EP4662775A1 - Elektrisches antriebssystem und verfahren zu dessen betrieb - Google Patents

Elektrisches antriebssystem und verfahren zu dessen betrieb

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Publication number
EP4662775A1
EP4662775A1 EP25703075.9A EP25703075A EP4662775A1 EP 4662775 A1 EP4662775 A1 EP 4662775A1 EP 25703075 A EP25703075 A EP 25703075A EP 4662775 A1 EP4662775 A1 EP 4662775A1
Authority
EP
European Patent Office
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voltage
inverter
potential
inverters
negative
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP25703075.9A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Urs Boehme
Jörg Weigold
Maximilian Hepp
Akin Candir
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mercedes Benz Group AG
Original Assignee
Mercedes Benz Group AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mercedes Benz Group AG filed Critical Mercedes Benz Group AG
Publication of EP4662775A1 publication Critical patent/EP4662775A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02M7/797—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries

Definitions

  • the invention relates to an electric drive system according to the preamble of claim 1 and a method for its operation according to the preamble of claim 6.
  • DC charging can be achieved via a DC boost converter installed in the vehicle or via a switchable HV battery (switching between series and parallel battery strings or alternating charging of battery strings).
  • bidirectional DC charging In addition to charging, another goal is to discharge the vehicle battery into the DC charging station via buck mode. This is known as "bidirectional DC charging.”
  • a further insulation fault can occur as a direct consequence in the opposite high-voltage potential on the DC charging station side.
  • some DC charging station manufacturers install a varistor between the PA (potential equalization) and the positive high-voltage potential HV+ or between the PA and the negative high-voltage potential HV-.
  • the varistor has a terminal voltage of 500 V to 550 V. If the varistor trips or the insulation is destroyed, a short circuit is generated in the high-voltage battery, which, in the Chademo charging standard, will lead to the destruction of the PE (protective conductor) line in the charging cable (the cable is very thin).
  • the limit values have now been defined: 100 mAs to protect the varistor and 7000 As2 to protect the PE line.
  • State-of-the-art solutions for protecting the line include: Use a diode in the reverse direction of the expected short-circuit current.
  • the disadvantage of this is that bidirectional DC charging capability is not possible.
  • the diode is conductive as long as the DC booster is driving a charging current.
  • the short-circuit current corresponds exactly to the value of the charging current. If the DC/DC converter is not deactivated in time, the varistor in the DC charging station and/or one of the PE conductors in the charging cable will be destroyed.
  • the disadvantage of this is that delayed detection of the short circuit leads to very high short-circuit currents that can destroy the PE conductor in the charging cable or parts of the boost converter, the DC charging station, or the vehicle. There is also a risk of fire.
  • a choke at both HV potentials with a shutdown element e.g., MOSFET, IGBT
  • a freewheeling path for the choke current This is implemented, for example, in quasi-isolated DC/DC converters.
  • the disadvantage is the additional cost of a standalone DC/DC converter.
  • DE 102022 002 607 B3 describes a vehicle with an electrical circuit arrangement, wherein the electrical circuit arrangement comprises:
  • the circuit arrangement is a positive high-voltage potential and the second high-voltage potential is a negative high-voltage potential or vice versa.
  • the circuit arrangement is a positive high-voltage potential and the second high-voltage potential is a negative high-voltage potential or vice versa.
  • the inverters each have a capacitor between a potential line of the first high-voltage potential and a potential line of the second high-voltage potential, wherein the circuit arrangement is designed such that the second electric drive unit can be electrically connected in series with the capacitor connection of the first electric drive unit.
  • DE 102019200996 A1 discloses an electrical circuit arrangement and a method for operating such a circuit arrangement, which comprises one or two three-phase electrical machines and a first and second inverter. Each inverter is connected to the electrical machine via three phase connections and is individually connected to a first and second DC voltage source. Via a switch unit between the two inverters, both the phases of the DC voltage sources and one of the three phases of the inverter can be switchably connected between the two inverters.
  • the invention is based on the object of providing a novel electric drive system for a vehicle and a novel method for its operation.
  • An electric drive system for a vehicle comprising at least two electric machines, each with three stator windings for driving the vehicle, at least one high-voltage battery, and two inverters for converting a direct voltage of the high-voltage battery into an alternating voltage for supplying one of the electric machines, wherein the inverters can be connected in series with one another in a boost mode and can be controlled and/or regulated such that one of the inverters with the electric machine connected thereto can be operated as a boost stage for a negative high-voltage potential, and the other inverter with the electric machine connected thereto can be operated as a boost stage for a positive high-voltage potential for charging the high-voltage battery.
  • the inverters are each designed as a three-level T-type inverter and each have three half-bridges, each consisting of a high-side switch designed as a semiconductor switch and a low-side switch designed as a semiconductor switch, to the center taps of which one of the stator windings and a bidirectional switch made up of two semiconductor switches connected anti-serially to one another are connected, wherein between a positive potential and a negative potential of each inverter, between which the half-bridges are arranged, a series circuit made up of a first capacitor and a second capacitor is connected, to the center tap of which the bidirectional switches of the respective inverter are connected.
  • the inverters in boost mode can be controlled and/or regulated in such a way that both high-voltage potentials can be adjusted independently of each other with respect to a potential equalization conductor.
  • the positive high-voltage potential of the high-voltage battery is connected to the positive potential of the first inverter and the negative high-voltage potential of the high-voltage battery is connected to the negative potential of the first inverter, wherein one of the high-voltage potentials of the high-voltage battery is connected to the homopolar potential of the second inverter, wherein the other high-voltage potential of the high-voltage battery is switchably connected to the homopolar high-voltage potential of the second inverter via a first contactor, wherein the first contactor is closed in a charging mode and open in a charging mode, in particular the boost mode.
  • a DC charging connection for connection to a DC charging station, comprising a first positive contact and a first negative contact for charging with a higher voltage (for example the nominal voltage of the high-voltage battery, in particular 800 V) and a second positive contact and a second negative contact for charging with a lower voltage (for example less than the nominal voltage of the high-voltage battery, in particular less than 500 V), wherein the first positive contact is connected to the positive high-voltage potential of the high-voltage battery, wherein the first negative contact is connected to the negative high-voltage potential of the high-voltage battery, wherein the second positive contact is connected to the center tap between the capacitors of the first inverter, wherein the second negative contact is connected to the center tap between the capacitors of the second inverter.
  • a higher voltage for example the nominal voltage of the high-voltage battery, in particular 800 V
  • a second positive contact and a second negative contact for charging with a lower voltage (for example less than the nominal voltage of the high-voltage battery, in particular less than 500 V
  • the contacts are connected to the inverters and the high-voltage battery via respective contactors.
  • the semiconductor switches are designed as MOSFETs or IGBTs with freewheeling diodes.
  • the inverter has current measuring devices for measuring the alternating current between the center taps of the half-bridges and the stator windings.
  • the phases of the three-phase electric machine can, for example, be connected to each other via a common star point
  • a method for operating the above-described electric drive system in boost mode is proposed.
  • the low-side switch of one of the half-bridges is operated in a cyclic manner, while the bidirectional switches of the two other half-bridges are permanently closed in the forward direction toward the center tap of the respective half-bridge by controlling the corresponding semiconductor switch for the duration of boost mode.
  • the high-side switch of one of the half-bridges is operated in a cyclic manner, while the bidirectional switches of the two other half-bridges are permanently closed in the forward direction toward the center tap between the capacitors by controlling the corresponding semiconductor switch for the duration of boost mode.
  • the remaining semiconductor switches of the inverter are or remain open or can be closed to optimize efficiency with a conductive body diode or freewheeling diode.
  • another of the low-side switches and/or high-side switches is/are used for clocking operation.
  • the clocking of one of the inverters is dependent on a choke current through the stator windings of the electrical machine connected to it, such that the clock-operated high-side switch or low-side switch is switched on when the choke current falls below a predetermined lower threshold value and is switched off when the choke current exceeds a predetermined upper threshold value.
  • the other inverter can be clocked with a fixed clock frequency and a fixed duty cycle.
  • the high-voltage potentials are regulated by regulating a voltage across at least one of the capacitors to a predetermined value.
  • the boost function can be implemented, and both high-voltage potentials can be controlled and/or regulated simultaneously relative to the equipotential bonding conductor and/or the protective conductor.
  • Each drive inverter and electrical machine represents a boost stage, with the first boost stage increasing the first high-voltage potential (e.g., the positive high-voltage potential) and the second boost stage increasing the other high-voltage potential (e.g., the negative high-voltage potential).
  • Both drives are connected in series so that both high-voltage potentials can be adjusted independently of each other relative to the equipotential bonding conductor. This protects the insulation from overload in a lower-voltage system (e.g., a 500 V DC charging station).
  • the invention enables the two drives, each consisting of an electric motor and an inverter designed as a T-Type 3-Level inverter, to be used as a DC booster in addition to their driving function. Therefore, no additional boost converter or switching battery is required.
  • the inventive solution allows for buck and boost operation (bidirectional DC charging) with the continuous power of the drives.
  • the boost function can independently adjust both high-voltage potentials to the equipotential bonding conductor and/or protective conductor, thus preventing insulation overload in the charging station. In the event of an insulation fault in the vehicle, a short-circuit current from the high-voltage battery via the charging station is prevented by blocking semiconductors.
  • the current rise in the event of an insulation fault is delayed by the two main motor inductances, allowing more time to detect the fault and stop boost operation.
  • the current directions of the individual stator windings represent a normal operating state in the electrical machine (the sum of all currents in each electrical machine is 0 A). Therefore, the very large main inductance of the electrical machine is effective. As a result, current ripple and/or voltage ripple are reduced. There is a possibility of disconnection of a battery short circuit caused by an insulation fault in the vehicle.
  • Fig. 1 is a schematic view of an electric drive system for an electrically powered vehicle
  • Fig. 2 is a schematic view of a simulation setup of the electric drive system from Figure 1,
  • Fig. 3 is a schematic diagram of signals from the simulation setup of Figure 2
  • Fig. 4 is a schematic diagram of further signals of the simulation setup from Figure 2.
  • FIG. 1 is a schematic view of an electric drive system 1 for an electrically powered vehicle.
  • the electric drive system 1 has at least one electrical energy storage device 2, in particular a high-voltage battery 2, and at least two electric motors 3.1, 3.2, each with three stator windings L1, L2, L3, and L4, L5, L6, which can be supplied with energy from the high-voltage battery 2 to drive the vehicle via an inverter 4.1, 4.2, each embodied as a T-type 3-level inverter.
  • the high-voltage battery 2 has a positive high-voltage potential HV+ and a negative high-voltage potential HV-.
  • the vehicle may be an at least partially electrically powered vehicle such as a hybrid vehicle or electric vehicle, in particular a passenger car, a commercial vehicle or a bus.
  • the electrical machines 3.1, 3.2 for driving the vehicle can each be designed as three-phase electrical machines.
  • this three-phase electrical machine is an electric motor.
  • the three-phase electrical machine can be operated in motor mode and thus as an electric motor.
  • the three-phase electrical machine can be supplied with an electrical alternating voltage, in particular with a high-voltage electrical alternating voltage, via its phases.
  • the phases of the three-phase electrical machine can be connected to one another, for example, via a common star point.
  • the electric drive system 1 and thus the vehicle have at least one high-voltage battery 2.
  • the electric motors 3.1, 3.2 and, if applicable, other vehicle components and/or vehicle systems and/or on-board electrical systems can be supplied with electrical energy.
  • a battery voltage can be provided using the high-voltage battery 2.
  • the vehicle can be a battery-powered vehicle with a voltage level of 800 volts.
  • a voltage of essentially 800 volts can be provided using the battery voltage.
  • the electric machines 3.1, 3.2 require an alternating voltage for their operating state.
  • This alternating voltage can be provided by the respective inverter 4.1, 4.2. This involves converting the battery voltage into an alternating voltage.
  • the alternating voltage for the electric machines 3.1, 3.2 is provided by a respective primary function or main function of the inverter 4.1, 4.2.
  • the inverter 4.1, 4.2 can be connected or arranged between the high-voltage battery 2 and the respective electric machine 3.1, 3.2.
  • a series circuit comprising a first capacitor C1, C3 and a second capacitor C2, C4 is connected or arranged between a positive potential P1+, P2+ and a negative potential P1-, P2- of each inverter 4.1, 4.2.
  • this series circuit is located at the input of the inverter 4.1, 4.2.
  • the positive potential of the first capacitor C1, C3 is connected to the positive potential P1+, P2+ of the respective
  • Inverters 4.1, 4.2 are connected.
  • the negative potential of the first capacitor C1, C3 is connected to the positive potential of the second capacitor C2, C4. Consequently, the negative potential of the second capacitor C2, C4 is connected to the negative potential P1-, P2- of the respective inverter 4.1, 4.2.
  • a center tap M is located between each of the first capacitors C1, C3 and the second capacitor C2, C4.
  • the inverters 4.1, 4.2 can each be designed as a three-level T-type inverter.
  • the inverter 4.1, 4.2 can be three half-bridges, each consisting of a high-side switch HS1 to HS6 designed as a semiconductor switch and a low-side switch LS1 to LS6 designed as a semiconductor switch with a
  • Center tap M1 to M6 is connected to the center tap M1 to M6 of each half-bridge. Furthermore, between the center tap M1 to M6 of each half-bridge and the center tap M, the stator windings L1 to L6 is connected to the center tap M1 to M6 of each half-bridge. Furthermore, between the center tap M1 to M6 of each half-bridge and the center tap M, the stator windings L1 to L6 is connected to the center tap M1 to M6 of each half-bridge. Furthermore, between the center tap M1 to M6 of each half-bridge and the center tap M, the center tap M1 to M6 of each half-bridge and the center tap M, the stator windings L1 to L6 is connected to the center tap M1 to M6 of each half-bridge. Furthermore, between the center tap M1 to M6 of each half-bridge and the center tap M, the stator windings L1 to L6 is connected to the center tap M1 to M6 of each half-bridge. Furthermore, between the center tap M1 to M6
  • Capacitors C1, C2 or C3, C4 are each connected to a bidirectional switch BDS 1 to BDS 6 consisting of two semiconductor switches connected anti-serially to each other.
  • each inverter 4.1, 4.2 has three switching arrangements for each of the three phases of the respective electrical machine 3.1, 3.2.
  • Each of these switching arrangements can have a plurality of different semiconductors, such as IGBTs or MOSFETs.
  • the capacitors C1, C2 and C3, C4 form an intermediate circuit of the respective inverter 4.1, 4.2 with the respective center tap M.
  • the inverter 4.1, 4.2 can be configured to charge the first capacitor C1, C3 and/or the second capacitor C2, C4 selectively, in particular cyclically.
  • a sum of a first voltage of the first capacitor C1, C3 and a second voltage of the second capacitor C2, C4 can be generated or provided as an output voltage of the inverter 4.1, 4.2 for charging the electrical energy storage device 2.
  • the inverter 4.1, 4.2 can, depending on which semiconductor switches of the inverter 4.1, 4.2 are clocked, supply the first capacitor C1, C3 or the second capacitor C2, C4 with the input voltage charging.
  • an output voltage can be provided that corresponds to the battery voltage. Consequently, the electrical energy storage device 2 can be charged via the capacitors C1, C2 or C3, C4 of the inverters 4.1, 4.2.
  • the inverters 4.1, 4.2 therefore have the secondary function of charging the electrical energy storage device 2 if a charging voltage of 500 V or less can be provided by the DC charging station 5.
  • each drive i.e., each pair of inverters 4.1, 4.2 and the associated electrical machine 3.1, 3.2, represents a boost stage, with the first boost stage increasing the magnitude of one of the high-voltage potentials (e.g., HV+) and the second boost stage increasing the magnitude of the other high-voltage potential (e.g., HV-).
  • Both drives are connected in series so that both high-voltage potentials HV+, HV- can be adjusted independently of each other with respect to the equipotential bonding conductor PA, thus protecting the insulation from overload in a lower-voltage system, for example, a DC charging station 5 with a voltage of 500 V.
  • the advantage here is that no intervention is required on the electrical machine 3.1, 3.2, and the current flow represents a normal operating point, meaning that the entire inductances of the electrical machine 3.1, 3.2 are used, not just the very low stray inductance.
  • the order of the boost levels can also be reversed even if the function is the same, i.e. starting from the DC charging station 5, the positive high-voltage potential HV+ can be boosted first and then the negative high-voltage potential HV-.
  • the low-side switch LS1, LS2, LS3 of one of the half-bridges is operated in a clocked manner in one of the inverters 4.1, 4.2, for example in the first inverter 4.1, while the bidirectional switches BDS2, BDS3 of the two other half-bridges are permanently closed in the forward direction towards the center tap M2, M3 of the respective half-bridge by controlling the corresponding semiconductor switch for the duration of the boost.
  • the remaining semiconductor switches of the first Inverters 4.1 can remain open or, with a conductive body diode or freewheeling diode, can be closed to optimize efficiency.
  • the high-side switch HS4, HS5, HS6 of one of the half-bridges in this example the high-side switch HS4, is operated in a pulsed manner, while the bidirectional switches BDS5, BDS6 of the two other half-bridges are permanently closed in the forward direction toward the center tap M between the capacitors C3, C4 by controlling the corresponding semiconductor switch for the duration of the boost.
  • the remaining semiconductor switches of the second inverter 4.2 can remain open or, with a conductive body diode or freewheeling diode, can be closed to optimize efficiency.
  • one of the low-side switches LS2, LS3 of the first inverter 4.1 can also be operated in a clocked mode, while the bidirectional switches BDS1 to BDS3 of the remaining half-bridges are permanently closed for the duration of the boost.
  • the high-side switch HS4 one of the high-side switches HS5, HS6 of the second inverter 4.2 can be operated in a clocked mode, while the bidirectional switches BDS4 to BDS6 of the remaining half-bridges are permanently closed for the duration of the boost. Alternating between the clocked low-side switch LS1 to LS3 and/or the high-side switches HS4 to HS6 can be advantageous for homogenizing aging defects.
  • the positive high-voltage potential HV+ of the high-voltage battery 2 is connected to the positive high-voltage potential P1+ of the first inverter 4.1.
  • the negative high-voltage potential HV- of the high-voltage battery 2 is connected to the negative high-voltage potential P1- of the first inverter 4.1.
  • One of the high-voltage potentials HV+, HV- of the high-voltage battery 2, for example the negative high-voltage potential HV- is connected to the same-pole high-voltage potential P2- of the second inverter 4.2.
  • the other high-voltage potential HV+, HV- of the high-voltage battery 2 for example the positive high-voltage potential HV+, is switchably connected to the same-pole high-voltage potential P2+ of the second inverter 4.2 via a contactor S1.
  • the contactor S1 can also be arranged between the negative high-voltage potentials HV-, P2-.
  • a DC charging connection 6 for connection to a DC charging station 5 has a first positive contact K+1 for charging with a higher voltage (for example 800 V) and a first negative contact K-1 for charging with the higher voltage as well as a second positive contact K+2 for charging with a lower voltage (for example 400 V) and a second negative contact K-2 for charging with the lower voltage.
  • the contacts K+1, K-1, K+2, K-2 are connected to the electric drive system 1 via respective contactors S2 to S5.
  • the first positive contact K+1 is connected to the positive high-voltage potential HV+ of the high-voltage battery 2.
  • the first negative contact K-1 is connected to the negative high-voltage potential HV- of the high-voltage battery 2.
  • the second positive contact K+2 is connected to the center tap M of the first inverter 4.1.
  • the second negative contact K-2 is connected to the center tap M of the second inverter 4.2.
  • Figure 2 is a schematic view of a simulation setup of the electric drive system 1 from Figure 1 and largely corresponds to the setup shown in Figure 1.
  • Contactors S1 to S5 are replaced by open states or connections for the 400V boost state (DC charging with lower voltage).
  • the simulation setup was expanded to include Y-capacitances CY_P1, CY_N1, CY_P2, CY_N2, where CY_P1 and CY_N1 correspond to the Y-capacitances of the positive and negative high-voltage potentials HV+ and HV- in the vehicle, respectively, and CY_P2 and CY_N2 correspond to the Y-capacitances in the DC charging station 5.
  • the boost stage (inverter 4.2) of the negative high-voltage potential HV- is clocked depending on a choke current l_L4 through the stator windings L4 to L6 (between 430A and 450A).
  • the boost stage (inverter 4.1) of the positive high-voltage potential HV+ is clocked with a fixed clock frequency (e.g., 10kHz) and a fixed duty cycle of, for example, 0.3.
  • the high-voltage potentials HV+ and HV- can be regulated here, for example, by adjusting the voltage U_C2 across capacitor C2 to a specified value.
  • Figure 3 is a schematic diagram of signals from the simulation setup shown in Figure 2.
  • the top line shows the current l_DC of the DC charging station 5.
  • This current l_DC is mainly determined by the clocking of the semiconductor switch HS4 of the second inverter 4.2, which is controlled by the control signal Gate_HS4, and the resulting inductor current l_L4.
  • the control signal Gate_HS4 is switched on, for example, at an inductor current l_L4 of at least 430 A and switched off at an inductor current l_L4 of at most 450 A.
  • the potential difference between high-voltage battery 2 and DC charging station 5 is set via capacitor C2 for the positive high-voltage potential HV+.
  • the potential difference between high-voltage battery 2 and DC charging station 5 is set via capacitor C3 for the negative high-voltage potential HV-.
  • a choke current l_L1 through the stator windings L1 to L3 of electric machine 3.1 and a battery current l_Batt through high-voltage battery 2 are shown. The negative sign of battery current l_Batt indicates that high-voltage battery 2 is being charged.
  • Figure 4 is a schematic diagram of additional signals from the simulation setup shown in Figure 2.
  • Capacitances CY_P1, CY_N1, CY_P2, CY_N2 correspond to the voltage of the respective high-voltage potential HV+, HV- related to the equipotential bonding conductor PA and/or the protective conductor PE.
  • the potential distribution in the vehicle in this example is (almost) symmetrical, i.e. the positive high-voltage potential HV+ is approximately 415 V higher than the potential of the equipotential bonding conductor PA and/or the protective conductor PE and the negative high-voltage potential HV- is approximately 404 V below the potential of the equipotential bonding conductor PA and/or the protective conductor PE.
  • a comparison of the voltages U_P2 and U_N2 illustrates the potential distribution in DC charging station 5.
  • the voltage of the positive high-voltage potential HV+ is approximately 171 V higher than the potential of the equipotential bonding conductor PA and/or the protective conductor PE.
  • the voltage of the negative high-voltage potential HV- is approximately 184 V lower than the potential of the equipotential bonding conductor PA and/or the protective conductor PE. Due to the at least approximately balanced potential distribution in the vehicle, no insulation overload occurs at the potentially weakly insulated DC charging station 5. However, if one of the boost stages boosts with a lower transmission ratio than the other or is even passive, the resulting uneven potential distribution in the vehicle can lead to insulation overload in DC charging station 5.
  • An insulation fault in the vehicle from one of the high-voltage potentials HV+, HV-, for example, from the positive high-voltage potential HV+, to the equipotential bonding conductor PA inevitably leads to a second insulation fault in the DC charging station 5 from the opposite pole (in this case, the negative) high-voltage potential HV- to the equipotential bonding conductor PA and/or protective conductor PE.
  • boost operation As long as boost operation is active, a current flows through the body diodes or freewheeling diodes of the semiconductor switches at the same level as the boost current. Therefore, it is advantageous to stop boost operation as soon as an insulation fault is detected. This can be determined by measuring the high-voltage Potential distributions, by measuring the insulation resistance or by checking the plausibility of the currents.
  • Each of the semiconductor switches can be designed, for example, as a MOSFET or as an IGBT with a freewheeling diode.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein elektrisches Antriebssystem (1) für ein Fahrzeug, mit zwei elektrischen Maschinen (3.1, 3.2) mit je drei Statorwicklungen (L1 bis L6), einer Hochvolt-Batterie (2) und zwei Invertern (4.1, 4.2) zur Versorgung je einer der elektrischen Maschinen (3.1, 3.2), wobei in einem Boost-Betrieb einer der Inverter (4.1, 4.2) als eine Boost-Stufe für ein negatives Hochvoltpotential (HV-) und der andere Inverter (4.1, 4.2) als eine Boost-Stufe für ein positives Hochvoltpotential (HV-) zum Laden der Hochvolt-Batterie (2) betreibbar ist, wobei die Inverter (4.1, 4.2) jeweils als Drei-Level-T-Typ-Inverter ausgebildet sind und je drei Halbbrücken aufweisen, die aus jeweils einem als Halbleiterschalter ausgebildeten High-Side-Schalter (HS1 bis HS6) und einem als Halbleiterschalter ausgebildeten Low-Side-Schalter (LS1 bis LS6) gebildet sind, an deren Mittelabgriffen (M1 bis M6) je eine der Statorwicklungen (L1 bis L6) und ein bidirektionaler Schalter (BDS 1 bis BDS 6) aus zwei zueinander antiseriell geschalteten Halbleiterschaltern angeschlossen ist, wobei zwischen einem positiven Potential (P1+, P2+) und einem negativen Potential (P1-, P2-) jedes Inverters (4.1, 4.2) eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator (C1, C3) und einem zweiten Kondensator (C2, C4) angeschlossen ist, an deren Mittelabgriff (M) die bidirektionalen Schalter (BDS1 bis BDS6) des jeweiligen Inverters (4.1, 4.2) angeschlossen sind.

Description

Elektrisches Antriebssystem und Verfahren zu dessen Betrieb
Die Erfindung betrifft ein elektrisches Antriebssystem gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und ein Verfahren zu dessen Betrieb gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 6.
Beim DC-Laden eines elektrisch betriebenen Fahrzeugs an einer DC-Ladesäule ist es notwendig, dass die DC-Ladesäule den maximalen Spannungsbereich des Fahrzeugs abdeckt. Ist dies nicht der Fall, so kann gar nicht oder nur bis zum maximalen Spannungsniveau der DC-Ladesäule geladen werden. Abhilfe ist ein DC-Laden über einen im Fahrzeug verbauten DC-Boost-Wandler oder über eine schaltbare HV-Batterie (Umschaltung Serienschaltung in Parallelschaltung von Batteriesträngen oder wechselweises Laden von Batteriesträngen).
Neben dem Laden ist auch ein Ziel, über den Buck-Betrieb die Fahrzeug-Batterie in die DC-Ladesäule zu entladen. Dies ist bekannt unter dem Begriff „bidirektionales DC-Laden“.
Im Falle eines Isolationsfehlers im Fahrzeug kann als direkte Folge ein weiterer Isolationsfehler im gegengesetzten Hochvoltpotential auf Seiten der DC-Ladesäule eintreten. Manche DC-Ladesäulenhersteller verbauen zum Schutz der Isolation einen Varistor zwischen PA (Potentialausgleich) und dem positiven Hochvoltpotential HV+ oder zwischen PA und dem negativen Hochvoltpotential HV-. Der Varistor weist eine Klemmspannung von 500 V bis 550 V auf. Löst der Varistor aus oder wird die Isolation zerstört, so wird ein Kurzschluss der Hochvolt-Batterie erzeugt, der im Chademo- Ladestandard zu einer Zerstörung der PE-Leitung (Schutzleiter) im Ladekabel führen wird (die Leitung ist nur sehr dünn ausgeführt). Als Grenzwerte sind inzwischen definiert: 100 mAs zum Schutz des Varistors und 7000 As2 zum Schutz der PE-Leitung.
Im Stand der Technik bekannte Lösungen zum Schutz der Leitung sind: Einsatz eine Diode in Sperrrichtung des zu erwartenden Kurzschlussstroms. Nachteilig ist dabei, dass keine Umsetzung einer bidirektionalen DC-Ladefähigkeit möglich ist. Die Diode ist im leitfähigen Zustand, solange der DC-Booster einen Ladestrom treibt. Der Kurzschlussstrom entspricht dabei exakt dem Wert des Ladestroms. Wird der DC/DC-Wandler nicht rechtzeitig deaktiviert, so wird der Varistor in der DC-Ladesäule und/oder eine der PE-Leiter im Ladekabel zerstört. Einsatz eines MOSFET mit der Bodydiode oder eines IGBT mit Freilaufdiode in Sperrrichtung des zu erwartenden Kurzschlussstroms. Nachteilig dabei ist, dass eine verzögerte Erkennung des Kurzschlussfalls zu sehr hohen Kurzschlussströmen führt, die die PE-Leitung im Ladekabel oder Teile des Boost- Wandlers, der DC-Ladesäule oder des Fahrzeugs zerstören. Ferner besteht die Gefahr eines Brandes.
Einsatz einer PyroFuse (Sicherung mit Sprengelement). Nachteilig dabei ist, dass verspätetes Erkennen des Kurzschlussstroms zu einer Überforderung des Sprengelements führt, den Kurzschluss zu unterbrechen. Eine verzögerte Erkennung des Kurzschlussfalls führt zu sehr hohen Kurzschlussströmen, die die PE-Leitung im Ladekabel oder Teile des Boost- Wandlers, der DC-Ladesäule oder des Fahrzeugs zerstören. Ferner besteht die Gefahr eines Brandes.
Drossel in beiden HV-Potentialen mit Abschaltelement (z.B. MOSFET, IGBT) und wenn möglich Freilaufpfad für Drosselstrom. Dies ist zum Beispiel in quasi isolierten DC/DC-Wandlern umgesetzt. Nachteilig dabei ist der Mehraufwand durch einen eigenständigen DC/DC-Wandler.
Die DE 102022 002 607 B3 beschreibt ein Fahrzeug mit einer elektrischen Schaltungsanordnung, wobei die elektrische Schaltungsanordnung aufweist:
- eine Traktionsbatterie,
- einen elektrischen Anschluss zum elektrischen Koppeln mit einer fahrzeugexternen elektrischen Einheit,
- ein erstes Hochvoltpotential, und
- ein zweites Hochvoltpotential, wobei das erste Hochvoltpotential ein positives Hochvoltpotential ist und das zweite Hochvoltpotential ein negatives Hochvoltpotential ist oder umgekehrt. Hierbei weist die Schaltungsanordnung
- zwei elektrische Antriebseinheiten mit jeweils einem Inverter und einer damit elektrisch gekoppelten elektrischen Drehstrommaschine zum Antrieb des Fahrzeugs auf, und
- ist derart ausgebildet, dass die beiden elektrischen Antriebseinheiten zwischen dem elektrischen Anschluss und der Traktionsbatterie derart elektrisch in Reihe schaltbar sind, dass die erste elektrische Antriebseinheit das erste Hochvoltpotential und die zweite elektrische Antriebseinheit das zweite Hochvoltpotential vom elektrischen Anschluss zur Traktionsbatterie erhöht. Dabei ist vorgesehen, dass die Inverter jeweils einen Kondensator zwischen einer Potentialleitung des ersten Hochvoltpotentials und einer Potentialleitung des zweiten Hochvoltpotentials aufweisen, wobei die Schaltungsanordnung derart ausgebildet ist, dass die zweite elektrische Antriebseinheit mit dem Kondensatoranschluss der ersten elektrischen Antriebseinheit elektrisch in Reihe schaltbar ist.
Aus der DE 102019200 996 A1 ist eine elektrische Schaltungsanordnung und ein Verfahren zum Betreiben einer solchen Schaltungsanordnung bekannt, welche ein oder zwei drei-phasige elektrischen Maschinen und einen ersten und zweiten Wechselrichter aufweist. Jeder Wechselrichter ist mit drei Phasenanschlüsse mit der elektrischen Maschine verbunden und einzeln mit einer ersten und zweiten Gleichspannungsquelle verbunden. Über eine Schaltereinheit zwischen den beiden Wechselrichter sind sowohl die Phasen der Gleichspannungsquellen als auch eine der drei Phasen des Wechselrichter zwischen den beiden Wechselrichtern schaltbar verbindbar.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein neuartiges elektrisches Antriebssystem für ein Fahrzeug und ein neuartiges Verfahren zu dessen Betrieb anzugeben.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein elektrisches Antriebssystem mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und ein Verfahren zu dessen Betrieb mit den Merkmalen des Anspruchs 6.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Es wird ein elektrisches Antriebssystem für ein Fahrzeug vorgeschlagen, mit mindestens zwei elektrischen Maschinen mit je drei Statorwicklungen zum Antrieb des Fahrzeugs, mindestens einer Hochvolt-Batterie und zwei Invertern zur Wandlung einer Gleichspannung der Hochvolt-Batterie in eine Wechselspannung zur Versorgung je einer der elektrischen Maschinen, wobei die Inverter in einem Boost-Betrieb zueinander in Reihe schaltbar sind und so steuerbar und/oder regelbar sind, dass einer der Inverter mit der daran angeschlossenen elektrischen Maschine als eine Boost-Stufe für ein negatives Hochvoltpotential und der andere Inverter mit der daran angeschlossenen elektrischen Maschine als eine Boost-Stufe für ein positives Hochvoltpotential zum Laden der Hochvolt-Batterie betreibbar ist. Erfindungsgemäß sind die Inverter jeweils als ein Drei- Level-T-Typ-Inverter ausgebildet und weisen je drei Halbbrücken auf, die aus jeweils einem als Halbleiterschalter ausgebildeten High-Side-Schalter und einem als Halbleiterschalter ausgebildeten Low-Side-Schalter gebildet sind, an deren Mittelabgriffen je eine der Statorwicklungen und ein bidirektionaler Schalter aus zwei zueinander antiseriell geschalteten Halbleiterschaltern angeschlossen ist, wobei zwischen einem positiven Potential und einem negativen Potential jedes Inverters, zwischen denen die Halbbrücken angeordnet sind, eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator und einem zweiten Kondensator angeschlossen ist, an deren Mittelabgriff die bidirektionalen Schalter des jeweiligen Inverters angeschlossen sind.
In einer Ausführungsform sind die Inverter im Boost-Betrieb so steuerbar und/oder regelbar, dass beide Hochvolt-Potentiale unabhängig voneinander gegenüber einem Potentialausgleichleiter einstellbar sind.
In einer Ausführungsform ist das positive Hochvoltpotential der Hochvolt-Batterie mit dem positiven Potential des ersten Inverters verbunden und das negative Hochvoltpotential der Hochvolt-Batterie mit dem negativen Potential des ersten Inverters verbunden, wobei eines der Hochvoltpotentiale der Hochvolt-Batterie mit dem gleichpoligen Potential des zweiten Inverters verbunden ist, wobei das andere Hochvoltpotential der Hochvolt-Batterie mit dem gleichpoligen Hochvoltpotential des zweiten Inverters schaltbar über ein erstes Schütz verbunden, wobei das erste Schütz in einem Fährbetrieb geschlossen und in einem Ladebetrieb, insbesondere dem Boost-Betrieb, geöffnet ist.
In einer Ausführungsform ist ein DC-Ladeanschluss zum Anschluss an eine DC- Ladestation vorgesehen, mit einem ersten positiven Kontakt und einem ersten negativen Kontakt zum Laden mit einer höheren Spannung (beispielsweise der Nennspannung der Hochvolt-Batterie, insbesondere 800 V) sowie einem zweiten positiven Kontakt und einem zweiten negativen Kontakt zum Laden mit einer niedrigeren Spannung (beispielsweise weniger als der Nennspannung der Hochvolt-Batterie, insbesondere weniger als 500 V), wobei der erste positive Kontakt zum positiven Hochvoltpotential der Hochvolt-Batterie verbunden ist, wobei der erste negative Kontakt zum negativen Hochvoltpotential der Hochvolt-Batterie verbunden ist, wobei der zweite positive Kontakt zum Mittelabgriff zwischen den Kondensatoren des ersten Inverters verbunden ist, wobei der zweite negative Kontakt zum Mittelabgriff zwischen den Kondensatoren des zweiten Inverters verbunden ist.
In einer Ausführungsform sind die Kontakte über jeweilige Schütze mit den Invertern und der Hochvolt-Batterie verbunden. In einer Ausführungsform sind die Halbleiterschalter als MOSFET oder IGBT mit Freilaufdiode ausgebildet.
In einer Ausführungsform weist der Inverter Strommessgeräte zur Wechselstrommessung zwischen den Mittelabgriffen der Halbbrücken und den Statorwicklungen auf.
Die Phasen der elektrischen Drehstrommaschine können beispielsweise über einen gemeinsamen Sternpunkt zueinander geschaltet sein
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Betrieb des oben beschriebenen elektrischen Antriebssystems in einem Boost-Betrieb vorgeschlagen. Erfindungsgemäß wird dabei in einem der Inverter der Low-Side-Schalter einer der Halbbrücken taktend betrieben, während die bidirektionalen Schalter der zwei anderen Halbbrücken in Flussrichtung zum Mittelabgriff der jeweiligen Halbbrücke hin durch Ansteuern des entsprechenden Halbleiterschalters für die Dauer des Boost-Betriebs permanent geschlossen werden, wobei in dem anderen Inverter der High-Side-Schalter einer der Halbbrücken taktend betrieben wird, während die bidirektionalen Schalter der zwei anderen Halbbrücken in Flussrichtung zum Mittelabgriff zwischen den Kondensatoren hin durch Ansteuern des entsprechenden Halbleiterschalters für die Dauer des Boostens permanent geschlossen werden.
In einer Ausführungsform werden oder bleiben die übrigen Halbleiterschalter der Inverter geöffnet oder können zur Wirkungsgradoptimierung bei leitfähiger Body-Diode oder Freilaufdiode geschlossen werden.
In einer Ausführungsform werden/wird zur Homogenisierung von Alterungsdefekten nach taktendem Betrieb eines der Low-Side-Schalter und/oder High-Side-Schalter im Boost- Betrieb ein anderer der der Low-Side-Schalter und/oder High-Side-Schalter für den taktenden Betrieb verwendet.
In einer Ausführungsform erfolgt die Taktung eines der Inverter abhängig von einem Drosselstrom durch die Statorwicklungen der daran angeschlossenen elektrischen Maschine, derart, dass der taktend betriebene High-Side-Schalter oder Low-Side-Schalter bei Unterschreiten eines vorgegebenen unteren Schwellwerts des Drosselstroms eingeschaltet und bei Überschreiten eines vorgegebenen oberen Schwellwertes des Drosselstroms ausgeschaltet wird. Die Taktung des anderen Inverters kann mit einer fest eingestellten Taktfrequenz und einem fest vorgegeben Tastverhältnis erfolgen.
In einer Ausführungsform erfolgt eine Regelung der Hochvolt-Potentiale durch Regelung einer Spannung über mindestens einem der Kondensatoren auf einen vorgegebenen Wert.
Es kann vorteilhaft sein, den Boost-Betrieb einzustellen, sobald ein Isolationsfehler festgestellt wird. Dies kann über eine Messung der Hochvolt-Potentialverteilungen, über eine Messung des Isolationswiderstandes oder über eine Plausibilitätsüberprüfung der Ströme erfolgen.
Unter Verwendung von zwei 3-Level-T-Typ-lnvertern und der dazugehörigen elektrischen Maschinen kann die Boost-Funktion dargestellt werden und gleichzeitig eine Steuerung und/oder Regelung beider Hochvoltpotentiale bezogen auf den Potentialausgleichleiter und/oder den Schutzleiter erfolgen. Dabei wird durch jeden Antrieb (Inverter und elektrische Maschine) je eine Boost-Stufe dargestellt, wobei die erste Boost-Stufe das erste Hochvoltpotential (z.B. das positive Hochvoltpotential) und die zweite Boost-Stufe das jeweils andere Hochvoltpotential betragsmäßig erhöht (z.B. das negative Hochvoltpotential). Beide Antriebe sind so in Reihe geschaltet, dass beide Hochvoltpotentiale unabhängig voneinander gegenüber dem Potentialausgleichleiter eingestellt werden können, wodurch die Isolation beim schwächer ausgelegten Hochvoltsystem (z.B. einer DC-Ladestation mit 500 V) vor Überlastung geschützt werden kann.
Durch die Erfindung werden die beiden Antriebe bestehend aus je einer elektrischen Maschine und einem als T-Type-3-Level-lnverter ausgebildeten Inverter zusätzlich zur Fahrfunktion auch als DC-Booster verwendet. Daher wird kein zusätzlicher Boost-Wandler oder eine Umschaltbatterie benötigt. Die erfindungsgemäße Lösung erlaubt die Darstellung von Buck- und Boost-Betrieb (Bidirektionales DC-Laden) mit der Dauerleistung der Antriebe. Die Boostfunktion kann dabei beide Hochvoltpotentiale unabhängig voneinander zum Potentialausgleichleiter und/oder Schutzleiter einstellen und somit eine Isolationsüberlastung in der Ladestation vermeiden. Im Falle eines Isolationsfehlers im Fahrzeug wird ein Kurzschlussstrom der Hochvolt-Batterie über die Ladestation durch sperrende Halbleiter vermieden. Zudem wird der Stromanstieg beim Isolationsfehler durch die beiden Motor-Hauptinduktivitäten verzögert, wodurch mehr Zeit verbleibt, um den Fehler zu erkennen und den Boost-Betrieb zu stoppen. Durch die Stromrichtungen der einzelnen Statorwicklungen wird ein normaler Betriebszustand in der elektrischen Maschine dargestellt (die Summe aller Ströme beträgt in jeder elektrischen Maschine 0 A). Daher ist die sehr große Hauptinduktivität der elektrischen Maschine wirksam. Als Folge dessen ist der Stromripple und/oder Spannungsripple reduziert. Es besteht die Möglichkeit der Abschaltung eines entstehenden Batterie-Kurzschlusses aufgrund eines Isolationsfehlers im Fahrzeug.
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im Folgenden anhand von Zeichnungen näher erläutert.
Dabei zeigen:
Fig. 1 eine schematische Ansicht eines elektrischen Antriebssystems für ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug,
Fig. 2 eine schematische Ansicht eines Simulationsaufbaus des elektrischen Antriebssystems aus Figur 1,
Fig. 3 ein schematisches Diagramm von Signalen des Simulationsaufbaus aus Figur 2, und
Fig. 4 ein schematisches Diagramm weiterer Signale des Simulationsaufbaus aus Figur 2.
Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Figur 1 ist eine schematische Ansicht eines elektrischen Antriebssystems 1 für ein elektrisch angetriebenes Fahrzeug. Das elektrische Antriebssystem 1 weist mindestens einen elektrischen Energiespeicher 2, insbesondere eine Hochvolt-Batterie 2, und mindestens zwei elektrische Maschinen 3.1, 3.2 mit je drei Statorwicklungen L1, L2, L3, und L4, L5, L6 auf, die über je einen Inverter 4.1, 4.2, der als ein T-Type-3-Level-lnverter ausgebildet ist, mit Energie aus der Hochvolt-Batterie 2 zum Antrieb des Fahrzeugs versorgt werden kann.
Die Hochvolt-Batterie 2 weist ein positives Hochvoltpotential HV+ und ein negatives Hochvoltpotential HV- auf. Bei dem Fahrzeug kann es sich um ein zumindest teilweise elektrisch betriebenes Fahrzeug wie ein Hybridfahrzeug oder Elektrofahrzeug, insbesondere einen Personenkraftwagen, ein Nutzfahrzeug oder einen Bus handeln.
Die elektrischen Maschinen 3.1 , 3.2 für das Antreiben des Fahrzeugs können jeweils als elektrische Drehstrommaschinen ausgebildet sein. Insbesondere handelt es sich bei dieser elektrischen Drehstrommaschine um einen Elektromotor. Insbesondere ist die elektrische Drehstrommaschine in einem Motorbetrieb und somit als Elektromotor betreibbar. Um die elektrische Drehstrommaschine in dem Motorbetrieb zu betreiben, kann die elektrische Drehstrommaschine über ihre Phasen mit einer elektrischen Wechselspannung, insbesondere mit einer elektrischen Hochvolt-Wechselspannung, versorgt werden. Die Phasen der elektrischen Drehstrommaschine können beispielsweise über einen gemeinsamen Sternpunkt zueinander geschaltet sein.
Damit die elektrischen Maschinen 3.1 , 3.2 mit einer Wechselspannung versorgt werden können, weist das elektrische Antriebssystem 1 und somit das Fahrzeug zumindest eine Hochvolt-Batterie 2 auf. Mithilfe der Hochvolt-Batterie 2 können die elektrischen Maschinen 3.1, 3.2 und gegebenenfalls weitere Fahrzeugkomponenten und/oder Fahrzeugsysteme und/oder Bordnetze mit elektrischer Energie versorgt werden.
Mithilfe der Hochvolt-Batterie 2 kann eine Batteriespannung bereitgestellt werden. Insbesondere kann es sich bei dem Fahrzeug um ein batteriebetriebenes Fahrzeug mit einer Spannungslage von 800 Volt handeln. Dabei kann mittels der Batteriespannung eine Spannung von im Wesentlichen 800 Volt bereitgestellt werden.
Die elektrischen Maschinen 3.1, 3.2 benötigen für ihren Betriebszustand eine Wechselspannung. Diese Wechselspannung kann mittels des jeweiligen Inverters 4.1 , 4.2 bereitgestellt werden. Dabei erfolgt eine Umwandlung der Batteriespannung in eine Wechselspannung. Insbesondere erfolgt die Bereitstellung der Wechselspannung für die elektrische Maschine 3.1, 3.2 durch eine jeweilige Primärfunktion beziehungsweise Hauptfunktion des Inverters 4.1, 4.2.
Beispielsweise kann der Inverter 4.1 , 4.2 jeweils zwischen der Hochvolt-Batterie 2 und der jeweiligen elektrischen Maschine 3.1, 3.2 verschaltet beziehungsweise angeordnet sein. Zwischen einem positiven Potential P1+, P2+ und einem negativen Potential P1-, P2- jedes Inverters 4.1 , 4.2 ist eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator C1 , C3 und einem zweiten Kondensator C2, C4 geschaltet beziehungsweise angeordnet. In Betrachtung zu dem elektrischen Energiespeicher 2 befindet sich diese Reihenschaltung am Eingang des Inverters 4.1, 4.2. Insbesondere ist das positive Potential des ersten Kondensators C1 , C3 mit dem positiven Potential P1+, P2+ des jeweiligen
Inverters 4.1 , 4.2 verbunden. Das negative Potential des ersten Kondensators C1 , C3 ist mit dem positiven Potential des zweiten Kondensators C2, C4 verbunden. Folglich ist das negative Potential des zweiten Kondensators C2, C4 mit dem negativen Potential P1-, P2- des jeweiligen Inverters 4.1 , 4.2 verbunden. Zwischen dem ersten Kondensator C1, C3 und dem zweiten Kondensator C2, C4 befindet sich jeweils ein Mittelabgriff M.
Beispielsweise können die Inverter 4.1, 4.2 jeweils als Drei-Level-T-Typ-Inverter ausgebildet sein. Der Inverter 4.1, 4.2 kann dabei drei Halbbrücken aus je einem als Halbleiterschalter ausgebildeten High-Side-Schalter HS1 bis HS6 und einem als Halbleiterschalter ausgebildeten Low-Side-Schalter LS1 bis LS6 mit einem
Mittelabgriff M1 bis M6 aufweisen. Am Mittelabgriff M1 bis M6 jeder Halbbrücke ist jeweils eine der Statorwicklungen L1 bis L6 angeschlossen. Ferner ist zwischen dem Mittelabgriff M1 bis M6 jeder Halbbrücke und dem Mittelabgriff M der
Kondensatoren C1, C2 oder C3, C4 jeweils ein bidirektionaler Schalter BDS 1 bis BDS 6 aus zwei zueinander antiseriell geschalteten Halbleiterschaltern angeschlossen.
Um eine Eingangsspannung einer DC-Ladestation 5 für das Laden des elektrischen Energiespeichers 2 mittels der Inverter 4.1 , 4.2 umwandeln zu können, weist jeder Inverter 4.1 , 4.2 drei Schaltanordnungen für jede der drei Phasen der jeweiligen elektrischen Maschine 3.1, 3.2 auf. Dabei kann jede dieser Schaltanordnungen eine Vielzahl an verschiedenen Halbleitern, wie IGBTs oder MOSFETs, aufweisen. Beispielsweise bilden die Kondensatoren C1, C2 und C3, C4 mit dem jeweiligen Mittelabgriff M einen Zwischenkreis des jeweiligen Inverters 4.1, 4.2. Insbesondere kann der Inverter 4.1 , 4.2 eingerichtet sein, den ersten Kondensator C1 , C3 und/oder den zweiten Kondensator C2, C4 wahlweise, insbesondere zyklisch, aufzuladen. Somit kann beispielsweise als eine Ausgangsspannung des Inverters 4.1, 4.2 eine Summe einer ersten Spannung des ersten Kondensators C1, C3 und einer zweiten Spannung des zweiten Kondensators C2, C4 zum Laden des elektrischen Energiespeichers 2 erzeugt beziehungsweise bereitgestellt werden. Insbesondere kann der Inverter 4.1 , 4.2 je nachdem, welche Halbleiterschalter des Wechselrichters 4.1 , 4.2 getaktet sind, den ersten Kondensator C1 , C3 oder den zweiten Kondensator C2, C4 mit der Eingangsspannung aufladen. Somit kann mithilfe der Reihenschaltung aus C1 und C2 beziehungsweise C3 und C4 eine Ausgangsspannung bereitgestellt werden, welche der Batteriespannung entspricht. Folglich kann der elektrische Energiespeicher 2 über die Kondensatoren C1, C2 beziehungsweise C3, C4 der Inverter 4.1 , 4.2 geladen werden. Die Inverter 4.1 , 4.2 weisen demnach als Sekundärfunktion das Laden des elektrischen Energiespeichers 2 auf, wenn mittels der DC-Ladestation 5 eine Ladespannung von 500 V oder weniger zur Verfügung gestellt werden kann.
Unter Verwendung von zwei als 3-Level-T-Type-lnverter ausgebildeten Invertern 4.1, 4.2 und der dazugehörigen elektrischen Maschinen 3.1, 3.2 kann die Boost-Funktion dargestellt werden und gleichzeitig eine Steuerung und/oder Regelung beider Hochvoltpotentiale HV+, HV- bezogen auf den Potentialausgleichleiter PA und/oder den Schutzleiter PE erfolgen. Dabei wird durch jeden Antrieb, das heißt jedes Paar aus Inverter 4.1 , 4.2 und der jeweils dazugehörigen elektrischen Maschine 3.1 , 3.2 je eine Boost-Stufe dargestellt, wobei die erste Boost-Stufe eines der Hochvoltpotentiale (beispielsweise HV+) und die zweite Boost-Stufe das jeweils andere Hochvoltpotential (beispielsweise HV-) betragsmäßig erhöht. Beide Antriebe sind so in Reihe geschaltet, dass beide Hochvoltpotentiale HV+, HV- unabhängig von einander gegenüber dem Potentialausgleichleiter PA eingestellt werden können, wodurch die Isolation beim schwächer ausgelegten Hochvolt-System, zum Beispiel einer DC-Ladestation 5 mit einer Spannung von 500 V, vor Überlastung geschützt werden kann. Vorteilhaft ist dabei, dass kein Eingriff an der elektrischen Maschine 3.1 , 3.2 erfolgen muss und der Stromfluss einen normalen Betriebspunkt darstellt, das heißt dass die kompletten Induktivitäten der elektrischen Maschine 3.1 , 3.2 verwendet werden und nicht nur die die sehr geringe Streuinduktivität.
Die Reihenfolge der Boost-Stufen kann dabei auch bei gleicher Funktion vertauscht verwendet werden, das heißt ausgehend von der DC-Ladestation 5 kann zunächst das positive Hochvoltpotential HV+ und anschließend das negative Hochvoltpotential HV- geboostet werden.
Zum Boosten wird in einem der Inverter 4.1 , 4.2, beispielsweise im ersten Inverter 4.1, der Low-Side-Schalter LS1, LS2, LS3 einer der Halbbrücken, in diesem Beispiel der Low- Side-Schalter LS1, taktend betrieben, während die bidirektionalen Schalter BDS 2, BDS3 der zwei anderen Halbbrücken in Flussrichtung zum Mittelabgriff M2, M3 der jeweiligen Halbbrücke hin durch Ansteuern des entsprechenden Halbleiterschalters für die Dauer des Boostens permanent geschlossen werden. Die übrigen Halbleiterschalter des ersten Inverters 4.1 können geöffnet bleiben oder zur Wirkungsgradoptimierung bei leitfähiger Body-Diode oder Freilaufdiode geschlossen werden. In dem anderen Inverter 4.1, 4.2, beispielsweise im zweiten Inverter 4.2, wird der High-Side-Schalter HS4, HS5, HS6 einer der Halbbrücken, in diesem Beispiel der High-Side-Schalter HS4, taktend betrieben, während die bidirektionalen Schalter BDS5, BDS 6 der zwei anderen Halbbrücken in Flussrichtung zum Mittelabgriff M zwischen den Kondensatoren C3, C4 hin durch Ansteuern des entsprechenden Halbleiterschalters für die Dauer des Boostens permanent geschlossen werden. Die übrigen Halbleiterschalter des zweiten Inverters 4.2 können geöffnet bleiben oder zur Wirkungsgradoptimierung bei leitfähiger Body-Diode oder Freilaufdiode geschlossen werden.
Anstatt des Low-Side-Schalters LS1 kann auch einer der Low-Side-Schalter LS2, LS3 des ersten Inverters 4.1 taktend betrieben werden, während die bidirektionalen Schalter BDS1 bis BDS3 der jeweils übrigen Halbbrücken für die Dauer des Boostens permanent geschlossen werden. Ebenso kann anstatt des High-Side-Schalters HS4 auch einer der High-Side-Schalter HS5, HS6 des zweiten Inverters 4.2 taktend betrieben werden, während die bidirektionalen Schalter BDS4 bis BDS6 der jeweils übrigen Halbbrücken für die Dauer des Boostens permanent geschlossen werden. Ein Wechsel zwischen dem taktenden Low-Side-Schalter LS1 bis LS3 und/oder High-Side-Schalter HS4 bis HS6 kann von Vorteil sein, um Alterungsdefekte zu homogenisieren.
Das positive Hochvoltpotential HV+ der Hochvolt-Batterie 2 ist mit dem positiven Hochvoltpotential P1+ des ersten Inverters 4.1 verbunden. Das negative Hochvoltpotential HV- der Hochvolt-Batterie 2 ist mit dem negativen Hochvoltpotential P1- des ersten Inverters 4.1 verbunden. Eines der Hochvoltpotentiale HV+, HV- der Hochvolt- Batterie 2, beispielsweise das negative Hochvoltpotential HV- ist mit dem gleichpoligen Hochvoltpotential P2- des zweiten Inverters 4.2 verbunden. Das andere Hochvoltpotential HV+, HV- der Hochvolt-Batterie 2, beispielsweise das positive Hochvoltpotential HV+ ist mit dem gleichpoligen Hochvoltpotential P2+ des zweiten Inverters 4.2 schaltbar über ein Schütz S1 verbunden. Alternativ kann das Schütz S1 auch zwischen den negativen Hochvoltpotentialen HV-, P2- angeordnet sein.
Ein DC-Ladeanschluss 6 zum Anschluss an eine DC-Ladestation 5 weist einen ersten positiven Kontakt K+1 zum Laden mit einer höheren Spannung (beispielsweise 800 V) und einen ersten negativen Kontakt K-1 zum Laden mit der höheren Spannung sowie einen zweiten positiven Kontakt K+2 zum Laden mit einer niedrigeren Spannung (beispielsweise 400 V) und einen zweiten negativen Kontakt K-2 zum Laden mit der niedrigeren Spannung auf. Die Kontakte K+1 , K-1, K+2, K-2 sind über jeweilige Schütze S2 bis S5 mit dem elektrischen Antriebssystem 1 verbunden. Dabei ist der erste positive Kontakt K+1 zum positiven Hochvoltpotential HV+ der Hochvolt-Batterie 2 verbunden. Der erste negative Kontakt K-1 ist zum negativen Hochvoltpotential HV- der Hochvolt-Batterie 2 verbunden. Der zweite positive Kontakt K+2 ist zum Mittelabgriff M des ersten Inverters 4.1 verbunden. Der zweite negative Kontakt K-2 ist zum Mittelabgriff M des zweiten Inverters 4.2 verbunden.
Figur 2 ist eine schematische Ansicht eines Simulationsaufbaus des elektrischen Antriebssystems 1 aus Figur 1 und entspricht weitgehend dem in Figur 1 gezeigten Aufbau. Die Schütze S1 bis S5 sind für den Zustand 400V-Boosten (DC-Laden mit niedrigerer Spannung) durch offene Zustände oder Verbindungen ersetzt. Erweitert wurde der Simulationsaufbau durch Y-Kapazitäten CY_P1, CY_N1, CY_P2, CY_N2, wobei CY_P1 und CY_N1 den Y-Kapazitäten des positiven bzw. negativen Hochvoltpotentials HV+, HV- im Fahrzeug entspricht und CY_P2 und CY_N2 den Y- Kapazitäten in der DC-Ladestation 5 entspricht. Durch Ermittlung der Spannung U_P1, U_N1, U_P2, U_N2 über den Y-Kapazitäten CY_P1, CY_N1 , CY_P2, CY_N2 können Rückschlüsse auf die Hochvolt-Potentialverteilung gezogen werden.
Die Taktung der Boost-Stufe (Inverter 4.2) des negativen Hochvoltpotentials HV- erfolgt abhängig von einem Drosselstrom l_L4 durch die Statorwicklungen L4 bis L6 (zwischen 430A und 450A). Die Boost-Stufe (Inverter 4.1) des positiven Hochvoltpotentials HV+ wird mit einer fest eingestellten Taktfrequenz (beispielsweise 10kHz) und einem fest vorgegeben Tastverhältnis (DutyCycle) von beispielsweise 0,3 getaktet. In der Anwendung zum Schutz der Isolation kann hier eine Regelung der Hochvoltpotentiale HV+, HV- erfolgen, zum Beispiel durch Einregelung der Spannung U_C2 über dem Kondensator C2 auf einen vorgegebenen Wert.
Figur 3 ist ein schematisches Diagramm von Signalen des Simulationsaufbaus aus Figur 2.
In der obersten Zeile ist der Strom l_DC der DC-Ladestation 5 zu sehen. Dieser Strom l_DC wird hauptsächlich durch das Takten des Halbleiterschalters HS4 des zweiten Inverters 4.2, der mit dem Steuersignal Gate_HS4 angesteuert wird, und dem sich daraus einstellenden Drosselstorm l_L4 bestimmt. Das Steuersignal Gate_HS4 wird beispielsweise bei einem Drosselstrom l_L4 von mindestens 430 A eingeschaltet und bei einem Drosselstrom l_L4 von höchstens 450 A abgeschaltet. Schwingungen treten durch die Kombination der Induktivitäten der Statorwicklungen L4 bis L6 mit den in der Schaltung vorhandenen Kapazitäten der Kondensatoren C3, C4 auf, weshalb der Strom l_DC der DC-Ladestation 5 nicht exakt dem Drosselstrom l_L4 entspricht. Der taktende Halbleiterschalter LS1 des ersten Inverters 4.1 wird durch das Steuersignal Gate_LS1 gesteuert. Hier wurde ein Tastverhältnis von 0,3 gewählt, das heißt er ist zu 30% der Periodendauer eingeschaltet.
Ebenfalls zu sehen sind die Spannungen U_C2, U_C3 über den Kondensatoren C2 und C3. Über dem Kondensator C2 wird hier der Potentialunterschied der Hochvolt- Batterie 2 zur DC-Ladestation 5 für das positive Hochvoltpotential HV+ eingestellt. Über dem Kondensator C3 wird der Potentialunterschied der Hoch volt- Batterie 2 zur DC- Ladestation 5 für das negative Hochvoltpotential HV- eingestellt. Ferner sind ein Drosselstrom l_L1 durch die Statorwicklungen L1 bis L3 der elektrischen Maschine 3.1 sowie ein Batteriestrom l_Batt durch die Hochvolt-Batterie 2 dargestellt. Das negative Vorzeichen des Batteriestromes l_Batt zeigt, dass die Hochvolt-Batterie 2 geladen wird.
Figur 4 ist ein schematisches Diagramm weiterer Signale des Simulationsaufbaus aus Figur 2.
Die hier gezeigten Spannungen U_P1 , U_N1, U_P2, U_N2 über den Y-
Kapazitäten CY_P1, CY_N1 , CY_P2, CY_N2 entsprechen der Spannung des jeweiligen Hochvoltpotentials HV+, HV- bezogen auf den Potentialausgleichleiter PA und/oder den Schutzleiter PE.
Aus dem Vergleich der Spannungen U_P1, U_N1 wird deutlich, dass die Potentialverteilung im Fahrzeug in diesem Beispiel (fast) symmetrisch ist, das heißt das positive Hochvoltpotential HV+ liegt etwa 415 V höher als das Potential des Potentialausgleichleiters PA und/oder des Schutzleiters PE und das negative Hochvoltpotential HV- liegt etwa 404 V unter dem Potential des Potentialausgleichleiters PA und/oder des Schutzleiters PE.
Der Vergleich der Spannungen U_P2, U_N2 verdeutlicht die Potentialverteilung in der DC-Ladestation 5. Auch hier ist eine nahezu symmetrische Hochvolt-Potentialverteilung erreicht worden. Die Spannung des positiven Hochvoltpotentials HV+ liegt etwa 171 V höher als das Potential des Potentialausgleichleiters PA und/oder des Schutzleiters PE. Die Spannung des negativen Hochvoltpotentials HV- liegt etwa 184 V niedriger als das Potential des Potentialausgleichleiters PA und/oder des Schutzleiters PE. Durch die zumindest annähernd ausgeglichene Potentialverteilung im Fahrzeug tritt keine Überlastung der Isolation an der gegebenenfalls schwächer isolierten DC-Ladestation 5 auf. Wenn hingegen eine der Boost-Stufen mit einem geringeren Übersetzungsverhältnis boostet als die andere oder sogar passiv ist, dann kann die resultierende ungleiche Potentialverteilung im Fahrzeug zu einer Überlastung der Isolation in der DC- Ladestation 5 führen.
Ein Isolationsfehler im Fahrzeug von einem der Hochvoltpotentiale HV+, HV-, beispielsweise vom positiven Hochvoltpotential HV+, zum Potentialausgleichleiter PA führt zwangsläufig zu einem zweiten Isolationsfehler in der DC-Ladestation 5 vom gegenpoligen (in diesem Fall dem negativen) Hochvoltpotential HV- zum Potentialausgleichleiter PA und/oder Schutzleiter PE. Es stellt sich allerdings kein Batterie-Kurzschlussstrom ein, weil die Low-Side-Schalter LS4 bis LS6 der Halbbrücken des zweiten Inverters 4.2, der Kondensator C4 und die Halbleiterschalter der bidirektionalen Schalter BDS4 bis BDS6, deren Bodydioden oder Freilaufdioden in Flussrichtung zum Mittelabgriff M zwischen den Kondensatoren C3, C4 weisen, einen Stromfluss unterbinden. Solange der Boost-Betrieb besteht, fließt allerdings ein Strom über die Bodydioden oder Freilaufdioden der Halbleiterschalter in gleicher Höhe wie der Boost-Strom. Daher ist es vorteilhaft, den Boost-Betrieb einzustellen, sobald ein Isolationsfehler festgestellt wird. Dies kann über eine Messung der Hochvolt- Potentialverteilungen, über eine Messung des Isolationswiderstandes oder über eine Plausibilitätsüberprüfung der Ströme erfolgen.
Ein Isolationsfehler im Fahrzeug vom negativen Hochvoltpotential HV- zum Potentialausgleichleiter PA führt zwangsläufig zu einem zweiten Isolationsfehler in der DC-Ladestation 5 vom gegenpoligen (in diesem Fall dem positiven) Hochvoltpotential HV+ zum Potentialausgleichleiter PA und/oder Schutzleiter PE. Es stellt sich allerdings kein Batterie-Kurzschlussstrom ein, weil die High-Side-Schalter HS1 bis HS3 der Halbbrücken des ersten Inverters 4.1, der Kondensator C1 und die Halbleiterschalter der bidirektionalen Schalter BDS1 bis BDS3, deren Bodydioden oder Freilaufdioden in Flussrichtung zum Mittelabgriff M zwischen den Kondensatoren C1 , C2 weisen, einen Stromfluss unterbinden. Solange der Boost-Betrieb besteht, fließt allerdings ein Strom über die Bodydioden oder Freilaufdioden der Halbleiterschalter in gleicher Höhe wie der Boost-Strom. Daher ist es vorteilhaft, den Boost-Betrieb einzustellen, sobald ein Isolationsfehler festgestellt wird. Dies kann über eine Messung der Hochvolt- Potentialverteilungen, über eine Messung des Isolationswiderstandes oder über eine Plausibilitätsüberprüfung der Ströme erfolgen.
Jeder der Halbleiterschalter kann beispielsweise als MOSFET oder als IGBT mit Freilaufdiode ausgebildet sein.
Bezugszeichenliste
1 Antriebssystem 2 Energiespeicher, Hochvolt-Batterie
3.1 , 3.2 elektrische Maschine
4.1 , 4.2 Inverter 5 DC- Ladestation
6 DC- Ladeanschluss
BDS 1 bis BDS 6 bidirektionaler Schalter C1 bis C4 Kondensator
CY_P1, CY_N1, CY_P2, CY N2 Y-Kapazität Gate_HS4 Steuersignal Gate_LS1 Steuersignal HS1 bis HS6 High-Side-Schalter HV+ Hochvoltpotential, positives Hochvoltpotential HV- Hochvoltpotential, negatives Hochvoltpotential l_Batt Batteriestrom l_DC Strom l_L1 , l_L4 Drosselstrom K+1 Kontakt, erster positiver Kontakt K-1 Kontakt, erster negativer Kontakt K+2 Kontakt, zweiter positiver Kontakt K-2 Kontakt, zweiter negativer Kontakt
LS1 bis LS6 Low-Side-Schalter
L1, L2, L3, L4, L5, L6 Statorwicklung M Mittelabgriff
M1 bis M6 Mittelabgriff P1+, P2+ Hochvoltpotential, positives Potential, positives
Hochvoltpotential
P1-, P2- Hochvoltpotential, negatives Potential, negatives Hochvoltpotential
S1 bis S5 Schütz U_C2, U_C3, U_P1, U_N1, l _P2, U_N2 Spannung

Claims

Patentansprüche
1. Elektrisches Antriebssystem (1) für ein Fahrzeug, mit mindestens zwei elektrischen Maschinen (3.1 , 3.2) mit je drei Statorwicklungen (L1 bis L6) zum Antrieb des Fahrzeugs, mindestens einer Hochvolt-Batterie (2) und zwei Invertern (4.1, 4.2) zur Wandlung einer Gleichspannung der Hochvolt-Batterie (2) in eine Wechselspannung zur Versorgung je einer der elektrischen Maschinen (3.1 , 3.2), wobei die Inverter (4.1, 4.2) in einem Boost-Betrieb zueinander in Reihe schaltbar sind und so steuerbar und/oder regelbar sind, dass einer der Inverter (4.1 , 4.2) mit der daran angeschlossenen elektrischen Maschine (3.1 , 3.2) als eine Boost-Stufe für ein negatives Hochvoltpotential (HV-) und der andere Inverter (4.1 , 4.2) mit der daran angeschlossenen elektrischen Maschine (3.1 , 3.2) als eine Boost-Stufe für ein positives Hochvoltpotential (HV+) zum Laden der Hochvolt-Batterie (2) betreibbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Inverter (4.1, 4.2) jeweils als Drei-Level-T-Typ- Inverter ausgebildet sind und je drei Halbbrücken aufweisen, die aus jeweils einem als Halbleiterschalter ausgebildeten High-Side-Schalter (HS1 bis HS6) und einem als Halbleiterschalter ausgebildeten Low-Side-Schalter (LS1 bis LS6) gebildet sind, an deren Mittelabgriffen (M1 bis M6) je eine der Statorwicklungen (L1 bis L6) und ein bidirektionaler Schalter (BDS 1 bis BDS 6) aus zwei zueinander antiseriell geschalteten Halbleiterschaltern angeschlossen ist, wobei zwischen einem positiven Potential (P1+, P2+) und einem negativen Potential (P1-, P2-) jedes Inverters (4.1, 4.2) eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator (C1 , 03) und einem zweiten Kondensator (02, 04) angeschlossen ist, an deren Mittelabgriff (M) die bidirektionalen Schalter (BDS1 bis BDS6) des jeweiligen Inverters (4.1, 4.2) angeschlossen sind.
2. Elektrisches Antriebssystem (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Inverter (4.1, 4.2) im Boost-Betrieb so steuerbar und/oder regelbar sind, dass beide Hochvolt-Potentiale (HV+, HV-) unabhängig voneinander gegenüber einem Potentialausgleichleiter einstellbar sind.
3. Elektrisches Antriebssystem (1) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das positive Hochvoltpotential (HV+) der Hochvolt- Batterie (2) mit dem positiven Potential (P1+) des ersten Inverters (4.1) verbunden ist, und dass das negative Hochvoltpotential (HV-) der Hochvolt-Batterie (2) mit dem negativen Potential (P1-) des ersten Inverters (4.1) verbunden ist, wobei eines der Hochvoltpotentiale (HV+, HV-) der Hochvolt-Batterie (2) mit dem gleichpoligen Potential (P2+, P2-) des zweiten Inverters (4.2) verbunden ist, wobei das andere Hochvoltpotential (HV+, HV-) der Hochvolt-Batterie (2) mit dem gleichpoligen Hochvoltpotential (P2+) des zweiten Inverters (4.2) schaltbar über ein erstes Schütz (S1) verbunden, wobei das erste Schütz (S1) in einem Fährbetrieb geschlossen und in einem Ladebetrieb, insbesondere dem Boost-Betrieb, geöffnet ist.
4. Elektrisches Antriebssystem (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch einen DC-Ladeanschluss (6) zum Anschluss an eine DC- Ladestation (5), mit einem ersten positiven Kontakt (K+1) und einem ersten negativen Kontakt (K-1) zum Laden mit einer höheren Spannung sowie einem zweiten positiven Kontakt (K+2) und einem zweiten negativen Kontakt (K-2) zum Laden mit einer niedrigeren Spannung, wobei der erste positive Kontakt (K+1) zum positiven Hochvoltpotential (HV+) der Hochvolt-Batterie (2) verbunden ist, wobei der erste negative Kontakt (K-1) zum negativen Hochvoltpotential (HV-) der Hochvolt- Batterie (2) verbunden ist, wobei der zweite positive Kontakt (K+2) zum Mittelabgriff (M) zwischen den Kondensatoren (C1, C2) des ersten Inverters (4.1) verbunden ist, wobei der zweite negative Kontakt (K-2) zum Mittelabgriff (M) zwischen den Kondensatoren (C3, C4) des zweiten Inverters (4.2) verbunden ist.
5. Elektrisches Antriebssystem (1) nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Kontakte (K+1, K-1, K+2, K-2) über jeweilige Schütze (S2 bis S5) mit den Invertern (4.1, 4.2) verbunden sind.
6. Verfahren zum Betrieb des elektrischen Antriebssystems (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche in einem Boost-Betrieb, dadurch gekennzeichnet, dass in einem der Inverter (4.1 , 4.2) der Low-Side- Schalter (LS1 bis L6) einer der Halbbrücken taktend betrieben wird, während die bidirektionalen Schalter (BDS 1 bis BDS6) der zwei anderen Halbbrücken in Flussrichtung zum Mittelabgriff (M2, M3) der jeweiligen Halbbrücke hin durch Ansteuern des entsprechenden Halbleiterschalters für die Dauer des Boost-Betriebs permanent geschlossen werden, wobei in dem anderen Inverter (4.1 , 4.2) der High- Side-Schalter (HS1 bis HS6) einer der Halbbrücken taktend betrieben wird, während die bidirektionalen Schalter (BDS1 bis BDS 6) der zwei anderen Halbbrücken in Flussrichtung zum Mittelabgriff (M) zwischen den Kondensatoren (C1 bis C4) hin durch Ansteuern des entsprechenden Halbleiterschalters für die Dauer des Boostens permanent geschlossen werden.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die übrigen Halbleiterschalter der Inverter (4.1 , 4.2) geöffnet werden oder bleiben oder zur Wirkungsgradoptimierung bei leitfähiger Body-Diode oder Freilaufdiode geschlossen werden.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Homogenisierung von Alterungsdefekten nach taktendem Betrieb eines der Low-Side-Schalter (LS1 bis LS6) und/oder High-Side- Schalter (HS1 bis HS6) im Boost-Betrieb ein anderer der der Low-Side- Schalter (LS1 bis LS6) und/oder High-Side-Schalter (HS1 bis HS6) für den taktenden Betrieb verwendet wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Taktung eines der Inverter (4.1, 4.2) abhängig von einem Drosselstrom (l_L1 , l_L4) durch die Statorwicklungen (L1 bis L6) der daran angeschlossenen elektrischen Maschine (3.1 , 3.2) erfolgt, derart, dass der taktend betriebene High-Side-Schalter (HS1 bis HS6) oder Low-Side-Schalter (LS1 bis LS6) bei Unterschreiten eines vorgegebenen unteren Schwellwerts des Drosselstroms (l_L1, l_L4) eingeschaltet und bei Überschreiten eines vorgegebenen oberen Schwellwertes des Drosselstroms (l_L1 , l_L4) ausgeschaltet wird und/oder dass die Taktung des anderen Inverters (4.1, 4.2) mit einer fest eingestellten Taktfrequenz und einem fest vorgegeben Tastverhältnis erfolgt.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Regelung der Hochvolt-Potentiale (HV+, HV-) durch Regelung einer Spannung (U_C1, U_C2. U_C3, U_C4) über mindestens einem der Kondensatoren (C1, C2, C3, C4) auf einen vorgegebenen Wert erfolgt.
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