a los medios de corrección 603, y es a continuación comprimida por un circuito de compresión similar a los medios de compresión 602.
Los medios 604 de estimación de respuesta de canal reciben la señal piloto y las señales de salida combinadas de los medios de compresión 602, y proporciona una señal de estimación de respuesta de canal, w(t) a los medios de corrección 603 del AVC, y la señal de estimación w(t) está también disponible para el filtro adaptado adaptable (AMF) descrito a continuación. La señal de salida de los medios de compresión 602 es también proporcionada a los medios de decisión de adquisición 606 que deciden, basados en un algoritmo particular tal como un ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT), si los niveles de salida actuales de los circuitos de compresión corresponden a la sincronización del código generado localmente a la fase de código de entrada deseada. Si el detector no encuentra sincronización, entonces el medio de adquisición envía una señal de control a(t) al generador 608 de código piloto local para desplazar su fase en uno o más períodos de chip. Cuando se ha encontrado sincronización, los medios de decisión de adquisición informan al circuito de seguimiento 607, que consigue y mantiene una sincronización comprime entre las secuencias de código recibida y generada localmente.
Una puesta en práctica ejemplar del AVC Piloto usado para comprimir el código de ensanchamiento piloto está mostrada en la fig. 7. La realización descrita supone que la señal de entrada x(t) ha sido muestreada con el período de muestreo T para formar muestras x(nT+ 
\;
), y está compuesta de ruido de interferencia de otros canales de mensaje, señales de trayectos múltiples de canales de mensaje, ruido térmico, y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal x(nT+ 
\;
) es aplicada a L dispositivos de correlación, donde L es el número de fases de código y sobre las que existe la incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada dispositivo de correlación 701, 702, 703 comprende un multiplicador 704, 705, 706, que multiplica la señal de entrada con una fase particular de la señal de código de ensanchamiento Piloto c((n+i)T), y circuitos de suma y vaciado 708, 709, 710. La señal de salida de cada multiplicador 704, 705, 706 es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado 708, 709, 710 para realizar una integración discreta. Antes de sumar la potencia de señal contenida en las salidas de los dispositivos de correlación, el AVC compensa la respuesta de canal y la rotación de fase de portadora de las diferentes señales de trayectos múltiples. Cada salida de cada circuito de suma y vaciado 708, 709, 710 es multiplicada por un dispositivo de puesta en fase de desrotación [conjugado complejo de ep(nT)] desde el bucle de bloqueo de fase digital (DPLL) 721 por el multiplicador respectivo 714, 715, 716 para tener en cuenta el desplazamiento de fase y frecuencia de la señal portadora. El Rake Piloto AMF calcula los factores de ponderación wk, k=1, ...,L, para cada señal de trayectos múltiples haciendo pasar la salida de cada multiplicador 714, 715, 716 a través de un filtro pasa bajos (LPF) 711, 712, 713. Cada señal de trayectos múltiples comprimida es multiplicada por su factor de ponderación correspondiente en un multiplicador respectivo 717, 718, 719. La señales de salida de los multiplicadores 717, 718, 719 son sumadas en un sumador maestro 720, y la señal de salida p(nT) del acumulador 720 consta de las señales piloto de trayectos múltiples comprimida combinadas con el ruido. La señal de salida p(nT) es también entrada al DPLL 721 para producir la señal de error ep(nT) para seguimiento de la fase portadora.
Las figs. 8a y 8b, muestran realizaciones alternativas del AVC que pueden ser usadas para detección y combinación de componentes de señal de trayectos múltiples. La señal de mensaje de los AVC de las figs. 8a y 8b usan los factores de ponderación producidos por el AVC Piloto para corregir las señales de trayectos múltiples de datos de mensaje. La señal de código de ensanchamiento, c(nT) es la secuencia de ensanchamiento de código de ensanchamiento usada por un canal de mensaje particular y es síncrona con la señal de código de ensanchamiento piloto. El valor L es el número de dispositivos de correlación en el circuito AVC.
El circuito de la fig. 8a calcula la variable de decisión Z que viene dada por
522
donde N es el número de chips en la ventana de correlación. Equivalentemente, la estadística de decisión viene dada por
523
La puesta en práctica alternativa que resulta de la ecuación (29) está mostrada en la fig. 8b.
Con referencia a la fig. 8a, la señal de entrada x(t) es muestreada para formar x(nT+ 
\;
), y está compuesta de ruido de interferencia de otros canales de mensaje, señales de trayectos múltiples de canales de mensaje, ruido térmico, y señales de trayectos múltiples del código piloto. La señal x(nT+ 
\;
) es aplicada a L dispositivos de correlación, donde L es el número de fases de código sobre el que existe la incertidumbre dentro de las señales de trayectos múltiples. Cada dispositivo de correlación 801, 802, 803 comprende un multiplicador 804, 805, 806, que multiplica la señal de entrada por una fase particular de la señal de código de ensanchamiento de canal de mensaje, y un circuito de suma y vaciado respectivo 808, 809, 810. La señal de salida de cada multiplicador 804, 805, 806 es aplicada a un circuito respectivo de suma y vaciado 808, 809, 810 que realiza una integración discreta. Ante de sumar la potencia de señal contenida en las señales de salida de los dispositivos de correlación, el AVC compensa la señales de trayectos múltiples diferentes. Cada señal de trayectos múltiples comprimida y su factor de ponderación correspondiente, que es obtenido a partir del factor de ponderación de trayectos múltiples correspondiente del AVC piloto, son multiplicados en un multiplicador respectivo 817, 818, 819. Las señales de salida de multiplicadores 817, 818, 819 son sumadas en un sumador maestro 820, y la señal de salida z(nT) del acumulador 820 consiste en niveles muestreados de una señal de mensaje comprimida en ruido.
La realización alternativa incluye una nueva puesta en práctica del circuito de compresión AVC para los canales de mensaje que realizan la suma y volcado para cada componente de señal de trayectos múltiples simultáneamente. La ventaja de estos circuitos que solamente es necesario un circuito de suma y volcado y un sumador. Con referencia a la fig. 8b, El generador 830 de secuencia de código de mensaje proporciona una secuencia de código de mensaje al registro de desplazamiento 831 de longitud L. La señal de salida de cada registro 832, 833, 834, 835 del registro de desplazamiento 831 corresponde a la secuencia de código de mensaje desfasada por un chip. El valor de salida de cada registro 832, 833, 834, 835 es multiplicado en los multiplicadores 836, 837,838, 839 con el factor de ponderación correspondiente w_{k}, k = 1,..., L obtenido a partir del AVC Piloto. Las señales de salida de los L multiplicadores 836, 837, 838, 839 son sumadas por el circuito sumador 840. La señal de salida del circuito sumador y la señal de entrada del receptor x(nT+ 
\;
) son a continuación multiplicadas en el multiplicador 841 e integradas por el circuito de suma y volcado 842 para producir la señal de mensaje z(nT).
Una tercera realización del dispositivo de correlación vectorial adaptable está mostrada en la fig. 8c. La realización mostrada usa la estadística de mínimos cuadrados (LMS) para poner en práctica el dispositivo de correlación vectorial y determina los factores de enderezamiento para cada componente de trayectos múltiples a partir de la señal de trayectos múltiples recibida. El AVC de la fig. 8c es similar a la puesta en práctica ejemplar del AVC Piloto usado para comprimir el código de ensanchamiento piloto mostrado en la fig. 7. El bucle bloqueado de fase digital 721 es sustituido por el bucle bloqueado en fase 850 que tiene un oscilador controlado en tensión 851, un filtro de bucle 822, un limitador 853, y separador 854 de componente imaginaria. La diferencia entre la señal de salida comprimida corregida y una señal de salida comprimida ideal es proporcionada por el sumador 855, y la señal de diferencia es un valor de error de compresión que es además usado por los circuitos de enderezamiento para compensar los errores en los factores de enderezamiento.
En un entorno de señal de trayectos múltiples, la potencia de señal de un símbolo transmitido es ensanchada sobre los componentes de señal de trayectos múltiples. La ventaja de la suma de la señal de trayectos múltiples es que una parte sustancial de potencia de señal es recuperada en una señal de salida procedente del AVC. Consiguientemente, un circuito de detección tiene una señal de entrada procedente del AVC con una relación de señal a ruido (SNR) mayor, y puede así detectar la presencia de un símbolo con una relación de error de bit (BER) inferior. Además, medir la salida del AVC es una buena indicación de la potencia de transmisión del transmisor, y una buena medida del ruido de interferencia de sistema.
Filtro de Adaptación
Una realización incluye un filtro de adaptación (AMF) para combinar óptimamente los componentes de señal de trayectos múltiples en una señal de mensaje de espectro de ensanchamiento recibida. El AMF es una línea de retardo con tomas, que contiene valores desplazados de la señal de mensaje muestreada y combina estos después de corregir la respuesta de canal. La corrección para la respuesta de canal es hecha usando la estimación de respuesta de canal calculada en el AVC que actúa sobre la señal de secuencia piloto. La señal de salida del AMF es la combinación de los componentes de trayectos múltiples que son sumados para dar un valor máximo. Está combinación corrige la distorsión de recepción de señal de trayectos múltiples. Los distintos circuitos de compresión de mensaje actúan sobre esta señal de componente de trayectos múltiples combinada desde el AMF.
La fig. 8d muestra una realización ejemplar del AMF. La señal muestreada procedente del convertidor 870 de A/D es aplicada a la línea de retardo 872 de L etapas. Cada etapa de esta línea de retardo 872 contiene la señal correspondiente a un componente diferente de señal de trayectos múltiples. La corrección para la respuesta de canal es aplicada a cada componente de señal retardada multiplicando el componente en el multiplicador respectivo de banco multiplicador 874, con el factor de ponderación respectivo w_{1}, w_{2}, ..., w_{L} desde el AVC correspondiente a la componente de señal retardada. Todos los componentes de señal ponderada son sumados en el sumador 876 para dar la señal de componente de trayectos múltiples combinada y(t).
La señal componente de trayectos múltiples combinada y(t) no incluye la corrección debida al desfase y desplazamiento de frecuencia de la señal portadora. La corrección para el desfase y el desplazamiento de frecuencia de la señal portadora es hecha a y(t) multiplicando y(t) con corrección de fase y frecuencia de portadora (dispositivo de puesta en fase de enderezamiento) en el multiplicador 878. La corrección de fase y frecuencia es producida por el AVC como se ha descrito previamente. La fig. 8d muestra la corrección como está siendo aplicada antes de los circuitos de compresión 880, pero realizaciones alternativas pueden aplicar la corrección después de los circuitos de compresión.
Método para Reducir el Tiempo de Readquisición con Posicionamiento Virtual
Una consecuencia de determinar la diferencia en fase de código entre la secuencia de código piloto generada localmente y una secuencia de código de ensanchamiento recibida es que puede calcularse un valor aproximado para la distancia entre la estación de base y una unidad de abonado. Si la SU tiene una posición relativamente fija con respecto a la RCS de la estación de base, la incertidumbre de la fase de código de ensanchamiento recibida es reducida para intentos subsiguientes en readquisición por la SU o RCS. El tiempo requerido para que la estación de base adquiera la señal de acceso de una SU que ha quedado "descolgada" contribuye al retardo entre la SU que está descolgada y la recepción de un tono de invitación a marcar del PSTN. Para sistemas que requieren un corto retardo, tal como 150 ms para tono de invitación a marcar después de que se haya detectado la situación de descolgado, es deseable un método que reduzca el tiempo de adquisición y de establecimiento de canal portador. Una realización usa tal método de reducir la readquisición mediante el uso de posicionamiento virtual. Detalles adicionales de esta técnica están descritos en la patente norteamericana nº 5.940.382, titulada "POSICIONAMIENTO VIRTUAL DE UNA UNIDAD DE ABONADO FIJA PARA REDUCIR EL TIEMPO DE READQUISICIÓN".
La RCS adquiere la señal de CDMA de SU buscando sólo aquellas fases de código recibidas correspondientes al mayor retraso de propagación del sistema particular. En otras palabras, la RCS asume que todas las SU están a una distancia fija, predeterminada de la RCS. La primera vez que la SU establece un canal con la RCS, el diseño de búsqueda normal es realizado por la RCS para adquirir el canal de acceso. El método normal empieza buscando la fases de código correspondientes al mayor retraso posible, y gradualmente ajusta la búsqueda a las fases de código con el menor retraso posible. Sin embargo, después de la adquisición inicial, la SU puede calcular el retraso entre la RCS y la SU midiendo la diferencia de tiempo entre enviar un mensaje de acceso corto a la RCS y recibir un mensaje de reconocimiento, y usando el canal Piloto Global recibido como una referencia de tiempo. La SU puede también recibir el valor de retraso haciendo que la RCS calcule la diferencia de retardo de ida y vuelta a partir de la diferencia de fase de código entre el código Piloto Global generado en la RCS y la secuencia piloto asignada recibida desde la SU, y a continuación enviando la SU el valor en un canal de control predeterminado. Una vez que es conocido el retardo de ida y vuelta para la SU, la SU puede ajustar la fase de código de las secuencias de código de ensanchamiento y piloto asignada generada localmente añadiendo el retraso requerido para hacer que la SU le aparezca a la RCS como que está a una distancia fija predeterminada de la RCS. Aunque el método está explicado para el retraso mayor, puede ser usado un retraso correspondiente a cualquier posicionamiento predeterminado en el sistema.
Una segunda ventaja del método de reducir la readquisición por posicionamiento virtual es que puede conseguirse una conservación de uso de potencia de la SU. Obsérvese que una SU que está "desactivada" o en modo dormido necesita iniciar el proceso de adquisición de canal portador con un nivel de potencia de transmisión bajo y una potencia de subida en rampa hasta que la RCS puede recibir su señal a fin de minimizar la interferencia con otros usuarios. Cuando el tiempo de readquisición subsiguiente es menor, y debido a que la posición de la SU está relativamente fijada en relación a la RCS, la SU puede subir en rampa la potencia de transmisión más rápidamente porque la SU esperará un corto período de tiempo antes de incrementar la potencia de transmisión. La SU espera un período de tiempo más corto, dentro un pequeño intervalo de error, cuando debe recibir una respuesta desde la RCS si la RCS ha adquirido la señal de la SU.
El Sistema de Comunicación de Espectro Ensanchado La Estación Portadora de Radio (RCS)
La Estación Portadora de Radio (RCS) del presente invento actúa como un enlace central entre la SU y el elemento de red de control de tratamiento remoto, tal como una Unidad de Distribución de Radio (RDU). El enlace a la RDU de la presente realización sigue la norma G.704 y un enlace de acuerdo con una versión modificada de DECT V5.1, pero puede soportar cualquier enlace que pueda intercambiar canales de control de llamada y de tráfico. La RCS recibe canales de información desde la RDU que incluyen datos de control de llamada, y datos de canal de tráfico tales como, pero no limitados a, ADPCM de 32 kb/s, PCM de 64 kb/s, e ISDN, así como datos de configuración y mantenimiento del sistema. La RCS también termina los canales portadores de enlace de radio CDMA con las SU, cuyos canales incluyen tanto datos de control, como datos de canal de tráfico. En respuesta a los datos de control de llamada procedentes bien de la RDU o de la SU, la RCS asigna canales de tráfico a canales portadores en el enlace de comunicación RF y establece una conexión de comunicación entre la SU y la red de teléfono a través de una RDU.
Como se ha mostrado en la fig. 9, la RCS recibe datos de información de control de llamada y de mensaje en los MUX 905, 906 y 907 a través de líneas de enlace 901, 902 y 903. Aunque se ha mostrado el formato E1, otros formatos de telecomunicación similares puede ser soportados del mismo modo que se ha descrito antes. Los MUX mostrados en la fig. 9 pueden ser puestos en práctica utilizando circuitos similares a los mostrados en la fig. 10. El MUX mostrado en la fig. 10 incluye un generador de señal de reloj de sistema 1001 compuesto por osciladores bloqueados en fase (no mostrados) que genera señales de reloj para la autopista 1002 PCM de línea (que es parte de la Autopista 910 PCM), y líneas de transmisión de alta velocidad (HSB) 970; y el Controlador 1010 de MUX que sincroniza el reloj de sistema 1001 a la línea de enlace 1004. Se ha considerado que los osciladores de bloqueo de fase pueden proporcionar señales de temporización para la RCS en ausencia de sincronización a una línea. El Enlace de Línea 1011 MUX separa los datos de control de llamada de los datos de información de mensaje. Con referencia a la fig. 9, cada MUX proporciona una conexión para el Controlador de Acceso Inalámbrico (WAC) 920 a través de la autopista 910 PCM. El controlador 1010 de MUX también vigila la presencia de tonos diferentes presentes en la señal de información por medio de un detector de tono 1030.
Adicionalmente, el Controlador de MUX 1010 proporciona la señalización de red de canal ISDN D localmente a la RDU. El enlace de línea 1011 MUX, tal como un FALC 54, incluye un enlace E1 1012 que consiste en un par de conexiones de transmisión (no mostrado) y un par de conexiones de recepción (no mostrado) del MUX conectado al Conmutador ISDN de la RDU o de la Oficina Central (CO) a la velocidad de datos de 2.048 Mbps. Los pares de conexión de transmisión y recepción son conectados al enlace E1 1012 que traduce los pares codificados de transmisión/recepción de tres niveles diferenciales en niveles para usar por el formador de tramas 1015. El enlace de línea 1011 usa bucles bloqueados en fase internos (no mostrados) para producir relojes de 2.048 Mhz, y 4.096 MHz derivados de E1 así como un impulso de sincronismo de tramas de 8 KHz. El enlace de línea pueden actuar en modo reloj maestro o reloj esclavo. Aunque la realización ejemplar ha sido mostrada usando un enlace E1, se ha considerado que pueden usarse otros tipos de líneas de telefonía que transportan múltiples llamadas, por ejemplo líneas T1 o líneas que enlazar a un Intercambio de Derivación Privado (PBX).
El formador de tramas de enlace de línea 1015 forma los tramas de las corrientes de datos reconociendo los diseños de formación de tramas en el canal I (ranura de tiempo 0) de la línea de entrada, e inserta y extrae bits de servicio, genera/comprueba información de calidad del servicio de línea.
En tanto en cuanto una señal E1 válida aparece en el enlace E1 1012, el FALC 54, recupera una señal de reloj PCM de 2.048 MHz desde la línea E1. Este reloj, mediante el Reloj de Sistema 1001, es usado en el sistema como una señal de Reloj de Autopista PCM. Si la línea E1 falla, el FALC 54 continúa para entregar un Reloj PCM derivado de una señal de oscilador o(t) conectada a la entrada de sincronismo (no mostrada) del FALC 54. Este Reloj PCM sirve al sistema RCS hasta que otro MUX con una línea E1 funcional asume la responsabilidad para generar las señales de reloj del sistema.
El formador de tramas 1015 genera un Impulso de Sincronización de Trama Recibido, que a su vez puede ser utilizado para disparar el Enlace PCM 1016 para transferir datos sobre la Autopista PCM de línea 1002 y al sistema RCS para uso por otros elementos. Cuando todas las líneas E1 están sincronizadas en trama, todas las Autopistas PCM de Línea están también sincronizadas en trama. A partir de este impulso de Sincronismo PCM de 8 KHz, el generador 1001 de señal de reloj del sistema del MUX usa un Bucle Bloqueado en Fase (no mostrado) para sintetizar el reloj PNx2 [por ejemplo, 15,96 MHz)(W_{0}(t)]. La frecuencia de esta señal de reloj es diferente para anchos de banda de transmisión diferente, como se ha descrito en la tabla 7.
El MUX incluye un Controlador de MUX 1010, tal como un Controlador de Comunicaciones Integrado Quad de 25 MHz, que contiene un microprocesador 1020, una memoria de programa 1021, y un Multiplexor de División de Tiempo (TDM) 1022, el TDM 1022 está acoplado para recibir la señal proporcionada por el formador de tramas 1015, y extrae información situada en ranuras de tiempo 0 y 16. La información extraída gobierna cómo el controlador de MUX 1010 procesa el enlace de datos de (LDAP) D Protocolo de Acceso de Enlace. Los mensajes de modificación de control de llamadas y de portador, tal como los definidos como mensajes de capa de Red V5.1, son o bien hechos pasar al WAC, o bien usados localmente por el controlador de MUX 1010.
La Autopista 1002 PCM de Línea de RCS está conectada y se origina con el Formador de Tramas 1015 a través del Enlace PCM 1016, y se compone de una corriente de datos de 2.048 MHz tanto en la dirección de transmisión como en la de recepción. La RCS contiene también una Línea de Transmisión de Alta Velocidad (HSB) 970 que es el enlace de comunicación entre el MUX, WAC, y las MIU. La HSB 970 soporta una velocidad de datos de, por ejemplo, 100 Mbit/s. Cada uno de los MUX, WAC, y MIU acceden a la HSB utilizando arbitraje. La RCS del presente invento puede incluir también varios MUX requiriendo una placa para que sea un "maestro" y el resto "esclavos". Detalles de la puesta en práctica de la HSB pueden ser encontrados en la patente norteamericana nº 5.754.803 titulada LÍNEA DE TRANSMISIÓN DE DATOS Y CONTROL DE ALTA VELOCIDAD ARBITRADA INTERMODULAR DE PAQUETES EN PARALELO.
Con referencia a la fig. 9, el Controlador de Acceso Inalámbrico (WAC) 920 es el controlador de sistema RCS que gestiona las funciones de control de llamada y la interconexión de corrientes de datos entre los MUX 905, 906, 907, Unidades de Enlace de Módem (MIU) 931, 932, 933. El WAC 920 controla también y vigila otros elementos RCS tales como el VDC 940, el RF 950, y los Amplificadores de Potencia 960. El WAC 920 como se ha mostrado en la fig. 11, asigna canales portadores a los módem en cada MIU 931, 932, 933 y asigna los datos de mensajes en la Autopista PCM 910 de línea desde los MUX 905, 906, 907 a los módem en las MIU 931, 932, 933. Esta asignación es hecha a través de la Autopista PCM 911 de Sistema por medio de un intercambio de ranura de tiempo en el WAC 920. Si hay presente más de un WAC con propósitos de redundancia, los WACS determinan la relación Maestro Esclavo con un segundo WAC. El WAC 920 genera también mensajes e información de paginación en respuesta a las señales de control de llamadas desde los MUX 905, 906, 907 recibidas desde un procesador remoto, tal como una RDU; genera Datos de Radiodifusión que son transmitidos al módem maestro 934 de la MIU; y controla la generación por la MIU MM 934 de la secuencia de código de ensanchamiento Piloto de sistema Global. El WAC 920 está conectado también a un Administrador de Red externo (NM) 980 para persona de CRAFT o acceso de usuario.
Con referencia a la fig. 11, el WAC incluye un intercambiador de ranura de tiempo (TSI) 1101 que transfiere información desde una ranura de tiempo en una Autopista PCM de Línea o Autopista PCM de Sistema a otra ranura de tiempo en la misma o diferente Autopista PCM de Línea o Autopista PCM de Sistema. El TSI 1101 está conectado al controlador WAC 1111 de la fig. 11 que controla la asignación o transferencia de información desde una ranura de tiempo a otra ranura de tiempo y almacena esta información en la memoria 1120. La realización ejemplar tiene cuatro Autopistas PCM 1102, 1103, 1104, 1105 conectadas al TSI. El WAC está también conectado a la HSB 970, a través de la cual el WAC comunica a un segundo WAC (no mostrado), a los MUX y a las MIU.
Con referencia a la fig. 11, el WAC 920 incluye un controlador de WAC 1111 que emplea, por ejemplo, un microprocesador 1112, tal como un Motorola MC 8040 y un procesador de comunicaciones 1113, tal como el procesador de comunicaciones Motorola MC6830 QUICC, y un oscilador de reloj de 114 que recibe una señal de sincronismo de reloj wo(t) desde el generador de reloj de sistema. El generador de reloj está situado en un MUX (no mostrado) para proporcionar temporización al controlador WAC 1111. El controlador WAC 1111 incluye también la memoria 1120 que incluye memoria Flash Prom 1121 y memoria SRAM 1122. La Flash Prom 1121 contiene el código de programa para el controlador WAC 1111, y es reprogramable para nuevos programas de parte lógica descargados desde una fuente externa. La SRAM 1122 está prevista para contener los datos temporales escritos y leídos desde la memoria 1120 por el controlador WAC 1111.
Una línea de transmisión de baja velocidad 912 está conectada al WAC 920 para transferir señales de control y de estado entre el Transmisor/Receptor RF 950, el VDC 940, el RF 950 y el Amplificador de Potencia 960 como se ha mostrado en la fig. 9. Las señales de control son enviadas desde el WAC 920 para habilitar o deshabilitar los Transmisores/Receptores RF 950 o amplificador de Potencia 960, y las señales de estado son enviadas desde los Transmisores/Receptor RF 950 o amplificador de Potencia 960 para vigilar la presencia de una condición de fallo.
Con referencia a la fig. 9, la RCS ejemplar, contiene al menos una MIU 931, que está mostrada en la fig. 12 y descrita ahora en detalle. La MIU de la realización ejemplar incluye seis módems de CDMA, pero el invento no está limitado a este número de módems. La MIU incluye una Autopista PCM 1201 de Sistema conectada a cada uno de los Módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 a través de un Enlace PCM 1220, una Línea de Transmisión de Canal de Control 1221 conectada al controlador de MIU 1930 y a cada uno de los Módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1213, un generador de señal de reloj MIU (CLK) 1231, y un combinador de salida de módem 1232 
\;
. La MIU proporciona a la RCS con las funciones siguiente: el controlador MIU recibe Instrucciones de Asignación de Canal CDMA desde el WAC y asigna un módem a una señal de información de usuario que es aplicada al enlace de línea del MUX y un módem para recibir el canal CDMA desde la SU; combina también los Datos de Módem de Transmisión CDMA para cada uno de los módem de CDMA MIU; multiplexa los datos de mensaje de transmisión I y Q desde el VDC; distribuye los datos I y Q a los módems de CDMA; transmite y recibe datos AGC digitales; distribuye los datos AGC a los módems de CDMA; y envía el Estado de Plaza MIU y la Información de Mantenimiento al WAC 920.
El controlador MIU 1230 de la realización ejemplar contiene un microprocesador 1240 de comunicación, tal como el Procesador "QUICC" MC68360, e incluye una memoria 1242 que tiene una memoria Flash Prom 1243 y una memoria SRAM 1244. La memoria Flash Prom 1242 está prevista para contener el código de programa para los Microprocesadores 1240, y la memoria 1243 es descargable y reprogramable para soportar nuevas versiones de programa. La SRAM 1244 está prevista para contener el espacio de datos temporales necesario por el Microprocesador MCR68369 1240 cuando el controlador MIU 1230 lee o escribe datos en la memoria.
El circuito MIU CLK 1231 proporciona una señal de temporización al controlador MIU 1230, también proporciona una señal de temporización a los módems de CDMA. El circuito MIU CLK 1231 recibe y está sincronizado a la señal de reloj del sistema wo(t). El generador 1213 de señal de reloj de controlador también recibe y sincroniza a la señal de reloj de código de ensanchamiento pn(t) que es distribuida a los módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 desde el MUX.
La RCS de la presente realización incluye un Módem del Sistema 1210 contenido en una MIU. El Módem del Sistema 1210 incluye un ensanchador de Radiodifusión (no mostrado) y un Generador Piloto (no mostrado). El Módem de Radiodifusión proporcionar la información de radiodifusión usada por el sistema ejemplar, y los datos de mensaje de radiodifusión son transferidos desde el controlador MIU 1230 al Módem del Sistema 1210. El Módem del Sistema incluye también cuatro módems adicionales (no mostrados) que son usados para transmitir las señales CT1 a CT y AX1 a AX4. El Módem del Sistema 1210 proporciona señales de datos de mensaje de Radiodifusión I y Q no ponderadas que son aplicadas al VDC. El VDC añade la señal de datos de mensaje de Radiodifusión a los Datos de Transmisión de Módem MIU CDMA de todos los módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 y la señal Piloto Global.
El Generador Piloto (PG) 1250 proporciona la señal Piloto Global, y la señal Piloto Global es proporcionada a los módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 por el controlador MIU 1230. Sin embargo, otras realizaciones no requieren que el controlador MIU genere la señal Piloto Global, sino que incluye una señal Piloto Global generada por cualquier forma de generador de Secuencia de Código CDMA. En la realización descrita, la señal Piloto Global I y Q sin ponderar es también enviada al VDC donde se le asigna un peso, y añadida a los datos de transmisión de Módem MIU CDMA y señal de datos de mensaje de Radiodifusión.
La temporización de sistema en la RCS es derivada desde el enlace E1. Hay cuatro MUX en una RCS, tres de los cuales (905, 906 y 907) están mostrados en la fig. 9. Dos MUX están situados en cada bastidor. Uno de los dos MUX de cada bastidor está designado como el maestro, y uno de los maestros estar designado como el maestro del sistema. El MUX que es el maestro del sistema deriva una señal de reloj PCM de 2.048 MHz desde el enlace E1 usando un bucle bloqueado en fase (no mostrado). A su vez, el maestro MUX del sistema divide la señal de reloj de PCM de 2.048 MHz en frecuencia por 16 para derivar una señal de reloj de referencia de 128 KHz. La señal de reloj de referencia de 128 KHz es distribuida desde el MUX que es el maestro del sistema a todos los otros MUX. A su vez, cada MUX multiplica la señal de reloj de referencia de 128 KHz en frecuencia para sintetizar la señal de reloj del sistema que tiene una frecuencia de que es dos veces la frecuencia de la señal de reloj PN. El MUX también divide la señal de reloj de 128 KHz en frecuencia por 16 para generar la señal de sincronización de trama de 8 KHz que es distribuida a los MIU. La señal de reloj del sistema para la realización ejemplar tiene una frecuencia de 11.648 MHz para un canal CDMA de ancho de banda de 7 MHz. Cada MUX divide también la señal de reloj del sistema en frecuencia por 2 para obtener la señal de reloj PN y divide además la señal de reloj PN en frecuencia por 29 877 120 (la longitud de la secuencia PN) para generar la señal de sincronismo PN que indica los límites de época. La señal de sincronismo PN procedente del MUX maestro del sistema es también distribuida a todos los MUX para mantener la alineación de fase de las señales de reloj generadas interiormente para cada MUX. La señal de sincronismo PN y la señal de sincronismo de trama o imagen están alineadas. Los dos MUX que están designados como los MUX maestros para cada bastidor distribuyen entonces tanto la señal de reloj del sistema como la señal de reloj PN a las MIU y al VDC.
El Enlace de Autopista PCM 1220 conecta la Autopista 911 PCM de Sistema a cada Módem de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215. El controlador WAC transmite información de Control de MÓDEM, que incluye señales de control de mensaje de tráfico para cada señal de información de usuario respectivo, al controlador MIU 1230 a través de la HSB 970. Cada Módem de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 recibe una señal de control de mensaje de tráfico, que incluye información de señalización, desde el controlador MIU 1111. Las señales de control de mensaje de tráfico incluyen también información de control de llamadas (CC) e información de secuencia de código de ensanchamiento y código de compresión.
La MIU incluye también el Combinador de Datos de Transmisión 1232 que añade datos de transmisión de módem de CDMA ponderados que incluyen datos de transmisión de módem En Fase (I) y en Cuadratura (Q) desde los módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 sobre la MIU. Los datos de transmisión de módem de I son añadidos separadamente de los datos de transmisión de módem Q. La señal de salida de datos de transmisión de módem I y Q combinados del Combinador de Datos de Transmisión 1232 es aplicada al multiplexor 1233 I y Q que crea un único canal de mensaje de transmisión CDMA compuesto por los datos de transmisión de módem I y Q multiplexados a una corriente de datos digitales.
El Circuito de Entrada de Datos de Receptor (RDI) 1234 recibe los Datos I y Q Analógicos Diferenciales desde el Circuito de Distribución de Vídeo (VDC) 940 mostrado en la fig. 9 y distribuye Datos I y Q Analógicos Diferenciales a cada uno de los módems de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la MIU. El Circuito de Distribución de Control de Ganancia Automático (AGC) 1235 recibe la señal de Datos AGC desde el VDC y distribuye los Datos AGC a cada uno de los módems de CDMA de las MIU. El circuito TRL 1233 recibe la información de Luces de tráfico y similarmente distribuye los datos de Luces de tráfico a cada uno de los módems de CDMA 1210, 1211, 1212 y 1215.
El MÓDEM DE CDMA
El MÓDEM DE CDMA proporciona medios para la generación de secuencias de código de ensanchamiento
CDMA y sincronización entre transmisor y receptor. También proporciona cuatro canales duplex completos (TR0, TR1, TR2, TR3) programables a 64, 32, 16 y 8 ksim/s, cada uno, para ensanchamiento y transmisión a un nivel de potencia específico. El módem de CDMA mide la resistencia de la señal recibida para permitir el Control de Potencia Automático, genera y transmite señales piloto, y codifica y descodifica usando la señal para la corrección de error directo (FEC). El módem en una SU también realiza conformación de impulso de código de ensanchamiento del transmisor utilizando un filtro FIR. El módem de CDMA es también usado por la Unidad de Abonado (SU), y en la descripción siguiente aquellas características que son usadas solamente por la SU son indicadas de modo distintivo. Las frecuencias operativas del módem de CDMA están dadas en la Tabla 10.
TABLA 10 Frecuencias Operativas
14
Cada Módem de CDMA 1210, 1211, 1212, 1215 de la fig. 12, y como se ha mostrado en la fig. 13 está compuesto por una sección de transmisión 1301 y una sección de recepción 1302. También incluido en el módem de CDMA hay un centro de control 1303 que recibe mensajes de control CNTRL desde el sistema exterior. Estos mensajes son usados, por ejemplo, para asignar códigos de ensanchamiento particulares, activar el ensanchamiento o compresión, o asignar velocidades de transmisión. Además, el módem de CDMA tiene un medio generador de código 1304 usado para generar los distintos códigos de ensanchamiento y compresión usados por el módem de CDMA. La sección de transmisión 1301 es para transmitir la información de entrada y las señales de control m_{i}(t), i = 1,2,..I como señales de información de usuario procesadas de espectro ensanchado sc_{j}(t), j = 1,2,..J. La sección de transmisión 1301 recibe el código piloto global procedente del generador de códigos 1304 que es controlado por el medio de control 1303. Las señales de información de usuario procesadas de espectro ensanchado son añadidas ulteriormente a otras señales procesadas similares y transmitidas como canales CDMA sobre el enlace de mensaje de ida CDMA RF, por ejemplo a las SU. La sección de recepción 1302 recibe canales CDMA como r(t) y comprime y recupera la información de usuario y las señales de control rc_{k}(t), k = 1,2,..K transmitidas sobre el enlace de mensaje de retorno CDMA RF, por ejemplo a la RCS desde las SU.
Sección Transmisora de Módem de CDMA
Con referencia a la fig. 14, los medios 1304 generadores de código incluyen Lógica de Control de Temporización de Transmisión 1401 y Generador PN 1402 de código de ensanchamiento, y la Sección de Transmisión 1301 incluye un Receptor de Señal de Entrada de Módem (MISR) 1410, Codificadores de Convolución 1411, 1412, 1413, 1414, Ensanchadores 1420, 1421, 1422, 1423, 1424, y Combinador 1430. La Sección de Transmisión 1301 recibe los canales de datos de mensaje MENSAJE, codifica por convolución cada canal de datos de mensaje en el codificador de convolución respectivo 1411, 1412, 1413, 1414, modula los datos con secuencia de código de ensanchamiento aleatorio en el ensanchador respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424, y combina los datos modulados desde todos los canales, incluyendo el código piloto recibido en la realización descrita desde el generador de códigos, en el combinador 1430 para generar componentes I y Q para transmisión de RF. La Sección de Transmisor 1301 de la presenta realización soporta cuatro canales programables (TR0, TR1, TR2, TR3) de 64, 32, 16, 8 kb/s. Los datos del canal de mensajes son una señal multiplexada de tiempo recibida desde la autopista PCM 1201 a través del enlace PCM 1220 e introducida al MISR 1410.
La fig. 15 es un diagrama de bloques de un MISR 1410 ejemplar. Para la realización ejemplar, un contador es ajustado por la señal MPCMSYNC de sincronización de trama de 8 KHz y es incrementado por MPCMCLK de 2.048 MHz desde el circuito de temporización 1401. La salida del contador es comparada por el comparador 1502 contra valores TRCFG que corresponden a posición de ranura de tiempo para datos de canal de mensaje TR0, TR1, TR2, TR3; y los valores TRCFG son recibidos desde el Controlador MIU 1230 en MCTRL. El comparador envía señales de cómputo a los registradores 1505, 1506, 1507 y 1508 que temporiza datos de canal de mensaje en memorias tampón 1510, 1511, 1512, 1513 usando la señal de temporización TXPCNCLK derivada del reloj de sistema. Los datos de mensaje son proporcionados desde la señal MSGDAT desde la señal de autopista PCM MENSAJE cuando señales de habilitación TR0EN, TR1EN, TR2EN y TR3TN desde Lógica de Control de Temporización 1401 están activas. En otras realizaciones, MENSAJE también puede incluir señales que habilitan registros dependiendo de una velocidad de cifrado o de una velocidad de datos. Si la salida del contador es igual a una de las direcciones de posicionamiento de canal, los datos del mensaje de transmisión especificados en registros 1510, 1511, 1512, 1513 son introducidos a codificadores de convolución 1411, 1412, 1413, 1414 mostrados en la fig. 14.
El codificador de convolución permite la utilización de técnicas de Corrección de Error Directo (FEC), que son bien conocidas en la técnica. Las técnicas FEC dependen de la introducción de redundancia en generación de datos en forma codificada. Los datos codificados son transmitidos y la redundancia en los datos permite al dispositivo descodificador receptor detectar y corregir errores. Una realización emplea codificación de convolución. Bits de datos adicionales son añadidos a los datos en el proceso de codificación y es el encabezamiento de código. La velocidad de codificación es expresada como la relación de bits de datos transmitidos a los bits totales (datos de código + datos redundantes) transmitidos y es llamada velocidad "R" del código.
Los códigos de convolución son códigos en los que cada bit de código es generado por la convolución de cada nuevo bit no codificado con un número de bits codificados previamente. El número total de bits usados en el proceso de codificación es denominado como la longitud de restricción, "K", del código. En codificación de convolución, los datos son temporizados en un registro de desplazamiento de longitud de K bits de modo que un bit entrante es temporizado en el registro, y él y los K-1 bits existentes son codificados convolucionalmente para crear un nuevo símbolo. El proceso de convolución consiste en crear un símbolo que se compone de una suma de módulo-2 de un cierto diseño de bits disponible, incluyendo siempre el primer bit y el último bit en al menos uno de los símbolos.
La fig. 16 muestra el diagrama de bloques de un codificador de convolución apropiado K = 7, R = 1/2 para usar como el codificador 1411 mostrado en la fig. 14. Este circuito codifica el Canal TR0 como se ha usado en una realización. El Registro de Siete Bits 1601 con etapas Q1 a Q7 utiliza la señal TXPNCLK para temporizar en datos TR0 cuando la señal TR0EN es confirmada. El valor de salida de etapas Q1, Q2, Q3, Q4, Q6, y Q7 son combinados cada uno utilizando una Lógica EXCLUSIVA-O 1602, 1603 para producir datos FEC de canal I y Q para el canal TR0 FECTR0DI y FECTR0DQ.
Se generan dos corrientes de símbolo de salida FECTTR0DI y FECTR0DQ. La corriente de símbolo FECTR0DI es generada por la Lógica EXCLUSIVA-O 1602 de salidas de registro de desplazamiento correspondientes a bits 6, 5, 4, 3, y 0, (Octal 171) y está designada como componente En fase "I" de los datos de canal de mensaje trasmitidos. La corriente de símbolos FECTR0DQ es también generada por lógica EXCLUSIVA-O 1603 de salidas de registro de desplazamiento desde bits 6, 4, 3, 1 y 0, (Octal 133) y es designada como componente de Cuadratura "Q" de los datos de canal de mensaje transmitidos. Se transmiten dos símbolos para representar un único bit codificado que crea la redundancia necesaria para permitir que la corrección de error tenga lugar en el extremo receptor.
Con referencia ahora a la fig. 14, la señal de reloj que permite desplazamiento para los datos de canal de transmisión es generada por la Lógica de Temporización de Control 1401. Los datos de salida de canal de mensaje de transmisión codificados por convolución para cada canal son aplicados al ensanchador respectivo 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 que multiplica los datos de canal de mensaje de transmisión por su secuencia de código de ensanchamiento preasignada desde el generador de código 1402. Esta secuencia de código de ensanchamiento es generada por el control 1303 como se ha descrito antes, y es denominada una secuencia de firma de seudo-ruido aleatoria (código-PN).
La señal de salida de cada ensanchador 1420, 1421, 1422, 1423, 1424 es un canal de datos de transmisión ensanchado. El funcionamiento del ensanchador es como sigue: el ensanchamiento de salida de canal (I + jQ) multiplicado por una secuencia aleatoria (PNI + jPNQ) produce el componente En fase I del resultado que está compuesto por
(I xor PNI) y (-Q xor PNQ). La componente de Cuadratura Q del resultado es (Q xor PNI) y (I xor PNQ). Cuando no hay entrada de datos de canal para la lógica de canal piloto (I = 1, valores de Q están prohibidos), la señal de salida ensanchada para canales piloto produce las secuencias respectivas PNI para componente I y PNQ para componente Q.
El combinador 1430 recibe los canales de datos transmitidos ensanchados I y Q y combina los canales a una señal de datos de transmisión por módem (TXIDAT) y una señal de datos de transmisión por módem Q (TXQDAT). Los datos de transmisión de I ensanchada y los datos de transmisión de Q ensanchada son añadidos de forma separada.
Para una SU, la Sección de Transmisión 1301 de módem de CDMA incluye los filtros FIR para recibir los canales I y Q desde el combinador para proporcionar una formación de impulso, un control espectral próximo y una corrección de x/sen(x) para la señal transmitida. Filtros FIR separados pero idénticos reciben las corrientes de datos de transmisión de I y Q ensanchadas a velocidad de chip, y la señal de salida de cada uno de los filtros es al doble de la velocidad de chip. Los filtros FIR ejemplares son 28 filtros simétricos pares de toma, que muestrean (interpolan) por 2. El muestreo ocurre antes del filtrado, de modo que 28 tomas se refieren a 28 tomas al doble de la velocidad de chip, y el muestreo ascendente es conseguido ajustando cada muestra distinta a cero. Coeficientes ejemplares están mostrados en la Tabla 11.
TABLA 11 Valores de Coeficientes
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Sección Receptora de Módem de CDMA
Con referencia a las figs. 9 y 12, el receptor 950 de RF de la presente realización acepta los canales CDMA analógicos de entrada I y Q, que son transmitidos a los módems de CDMA 1910, 1211, 1212, 1215 a través de las MIU 931, 932, 933 desde el VDC 940. Estas señales de canal CDMA I y Q son muestreadas por la sección 1302 de recepción de módem de CDMA (mostrada en la fig. 13) y convertidas a la señal de mensaje de recepción digital I y Q usando un convertidor de 1730 de Analógico a Digital (A/D), mostrado en la fig. 17. La velocidad de muestreo del convertidor A/D de la realización ejemplar es equivalente a la velocidad de código de compresión. Las señales de mensaje de recepción digital I y Q son a continuación comprimidas con dispositivos de correlación que usan seis secuencias diferentes de código de ensanchamiento complejo correspondientes a las secuencias de código de compresión de la información APC de los cuatro canales (TR0, TR1, TR2, TR3), y el código piloto.
La sincronización de tiempo del receptor a la señal recibida es separada en dos fases; hay una fase de adquisición inicial y a continuación una fase de seguimiento después de que se haya adquirido la temporización de señal. La adquisición inicial es hecha desfasando la secuencia de código piloto generada localmente con relación a la señal recibida y comparando la salida del compresor piloto a un umbral. El método usado es llamado de búsqueda secuencial. Dos umbrales (coincidencia y diferenciación) y son calculados a partir del compresor auxiliar. Una vez que la señal es adquirida, el proceso de búsqueda es detenido y el proceso de seguimiento comienza. El proceso de seguimiento mantiene el generador de código 1304 (mostrado en las figs. 13 y 17) usado por el receptor en sincronización con la señal entrante. El bucle de seguimiento usado es el Bucle Bloqueado en Retardo (DLL) y es puesto en práctica en los bloques de adquisición y seguimiento 1701 y los bloques IPM 1702 de la fig. 17.
En la fig. 13, el controlador 1303 de módem ponen práctica el Bucle de Bloqueo de Fase (PLL) como un algoritmo de software en lógica 1724 SW PLL de la fig. 17 que calcula el desfase y el desplazamiento de frecuencia en las señales recibidas con relación a la señal transmitida. Los desfases calculados son usados para enderezar los desfases en bloques de giro y combinación 1718, 1719, 1720, 1721 de las señales de datos de trayectos múltiples para combinar para producir señales de salida correspondientes a canales de recepción TR0', TR1', TR2', TR3'. Los datos son a continuación descodificados en Viterbi en Descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 para eliminar la codificación de convolución en cada uno de los canales de mensaje recibidos.
La fig. 17, indica que el Generador de Código 1304 proporciona las secuencias de código Pn(t), i=1,2,..I usado por los compresores de canal de recepción 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709. Las secuencias de código generadas son temporizadas en respuesta a la señal SYNK de la señal de reloj del sistema y son determinados por la señal CCNTRL; señal procedente del controlador de módem 1303 mostrado en la fig. 13. Con referencia a la fig. 17, la sección 1302 de receptor de módem de CDMA incluye un Filtro Adaptado (AMF) 1710, compresores de Canal 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709, AVC Piloto 1711, AVC Auxiliar 1712, descodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716, enlace de salida de MODEM (MOI) 1717, lógica de Girar y Combinar 1718, 1719, 1720, 1821, Generador de Peso AMF 1722, y lógica de Estimación Cuantil 1723.
En otra realización, el receptor de módem de CDMA también incluye un Integrador de error de Bit para medir el BER del canal y lógica de inserción de código inactivo entre los decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 y el MOI 717 para insertar códigos inactivos en el caso de pérdida de los datos de mensaje.
El Filtro Adaptado (AMF) 1710 resuelve la interferencia de trayectos múltiples introducida por el canal de aire. El AMF 1710 ejemplar usa un filtro FIR complejo de 11 de etapas como se ha mostrado en la fig. 18. Las señales de mensaje digitales I y Q recibidas son recibidas en el registro 1820 desde el A/D 1730 de la fig. 17 y son multiplicadas en multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por pesos W1 a W11 de canal I y Q recibidos desde el generador 1722 de pesos AMF de la fig. 17. En la realización ejemplar, el A/D 1730 proporciona los datos de señal de mensaje recibida digitales I y Q como valores de complemento de 2, 6 bits para I y 6 bits para Q que son temporizados mediante un registro 1820 de desplazamiento de 11 de etapas que responde a la señal de reloj de código de ensanchamiento de recepción RXPNCLK. La señal RXNCLK es generada por la sección de temporización 1401 de la lógica 1304 de generación de código. Cada etapa del registro de desplazamiento es derivada y multiplicada en forma compleja en los multiplicadores 1801, 1802, 1803, 1810, 1811 por valores de peso individuales (I de 6 bits y Q de 6 bits) para proporcionar 11 productos ponderados de toma que son sumados en el sumador 1830, y limitados a valores de I de 7 bits y Q de 7 bits.
La sección 1302 de recepción de módem (mostrada en la fig. 13) proporciona compresores de canal independientes 1703, 1704, 1705, 1706, 1707, 1708, 1709 (mostrados en la fig. 17) para comprimir los canales de mensaje. La realización descrita comprime 7 canales de mensaje, aceptando cada compresor una señal de código de compresión de I de 1 bit y Q de 1 bit para realizar una correlación compleja de este código contra una entrada de datos de I de 8 bits y Q de 8 bits. Los 7 compresores corresponden a los 7 canales: Canal de Tráfico 0 (TR0'), TR1', T2', TR3', AUX (un canal de reserva), control de potencia automático (APC) y piloto (PLT).
El piloto AVC 1711 mostrado en la fig. 19 recibe los valores de secuencia PCI y PCQ de código de ensanchamiento piloto I y Q en el registro de desplazamiento 1920 en respuesta a la señal de temporización RXPNCLK, que incluye 11 compresores individuales 1901 a 1911 que correlaciona cada uno de los datos de señal de mensaje de recepción digital I y Q con una versión retardada de chip de la misma secuencia de código piloto. Las señales OE1,
OE2, ..OE11 son usadas por el control 1303 de módem para permitir la operación de compresión. Las señales de salida de los compresores son combinadas en el combinador 1920 formando la señal de correlación DSPRDAT del piloto AVC 1711, que es recibido por la lógica 1701 de ACQ y Seguimiento (mostrada en la fig. 17), y últimamente por el controlador de módem 1303 (mostrado en la fig. 13). La lógica de ACQ y Seguimiento 1701 usa el valor de señal de correlación para determinar si el receptor local está sincronizado con su transmisor remoto.
El AVC Auxiliar 1712 también recibe los datos de señal de mensaje de recepción digital I y Q, en la realización descrita, incluye cuatro compresores separados 2001, 2002, 2003, 2004 como se ha mostrado en la fig. 20. Cada compresor recibe y correlaciona los datos de mensaje de recepción digital I y Q con versiones retardadas de la misma secuencia de código de compresión PARI y PARQ que son proporcionadas por el generador de códigos 1304 introducidas y contenidas en el registro de desplazamiento 2020. Las señales de salida de los compresores 2001, 2002, 2003, 2004 son combinadas en el combinador 2030 que proporciona una señal de correlación de ruido ARDSPRDAT. La secuencia de código de ensanchamiento de AVC auxiliar no corresponde a ninguna secuencia de código de ensanchamiento de transmisión del sistema. Las señales OE1, OE2,..OE11 son usadas por el control 1303 de módem para permitir la operación de compresión. El AVC Auxiliar 1712 proporciona una señal de correlación de ruido ARDSPRDAT a partir de la cual se calculan estimaciones cuantiles por el estimador de Cuantil 1733, y proporciona una medición de nivel de ruido a la lógica 1701 de ACQ y Seguimiento (mostrada en la fig. 17) y el controlador de módem 1303 (mostrado en la fig. 13).
Cada señal de salida de canal de compresión correspondiente a los canales de mensaje recibidos TR0', TR1', TR2', y TR3' es introducida a un descodificador Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716 correspondiente, mostrados en la fig. 17 que realiza la corrección de error directo sobre datos codificados por convolución. Los codificadores Viterbi de la realización ejemplar tienen una longitud de restricción de K = 7 y una velocidad de R = 1/2. Las señales de canal de mensaje comprimidas descodificadas son transferidas desde el módem de CDMA a la Autopista PCM 1201 a través del MOI 1717. El funcionamiento del MOI es esencialmente el mismo que el funcionamiento del MISR de la sección de transmisión 1301 (mostrada en la fig. 13) excepto en sentido inverso.
La sección 1302 de receptor de módem de CDMA pone en práctica varios algoritmos diferentes durante fases diferentes de la adquisición, seguimiento y compresión de la señal de mensaje CDMA recibida.
Cuando la señal recibida es pérdida momentáneamente (o resulta severamente degradada) el algoritmo de inserción de código inactivo inserta códigos inactivos en lugar de los datos de mensaje recibidos perdidos o degradados para impedir que el usuario oiga ráfagas de ruido ampliados en una llamada de voz. Los códigos inactivos son enviados al MOI 1717 (mostrado en la fig. 17) en lugar de la señal de salida de canal de mensaje descodificada procedente de los decodificadores Viterbi 1713, 1714, 1715, 1716. El código inactivo usado para cada canal de tráfico es programado por el controlador 1303 de Módem escribiendo el diseño apropiado INACTIVO al MOI, que en la presente realización es una palabra de 8 bits para una corriente de 64 kb/s, palabra de 4 bits para una corriente de 32 kb/s.
Algoritmos de Módem para Adquisición y Seguimiento de Señal Piloto Recibida
Los algoritmos de adquisición y seguimiento son usados por el receptor para determinar la fase de código aproximada de una señal recibida, sincronizar los compresores receptores de módem local a la señal piloto entrante, y seguir la fase de la secuencia de código piloto generada localmente con la secuencia de código piloto recibida. Con referencia a las figs. 13 y 17, los algoritmos son realizados por el controlador de Módem 1303, que proporciona señales de ajuste de reloj al generador de códigos 1304. Está señales de ajuste hacen que el generador de códigos para los compresores ajuste secuencias de código generadas localmente en respuesta a valores de salida medidos del Rake piloto 1711 y valores Cuantiles desde estimadores cuantiles 1723B. Los valores cuantiles son estadísticas de ruido medidas a partir de los canales en fase y cuadratura desde los valores de salida del dispositivo de correlación de vectores AUX 1712 (mostrado en la fig. 17). La sincronización del receptor a la señal recibida es separada en dos fases; una fase de adquisición inicial y una fase de seguimiento. La fase de adquisición inicial es realizada temporizando la secuencia de código de ensanchamiento piloto generada localmente a una velocidad mayor o menor que la velocidad de código de ensanchamiento de señal recibida, deslizando la secuencia de código de ensanchamiento piloto generada localmente y realizando un ensayo de relación de probabilidad secuencial (SPRT) en la salida del dispositivo de correlación Vectorial Piloto 1711. El seguimiento de fase mantiene la secuencia piloto de código de ensanchamiento generada localmente en sincronización con la señal piloto entrante. Detalles de los estimadores cuantiles 1723B pueden ser encontrados en la patente norteamericana nº 5.535.238 titulada "CONTROL DE POTENCIA ADAPTABLE PARA UN SISTEMA DE COMUNICACIONES DE ESPECTRO ENSANCHADO" que describe sistemas de control de potencia adaptables.
El algoritmo de adquisición frío de la SU es usado por el módem de CDMA de SU cuando es activado en primer lugar, y por ello no tiene conocimiento de la fase correcta de código de ensanchamiento piloto, o cuando una SU intenta readquirir sincronización con la señal piloto entrante pero ha requerido una excesiva cantidad de tiempo. El algoritmo de adquisición en frío es dividido en dos subfases. La primera subfase consiste en una búsqueda sobre el código de longitud 233415 usado por el FBCH. Una vez que es adquirida esta fase de subcódigo, el código de longitud 233415 x 128 del piloto es conocido dentro de una ambigüedad de 128 fases posibles restantes. La segunda subfase es una búsqueda de estas 128 fases posibles restantes. A fin de no perder el sincronismo con el FBCH, en la segunda fase de la búsqueda, es deseable conmutar hacia atrás y hacia delante entre el seguimiento del código de FBCH e intentar adquisición del código piloto.
La adquisición de RCS de algoritmo de piloto de acceso corto (SAXPT) es usado por un módem de CDMA de RCS para adquirir la señal piloto SAXPT de una SU. Detalles adicionales de esta técnica están descritos en la patente norteamericana nº 5.841.768 titulada "UN MÉTODO DE CONTROLAR LA ELEVACIÓN DE POTENCIA INICIAL EN SISTEMAS CDMA USANDO CÓDIGOS CORTOS". El algoritmo es un algoritmo de búsqueda rápida debido a que la SAXPT es una secuencia de código correcta de longitud N, donde N = chips/símbolo, y oscila desde 45 a 195, dependiendo del ancho de banda del sistema. La búsqueda realiza ciclos a través de todos los casos posibles hasta que la adquisición es completa.
La adquisición en RCS del algoritmo de piloto de acceso largo (LAXPT) comienza inmediatamente después de la adquisición de SAXPT. La fase de código de las SU es conocida dentro de un múltiplo de una duración de símbolo, así en la realización ejemplar del invento puede haber de 7 a 66 fases para buscar dentro del retardo de ida y vuelta de la RCS. Este límite es un resultado de que la señal piloto de SU está sincronizada a la señal piloto global de RCS.
El algoritmo de red adquisición comienzan cuando tiene lugar la pérdida del bloqueo de código (LOL). Un algoritmo de búsqueda Z es usado para acelerar el proceso sobre la suposición de que la fase de código no ha sido desplazada lejos de donde estaba la última vez que el sistema fue bloqueado. La RCS usa una anchura máxima de las ventanas de búsqueda Z limitadas por el retardo de propagación de ida y vuelta máximo.
El periodo de Seguimiento Previo va inmediatamente después de los algoritmos de adquisición o readquisición y precede inmediatamente al algoritmo de seguimiento. El seguimiento previo es un periodo de duración fija durante el cual los datos recibidos proporcionados por el módem no son considerados válidos. El período de Seguimiento Previo permite otros algoritmos de módem, tales como los usados por el ISW PLL 1724, ACQ y seguimiento, GEN de pesos AMF 1722, para preparar y adaptar al canal corriente. El periodo de Seguimiento Previo consta de dos partes. La primera parte es el retardo mientras el bucle de seguimiento de código entra. La segunda parte es el retardo mientras se realizan los cálculos de peso de toma AMF por el generador de pesos AMF 1722 para producir coeficiente de ponderación asentados. También en la segunda parte del periodo de Seguimiento Previo, el bucle de seguimiento de portadora es dejado entrar por el SWPLL 1724, y las estimaciones cuantiles escalares son realizadas en el estimador Cuantil 1723a.
El Proceso de Seguimiento es introducido después de que termine el periodo de Seguimiento Previo. Este proceso es realmente un ciclo repetitivo y es la única fase del proceso durante la cual los datos de recepción proporcionados por el módem pueden ser considerados válidos. Las siguientes operaciones son realizadas durante esta fase: Actualización de Peso de Toma AMF, Seguimiento de Portadora, Seguimiento de Código, Actualización Cuantil Vectorial, Actualización Cuantil Escalar, Comprobación de Bloqueo de Código, Suma de Giro y Símbolo, y Control de Potencia (directa e inversa).
Si se detecta LOL, el receptor de módem termina el algoritmo de Seguimiento e introduce automáticamente el algoritmo de readquisición. En la SU, un LOL hace que el transmisor sea desactivado. En la RCS, LOL hace que el control de potencia directo sea deshabilitado con la potencia de transmisión mantenida constante al nivel inmediatamente anterior a la falta de bloqueo. También hace que la información de control de potencia de retorno y que es transmitida para asumir un diseño 010101..., haciendo que la SU conserve constante su potencia de transmisión. Esto puede realizarse usando la función de comprobación de bloqueo de señal que genera la señal de reposición al circuito de adquisición y seguimiento 1701.
Dos conjuntos de estadísticas cuantiles son mantenidos, uno por el estimador Cuantil 1723B y el otro por el estimador Cuantil escalar 1723A. Ambos son usados por el controlador de módem 1303. El primer conjunto es la información cuantil de "vector", así llamada debido a que es calculada a partir del vector de cuatro valores complejos generados por el receptor AUX AVC 1712. El segundo conjunto es la información cuantil escalar, que es calculada a partir de la única señal AUX de valor complejo que es emitida desde el Compresor AUX 1707. Los dos conjuntos de información representan diferentes conjuntos de estadísticas de ruido usadas para mantener una Probabilidad predeterminada de Falsa Alarma (P_{fa}). Los datos cuantiles vectoriales son usados por los algoritmos de adquisición y readquisición empleados por el controlador de módem 1303 para determinar la presencia de una señal recibida en ruido, y la información cuantil escalar es usada por el algoritmo de comprobación de bloqueo de código.
Tanto para los casos vectorial como escalar, la información cuantil consiste en valores calculados de lambda0 a lambda2 que son valores límites usados para estimar la función de distribución de probabilidad (p.d.f) de la señal recibida comprimida y determinar si el módem está bloqueado al código PN. El valor de Aux_Power auxiliar usado es la siguiente subrutina C en la magnitud cuadrada de las señal AUX emitida de la disposición del sistema de correlación escalar para los cuantiles escalares, y la suma de las magnitudes cuadradas para el caso vectorial. En ambos casos los cuantiles son calculados a continuación usando la siguiente subrutina C:
525
donde CG[n] son constantes positivas y GM[n] son constantes negativas (se usan valores diferentes para cuantiles escalares y vectoriales).
Durante la fase de adquisición, la búsqueda de la señal piloto entrante con la secuencia de código piloto generada localmente emplea una serie de ensayos secuenciales para determinar si el código piloto generado localmente tiene la fase de código correcta con relación a la señal recibida. Los algoritmos de búsqueda usan el Ensayo de Relación de Probabilidad Secuencial (SPRT) para determinar si las secuencias de código generada localmente y recibida están en fase. La velocidad de adquisición es incrementada por el paralelismo resultante de tener un receptor de múltiples dedos. Por ejemplo, en la realización descrita en el invento el Rake Piloto principal 1711 tiene un total de 11 dedos que representan un periodo de fase total de 11 periodos de chip. Para adquisición se emplean 8 ensayos de relación de probabilidad secuencial separados (SPRT), con cada SPRT observando una ventana de 4 chips. Cada ventana está desplazada de la ventana previa en un chip, y en una secuencia de búsqueda cualquier fase de código dada es cubierta por 4 ventanas. Si la totalidad de los 8 ensayos PRT son rechazados, entonces el conjunto de ventanas es movido en 8 chips. Si cualquiera de los SPRT es aceptado, entonces la fase de código de la secuencia de código piloto generada localmente es ajustada para intentar centrar la fase del SPRT aceptado dentro del AVC Piloto. Es probable que más de un SPRT alcance el umbral de aceptación al mismo tiempo. Una tabla de búsqueda es para cubrir las 256 combinaciones posibles de aceptación/rechazo y el controlador de módem usa la información para estimar la fase de código central correcta dentro del Rake Piloto 1711. Cada SPRT es puesto en práctica como sigue (todas las operaciones ocurren a una velocidad de 64k símbolos): indica los valores de nivel de salida de los dedos como
I_Finger[n] y Q_Finger[n], donde n = 0..10(inclusive, 0 es el dedo más adelantado (más avanzado), luego la potencia de cada ventana es:
526
Para poner en práctica los SPRT el controlador de módems realiza para cada una de las ventanas los siguientes cálculos que son expresados como una subrutina de pseudocódigo:
527
donde lambda[k] son como se ha definido en la anterior sección sobre estimación cuantil, y SIGMA[k],
ACCEPTANCE_THRESHOLD y DISMISSAL_THRESHOLD son constantes predeterminadas. Obsérvese que
SIGMA[k] es negativo para valores bajos de k, y positivo para valores correctos de k, de tal modo que los umbrales de aceptación y rechazo pueden ser constantes en vez de una función de cuantos símbolos equivalentes de datos han sido acumulados en la estadística.
El controlador de módem determina qué bin delimitado por los valores de lambda[k] el nivel de Potencia cae lo que permite al controlador de módem desarrollar una estadística aproximada.
Para el presente algoritmo, la tensión de control está formada como 
\;
\;
= y^{T}By, donde y es un vector formado a partir de los valores de salida valorados complejos del dispositivo de correlación Vectorial Piloto 1711, y B es una matriz que se compone de los valores constantes predeterminados para maximizar las características operativas, mientras minimiza el ruido como se ha descrito previamente con referencia al Detector Cuadrático.
Para entender el funcionamiento del Detector Cuadrático, es útil considerar lo siguiente. Una señal (CDMA) de espectro ensanchado, s(t) es hecha pasar a través de un canal de trayectos múltiples con una respuesta de impulso
h_{c}(t). La señal ensanchada de base de banda está descrita por la ecuación (30).
528
donde C_{i} es un símbolo de código de ensanchamiento complejo, p(t) es un pulso de chip predefinido y T_{c} es el espacio de tiempo de chip, donde T_{c}= 1/R_{c} y R_{c} es la velocidad del chip.
La señal de base de banda recibida es representada por la ecuación (31)
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donde q(t) = p(t)* h_{c}(t), 
\;
es un retardo no conocido y n(t) es ruido adicional. La señal recibida es procesada por un filtro, h_{R}(t), así la forma de onda, x(t), que ha de ser procesada está dada por la ecuación (32).
530
donde f(t) = q(t)*h_{R}(t) y z(t)= n(t)* h_{R}(t).
En el receptor ejemplar, las muestras de la señal recibida son tomadas a la velocidad de chip, es decir, 1/T_{c}. Estas muestras, x(mT_{c} + \tau'), son procesadas por una matriz de dispositivos de correlación que calculan, durante el período r^{th} de correlación, las cantidades dadas por la ecuación (33).
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Estas cantidades están compuestas por una componente de ruido w_{k}^{(r)} y una componente deterministica y_{k}^{(r)} dada por la ecuación (34).
(34)y_{k}{}^{(r)} = E[v_{k}{}^{(r)}] = Lf(kT_{c}+\tau '-\tau)
En la secuela, el índice de tiempo r puede ser suprimido para facilitar la escritura, aunque se observa que la función f(t) cambia lentamente con el tiempo.
Las muestras son procesadas para ajustar la fase de muestreo, \tau', de una forma óptima para el tratamiento adicional por el receptor, tal como filtrado adaptado. Este ajuste es descrito a continuación. Para simplificar la representación del proceso, es útil describirla en términos de la función f(t+\tau) donde el desfase de tiempo, \tau, ha de ser ajustado. Se observa que la función f(t+\tau) es medida en la presencia del ruido. Así, puede ser problemático ajustar la fase \tau' basada en mediciones de la señal f(t+\tau). Para tener en cuenta el ruido, es introducida la función v(t): v(t)=f(t)+m(t), donde el término m(t) representa un proceso de ruido. El procesador del sistema puede ser derivado basado en consideraciones de la función v(t).
El proceso no es coherente y por ello está basado en la función de potencia de envolvente | v(t+\tau) |^{2}. La e(\tau') dada en la ecuación (35) es útil para describir el proceso.
532
El parámetro de desfase es ajustado para e(\tau')=0, que ocurre cuando la energía en el intervalo (-\infty, \tau', \tau] iguala a la del intervalo [\tau'- \tau, \infty), La característica de error es monótona y por ello tiene un solo punto de cruce por cero. Esta es la calidad deseable de la funcionalidad. Una desventaja de la funcionalidad es que está mal definida porque las integrales no están limitadas cuando el ruido está presente. Sin embargo, la funcionalidad e(\tau') puede ser formada en la forma dada por la ecuación (36).
533
donde la función w(t) característica es igual a sgn(t), la función signo.
Para optimizar la función w(t) característica, es útil definir una cifra de mérito, F, como se ha descrito en la ecuación (37).
534
El numerador de F es la pendiente numérica de la característica de error media en el intervalo [-T_{A}, T_{A}], que rodea al valor seguido, \tau_{0}. El medio esdístico es tomado con respecto al ruido así como al canal aleatorio, h_{c}(t). Es deseable especificar una característica estática del canal con el fin de realizar esta promedio estadístico. Por ejemplo, el canal puede ser modelado como un canal de Dispersión No Correlacionada Estacionaria de Amplio Sentido (WSSUS) con respuesta de impulso h_{c}(t) y un proceso de ruido blanco U8t) que tiene una función de intensidad g(t) como se ha mostrado en la ecuación (38).
535
La variancia de e(\tau) es calculada como el valor cuadrado medio de la fluctuación
(39)e'(\tau)=e(\tau)-<e(\tau)>
donde <e(\tau)> es el promedio de e(\tau) con respecto al ruido.
La optimización de la cifra de mérito F con respecto a la función w(t) puede ser llevada a cabo utilizando métodos de optimización de Variación bien conocidos.
Una vez se ha determinado el w(t) óptimo, el procesador resultante puede ser aproximado exactamente por un procesador de muestra cuadrático que es derivado como sigue.
Por el teorema de muestreo, la señal v(t), de banda limitada a un ancho de banda W puede ser expresada en términos de sus muestras como se ha mostrado en la ecuación (40).
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substituyendo esta expansión en la ecuación (z+6) se obtiene el resultado en una forma cuadrática infinita en las muestras v(k/W+\tau'-\tau). Haciendo la suposición de que el ancho de banda de señal igual a la velocidad del chip permite el uso de un esquema de muestreo que es temporizado por la señal de reloj del chip que ha de ser utilizada para obtener las muestras. Estas muestras, v_{k} están representadas por la ecuación (41).
(41)v_{k}=v(kT_{c}+\tau'-\tau)
Esta suposición se dirige a una simplificación de la puesta en práctica. Es válido si el error de acanalado es pequeño.
En la práctica, la forma cuadrática que es derivada es truncada. Un ejemplo normalizado de matriz B está dado a continuación en la Tabla 12. Para este ejemplo, se ha supuesto un perfil ensanchado de retraso exponencial
g(t)=exp(-t/\tau) con \tau igual a un chip. Se ha asumido un parámetro de apertura T_{A} igual a uno y medio chips. El impulso de chip subyacente tiene un espectro de coseno realzado con un exceso de ancho de banda del 20%.
TABLA 12 Ejemplo de matriz B
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El Código de seguimiento es puesto en práctica por medio de un detector de fase de bucle que es llevado a la práctica como sigue. El vector y está definido como un vector de columna que representa los 11 valores de nivel de salida complejos del Piloto AVC 1711, y B indica una matriz de coeficiente de valor real simétrico de 11 x 11 con valores predeterminados para optimizar las prestaciones con valores de salida y del Piloto AVC no coherentes. La señal de salida \varepsilon del detector de fase está dada por la ecuación (42):
(42)\varepsilon = y^{T}By
Los cálculos que siguen son realizados a continuación para llevar a la práctica un filtro de bucle más integral proporcional y el VCO:
x[n] = x[n - 1] + \beta\varepsilon
x[n] = z[n - 1] + x[n] + \alpha\varepsilon
en donde \beta y \alpha son constantes elegidas a partir del modelado del sistema para optimizar las prestaciones del sistema para el canal de transmisión particular y aplicación, y donde x[n] es el valor de salida integrador de filtros de bucle y z[n] es el valor de salida de VCO. Los ajustes de fase de código son hechos por el controlador de módem con la siguiente subrutina C:
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Podría utilizarse una fase de retraso diferente en el seudo-código anterior consistente con el presente invento.
El Algoritmo de Actualización de Peso-Toma AMF del Gen de Peso AMF 1722 ocurre periódicamente para enderezar y escalar la fase de cada valor de dedo del Rake Piloto 1711 realizando una multiplicación compleja del valor de dedo AVC Piloto con la conjugada compleja del valor de salida corriente del bucle de seguimiento de portadora y aplicando el producto a un filtro pasa bajos y forma la conjugada compleja de los valores de filtro para producir valores de peso-toma AMF, que son escritos periódicamente en los filtros AMF del módem de CDMA.
El algoritmo de control de bloqueo, mostrado en la fig. 17, es puesto en práctica por el controlador de módem 1303 realizando operaciones SPRT en la señal de salida del grupo de dispositivos de correlación escalares. La técnica SPRT es la misma que para los algoritmos de adquisición, excepto en que los umbrales de aceptación y rechazo son cambiados para aumentar la probabilidad de detección de bloqueo.
El seguimiento de portadora es llevado a la práctica por medio de un bucle de segundo orden que actúa en los valores de salida pilotos del grupo correlacionado escalar. La salida del detector de fase es la versión más limitada del componente de cuadratura del producto de la señal de salida piloto (valorada compleja) del grupo correlacionado escalar y la señal de salida VCO. El filtro de bucle es un diseño integral más proporcional. El VCO es una suma pura, error \phi de fase acumulada, que es convertido al fasor complejo cos \phi + j sen \phi utilizando una tabla de búsqueda en memoria.
La descripción previa de algoritmo de adquisición y de seguimiento se centra en un método coherente debido a que el algoritmo de adquisición y de seguimiento requiere adquisición no coherente seguida por seguimiento no coherente porque durante la adquisición no está disponible una referencia coherente hasta que el AMF, AVC Piloto, AVC Aux, y DPLL están en un estado de equilibrio. Sin embargo, es conocido en la técnica que el seguimiento y combinación coherentes son siempre óptimos porque en seguimiento y combinación no coherentes la información de fase de salida de cada dedo AVC Piloto es perdida. Consiguientemente, otra realización emplea un sistema de adquisición y seguimiento de dos etapas, en el que el algoritmo de adquisición y seguimiento no coherente descrito previamente es puesto en práctica primero, y a continuación el algoritmo cambia a un método de seguimiento coherente. El método de combinación y seguimiento coherentes es similar al descrito previamente, excepto en que la señal de error seguida tiene la forma:
(43)\varepsilon = y^{T}Ay
donde y está definido como un vector de columna que representa los 11 valores de nivel de salida complejos del AVC Piloto 1711, y A indica una matriz de coeficiente de valor real simétrico de 11 x 11 con valores predeterminados para optimizar prestaciones con las salidas y Piloto AVC coherentes. Una matriz A ejemplar está mostrada a continuación.
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Con referencia a la fig. 9, la Placa Controladora de Distribución de Video (VCD) 940 de la RCS está conectada a cada MIU 931, 932, 933 y a los Transmisores/Receptores de RF 950. El VCD 940 está mostrado en la fig. 21. El Circuito Combinador de Datos (DCC) 2150 incluye un Desmultiplexor de Datos 2101, Sumador de Datos 2102, Filtros FIR 2103, 2104, y un Accionador 2111. El DCC 2150 1) recibe la señal de datos I y Q de módem de CDMA ponderadas MDAT desde cada una de las MIU 931, 932, 933, 2) suma los datos I y Q con los datos de canal portador desde cada MIU 931, 932, 933, 3) y suma el resultado con la señal de mensaje de datos radiodifundidos BCAST y el código de ensanchamiento Piloto Global GPILOT proporcionado por el módem MIU maestro 1210, 4) forma en banda las señales sumadas para transmisión, y 5) produce señal de datos analógica para transmisión al Transmisor/Receptor de RF.
Los Filtros FIR 2103, 2104 son usados para modificar los Datos de Módem I y Q de Transmisión CDMA MIU antes de la transmisión. El WAC transfiere los datos de Coeficiente de Filtro FIR a través del enlace de Puerto en Serie 912 a través del Controlador VDC 2120 y a los filtros FIR 2103, 2104. Cada Filtro FIR 2103, 2104 está configurado separadamente. Los Filtros FIR 2103, 2104 emplean Muestreo Ascendente para funcionar al doble de la velocidad de chip así valores de datos cero son enviados después de cada Módem de Transmisión MIU CDMA y valores DATI y DATQ de Módem de Transmisión para producir FTXI y FTXQ.
El VCD 940 distribuye la señal AGC AGCDATA desde el AGC 1750 de las MIU 931, 932, 933 al Transmisor/Receptor RF 950 a través del enlace de Distribución (DI) 2110. El VCD DI 2110 recibe datos RXI y RXQ desde el Transmisor/Receptor de RF y distribuye la señal como VDATAI y VDATAQ a las MIU 931, 932, 933.
Con referencia a la fig. 21, el VDC 940 también incluye un controlador VDC 2120 que vigila las señales de estado y falta de información MIUSTAT de las MIU y conecta con el enlace en serie 912 y la HSBS 970 para comunicar con el WAC 920 mostrado en la fig. 9. El controlador VDC 2120 incluye un microprocesador, tal como un Microcontrolador Intel 8032, un oscilador (no mostrado) que proporciona señales de temporización, y memoria (no mostrada). La memoria de controlador VDC incluye una Flash Prom (no mostrada) para contener el código de programa de controlador para el Microprocesador 8032, y una SRAM (no mostrada) para contener los datos temporales escritos en la memoria y leídos desde la memoria por el microprocesador.
Con referencia a la fig. 9, se han incluido un transmisor/receptor de RF 950 y una sección amplificadora de potencia 960. con referencia a la fig. 22, el transmisor/receptor de RF 950 está dividido en tres secciones: el módulo transmisor 2201, el módulo receptor 2202, y el Sintetizador de Frecuencia 2203. El Sintetizador de Frecuencia 2203 produce una frecuencia portadora de transmisión TFREQ y una frecuencia portadora de recepción RFREQ en respuesta a una señal de control de Frecuencia FREQCTRL recibida desde el WAC 920 en el enlace en serie 912. En el módulo transmisor 2201, las señales de datos analógicas I y Q de entrada TXI y TXQ procedentes del VDC son aplicadas al modulador de Cuadratura 2220, que también recibe una señal de frecuencia portadora de transmisión TFREQ procedente del Sintetizador de Frecuencia 2203 para producir una señal portadora de transmisión modulada en cuadratura TX. La señal modulada portadora de transmisión analógica, una señal de RF convertida en sentido ascendente, TX es a continuación aplicada al Amplificador de Potencia de Transmisión 2252 del Amplificador de Potencia 960. La señal portadora de transmisión amplificada es a continuación hecha pasar a través de los Componentes Pasivos de Alta Potencia (HPPC) 2253 a la Antena 2250, que transmite la señal de RF convertida en sentido ascendente al canal de comunicación como una señal CDMA de RF. En una realización, el Amplificador de Potencia de Transmisión 2252 comprende ocho amplificadores de aproximadamente 60 vatios de pico a pico a cada uno.
El HPPC 2253 comprende un protector contra rayos, un filtro de salida, un acoplador direccional de 10 dB, un aislador, y una terminación de alta potencia unida al aislador.
Una señal de CDMA de RF de recepción es recibida en la antena 2250 procedente del canal de RF y hecha pasar a través del HPPC 2253 al Amplificador de Potencia de Recepción 2251. El amplificador de potencia de recepción 2251 incluye, por ejemplo, un transistor de potencia de 30 W activado por un transistor de 5 W. El módulo de recepción de RF 2202 tiene una señal portadora de recepción modulada en cuadratura RX procedente del amplificador de potencia de recepción. El módulo de recepción 2202 incluye un desmodulador en Cuadratura 2210 que toma la señal RX modulada portadora de recepción y la señal de frecuencia portadora de recepción RFREQ procedente del Sintetizador de Frecuencia 2203, desmodula sincrónicamente la portadora, y proporciona canales analógicos I y Q. Estos canales son filtrados para producir las señales RXI y RXQ, que son transferidas al VDC 940.
La Unidad de Abonado
La fig. 23 muestra la Unidad de Abonado (SU). Como se ha mostrado, la SU incluye una sección de RF 2301 que incluye un modulador de RF 2302, un desmodulador de RF 2303, y divisor/aislador 2204 que recibe canales lógicos Global y Asignado que incluyen mensaje de tráfico y control y señales Piloto Global en la señal de canal CDMA de RF de enlace de ida, y transmite señales de Canales Asignados y Piloto Inversa en el canal CDMA de RF de Enlace de Retorno. Los enlaces de ida y de retorno son recibidos y transmitidos respectivamente a través de la antena 2305. La sección RF emplea, en una realización ejemplar, un receptor superheterodino de conversión doble tradicional que tiene un desmodulador síncrono que responde a la señal ROSC. La selectividad de tal receptor es proporcionada por un filtro SAW transversal de 70 MHz (no mostrado). El modulador de RF incluye un modulador síncrono (no mostrado) que responde a la señal portadora TOSC para producir una señal portadora modulada en cuadratura. Esta señal es escalonada en frecuencia por un circuito de mezclado de desplazamiento (no mostrado).
La SU incluye además un Enlace de Línea de Abonado 2310, que incluye la funcionalidad de un generador de control (CC), un Enlace de Datos 2320, un codificador ADPCM 2321, un descodificador ADPCM 2322, un controlador de SU 2330, un de señal de reloj de SU 2331, una memoria 2332, y un módem de CDMA 2340, que es esencialmente el mismo que el módem CMA 1210 descrito anteriormente con referencia a la fig. 13. Ha de observarse que el enlace de datos 2320, el Codificador de ADPCM 2321 y Descodificador de ADPCM 2322 son típicamente proporcionados como un chip codificador/descodificador ADPCM estándar.
La señal de Canal CDMA de RF de Enlace de Ida es aplicada al desmodulador de RF 2303 para producir la señal CDMA de enlace de Ida. La señal CDMA de Enlace de Ida es proporcionada al módem de CDMA 2340, que adquiere sincronización con la señal piloto Global, produce señal de sincronización piloto global al Reloj 2331, para generar las señales de temporización del sistema, y comprime la pluralidad de canales lógicos. El módem de CDMA 2340 también adquiere los mensaje de tráfico RMESS y los mensajes de control RCTRL y proporciona las señales de mensaje de tráfico RMESS al Enlace de Datos 2320 y recibe señales de mensaje de control RTCRL al Controlador de SU 2330.
Las señales de mensaje de control de recepción RCTRL incluyen una señal de identificación de abonado, una señal de codificación, y señales de modificación de portador. Las RCTRL pueden también incluir información de control y otra información de señalización de telecomunicaciones. La señal de mensaje de control de recepción RCTRL es aplicada al controlador de SU 2330, y que verifica que la llamada es para la SU desde el valor de Identificación del Abonado derivado de RCTRL. El controlador de SU 2330 determina el tipo de información de usuario contenido en la señal de mensaje de tráfico a partir de la señal de código y de la señal de modificación de velocidad del portador. Si la señal de codificación indica que el mensaje de tráfico está codificado en ADPCM, el mensaje de tráfico RVMESS es enviado al descodificador ADPCM 2322 enviando un mensaje selecto al Enlace de Datos 2320. El controlador de SU 2330 emite una señal de codificación ADPCM y la señal de velocidad del portador derivada de la señal de codificación al descodificador ADPCM 2322. La señal de mensaje de tráfico RVMESS es la señal de entrada al descodificador ADPCM 2322, donde la señal de mensaje de tráfico es convertida a una señal de información digital RINF en respuesta a los valores de la señal de codificación ADPCM de entrada.
Si el controlador de SU 2330 determina que el tipo de información de usuario contenida en la señal de mensaje de tráfico procedente de la señal de codificación no está codificada en ADPCM, entonces el RDMESS pasa a través del codificador ADPCM transparentemente. El mensaje de tráfico RDMESS es transferido desde el enlace de datos 2320 directamente al controlador de enlace (IC) 2312 del enlace de línea de abonado 2310.
La señal de información digital RINF o RDMESS es aplicada al enlace de línea de abonado 2310, incluyendo un controlador de enlace (IC) 2312 y enlace de Línea (LI) 2313. Para la realización ejemplar el IC es un Controlador de Enlace PCM Extendido (EPIC) y el LI es un Circuito de Enlace de Línea de Abonado (SLIC) para POTS que corresponde a señales tipo RINF, y un enlace ISDN que corresponde a señales tipo RDMESS. Los circuitos EPIC y SLIC son bien conocidos en la técnica. El enlace de Línea de abonado 2310 convierte la señal de información digital RINF o RDMESS al formato definido del usuario. El formato definido del usuario es proporcionado al IC 2312 desde el Controlador de SU 2330. El LI 2310 incluye circuitos para realizar tales funciones como conversión de ley A o de ley \mu, generando un tono de invitación a llamar y, generando o interpretando bits de señalización. El enlace de línea produce también la señal de información del usuario al Usuario de SU 2350 como se ha definido por enlace de línea de abonado, por ejemplo servicio de voz POTS, de datos de banda de voz o de datos ISDN.
Para un canal CDMA de RF de Enlace de Retorno, una señal de información de usuario es aplicada al LI 2313 del enlace de línea de abonado 2310, que emite una señal de tipo de servicio y una señal de tipo de información al controlador de SU. El IC 2312 del enlace de línea de abonado 2310 produce una señal de información digital TINF que es la señal de entrada al codificador ADPCM 2321 si la señal de información de usuario ha de ser codificada en ADPCM, tal como para servicio de POTS. Parar datos u otra información de usuario codificada pero no ADPCM, el IC 2312 hace pasar el mensaje de datos TDMESS directamente al enlace de datos 2320. El módulo de control de Llamadas (CC), incluido en el enlace de Línea de abonado 2310, deriva la información de control de llamadas desde la señal de información del Usuario, y hacer pasar la información de control de llamadas CCINF al controlador de SU 2330. El codificador ADPCM 2321 recibe también señal de codificación y señales de modificación de portador procedente del controlador de SU 2330 y convierte la señal de información digital de entrada en la señal de tráfico de mensaje de salida TVMESS en respuesta a las señales de codificación y modificación de portador. El controlador de SU 2330 también emite la señal de control inversa que incluye la información de control de llamadas de señal de codificación, y la señal de modificación de canal portador, al módem de CDMA. La señal de mensaje de salida TVMESS es aplicada al enlace de datos 2320. El enlace de datos 2320 envía la información de usuario al módem de CDMA 2340 cuando transmite la señal de mensaje TMESS. El módem de CDMA 2340 ensancha el mensaje de salida y los canales de control inverso TCCTRL recibidos desde el controlador de SU 2330, y produce la Señal CDMA de enlace de retorno. La señal CDMA de Enlace de Retorno es proporcionada a la sección de transmisión de RF 2301 y modulada por el modulador de RF 2302 para producir la señal de canal de CDMA de RF de Enlace de Retorno transmitida desde la antena 2305.
El controlador de SU 2330 recibe datos RFDAT desde el Desmodulador de RF 2303 y Modulador de RF 2302 relativos a las características operativas de la sección de RF 2301, incluyendo, por ejemplo, mediciones de ganancia de señal, potencia de señal desplazamiento de frecuencia. En respuesta a los datos RFDAT, el Controlador de SU 2330 puede ajustar los parámetros operativos programables en la sección de RF 2301.
En otra realización del presente invento, la memoria 2332 está compuesta por dos componentes de memoria: una primera memoria para contener un programa para cargar y usar por el controlador de SU 2330, y una segunda memoria para escribir y almacenar información durante el funcionamiento. La primera memoria puede ser una memoria programable, tal como una memoria FLASH. El controlador de SU 2330 puede recibir un nuevo programa transmitido a la SU desde el módem de CDMA 2340 o desde un dispositivo externo (no mostrado). Al recibir el nuevo programa, el controlador de SU puede almacenar el nuevo programa en la segunda memoria, determinar si el programa ha sido correctamente recibido, almacenar el programa en la primera memoria volviendo a programar la primera memoria, y a continuación reiniciar y cargar el nuevo software.
También, un enlace opcional a un dispositivo de vigilancia opcional 2352 puede ser proporcionado por el controlador de SU 2330. El controlador de SU 2330 puede recibir datos MODAT desde el Módem de CDMA 2340 que puede indicar valores corrientes de parámetros del sistema, tales como, por ejemplo, niveles de interferencia de ruido del sistema, número de llamadas establecidas, parámetros de control de potencia directa e inversa, y tiempo de acceso al canal, tiempo para establecer un canal, y número de llamadas pérdidas. El controlador de SU 2330 puede recoger y almacenar esta información en memoria 2332 y proporcionar la información al monitor opcional 2352 si es solicitado por un usuario o automáticamente.
Procedimiento de Conexión y Establecimiento de Llamada
El proceso de establecimiento de canal portador consiste en dos procedimientos: el proceso de conexión de llamadas para una conexión de llamada entrante desde una unidad de tratamiento de llamada remota tal como una RDU (Conexión de Llamada Entrante), y el proceso de conexión de llamada para una llamada saliente desde la SU (conexión de llamada saliente). Antes de que cualquier canal portador pueda ser establecido entre una RCS y una SU, la SU debe registrar su presencia en la red con el procesador de llamada remoto tal como la RDU. Cuando la señal de descolgado es detectada por la SU, la SU no solamente comienza a establecer un canal portador; sino que también inicia el procedimiento para que una RCS obtenga un enlace terrestre entre la RCS y el procesador remoto. El proceso de establecer la conexión de RCS y RDU está detallado en la norma DECT V5.1.
Para el procedimiento de Conexión de Llamada Entrante mostrado en la fig. 24, primero en 2401, el WAC 920 (mostrado en la fig. 9) recibe, a través de uno de los MUX 905, 906 y 907, una petición de llamada entrante desde una unidad de tratamiento de llamada remota. Esta petición identifica la SU objetivo y que se desea una conexión de llamada a la SU. El WAC emite periódicamente el canal SBCH con indicadores de paginación para cada SU y emite periódicamente las luces de tráfico FBCH para cada canal de acceso. En respuesta a la petición de llamada entrante, el WAC, en la operación 2420, comprueba en primer lugar para ver si la SU identificada está ya activa con otra llamada. Si es así, el WAC devuelve una señal de ocupado para la SU a la unidad de tratamiento remota a través del MUX de otro modo es ajustado el indicador de paginación para el canal.
A continuación, en la operación 2402, el WAC comprueba el estado de los módems RCS y, en la operación 2421, determina si hay un módem disponible para la llamada. Si hay disponible un módem, las luces de tráfico en el FBCH indican que uno o más canales AXCH están disponibles. Si no hay canal disponible después de un cierto periodo de tiempo, entonces el WAC devuelve una señal de ocupado para la SU a la unidad de tratamiento remoto a través del MUX. Si hay disponible un módem RCS y la SU no está activa (en modo Dormir), el WAC ajusta el indicador de paginación para la SU identificada en el SBCH para indicar una petición de llamada entrante. Mientras tanto, los módems de canal de acceso buscan continuamente la señal piloto de acceso corta (SAXPT) de la SU.
En la operación 2403, una SU en modo Dormir entra periódicamente en un modo despertar. En el modo despertar, el módem de SU sincroniza a la señal piloto de Enlace Descendente, espera a que los filtros AMF del módem SU y el bucle bloqueado en fase se asienten, y lee el indicador de paginación en la ranura asignada a él en el SBCH para determinar si hay una llamada para la SU 2422. Si no se ha ajustado el indicador de paginación, la SU detiene el módem de SU y vuelve al modo dormir. Si hay ajustado un indicador de paginación para una conexión de llamada entrante, el módem de SU comprueba el tipo de servicio y las luces de tráfico en FBCH para un AXCH disponible.
A continuación en la operación 2404, el módem SU selecciona un AXCH disponible y comienza una elevación de potencia de transmisión rápida en el SAXPT correspondiente. Durante un periodo el módem SU continua la subida de potencia rápida en SAXPT y los módems de acceso continúan buscando el SAXPT.
En la operación 2405, el módem RCS adquiere el SAXPT de la SU y comienza a buscar el LAXPT de la SU. Cuando el SAXPT es adquirido, el módem informa al controlador de WAC, y el controlador de WAC ajusta las luces de tráfico correspondientemente al módem para que "rojo" indique que el módem está ahora ocupado. Las luces de tráfico son periódicamente emitidas mientras se continua intentando una adquisición del LAXPT.
El módem SU vigila, en la operación 2406, la luz de tráfico AXCH de FBCH. Cuando la luz de tráfico AXCH es ajustada a rojo, la SU supone que el módem RCS ha adquirido el SAXPT y comienza a transmitir el LAXPT. El módem de SU continúa elevando la potencia del LAXPT a una velocidad menor hasta que los mensajes de Sinc-Ind son recibidos en el CTCH correspondiente. Si la SU está equivocada debido a que la luz de tráfico estaba realmente ajustada en respuesta a otra SU adquiere el AXCH, el módem de SU se desconecta debido a que no se reciben mensajes de Sinc-Ind. La SU espera aleatoriamente un periodo de tiempo, capta un nuevo canal AXCH, y las operaciones 2404 y 2405 son repetidas hasta que el módem SU recibe los mensajes de Sinc-Ind. Detalles del método elevación de potencia usado en la realización ejemplar de este invento pueden ser encontrados en la patente norteamericana nº 5.841.768 titulada MÉTODO DE CONTROLAR LA ELEVACIÓN DE POTENCIA INICIAL EN SISTEMAS CDMA USANDO CÓDIGOS CORTOS.
A continuación, en la operación 2407, el módem RCS adquiere el LAXPT de la SU y comienza a enviar mensajes de Sinc-Ind sobre el correspondiente CTCH. El módem espera 10 ms para los filtros de dispositivo de correlación de piloto Vectorial AUX y el bucle bloqueado en fase se asienten, pero continúa enviando mensajes de Sinc-Ind sobre el CTCH. El módem comienza entonces a buscar un mensaje de petición para acceso a un canal portador (MAC_ACC_REQ), desde el módem SU.
El módem SU, en la operación 2408, recibe el mensaje de Sinc-Ind y congela el nivel de potencia de transmisión LAXPT. El módem SU comienza entonces a enviar mensajes de petición repetidos para acceder a un canal de tráfico portador (MAC_ACC_REQ) a niveles de potencia fijos, y escucha un mensaje de confirmación de petición (MAC_BEARER_CFM) desde el módem RCS.
A continuación en la operación 2409, el módem RCS recibe un mensaje MAC_ACC_REQ; el módem comienza entonces a medir el nivel de potencia de AXCH, e inicia el canal APC. El módem RCS envía entonces el mensaje MAC_BEARER_CFM a la SU y comienza a escuchar para el conocimiento MAC_BEARER_CFM_ACK del mensaje MAC_BEARER_CFM.
En la operación 2410, el módem de SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM y comienza a obedecer los mensajes de control de potencia APC. La SU deja de enviar el mensaje MAC_ACC_REQ y envía al módem RCS el mensaje MAC_BEARER_CFM_ACK. La SU comienza a enviar los datos nulos sobre el AXCH. La SU espera 10 ms para que el nivel de potencia de transmisión de Enlace Ascendente se asiente.
El módem RCS, en la operación 2411, recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM_ACK y deja de enviar los mensajes MAC_BEARER_CFM. Las mediciones de potencia de APC continúan.
A continuación, en la operación 2412, tanto los módems SU como RCS han sincronizado las subépocas, obedecen mensajes APC mide niveles de potencia de recepción, y calculan y envían mensajes APC. La SU espera 10 ms para que el nivel de potencia de Enlace Descendente se asiente.
Finalmente, en la operación 2413, el canal Portador es establecido e inicializado entre los módems SU y RCS. El WAC recibe la señal de establecimiento de portador desde el módem RCS, reasigna el canal AXCH y ajusta la luz de tráfico correspondiente a verde.
Para la conexión de llamada saliente mostrada en la fig. 25, la SU es colocada modo activo por la señal de descolgar en el enlace de usuario en la operación 2501.
A continuación, en la operación 2502, la RCS indica canales AXCH disponibles ajustando las luces de tráfico respectivas.
En la operación 2503, la SU sincroniza al Piloto de Enlace Descendente, espera a que los filtros de dispositivo de correlación Vectorial de módem SU y el bucle de bloqueo de fase se asienten, y la SU comprueba el tipo de servicio y las luces de tráfico para un AXCH disponible.
Las operaciones 2504 a 2513 son idénticas a las operaciones 2404 a 2413 de procedimiento para el procedimiento de Conexión de Llamada Entrante de la fig. 24, y así no se explican en detalle.
En los procedimientos previos para Conexión de Llamada Entrante y Conexión de Llamada Saliente, el proceso de elevación de la potencia consiste en los siguientes eventos. La SU comienza desde una potencia de transmisión muy baja y aumenta su nivel de potencia al tiempo que transmite el código corto SAXPT; una vez que el módem RCS detecta el código corto desconecta la luz de tráfico. Al detectar que la luz de tráfico ha cambiado, la SU continúa subiendo en rampa a una velocidad menor enviando esta vez el LAXPT. Una vez que el módem RCS adquiere el LAXPT y envía un mensaje sobre el CTC para indicar esto, la SU conserva su potencia de transmisión (TX) constante y envía el mensaje de Petición de Acceso MAC. Este mensaje es respondido con un mensaje MAC_BEARER_CFM sobre el CTCH. Una vez que la SU recibe el mensaje MAC_BEARER_CFM conmuta al canal de tráfico (TRC) que es el tono de invitación a llamar para POTS.
Cuando la SU captura un canal de usuario específico AXCH, la RCS asigna un valor inicial de código para la SU a través del CTCH. El valor inicial de código es usada por el generador de código de ensanchamiento en el módem SU para producir el código asignado para el piloto inverso del abonado, y los códigos de ensanchamiento para canales asociados para tráfico, control de llamadas, y señalización. La secuencia de código de ensanchamiento piloto inversa es sincronizada en fase a la secuencia de código de ensanchamiento Piloto Global del sistema RCS, y los códigos de ensanchamiento de tráfico, control de llamadas, y señalización son sincronizados en fase a la secuencia de código de ensanchamiento piloto inversa de SU.
Si la unidad de abonado tiene éxito al capturar un canal de usuario específico, la RCS establece un enlace terrestre con la unidad de tratamiento remota para corresponder al canal de usuario específico. Para la norma DECT V5.1, una vez que el enlace completo desde la RDU al LE es establecido utilizando el mensaje ESTABLECIMIENTO V5.1, un mensaje de ESTABLECIMIENTO ACK V5.1 es devuelto desde el LE a la RDU, y a la unidad de abonado se le envía un mensaje de CONEXIÓN que indica que el enlace de transmisión está completo.
Soporte de Tipos de Servicio Especiales Recuperación de Caídas de Señal
La RCS y la SU vigilan cada uno la señal de canal portador CDMA para evaluar la calidad de la conexión de canal portador CDMA. La calidad del enlace es evaluada utilizando la prueba de relación de probabilidad secuencial (SPRT) que emplea la estimación cuantil adaptable. El proceso SPRT usa mediciones de la potencia de señal recibida; y si el proceso SPRT detecta que el generador de código de ensanchamiento local ha perdido la sincronización con el código de ensanchamiento de señal recibida o si detecta la ausencia o el nivel bajo de una señal recibida, el SPRT declara pérdida de bloqueo (LOL).
Cuando es declarada la condición LOL, el módem receptor de cada RCS y SU comienza una búsqueda Z de la señal de entrada con el generador de código de ensanchamiento local. La búsqueda Z es bien conocida en la técnica de detección y adquisición de código de ensanchamiento CDMA y está descrita en Sistemas de Espectro Ensanchado y Comunicaciones Digitales, por Robert E. Zierner y Roger L. Peterson, en las páginas 492-94. El algoritmo de búsqueda Z prueba grupos de ocho fases de código de ensanchamiento antes y después de la última fase conocida en cada vez mayores aumentos de fase de código de ensanchamiento.
Durante la condición de LOL, detectada por la RCS, la RCS continua transmitiendo a la SU en los Canales Asignados, y continua transmitiendo señales de control de potencia a la SU para mantener el nivel de potencia transmitida de la SU. El método de transmitir señales de control de potencia es descrito a continuación. La readquisición satisfactoria tiene lugar deseablemente dentro de un período de tiempo especificado. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continua, de lo contrario la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando y desasignando el módem RCS asignado por el WAC, y transmite una señal de fin de llamada a un procesador de llamada remoto, tal como la RDU, como se ha descrito previamente.
Cuando la condición LOL es detectada por la SU, la SU detiene la transmisión a la RCS en los Canales Asignados que fuerzan a la RCS a una condición LOL, y empieza el algoritmo de readquisición. Si la readquisición es satisfactoria, la conexión de llamada continúa, y si no es satisfactoria, la RCS interrumpe la conexión de llamada desactivando y reasignando el módem SU como se ha descrito anteriormente.
Control de potencia Generalidades
La característica de control de potencia es usada para minimizar la cantidad de potencia transmitida utilizada por una RCS y las SU del sistema, y la sub-característica de control de potencia que actualiza la potencia transmitida durante la conexión de canal portador es definida como control de potencia automático (APC). Los datos APC son transferidos desde la RCS a una SU en el canal APC de ida y desde una SU a la RCS en el canal APC de retorno. Cuando no hay enlace de datos activo entre los dos, el mantenimiento de la sub-característica (MPC) de control de potencia actualiza la potencia transmitida SU.
Los niveles de potencia de transmisión de canales asignados de ida y de retorno y canales globales de retornos son controlados por el algoritmo APC para mantener una relación suficiente de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en esos canales, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. Se ha utilizado un mecanismo de control de potencia de bucle cerrado, en el que un receptor decide que el transmisor debe aumentar o disminuir su potencia transmitida de modo creciente. Esta decisión es transmitida de nuevo al transmisor respectivo por medio de la señal de control de potencia en el canal APC. El receptor toma la decisión para aumentar o disminuir la potencia de transmisor basada en dos señales de error. Una señal de error es una indicación de la diferencia entre las potencias de señal comprimida medida y deseada, y la otra señal de error es una indicación de la potencia media total recibida.
Como se ha usado en la realización descrita, el término control de potencia de cerca del extremo es utilizado para referirse al ajuste de la potencia de salida del transmisor de acuerdo con la señal APC recibida en el canal APC desde el otro extremo. Esto significa el control de potencia inversa para la SU y el control de potencia directa para la RCS; y el término lejos del extremo APC es utilizado para referirse al control de potencia directa para la SU y control de potencia inversa para la RCS (ajustando la potencia de transmisión de extremos opuestos).
A fin de conservar la potencia, el módem SU termina la transmisión y baja la potencia mientras espera una llamada, definida como la fase dormir. La fase dormir se termina por una señal despertadora del controlador de SU. El circuito de adquisición de módem SU introduce automáticamente la fase de readquisición, y comienza el proceso de adquirir el piloto de Enlace Descendente, como se ha descrito anteriormente.
Algoritmos de Control de Potencia de Bucle Cerrado
El control de potencia cerca de extremo se compone de dos fases: primero, la potencia de transmisión inicial es ajustada; y segundo, la potencia de transmisión es ajustada continuamente según la información recibida desde lejos del extremo usando APC.
Para la SU, la potencia de transmisión inicial es ajustada a un valor mínimo y a continuación elevada, por ejemplo, a una velocidad de 1 dB/ms hasta que o bien expira el temporizador de elevación (no mostrado) o bien la RCS cambia el valor de luz de tráfico correspondiente en el FBCH a "rojo" que indica que la RCS ha bloqueado a la SAXPT piloto corto de las SU. La expiración del temporizador hace que la transmisión SAXPT sea cerrada, a menos que el valor de luz de tráfico sea ajustado primero a rojo, en cuyo caso la SU continúa elevando la potencia de transmisión pero a una velocidad mucho menor que antes de que la señal "rojo" fuese detectada.
Para la RCS, la potencia de transmisión inicial es ajustada a un valor fijado, correspondiente al valor mínimo necesario para un funcionamiento fiable como se ha determinado experimentalmente para el tipo de servicio y el número corriente de usuarios de sistema. Canales globales, tales como Piloto Global o, FBCH, son siempre transmitidos a la potencia inicial fijada, mientras que los canales de tráfico son cambiados a APC.
Los bits APC son transmitidos como señales de un bit arriba o abajo en el canal APC. En la realización descrita, la corriente de datos APC de 64 kb/s no está codificada o intercalada.
El control de potencia lejos del extremo se compone de información de control de potencia de transmisión cerca del extremo para lejos del extremo para usar en ajustar su potencia de transmisión.
El algoritmo APC hace que la RCS o la SU transmitan +1 si se conserva la siguiente desigualdad, de otro modo -1.
(45)\alpha _{1}e_{1} - \alpha _{2}e_{2} > 0
Aquí, la señal de error e_{1} es calculada como
(46)e_{1} = P_{d} - (1 + SNR_{REQ}) \ P_{N}
donde P_{d} es la potencia de señal comprimida más ruido, P_{N} es la potencia de ruido comprimida, y SNR_{REQ} es la relación deseada de señal comprimida a ruido para el tipo de servicio particular; y
(47)e_{2} = P_{r} - P_{0}
donde Pr es una medida de la potencia recibida y Po es el punto de ajuste del circuito (AGC) de control de ganancia automático. Los pesos \alpha_{1} y \alpha_{2} en la ecuación (33) son elegidos para cada tipo de servicio y velocidad de actualización APC.
Control de Potencia de Mantenimiento
Durante la fase de dormir de la SU, la potencia de ruido de interferencia del canal CDMA de RF puede cambiar. Está incluida una característica de control de potencia de mantenimiento (MPC) que ajusta periódicamente la potencia de transmisión inicial de la SU con relación a la potencia de ruido de interferencia del canal CDMA. El MPC es el proceso por el que el nivel de potencia de transmisión de una SU es mantenido dentro de una comprime proximidad del nivel mínimo para la RCS para detectar la señal de la SU. El proceso MPC compensa cambios de frecuencia baja en la potencia de transmisión de la SU requerida.
La característica de control de mantenimiento usa dos canales globales: uno es denominado el canal de estado (STCH) en enlace de retorno, y el otro es denominado el canal de comprobación (CUCH) en enlace de ida o directo. Las señales transmitidas en estos canales no transportan datos y son generadas del mismo módem que son generados los códigos cortos usados en la elevación inicial de potencia. Los códigos STCH y CUCH son generados a partir de una derivación "reservada" del generador de código global.
El proceso MPC es como sigue. A intervalos aleatorios, la SU envía un código de ensanchamiento de longitud de símbolo periódicamente durante 3 ms sobre el canal de estado (STCH). Si la RCS detecta la secuencia, replica enviando una secuencia de código de longitud de símbolo dentro de los siguientes 3 ms sobre el canal de comprobación (CUCH). Cuando la SU detecta la respuesta procedente de la RCS, reduce su potencia de transmisión por un tamaño de escalón particular. Si la SU no ve ninguna respuesta procedente de la RCS dentro de ese periodo de 3 ms, aumenta su potencia de transmisión por el tamaño de escalón. Usando este método, la respuesta de RCS es transmitida a un nivel de potencia que es suficiente para mantener una probabilidad de detección de 0,99 en todas las SU.
La velocidad de cambio de carga de tráfico y el número de usuarios activos están relacionados con la potencia de ruido de interferencia total del canal CDMA. La velocidad de actualización y el tamaño del escalón de la señal de actualización de potencia de mantenimiento para el presente invento es determinada utilizando métodos de teoría de formación de colas bien conocidos en la técnica de teoría de comunicación, tales como los esquematizados en "Fundamentos de Conmutación Digital" (Plenum New York) editado por McDonald. Modelando el proceso de formación de llamada como una variable aleatoria exponencial con una media de 6,0 minutos, el cálculo numérico muestra que el nivel de potencia de mantenimiento de una SU debe ser actualizado una vez cada 10 segundos o menos para ser capaz de decidir los cambios en el nivel de interferencia usando un tamaño de escalón de 0,5 dB. Modelar el proceso de originar llamadas como una variable aleatoria de Poisson con tiempos de llegada intermedia exponenciales, velocidad de llegada de 2x10^{-4} por segundo por usuario, velocidad de servicio de 1/360 por segundo, y la población de abonados total es de 600 en el área de servicio de RCS también produce por cálculo numérico que una frecuencia de actualización de una vez cada 10 segundos es suficiente cuando se ha usado un tamaño de escalón de 0,5 dB.
El ajuste de potencia de mantenimiento es realizado periódicamente por la SU que cambia de la fase de dormir a la fase de despertar y realiza el proceso MPC. Consiguientemente, el proceso para la característica MPC está mostrado en la fig. 26 y es como sigue: En primer lugar, en la operación 2601, se intercambian señales entre la SU y la RCS manteniendo un nivel de potencia de transmisión que está próximo al nivel requerido para detección: la SU envía periódicamente un código de ensanchamiento de longitud de símbolo en el STCH, y la RCS envía periódicamente un código de ensanchamiento de longitud de símbolo en el CUCH como respuesta.
A continuación, en la operación 2602, si la SU recibe una respuesta 3 ms después de que se haya enviado el mensaje de STCH, disminuye su potencia de transmisión por un tamaño de escalón particular en la operación 2603; pero si la SU no recibe una respuesta al cabo de 3 ms después del mensaje de STCH, aumenta su potencia de transmisión por el mismo tamaño de escalón en la operación 2604.
La SU espera, en la operación 2605, durante un periodo de tiempo antes de enviar otro mensaje de STCH, este periodo de tiempo es determinado por un proceso aleatorio que promedia 10 segundos.
Así, la potencia de transmisión de los mensajes de STCH procedentes de la SU es ajustada en base a la respuesta de RCS periódicamente, y la potencia de transmisión de los mensajes CUCH desde la RCS es fija.
En una realización alternativa, es realizado un método ligeramente diferente de control de potencia de mantenimiento en el que la estación de base calcula realmente la potencia de la señal de mensaje recibida desde una SU y transmite un mensaje a la SU para ajuste de potencia. Este proceso es similar al proceso de inicialización de potencia de transmisión antes de establecimiento de llamada, como se ha descrito previamente. La SU despierta de la fase de dormir y transmite inicialmente un mensaje a la estación de base. La potencia de transmisión inicial es ajustada a un valor mínimo y a continuación es elevada, por ejemplo, a una velocidad de 1 dB/ms hasta que o bien un temporizador de elevación (no mostrado) expira o la RCS cambia el valor de luz de tráfico correspondiente y sobre el FBCH a "rojo" que indica que la RCS ha bloqueado a la SAXPT piloto corto de la SU. La expiración del temporizador hace que la transmisión SAXPT se interrumpa, a menos que el valor de luz de tráfico sea ajustado en primer lugar a rojo, en cuyo caso la SU continúa elevando la potencia de transmisión pero a una velocidad mucho menor que antes de que se hubiera detectado la señal de "rojo".
Para la RCS, la potencia de transmisión inicial es ajustada a un valor fijo, correspondiente al valor mínimo necesario para el funcionamiento fiable como se ha determinado experimentalmente para el tipo de servicio y el número corriente de usuarios del sistema. Canales globales, tales como Piloto Global o, FBCH, son siempre transmitidos a la potencia inicial fija, mientras que canales de tráfico son computados a APC.
Si la RCS detecta el mensaje enviado por la SU, la RCS mide la potencia recibida y la relación de señal a ruido de la señal recibida y determina si la potencia de señal debe ser incrementada (velocidad de error de bit inaceptable) o disminuida (potencia de transmisión inicial excesiva). La RCS puede entonces comunicar el ajuste requerido a la SU en uno o dos métodos.
En el primer método, se ha determinado un valor medido, que puede ser un valor de error y puede incluir información de la potencia de ruido recibida total en la estación de base, y este valor es comunicado a la SU a través de un canal de mensaje. Para este método, la SU ajusta entonces su potencia de transmisión y vuelve a la fase de dormir.
En el segundo método, la RCS determina de nuevo un valor medido, pero en vez de ello usa este valor para transmitir datos APC sobre el canal APC a la SU. Los bits de APC son transmitidos como señales de un bit ascendente o descendente (+1 o -1) sobre el canal APC para aumentar o disminuir la potencia de transmisión de SU. La SU responde entonces a los datos APC, que es una cadena de +1 o una cadena de -1, hasta que la RCS mide un nivel de potencia de transmisión inicial aceptable. Entonces la RCS modifica los datos APC para que sean una cadena alternativa de +1 y -1, que indica que la SU debe conservar la potencia de transmisión cerca de un nivel constante, que resulta el nivel de transmisión inicial. En este punto, la SU puede entonces volver a la fase de dormir.
Cartografiado de Señal de Control de Potencia a Canales Lógicos para APC
Las señales de control de potencia son cartografiadas a Canales Lógicos especificados para controlar niveles de potencia de transmisión de canales asignados de ida y de retorno. Los canales globales de retorno son también controlados por el algoritmo APC para mantener suficiente relación de potencia de señal a potencia de ruido de interferencia (SIR) en aquellos canales de retorno, y para estabilizar y minimizar la potencia de salida del sistema. Es usado un método de control de potencia de bucle cerrado en el que un receptor decide periódicamente subir o bajar por incrementos la potencia de salida del transmisor en el otro extremo. El método también transporta esa decisión de nuevo al transmisor respectivo.
TABLA 13 Asignaciones de Canal de Señal APC
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Los enlaces de ida y retorno son controlados independientemente. Para una llamada/conexión en proceso, la potencia del enlace de ida (TRCH, APC y OW) es controlada por los bits de APC transmitidos en el canal APC de retorno. Durante el proceso de establecimiento de llamada/conexión, la potencia de enlace de retorno (AXCH) es también controlada por los bits de APC transmitidos en el canal APC de ida. La Tabla 13 resumen los método de control de potencia específica para los canales controlados.
Los SIR requeridos de los canales asignados TRCH, APC y OW y la señal piloto asignada inversa para cualquier SU particular que son fijados en proporción entre sí y estos canales están sujetos a un desvanecimiento casi idéntico, por ello, son controlados en potencia juntos.
Control de Potencia Directa Adaptable
El proceso AFPC intenta mantener el SIR requerido mínimo en los canales de ida y durante una llamada/conexión. El proceso recursivo de AFPC, mostrado en la fig. 27, consiste en las operaciones de tener una SU que forma las dos señales de error e_{1} y e_{2} en la operación 2701 en la que
(36)e_{1} = P_{d} - (1 + SNR_{REQ}) \ P_{N}
(37)e_{2} = P_{t} - P_{o}
y P_{d} es la señal comprimida más la potencia de ruido, P_{N} es la potencia de ruido comprimida, SNR_{REQ} es la relación de señal a ruido requerida para el tipo de servicio, P_{t} es una medida de la potencia recibida total, y P_{o} es el punto de ajuste AGC. A continuación, el módem SU forma la señal de error combinada \alpha_{1}e_{1} + \alpha_{2}e_{2} en la operación 2702. Aquí, los pesos \alpha_{1} y \alpha_{2} son elegidos para cada tipo de servicio y velocidad de actualización APC. En la operación 2703, la SU limita seriamente la señal de error combinada y forma un único bit APC. La SU transmite el bit APC a la RCS en la operación 2704 y el módem de RCS recibe el bit en la operación 2705. La RCS aumenta o disminuye su potencia de transmisión a la SU en la operación 2706 y el algoritmo repite comenzando a partir de la operación 2701.
Para la realización ejemplar, los inventores han determinado que el valor para potencia de ruido P_{N} puede ser muestreado y promediado sobre al menos un símbolo de datos, y para mayor exactitud puede ser muestreado y promediado sobre varios símbolos. Adicionalmente, los inventores han determinado que el cálculo del error en la ecuación 36 puede tener una carga que lo hace deseable para ajustar el valor P_{N} por un valor constante.
Control de Potencia Inversa Adaptable
El proceso ARPC mantiene el SIR mínimo deseado en los canales de retorno para minimizar la potencia de salida inversa de sistema total, durante el establecimiento de llamada/conexión y mientras la llamada/conexión está en progreso. El proceso recursivo de ARPC, mostrado en la fig. 28, comienza en la operación 2801 en la que el módem de RCS forma las dos señales de error e_{1} y e_{2} en la operación 2801 en la que
(38)e_{1} = P_{d} - (1 + SNR_{REQ}) \ P_{N}
(39)e_{2} = P_{rt} - P_{o}
y P_{d} es la potencia de señal más ruido comprimida, P_{N} es la potencia de ruido comprimida, SNR_{REQ} es la relación deseada de señal a ruido para el tipo de servicio P_{rt} es una medida de la potencia media total recibida por la RCS, y P_{0} es el punto de ajuste AGC. El módem de RCS forma la señal de error combinada \alpha_{1}e_{1} + \alpha_{2}e_{2} en la operación 2802 y limita seriamente esta señal de error para determinar un único bit APC en la operación 2803. La RCS transmite el bit APC a la SU en la operación 2804, y el bit es recibido por la SU en la operación 2805. Finalmente, la SU ajusta su potencia de transmisión de acuerdo con el bit APC en la operación 2806, y el algoritmo repite empezando desde la operación 2801.
Para la realización ejemplar, los inventores han determinado que el valor para la potencia P_{N} de ruido puede ser muestreado y promediado sobre al menos un símbolo de datos, y para mayor exactitud puede ser muestreado y promediado sobre símbolos diferentes. Adicionalmente, los inventores han determinado que el cálculo del error en la ecuación 38 puede tener carga que lo hace indeseable para ajustar el valor P_{N} por un valor constante.
TABLA 14 Símbolos/Umbrales Usados para Cálculo APC
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SIR y Tipos de Canal Múltiple
El SIR requerido para canales en un enlace es una función de formato de canal (por ejemplo TRCH, OW), tipo de servicio (por ejemplo ISDN B, 32 KBPS ADPCM POTS), y el número de símbolos sobre los que los bits de datos son distribuidos (por ejemplo dos símbolos de 64 kb/s son integrados para formar un único símbolo de 32 kb/s ADPCM POTS). La potencia de salida del compresor correspondiente al SIR requerido para cada canal y tipo de servicio es predeterminada. Mientras una llamada/conexión está en progreso, varios canales lógicos CDMA de usuario están activos al mismo tiempo; cada uno de estos canales transfiere un símbolo cada período de símbolo. El SIR del símbolo desde el canal SIR nominalmente más elevado es medido, comparado con un umbral y usado para determinar la decisión de escalón de subida/bajada de APC cada período de símbolo. La Tabla 14 indica el símbolo (y umbral) usado para el cálculo APC por tipo de servicio y de llamada.
Parámetros APC
La información APC es siempre transportada como un único bit de información, y la Velocidad de Datos APC es equivalente a la Velocidad de Actualización APC. La velocidad de actualización APC es de 64 kb/s. Esta velocidad es suficientemente elevada para acomodar los desvanecimientos de Rayleigh y Doppler esperados, y permite una Velocidad de Error de Bit (BER) (-0,2) relativamente elevada en los canales APC de Enlace Descendente y de Enlace Ascendente, que minimizan la capacidad dedicada al APC.
El escalón de subida/bajada de potencia indicado por un bit APC está nominalmente entre 0,1 y 0,01 dB. El intervalo dinámico para control de potencia es 70 dB en el enlace de retorno y 12 dB en el enlace de ida para la realización ejemplar del presente sistema.
Una Realización Alternativa de Multiplexado de información APC
Los canales lógicos APC y OW dedicados descritos previamente pueden también ser multiplexados juntos en un canal lógico. La información APC es transmitida a 64 Kb/s, Continuamente mientras que la información OW sucede en ráfagas de datos. El canal lógico multiplexado alternativo incluye la información APC intercalada, no codificada de 64 Kb/s, por ejemplo, en el canal En fase y la información OW en el canal de Cuadratura de la señal QPSK.
Puesta en Práctica de Control de Potencia de Bucle Cerrado
El control de potencia de bucle cerrado durante una conexión de llamada responde a dos variaciones diferentes en la potencia del sistema total. En primer lugar, el sistema responde al comportamiento local tal como cambios en el nivel de potencia de una SU, y en segundo lugar, el sistema responde a cambios en el nivel de potencia del grupo completo de usuarios activos en el sistema.
El Sistema de Control de Potencia de la realización ejemplar está mostrado en la fig. 29. Como se ha mostrado, los circuitos utilizados para ajustar la potencia transmitida son similares para la RCS (mostrado como el módulo de control de potencia 2901 de RCS) y la SU (mostrada como el módulo de control de potencia 2902 de SU). Comenzando con el módulo de control de potencia 2901 de RCS, la señal del canal RF de enlace de retorno es recibida en la antena RF y desmodulada para producir la señal CDMA de retorno RMCH. La señal RMCH es aplicada al amplificador de ganancia variable (VGA1) 2910 que produce una señal de entrada al Circuito 2911 de Control de Ganancia Automático (AGC). El AGC 2911 produce una señal de control de amplificador de ganancia variable en el VGA1 2910. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida de la VGA1 2910 en un valor casi constante. La señal de salida del VGA1 es comprimida por el desmultiplexor de compresión (demux) 2912, que produce una señal de mensaje MS de usuario comprimida y un bit APC directo. El bit APC directo es aplicado al integrador 2913 para producir la señal de control APC directa. La señal de control APC directa controla el enlace de Ida VGA2 2914 y mantiene la señal de canal RF de Enlace de Ida a un nivel mínimo deseado para comunicación.
La potencia de señal de la señal de mensaje MS de usuario comprimida del módulo de potencia de RCS 2901 es medida por el circuito de medición de potencia 2915 para producir una indicación de potencia de señal. La salida del VGA1 es comprimida también por el compresor AUX que comprime la señal utilizando un código de ensanchamiento no correlacionado, y obtiene por lo tanto una señal de ruido comprimida. La medición de potencia de esta señal es multiplicada por 1 más la relación deseada de señal a ruido (SNR_{R}) para formar la señal de umbral S1. La diferencia entre la potencia de señal comprimida y el valor de umbral S1 es producida por el sustractor 2916. Esta diferencia es la señal de error ES1, que es una señal de error que se refiere al nivel de potencia de transmisión de SU particular. Similarmente, la señal de control para el VGA1 2910 es aplicada al circuito de escala de velocidad 2917 para reducir la velocidad de la señal de control para VGA1. La señal de salida del circuito de escalado 2917 es una señal SP1 de nivel de potencia de sistema escalada. La lógica de Cálculo de Umbral 2918 calcula el valor de Umbral de la Señal del Sistema SST desde la seña la RCSUSR de datos de potencia del canal de usuario RCS. El complemento de la señal del nivel de potencia del sistema Escalado, SP1, y el valor de Umbral de la Potencia de Señal del Sistema SST son aplicados al sumador 2919 que produce la segunda señal de error ES2. Esta señal de error está relacionada al nivel de potencia de transmisión del sistema de todas las SU activas. Las señales de error de entrada ES1 y ES2 que son combinadas en el combinador 2920 producen una entrada de señal de error combinada al modulador delta (DM1) 2921, y la señal de salida del DM1 es la señal de corriente del bit APC de retorno, que tiene bits del valor +1 o -1, que para el presente invento es transmitido como una señal de 64 kb/s.
El bit APC de retorno es aplicado al circuito de ensanchamiento 2922, y la señal de salida del circuito de ensanchamiento 2922 es la señal de mensaje APC directa del espectro ensanchado. Las señales directas de OW y de Tráfico son también proporcionadas a circuitos de ensanchamiento 2923, 2924, que producen señales de mensajes de tráfico de ida 1, 2, ..., N. El nivel de potencia de la señal APC directa, el OW directo y las señales de mensajes de tráfico son ajustadas por los amplificadores respectivos 2925, 2926 y 2927 para producir las señales de los canales APC, OW, y TRCH directas ajustadas de nivel de potencia. Estas señales son combinadas por el sumador 2928 y aplicadas al VGA2 2914, que produce la señal del canal RF de enlace de ida.
La señal del canal RF de enlace de ida que incluye la señal APC directa ensanchada es recibida por la antena RF de la SU, y desmodulada para producir la señal FMCH CDMA directa. Esta señal es proporcionada al amplificador de ganancia variable (VGA3) 2940. La señal de salida del VGA3 es aplicada al Circuito de Control de Ganancia Automático (AGC) 2941 que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable al VGA3 2940. Esta señal mantiene el nivel de la señal de salida del VGA3 a un nivel casi constante. La señal de salida del VGA3 2940 es comprimida por el demux de compresión 2942, que produce una señal de mensaje SUMS de usuario comprimida y un bit APC de retorno. El bit APC de retorno es aplicado al integrador 2943 que produce la señal de control APC inversa. Esta señal de control APC inversa es proporcionada al VGA4 del APC Inverso 2944 para mantener la señal de canal RF de enlace de Retorno a un nivel de potencia mínimo.
La señal de mensaje SUMS de usuario comprimida es aplicada también al circuito de medición de potencia 2945 que produce una señal de medición de potencia, que es añadida al complemento del valor de umbral S2 en el sumador 2946 para producir la señal de error ES3. La señal ES3 es una señal de error que se refiere al nivel de potencia de transmisión RCS para la SU particular. Para obtener el umbral S2, la indicación de potencia de ruido comprimida desde el compresor AUX es multiplicada por 1 más la relación deseada de señal a ruido SNR_{R}. El compresor AUX comprime los datos de entrada que utilizan un código de ensanchamiento no correlacionado, por lo tanto su salida es una indicación de la potencia de ruido comprimida.
Similarmente, la señal de control para el VGA3 es aplicada al circuito de escala de velocidad para reducir la velocidad de la señal de control para el VGA3 con el fin de producir un nivel de potencia RP1 recibido escalado (véase fig. 29). El circuito de cálculo de umbral calcula el umbral de señal recibido RST desde la señal de potencia de SUUSR medida en la SU. El complemento del nivel de potencia recibido escalado RP1 y el umbral de señal recibido RST son aplicados al sumador que produce la señal de error ES4. Este error está relacionado a la potencia de transmisión RCS a todas las demás SU. Las señales de error de entrada ES3 y ES4 son combinadas en el combinador e introducidas al modulador delta DM2 2947. La señal de salida de DM2 2947 es la señal de corriente de bit APC directa, con bits que tienen el valor del valor +1 o -1. En la realización ejemplar del presente invento, esta señal es transmitida como una señal de 64 Kb/s.
La señal de corriente de bit APC Directa es aplicada al circuito de ensanchamiento 2948, para producir la señal APC de espectro ensanchado inversa de salida. El OW inverso y las señales de tráfico son también introducidas a los circuitos de ensanchamiento 2949, 2950, que producen el OW inverso y las señales de mensaje de tráfico 1, 2,...,N, y el piloto inverso es generado por el generador de piloto inverso 2951. El nivel de potencia de la señal de mensaje APC inversa, señal de mensaje OW inversa, y las señales de piloto inverso y de mensaje de tráfico inversas son ajustadas por amplificadores 2952, 2953, 2954, 2955 para producir las señales que son combinadas por el sumador 2956 e introducidas al APC inverso VGA4 2944. Es este VGA4 2944 el que produce la señal de canal RF de enlace de retorno.
Durante el proceso de conexión de llamada y de establecimiento de canal portador, el control de potencia de bucle cerrado del presente invento es modificado, y está mostrado en la fig. 30. Como se ha mostrado, los circuitos utilizados para ajustar la potencia de transmisión son diferentes para la RCS, mostrada como el módulo de control de potencia RCS Inicial; y para la SU, mostrada como el módulo de control de potencia SU Inicial 3002. Comenzando con el módulo de control de potencia RCS Inicial 3001, la señal de canal RF de enlace de retorno es recibida en la antena RF y desmodulada produciendo la señal CDMA inversa IRMCH que es recibida por el primer amplificador de ganancia variable (VGA1) 3003. La señal de salida del VGA1 es detectada por el Circuito de Control de Ganancia Automático (AGC1) 3004 que proporciona una señal de control de amplificador de ganancia variable al VGA1 3003 para mantener el nivel de la señal de salida del VGA1 a un valor casi constante. La señal de salida del VGA 1 es comprimida por el desmultiplexor de compresión 3005, que produce una señal de mensaje de usuario comprimida IMS. La señal de control APC Directa, ISET, es ajustada a un valor fijo, y es aplicada al Amplificador de Ganancia Variable de Enlace de Ida (VGA2) 3006 para ajustar la señal de canal RF de Enlace de Ida a un nivel predeterminado.
La potencia de señal de la señal de mensaje de usuario comprimida IMS del módulo de potencia RCS Inicial 3001 es medida por el circuito de medición de potencia 3007, y la medición de la potencia de salida es substraída desde un valor de umbral S3 en el sustractor 3008 para producir la señal de error ES5, que es una señal de error que se refiere al nivel de potencia de transmisión de una SU particular. El umbral S3 es calculado multiplicando la medición de potencia comprimida obtenida desde el compresor AUX por 1 más la relación deseada de señal a ruido SNR_{R}. El compresor AUX comprime la señal utilizando un código de ensanchamiento no correlacionado, por lo tanto su señal de salida es una indicación de la potencia de ruido comprimida. Similarmente, la señal de control VGA1 es aplicada al circuito de escalado de velocidad 3009 para reducir la velocidad de la señal de control VGA1 con el fin de producir una señal de nivel de potencia de sistema escalada SP2. La lógica de cálculo de umbral 3010 determina un valor de Umbral de la Señal del Sistema Inicial (ISST) calculado a partir de la señal de datos de potencia del canal de usuario (IRCSUSR). El complemento de la señal del nivel de potencia de sistema Escalada SP2 y el ISST son proporcionados al sumador 3011 que produce una segunda señal de error ES6, que es una señal de error que se refiere al nivel de potencia de transmisión del sistema de todas las SU activas. El valor del ISST es la potencia de transmisión deseada para un sistema que tienen la configuración particular. Las señales de Error de entrada ES5 y ES6 son combinadas en el combinador 3012 y producen una entrada de señal de error combinada al modulador delta (DM3) 3013. El DM3 produce la señal de corriente de bit APC inversa inicial, que tiene bits de valor +1 o -1, que en la realización ejemplar es transmitido como una señal de 64 kb/s.
La señal de corriente de bit APC Inversa es aplicada al circuito de ensanchamiento 3014, para producir la señal APC directa de espectro ensanchado inicial. La información CTCH es ensanchada por el ensanchador 3016 para formar la señal de mensaje CTCH ensanchada. Las señales APC y CTC ensanchadas son escaladas por los amplificadores 3015 y 3017, y combinadas por el combinador 3018. La señal combinada es aplicada al VAG2 3006, que produce la señal de canal RF de enlace de ida.
La señal de canal RF de enlace de ida que incluye la señal APC directa ensanchada es recibida por la antena RF de la SU y desmodulada para producir la señal (IFMCH) CDMA directa que es aplicada al amplificador de ganancia variable (VGA3) 3020. La señal de salida del VGA3 es detectada por el Circuito de Control de Ganancia Automático (AGC2) 3021 que produce una señal de control de amplificador de ganancia variable para el VGA3 3020. Esta señal mantiene el nivel de potencia de salida del VGA3 3020 a un valor casi constante. La señal de salida del VGA3 es comprimida por el desmultiplexor de compresión 3022, que produce un bit APC de retorno inicial que depende del nivel de salida del VGA3. El bit APC de retorno es procesado por el integrador 3023 para producir la señal de control APC Inversa. La señal de control APC Inversa es proporcionada al VGA4 APC inverso 3024 para mantener la señal de canal RF de enlace de Retorno a un nivel de potencia definido.
La señal AXCH de canal global es ensanchada por los circuitos de ensanchamiento 3026 para proporcionar la señal de canal AXCH ensanchada. El generador piloto inverso 3026 proporciona una señal piloto inversa, y la potencia de señal inversa del AXCH y la señal piloto inversa son ajustadas por los amplificadores respectivos 3027 y 3028. La señal de canal AXCH ensanchada y la señal piloto inversa son sumadas por el sumador 3029 para producir la señal CDMA de enlace de retorno. La señal CDMA de enlace de retorno es recibida por el VGA4 APC inverso 3024, que produce la salida de señal de canal RF de enlace de retorno al transmisor RF.
El algoritmo de gestión de capacidad del sistema optimiza la capacidad de usuario máxima para un área RCS, llamado una celda. Cuando la SU llega a un cierto valor de potencia de transmisión máximo, la SU envía un mensaje de alarma a la RCS. La RCS ajusta las luces de tráfico que controlan el acceso al sistema, a "rojo" que, como se ha descrito previamente, en un indicador o bandera que inhabilita el acceso por la SU. Esta condición permanece en efecto hasta la llamada al terminal de SU de alarma, o hasta que la potencia de transmisión de la SU de alarma, medida en la SU, es un valor menor que la potencia de transmisión máxima. Cuando múltiples SU envían mensajes de alarma, la condición permanece en efecto hasta que todas las llamadas desde la terminal SU de alarma, o hasta que la potencia de transmisión de la SU de alarma, medida en la SU, es menor que la potencia de transmisión máxima. Una realización alternativa vigila las mediciones de velocidad del bit de error desde el descodificador FEC, y conserva las luces de tráfico RCS en "rojo" hasta que la velocidad del error de bit es menor que un valor predeterminado.
La estrategia de bloqueo incluye un método que usa la información de control de potencia transmitida desde la RCS a una SU, y las mediciones de potencia recibidas en la RCS. La RCS mide su nivel de potencia de transmisión, detecta que se ha alcanzado un valor máximo, y determina cuando bloquear nuevos usuarios. Una SU se prepara para introducir los propios bloques de sistema si la SU alcanza la potencia de transmisión máxima antes de la finalización satisfactoria de una asignación de canal portador.
Cada usuario adicional en el sistema tiene el efecto de aumentar el nivel de ruido para todos los demás usuarios, lo que reduce la relación de señal a ruido (SNR) que cada usuario experimenta. El algoritmo de control de potencia mantiene un SNR deseado para cada usuario. Por ello, en ausencia de cualesquiera otras limitaciones, la adición de un nuevo usuario en el sistema tiene solo un efecto transitorio y la SNR deseada es recuperada.
La medición de potencia de transmisión en la RCS es hecha midiendo o bien el valor eficaz (rms) de la señal combinada de banda de base o midiendo la potencia de transmisión de la señal RF y alimentándola de nuevo para circuitos de control digital. La medición de potencia de transmisión puede también ser hecha por las SU para determinar si la unidad ha alcanzado su potencia de transmisión máxima. El nivel de potencia de transmisión de la SU es determinado midiendo la señal de control del amplificador RF, y escalando el valor basado en el tipo de servicio, tales como POTS, FAX, o ISDN.
La información de que una SU ha alcanzado la máxima potencia es transmitida a la RCS por la SU en un mensaje en los Canales Asignados. La RCS también determina la condición midiendo cambios de APC inversa porque, si la RCS envía mensajes APC a la SU para aumentar la potencia de transmisión de la SU, y la potencia de transmisión de la SU medida en la RCS no es aumentada, la SU ha alcanzado la potencia de transmisión máxima.
La RCS no usa luces de tráfico para bloquear nuevos usuarios que han terminado en elevación usando los códigos cortos. Estos usuarios son bloqueados denegándoles el tono de invitación a la llamada y dándoles un descanso. La RCS envía todo 1 (órdenes descendentes) en el canal APC para hacer que la SU descienda su potencia de transmisión. La RCS también o no envía el mensaje CTCH o bien envía un mensaje con una dirección no válida lo que forzaría a la FSU a abandonar el procedimiento de acceso y comenzarlo de nuevo. La SU, sin embargo, no comienza el proceso de adquisición inmediatamente porque las luces de tráfico están rojas.
Cuando la RCS alcanza su límite de potencia de transmisión, fuerza el bloqueo del mismo modo que cuando una SU alcanza su límite de potencia de transmisión. La RCS apaga todas las luces de tráfico en el FBCH, empieza a enviar todos los bits APC 1 (órdenes descendentes) a aquellos usuarios que han completado su elevación de código corto pero todavía no se les ha dado un tono de invitación a llamar, y o bien no envía un mensaje de CTCH a estos usuarios o bien envía mensajes con direcciones no válidas para forzarle a abandonar el proceso de acceso.
El proceso de auto-bloqueo de la SU es como sigue. Cuando una SU empieza transmitiendo el AXCH, el APC empieza su operación de control de potencia usando los aumentos de transmisión del AXCH y de la SU. Mientras la potencia de transmisión está aumentando bajo el control del APC, es vigilada por el controlador de SU. Si el límite de potencia de transmisión es alcanzado, la SU abandona el procedimiento de acceso y comienza de nuevo.
Sistema de Sincronización
La RCS es sincronizada o bien a la señal de Reloj de Red PSTN a través de uno de los enlaces de Línea, como se ha mostrado en la fig. 10, o bien al oscilador de reloj de sistema RCS, que funciona libremente para proporcionar una señal de temporización maestra para el sistema. El Canal Piloto Global, y por ello todos los canales Lógicos dentro del CDMA, están sincronizados a la señal de reloj de sistema de la RCS. El Piloto Global (GLPT) es transmitido por la RCS y define la temporización en el transmisor de RCS.
El receptor de la SU es sincronizado al GLPT, y así se comporta como un esclavo para el oscilador de Reloj de Red. Sin embargo, la temporización SU es retardada por el retraso de propagación. En la presente realización del invento, el módem de la SU extrae una señal de reloj de 64 KHz y 8 KHz a partir del canal de Recepción CDMA RF, y un circuito oscilador PLL crea señales de reloj 2 MHz y 4 MHz.
El transmisor de la SU y por tanto el LAXPT o ASPT son esclavos para la temporización del receptor de la SU.
El receptor de la RCS es sincronizado al LAXPT o al ASPT transmitido por la SU, sin embargo, su temporización puede ser retardada por dos veces el retraso de propagación.
Además, el sistema puede ser sincronizado por medio de una referencia recibida desde un receptor de Sistema de Posicionamiento Global (GPS). En un sistema de este tipo, un receptor GPS en cada RCS proporciona una señal de reloj de referencia para todos los submódulos de la RCS. Debido a que cada RCS recibe la misma referencia de tiempo desde el GPS, todas las señales de reloj de sistema en todas las RCS están sincronizadas.
La Unidad de Configuración de Ensayo RCS
La RCS como se ha descrito previamente, y mostrado en la fig. 9, puede ser configurada con propósitos de ensayo, como se ha mostrado en la fig. 31. Los propósitos de ensayo pueden ser, iniciar un enlace de comunicación a una SU y medir parámetros del sistema descritos previamente. Proporcionar tales mediciones a un usuario puede ser útil para ajustar óptimamente los distintos parámetros programables de la RCS, que pueden proporcionar unas prestaciones mejoradas del sistema ya que la RCS es usado generalmente en una posición fija.
La configuración de ensayo puede, sin embargo, no requerir soporte de un gran número de usuarios, y por tanto, canales de comunicación. Para tal configuración, la funcionalidad del WAC 920 de la fig. 9 puede ser incorporada a la MIU 931. Para tal incorporación, las funciones de control del sistema del WAC pueden ser llevadas a la práctica en el controlador de MIU 1230 mostrado en la fig. 12. Si solamente hay presente un MUX, la función de intercambio de la ranura de tiempo del TSI 1101 es simplificada, e incluso puede no ser requerida. EL TSI 1101 puede también ser incorporado en una unidad MUX configurada especialmente.
Como se ha mostrado en la fig. 31, la configuración de ensayo incluye un enlace 3101 de línea de teléfono opcional; MUX 3102; un MIU maestro 3131, incluyendo Módem de CDMA Maestro 934, módems de CDMA 3135, 3136, circuito de distribución de canal (CDC) 3738 y controlador del sistema 3120; MIU adicionales opcionales 3132; un VDC 940; Transmisor/Receptor de RF 950 y Amplificador de Potencia 960. Además, la unidad de ensayo incluye un Dispositivo de Entrada y Presentación (IDD) 3152 que puede ser, por ejemplo, un PC que tiene un programa de enlace de usuario comercializado. El funcionamiento del VDC 940, Transmisor/Receptor de RF 950 y Amplificador de Potencia 960 es el mismo que se ha descrito previamente con respecto a la RCS.
El enlace de línea telefónica opcional 3101 puede ser usado para proporcionar señalización u otras señales de telefonía, así como para proporcionar un enlace entre un teléfono (entrada analógica) y la línea de transporte que tiene un formato correspondiente. Consiguientemente, el enlace de línea de teléfono 3101 puede recibir una señal analógica, muestrear y cuantificar la señal en una señal digital, y proporcionar la señal digital con señales de control de telefonía asociadas (por ejemplo señalización de red), como un canal en grupo de canales multiplexados. Por conveniencia, el canal para transmisión a una SU es denominado un canal directo. Cuando una llamada telefónica es bidireccional, o una SU puede por sí misma establecer un enlace de comunicación con el teléfono, un canal para transmisión desde la SU al teléfono es denominado un canal de retorno. El canal de retorno está también previsto como un grupo de canales de retorno multiplexados al enlace de línea de teléfono 3101, que recibe señales de control de telefonía desde el canal de retorno y proporciona una señal analógica de retorno al teléfono.
El MUX 3102 está configurado para aceptar un grupo de señales digitales multiplexadas que tienen un formato de línea, y para separar la codificación de formato de línea y las señales de control de telefonía desde los canales. Esta información y los canales, cada uno de los cuales tiene una señal digital correspondiente a un canal de comunicación de usuario, son proporcionados al MIU Maestro 3131. La funcionalidad del MUX es como se ha descrito previamente con referencia a la fig. 10.
El MIU Maestro 3131, que incluye el Módem de CDMA Maestro 934, realiza las funciones como se ha descrito previamente con referencia a la fig. 12 a la fig. 20. Sin embargo, el MIU 2131 de la Configuración de Ensayo puede contener las siguientes modificaciones: 1) con referencia a la fig. 12, el enlace PCM 1220 puede incluir componentes de enlace adicionales para proporcionar una funcionalidad de intercambio de ranura de tiempo; y 2) el Controlador de Sistema 3120 de la fig. 31 puede estar formado a partir del controlador de MIU 1230 de la fig. 12 por las siguientes modificaciones: 1) un aumento opcional en la capacidad de memoria 1242 para almacenamiento de datos de módem, 2) adición de un enlace de E/S para comunicación con un dispositivo externo, 3) adición de un enlace de control CTRL1 a fin de comunicar con los módems (no mostrados) de la MIU 3131 y MIU 3132 adicionales opcionales y supervisarlo, 4) adición de un enlace de control CTRL1 a fin de comunicar y supervisar el funcionamiento del VDC 940, del Transmisor/Receptor de RF 950 y del Amplificador de Potencia 960, y 5) soporte de circulación de canal de comunicación por el CDC 3738.
El Controlador de Sistema 3120 puede recibir señales de datos MODAT_{k}, k = 1, 2, ...N, desde el Módem de CDMA Maestro 934 y cada uno de los Módems de CDMA 3135 y 3136. Cada señal de datos MODAT_{i} correspondiente, puede indicar valores corrientes de parámetros del sistema, tales como, por ejemplo, niveles de interferencia de ruido del sistema, número de llamadas establecidas, parámetros de control de potencia directa e inversa, tiempo de acceso a un canal, tiempo para establecer un canal, y número de llamadas perdidas. El Controlador de Sistema 3120 puede recoger y almacenar esta información en memoria (no mostrada) y proporcionar información al IDD 3152 a través del enlace de E/S (no mostrado) si es solicitado por un usuario (o puede ocurrir esto automáticamente).
El IDD 3152 es típicamente un terminal remoto, tal como un PC, que puede tener programas de software que soportan un enlace hombre-máquina, en el que los comandos son analizados y formados en una petición al Controlador de Sistema 3120 para valores particulares de parámetros del sistema. Además, el IDD 3152 puede también tener programas de software que reciben los valores particulares de parámetros del sistema (como, por ejemplo, una señal de datos digital que tiene un formato de grabación de datos predeterminado) y formatear los datos a un formato de presentación predeterminado. El formato de presentación puede ser, por ejemplo, gráficos, valores, historia o presentación en tiempo real de valores que cambian.
Aunque el invento ha sido descrito en términos de múltiples realizaciones ejemplares, debe comprenderse por los expertos en la técnica que el invento puede ser puesto en práctica con modificaciones a las realizaciones.

Claims (8)

1. Un aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de acceso múltiple para adquirir y proporcionar una pluralidad de parámetros de un sistema de comunicación de Acceso Múltiple de División por código CDMA, recibiendo el sistema de ensayo de la estación de base una señal de telecomunicación directa, y procesando la señal de telecomunicación directa para transmisión como una señal CDM directa de Multiplex de División por código a una unidad de abonado (SU), comprendiendo el aparato: medios de recepción para recibir la señal de telecomunicación directa, y convertir la señal de telecomunicación en una señal de información directa y una señal de petición de llamada directa; medios de procesamiento de módem maestro que incluyen: a) medios para proporcionar una señal de código piloto global y al menos una señal de canal de radiodifusión, b) medios para combinar, en respuesta a la petición de llamada directa, la petición de llamada directa y un identificador piloto de mensaje con al menos una señal de canal de radiodifusión, donde al menos una señal de canal de radiodifusión está sincronizada con la señal de código piloto global; y c) medios para medir y almacenar la información del sistema de módem maestro, medios de procesamiento de módem esclavo para proporcionar la señal de información directa como una señal de mensaje CDM directa modulada, incluyendo los medios de procesamiento de módem esclavo: a) medios para medir y para almacenar información del sistema de módem esclavo, y: b) medios de procesamiento directo para modular la señal de información directa con una de una pluralidad de señales directas de códigos de mensajes, correspondiendo una de la pluralidad de señales directas de códigos de mensaje con el identificador piloto del mensaje, para proporcionar la señal CDM directa modulada, donde la pluralidad de señales directas de códigos de mensaje están sincronizadas con la señal piloto global; y medios de control del sistema, acoplados con los medios de módem maestro y los medios de procesamiento de módem, para recuperar la información almacenada del sistema de módem maestro y la información almacenada del sistema de módem, incluyendo los medios de control del sistema, medios para procesar, en respuesta a la señal de petición, la información almacenada del sistema de módem maestro y la información almacenada del sistema de módem esclavo en una señal de registro de datos que tiene la pluralidad de parámetros del sistema.
2. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de acceso múltiple de acuerdo con la reivindicación 1ª, que comprende adicionalmente medios de transmisión para convertir una señal de información inversa y una señal de petición de llamada inversa en una señal de telecomunicación inversa, y donde: el aparato de ensayo de estación de base incluye medios para recibir una señal inversa CDM desde la SU; los medios de procesamiento de módem maestro incluyen adicionalmente: a) medios para desmodular la señal CDM inversa para recibir una señal de código piloto de acceso y al menos una señal de canal de acceso, estando sincronizada la señal de código piloto de acceso y al menos una señal de canal de acceso con la señal de código piloto global, y b) medios para extraer una señal de petición de llamada inversa correspondiente a la SU a partir de al menos una señal de canal de acceso; y los medios de procesamiento de módem esclavo incluyen: c) medios para desmodular la señal CDM inversa para proporcionar la señal de información inversa, y d) medios de procesamiento inverso para recibir la señal CDM inversa y poner en correlación la señal CDM inversa con una de una pluralidad de señales inversas de códigos de mensaje, estando sincronizadas la pluralidad de señales inversas de códigos de mensaje con la señal piloto global y correspondiendo una de las señales inversas de códigos de mensaje con el identificador piloto de mensaje, para desmodular la señal CDM inversa para recuperar la señal de información inversa.
3. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de acceso múltiple de acuerdo con la reivindicación 2ª, incluyendo adicionalmente una interfaz de procesamiento de llamada, que comprende: medios para recibir una señal directa de línea de teléfono y convertir la señal de información directa de línea de teléfono en una señal de información directa y en un valor de identificación de usuario correspondiente a la SU; medios para crear una señal de petición de llamada directa; y medios para proporcionar la señal de información directa, la señal de petición de llamada directa y la señal de identificación de usuario como la señal de telecomunicación directa.
4. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de acceso múltiple de acuerdo con la reivindicación 3ª, donde la interfaz de procesamiento de llamada comprende adicionalmente: medios para recibir la señal de telecomunicación inversa; medios para proporcionar, en respuesta a la señal de petición de llamada inversa, la señal de información inversa y la señal de petición de llamada; y medios para convertir la señal de información inversa en una señal de línea de teléfono inversa.
5. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de múltiple acceso de acuerdo con la reivindicación 2ª, donde los medios de procesamiento de módem esclavo son uno de una pluralidad de medios de procesamiento de módem esclavo y los medios de control del sistema proporcionan una señal de asignación de canal respectiva a cada uno de la pluralidad de medios de procesamiento de módem esclavo, comprendiendo adicionalmente el aparato: medios de asignación en respuesta a la señal de asignación de canal, para acoplar la señal de información directa desde los medios de recepción a un medio respectivo de la pluralidad de medios de procesamiento de módem esclavo, y para acoplar la señal de información inversa desde un medio de la pluralidad de medios de procesamiento de módem esclavo a los medios de transmisión.
6. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de múltiple acceso de acuerdo con la reivindicación 1ª, donde la pluralidad de parámetros del sistema incluye al menos uno de un valor que representa una potencia de ruido de interferencia del sistema total, un valor que representa un número total de llamadas, un valor que representa un número medio de llamadas por unidad de tiempo, un valor que representa un tiempo medio para sincronizar una señal CDM inversa, un valor que representa un nivel de potencia de transmisión de la SU, un valor que representa un valor de señal de control de ganancia automática AGC para la SU, un valor que representa un valor de señal AGC recibido por el aparato de ensayo de estación de base, un valor que representa una pluralidad de parámetros de adquisición y de seguimiento para la señal CDM inversa, y un valor que representa un número de llamadas caídas.
7. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de acuerdo con la reivindicación 2ª, que comprende adicionalmente: medios transmisores de Radio Frecuencia RF conectados a los medios de procesamiento de módem maestro y a los medios de procesamiento de módem esclavo, para combinar la señal CDM directa, la señal piloto global y al menos una señal de canal de radiodifusión en una señal CDM de transmisión, y para modular una primera señal portadora con la señal CDM de transmisión y para transmitir la primera señal portadora modulada a través de un canal de comunicación RF; y medios receptores de RF para recibir una segunda señal portadora modulada por la señal CDM inversa, y para desmodular la segunda señal portadora modulada para proporcionar la señal CDM inversa.
8. El aparato de ensayo de estación de base de espectro ensanchado de múltiple acceso de acuerdo con la reivindicación 1ª, donde los medios de control del sistema incluyen adicionalmente medios de memoria para almacenar la información del sistema de módem maestro y la información del sistema de módem esclavo, comprendiendo adicionalmente el aparato, medios terminales remotos que incluyen: a) medios de entrada para recibir una pluralidad de comandos de usuario; b) medios de procesamiento para trasladar cada uno de la pluralidad de comandos de usuario a la señal de petición; c) medios para recibir la señal de registro de datos; d) medios de control de pantalla para procesar la señal de registro de datos en un formato de pantalla; y e) medios de pantalla para presentar la pluralidad de parámetros del sistema contenidos en la señal de registro de datos en el formato de pantalla.
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