EP4635066A1 - Verfahren zum betrieb eines flying-capacitor-multilevel-umrichters - Google Patents

Verfahren zum betrieb eines flying-capacitor-multilevel-umrichters

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EP4635066A1
EP4635066A1 EP24707696.1A EP24707696A EP4635066A1 EP 4635066 A1 EP4635066 A1 EP 4635066A1 EP 24707696 A EP24707696 A EP 24707696A EP 4635066 A1 EP4635066 A1 EP 4635066A1
Authority
EP
European Patent Office
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semiconductor switches
switching frequency
capacitors
capacitor
normal operating
Prior art date
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Pending
Application number
EP24707696.1A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Raphael Hartwig
Alexander Hensler
Alexander Kiesel
Taha Lahlou
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens AG
Siemens Corp
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Filing date
Publication date
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Pending legal-status Critical Current

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    • H02M3/073—Charge pumps of the Schenkel-type

Definitions

  • the invention relates to a method for operating a flying capacitor multilevel converter.
  • Flying capacitor multilevel converters are known in the art. These have so-called flying capacitors, the required capacitance of which influences the power density and the costs of the converter. If the capacitance is chosen too low, the voltage ripple (also known as voltage ripple) on these capacitors increases, which also increases the voltage load on the semiconductor switches. The reliability of the converter therefore suffers from a capacitance that is chosen too low and consequently a voltage ripple that is too high on a respective capacitor voltage across the flying capacitors.
  • the capacitance of the capacitors In order to dimension a reliable flying capacitor multilevel converter, the capacitance of the capacitors must be designed so that their capacitor voltage only varies slightly during operation, i.e. has a low voltage ripple. If this voltage ripple is too large, the reliability of the semiconductor switches suffers due to an increased voltage load. For this purpose, the solutions known to date design a minimum required capacitor capacitance for the maximum possible current.
  • KHAN WAQAR A ET AL: "An Optimized Phase Shifted PWM for Flying- ing Capacitor Multilevel Converter", 2019 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE), IEEE, 29 September 2019 (2019-09-29), pages 5104-5108, XP033666348, DOI: 10.1109/ECCE.2019.8912530 describes a novel modulation method for reducing the voltage ripple of the flying capacitors (FC) in a flying capacitor multilevel converter (FCML).
  • the method is based on the 202302624 Clean copy 2 Modification of the conventional phase-shifted PWM method (PSPWM).
  • PSPWM phase-shifted PWM
  • a phase-shifted PWM with variable frequency (VF-PSPWM) is proposed that varies the frequency of the carrier signal based on the magnitude of the load current.
  • the reduced voltage ripple reduces the requirements for the capacitance in the design, thereby achieving designs with higher power density.
  • the invention is based on the object of specifying a novel method for operating a flying capacitor multilevel converter. The object is achieved according to the invention by a method with the features of claim 1.
  • Advantageous embodiments of the invention are the subject of the subclaims.
  • a flying capacitor multilevel converter has at least one half-bridge, comprising an upper branch with several semiconductor switches connected in series and a lower branch with several semiconductor switches connected in series, the upper branch and the lower branch being connected to one another at a connection point for connecting a phase, pairs of one semiconductor switch each from the upper and lower branches being bridged at the same distance from the connection point at their connections pointing away from the connection point with one capacitor each or with a series connection of capacitors each.
  • the semiconductor switches are controlled with pulse-width-modulated signals with a switching frequency, the switching frequency being briefly increased in the event of an overload. How long a short-term overload lasts 202302624 Clean copy 3 ert depends on the overload profile.
  • Typical overload profiles are in the range of milliseconds to seconds.
  • overload profiles with a high overload can also be implemented without having to over-dimension the converter.
  • a significant advantage of the solution according to the invention is the possibility of reducing the required capacitance of the capacitors.
  • a nominal switching frequency is used at a normal operating point and the switching frequency is increased in the event of an overload starting from the normal operating point, for example increased linearly, since the switching frequency is linearly included in the calculation of the required capacitance of the flying capacitors. 202302624 Clean copy 4
  • the normal operating point is or will be set at a nominal power, but could also be moved to another point.
  • the switching frequency remains or is kept constant below the normal operating point.
  • all pairs of one semiconductor switch each from the upper and lower branch are bridged at the same distance from the connection point at their connections pointing away from the connection point with one capacitor each or with a series connection of capacitors each, wherein the two outermost semiconductor switches of all half-bridges are connected together at their connections pointing away from the connection point with one DC link capacitor each connected to ground or a series connection of DC link capacitors connected to ground and are connected to a DC supply voltage.
  • the flying capacitor multilevel converter has at least three half-bridges for supplying three phases. According to the invention, the phases are each connected to an inductance and a filter module to ensure electromagnetic compatibility.
  • the semiconductor switches are designed as IGBTs or field effect transistors, in particular MOSFETs or GaN HEMTs.
  • FIG 1 is a schematic view of a typical structure of a three-phase flying capacitor multilevel converter
  • FIG 2 is a schematic diagram of a switching frequency of semiconductor switches of the converter as a function of a standardized power
  • FIG 3 is a schematic diagram of an example loss distribution of the semiconductor switches
  • FIG 4 is a schematic diagram of switching losses of the semiconductor switches
  • FIG 5 is a schematic diagram of total losses of the semiconductor switches
  • FIG 6 is a schematic diagram of an example performance profile of a chassis. Parts that correspond to one another are provided with the same reference numerals in the figures.
  • Figure 1 is a schematic view of a typical structure of a converter 1 designed as a three-phase flying capacitor multilevel converter.
  • the converter 1 has three half-bridges HB1, HB2, HB3, each of which supplies a phase P1, P2, P3 with an alternating voltage U N,1 , U N,2 , U N,3 .
  • Each of the half-bridges HB1, HB2, HB3 has an upper branch and a lower branch, between which the respective phase P1, P2, P3 is connected.
  • the phases P1, P2, P3 can each be connected to an inductance L DM1 , L DM2 , L DM3 and a filter module F1, F2, F3 to ensure electromagnetic compatibility (EMC).
  • the upper branch has a number of upper semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) connected in series and the lower branch has an equal number of lower semiconductor switches L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) connected in series.
  • the number shown in Figure 1 is chosen merely as an example. In other embodiments, a different number of semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) can be provided.
  • the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) are designed, for example, as IGBTs or field effect transistors, in particular MOSFETs or GaN HEMTs.
  • the term inner connection is used for the connection of a semiconductor switch H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) that faces a connection point VP of the respective half-bridge HB1, HB2, HB3, to which the respective phase P1, P2, P3 is connected.
  • the term outer connection is used for the connection of a semiconductor switch H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) that is facing away from the connection point VP of the respective half-bridge HB1, HB2, HB3.
  • the two innermost semiconductor switches H 1 , L 1 i.e. those semiconductor switches H 1 , L 1 of the upper branch and the lower branch that are directly connected to one another and to the respective phase P1, P2, P3 with their inner connections at the connection point VP, are bridged at their outer connections with a capacitor C FC1 , a so-called flying capacitor.
  • 202302624 Clean copy 7 addition of the two outermost semiconductor switches H (N-1) , L (N-1), all pairs of semiconductor switches H (N-2) , L (N-2) which are one step further out are also bridged at their outer connections with a respective capacitor C FC(N-2) , a so-called flying capacitor.
  • the two outermost semiconductor switches H (N-1) , L (N-1) of all half-bridges HB1, HB2, HB3 are each connected at their outer connections to a DC link capacitor C DC which is each connected to ground GND.
  • the two DC link capacitors C DC are therefore connected in series and connected to a DC supply voltage U DC .
  • the required capacitance of the capacitors C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) (flying capacitors) of the converter 1 flying in the voltage potential defines the power density and the costs of the converter 1.
  • the voltage ripple also known as voltage ripple
  • the voltage ripple increases, which also increases the voltage load on the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) .
  • the reliability of the converter 1 therefore suffers from a capacitance that is chosen to be too low and, consequently, a voltage ripple that is too high on a respective capacitor voltage U FC1 , U FC2 , U FC(N-2) across the flying capacitors C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) .
  • the capacitance of the capacitors C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) must be designed such that their capacitor voltage U FC1 , U FC2 , U FC(N-2) only varies slightly during operation, i.e. has a low voltage ripple ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ . If this voltage ripple ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ becomes too large, the reliability of the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N- 1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) suffers due to an increased voltage load.
  • a minimum required capacity ⁇ ⁇ , ⁇ of the capacitor C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) is designed for the maximum possible current.
  • This means 202302624 Fair copy 8 speaks in industrial application of the peak value ⁇ ⁇ , ⁇ of an overload current according to equation (1).
  • ⁇ ⁇ in equation (1) is a number of voltage levels and ⁇ ⁇ is a set switching frequency.
  • FIG. 2 is a schematic diagram of the switching frequency ⁇ ⁇ as a function of a standardized power P/Pn.
  • the normal operating point BP n from which the switching frequency ⁇ ⁇ is increased, has been set to a nominal power Pn in this example, but could also be moved to another location.
  • the switching frequency ⁇ ⁇ should not be further reduced due to the filter design, which is why the switching frequency ⁇ ⁇ in the example shown remains constant from this point onwards.
  • Curve K1 shows conduction losses
  • curve K2 shows switching losses
  • curve K3 shows total losses at the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) .
  • the switching losses normally increase linearly with the power P, while the conduction losses increase quadratically with the power P. If the switching frequency ⁇ ⁇ is increased linearly, the switching losses also increase quadratically.
  • This comparison of the changed switching losses SV is shown schematically in Figure 4. The switching losses SV are shown as a function of the standardized power P/Pn.
  • Curve K4 shows the switching losses SV of the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) without switching frequency adjustment.
  • Curve K5 shows the switching losses SV of the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) with the switching frequency adjustment according to the invention, i.e. the linearly increasing switching frequency ⁇ ⁇ . However, this increase is small for the total losses.
  • Figure 5 is a schematic diagram of the total losses GV of the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) as a function of the standardized power P/Pn.
  • Curve K6 shows the total losses GV of the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) without switching frequency adjustment.
  • Curve K7 shows the total losses GV of the semiconductor switches H 1 , H 2 , H (N-2) , H (N-1) , L 1 , L 2 , L (N-2) , L (N-1) with the switching frequency adjustment according to the invention, that is to say the linearly increasing switching frequency ⁇ ⁇ .
  • the total losses GV will only increase by about 30%, whereby the capacities of the capacitors 202302624 Fair copy 10 C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) can be designed to be 3 times smaller. Consequently, for this example, the costs and space requirements of the capacitors C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) can also be reduced by a factor of 3.
  • FIG. 6 is a schematic diagram of an example power profile of a chassis, with power P shown over time t. If the solution according to the invention is not used, the capacitors C FC1 , C FC2 , C FC(N-2) must always be dimensioned for these high overload currents according to the prior art. By using the solution according to the invention, even very short overload profiles with a high overload can be implemented without having to significantly over-dimension the converter 1.
  • the invention has been illustrated and described in detail by preferred embodiments, the invention is not limited by the disclosed examples and other variations can be derived therefrom by those skilled in the art without departing from the scope of the invention. Regardless of the grammatical gender of a particular term, persons with male, female or other gender identity are included.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichters (1), umfassend mindestens eine Halbbrücke (HB1 bis HB3), umfassend einen oberen Zweig mit mehreren in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern (H1, H2, H(N-2), H(N-1)) und einen unteren Zweig mit mehreren in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern (L1, L2, L(N-2), L(N-1)), wobei der obere Zweig und der untere Zweig an einem Verbindungspunkt (VP) zum Anschluss einer Phase (P1, P2, P3) miteinander verbunden sind, wobei Paare aus je einem Halbleiterschalter (H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1)) aus dem oberen und dem unteren Zweig mit gleichem Abstand zum Verbindungspunkt (VP) an ihren vom Verbindungspunkt (VP) weg weisenden Anschlüssen mit je einem Kondensator (CFC1, CFC2, CFC(N- 2), CDC) oder mit je einer Reihenschaltung von Kondensatoren (CFC1, CFC2, CFC(N-2), CDC) überbrückt sind, wobei die Halbleiterschalter (H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1)) mit pulsweitenmodulierten Signalen mit einer Schaltfrequenz (f sw ) angesteuert werden, wobei die Schaltfrequenz (f sw ) in einem Überlastfall kurzzeitig erhöht wird.

Description

202302624 Reinschrift 1 Beschreibung Verfahren zum Betrieb eines Flying-Capacitor-Multilevel- Umrichters Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Fly- ing-Capacitor-Multilevel-Umrichters. Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichter sind im Stand der Tech- nik bekannt. Diese weisen sogenannte fliegende Kondensatoren (Flying Capacitors) auf, deren benötigte Kapazität die Leis- tungsdichte und die Kosten des Umrichters beeinflussen. Wird die Kapazität zu gering gewählt, steigt die Spannungswellig- keit (auch als Spannungsrippel bezeichnet) an diesen Konden- satoren an, wodurch auch die Spannungsbelastung an den Halb- leiterschaltern ansteigt. Daher leidet die Zuverlässigkeit des Umrichters unter einer zu gering gewählten Kapazität und folglich einer zu hohen Spannungswelligkeit auf einer jewei- ligen Kondensatorspannung über den fliegenden Kondensatoren. Um einen zuverlässigen Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichter zu dimensionieren, muss die Kapazität der Kondensatoren so ausgelegt werden, dass deren Kondensatorspannung im Betrieb lediglich geringfügig variiert, das heißt eine geringe Span- nungswelligkeit aufweist. Wird diese Spannungswelligkeit zu groß, leidet die Zuverlässigkeit der Halbleiterschalter auf- grund einer erhöhten Spannungsbelastung. Hierfür wird bei bisher bekannten Lösungen eine minimal benötigte Kapazität des Kondensators auf den maximal möglichen Strom ausgelegt. KHAN WAQAR A ET AL: "An Optimized Phase Shifted PWM for Fly- ing Capacitor Multilevel Converter", 2019 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION (ECCE), IEEE, 29. Septem- ber 2019 (2019-09-29), Seiten 5104-5108, XP033666348, DOI: 10.1109/ECCE.2019.8912530 beschreibt ein neuartiges Modulati- onsverfahren zur Reduzierung der Spannungswelligkeit der fliegenden Kondensatoren (FC) in einem Flying-Capacitor- Multilevel-Umrichter (FCML). Das Verfahren basiert auf der 202302624 Reinschrift 2 Modifikation des herkömmlichen phasenverschobenen PWM- Verfahrens (PSPWM). Das vorgeschlagene Verfahren reduziert im Vergleich mit herkömmlicher PSPWM die erforderliche Kapazität bei gleicher Beschränkung der Spannungswelligkeit. Es wird eine phasenverschobene PWM mit variabler Frequenz (VF-PSPWM) vorgeschlagen, die die Frequenz des Trägersignals basierend auf der Magnitude des Laststroms variiert. Die verringerte Spannungswelligkeit reduziert die Anforderungen an die Kapa- zitanz im Design, wodurch Designs mit höherer Leistungsdichte erreicht werden. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein neuartiges Ver- fahren zum Betrieb eines Flying-Capacitor-Multilevel- Umrichters anzugeben. Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche. Ein Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichter weist mindestens eine Halbbrücke auf, umfassend einen oberen Zweig mit mehre- ren in Reihe geschalteten Halbleiterschaltern und einen unte- ren Zweig mit mehreren in Reihe geschalteten Halbleiterschal- tern, wobei der obere Zweig und der untere Zweig an einem Verbindungspunkt zum Anschluss einer Phase miteinander ver- bunden sind, wobei Paare aus je einem Halbleiterschalter aus dem oberen und dem unteren Zweig mit gleichem Abstand zum Verbindungspunkt an ihren vom Verbindungspunkt weg weisenden Anschlüssen mit je einem Kondensator oder mit je einer Rei- henschaltung von Kondensatoren überbrückt sind. In einem er- findungsgemäßen Verfahren zum Betrieb des Flying-Capacitor- Multilevel-Umrichters werden die Halbleiterschalter mit puls- weitenmodulierten Signalen mit einer Schaltfrequenz angesteu- ert, wobei die Schaltfrequenz in einem Überlastfall kurzzei- tig erhöht wird. Wie lange ein kurzzeitiger Überlastfall dau- 202302624 Reinschrift 3 ert ist abhängig vom Überlastprofil. Typische Überlastprofile liegen im Bereich von Millisekunden bis Sekunden. Durch die Verwendung der erfindungsgemäßen Lösung sind auch Überlastprofile mit einer hohen Überlast realisierbar, ohne den Umrichter überdimensionieren zu müssen. Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Lösung ist die Möglichkeit der Reduktion der benötigten Kapazität der Kon- densatoren. Dadurch ergeben sich zum Beispiel bei einer Ver- dopplung der Schaltfrequenz für zweifache Überlast die fol- genden Vorteile: • Halbierung der benötigten Kapazität, • Halbierung des Volumens der Kondensatoren (falls ska- lierbar beispielsweise mit MLCCs), • Halbierung der Kosten für die Kondensatoren, • Halbierung des Platzbedarfs und daher Erhöhung der Leis- tungsdichte sowie geringere Ausfallwahrscheinlichkeit durch weniger Komponenten, • einfache Implementierung (linearer Anstieg der Schalt- frequenz mit der Leistung oder mit dem Istwert des Pha- senstroms ab dem normalen Betriebspunkt, zum Beispiel Nennlast), • falls sehr kurze, jedoch hohe Überlast benötigt wird, ist hierdurch eine einfache Realisierung ohne Überdimen- sionierung des Umrichters möglich, und • Ermöglichung von sehr kurzen, jedoch hohen Überlastpro- filen ohne eine Überdimensionierung des Umrichters. Erfindungsgemäß wird in einem normalen Betriebspunkt eine no- minale Schaltfrequenz verwendet und die Schaltfrequenz wird im Überlastfall ausgehend vom normalen Betriebspunkt erhöht, beispielsweise linear erhöht, da die Schaltfrequenz linear in die Berechnung der benötigten Kapazität der fliegenden Kon- densatoren eingeht. 202302624 Reinschrift 4 In einer Ausführungsform ist oder wird der normale Betriebs- punkt auf eine Nennleistung gelegt, könnte allerdings auch an eine andere Stelle verschoben werden. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die Schaltfrequenz un- terhalb des normalen Betriebspunktes konstant bleibt oder ge- halten wird. In einer Ausführungsform sind alle Paare aus je einem Halb- leiterschalter aus dem oberen und dem unteren Zweig mit glei- chem Abstand zum Verbindungspunkt an ihren vom Verbindungs- punkt weg weisenden Anschlüssen mit je einem Kondensator oder mit je einer Reihenschaltung von Kondensatoren überbrückt, wobei die beiden am weitesten außen liegenden Halbleiter- schalter aller Halbbrücken gemeinsam an ihren vom Verbin- dungspunkt weg weisenden Anschlüssen mit je einem nach Masse geschalteten DC-Link-Kondensator oder einer Reihenschaltung von nach Masse geschalteten DC-Link-Kondensatoren verbunden und an eine Versorgungsgleichspannung angeschlossen sind. In einer Ausführungsform weist der Flying-Capacitor- Multilevel-Umrichter mindestens drei Halbbrücken zur Versor- gung von drei Phasen auf. Erfindungsgemäß sind die Phasen jeweils mit einer Induktivi- tät und einem Filterbaustein zur Sicherstellung der elektro- magnetischen Verträglichkeit beschaltet. In einer Ausführungsform sind die Halbleiterschalter als IGBT oder Feldeffekttransistoren, insbesondere MOSFET oder GaN HEMT, ausgebildet. Die oben beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusam- menhang mit der folgenden Beschreibung von Ausführungsbei- spielen, die im Zusammenhang mit den Zeichnungen näher erläu- tert werden. Dabei zeigen: 202302624 Reinschrift 5 FIG 1 eine schematische Ansicht eines typischen Aufbaus eines dreiphasigen Flying-Capacitor-Multilevel- Umrichters, FIG 2 ein schematisches Diagramm einer Schaltfrequenz von Halbleiterschaltern des Umrichters in Abhängigkeit von einer normierten Leistung, FIG 3 ein schematisches Diagramm einer beispielhaften Verlustaufteilung der Halbleiterschalter, FIG 4 ein schematisches Diagramm von Schaltverlusten der Halbleiterschalter, FIG 5 ein schematisches Diagramm von Gesamtverlusten der Halbleiterschalter, und FIG 6 ein schematisches Diagramm eines beispielhaften Leistungsprofils eines Fahrwerks. Einander entsprechende Teile sind in den Figuren mit densel- ben Bezugszeichen versehen. Figur 1 ist eine schematische Ansicht eines typischen Aufbaus eines als dreiphasiger Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichter ausgebildeten Umrichters 1. Der Umrichter 1 weist drei Halbbrücken HB1, HB2, HB3 auf, die je eine Phase P1, P2, P3 mit einer Wechselspannung UN,1, UN,2, UN,3 versorgen. Jede der Halbbrücken HB1, HB2, HB3 weist einen oberen Zweig und einen unteren Zweig auf, zwischen denen die jeweilige Phase P1, P2, P3 angeschlossen ist. Die Phasen P1, P2, P3 können jeweils mit einer Induktivität LDM1, LDM2, LDM3 und einem Filterbaustein F1, F2, F3 zur Sicher- stellung der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) be- schaltet sein. 202302624 Reinschrift 6 Der obere Zweig weist eine Anzahl von in Reihe geschalteten oberen Halbleiterschaltern H1, H2, H(N-2), H(N-1) auf und der un- tere Zweig weist eine gleiche Anzahl von in Reihe geschalte- ten unteren Halbleiterschaltern L1, L2, L(N-2), L(N-1) auf. Die in Figur 1 gezeigte Anzahl ist lediglich beispielhaft ge- wählt. In anderen Ausführungsformen kann eine andere Anzahl von Halbleiterschaltern H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) vorgesehen sein. Die Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) sind beispielsweise als IGBT oder Feldeffekttransistoren, insbesondere MOSFET oder GaN HEMT, ausgebildet. Im Kontext der vorliegenden Anmeldung wird der Begriff inne- rer Anschluss für denjenigen Anschluss eines Halbleiterschal- ters H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) verwendet, der einem Verbindungspunkt VP der jeweiligen Halbbrücke HB1, HB2, HB3, an dem die jeweilige Phase P1, P2, P3 angeschlossen ist, zugewandt ist. Dementsprechend wird der Begriff äußerer An- schluss für denjenigen Anschluss eines Halbleiterschalters H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) verwendet, der von dem Verbindungspunkt VP der jeweiligen Halbbrücke HB1, HB2, HB3 abgewandt ist. Die beiden innersten Halbleiterschalter H1, L1, das heißt diejenigen Halbleiterschalter H1, L1 des oberen Zweigs und des unteren Zweigs, die mit ihren inneren Anschlüssen am Verbin- dungspunkt VP direkt miteinander und mit der jeweiligen Phase P1, P2, P3 verbunden sind, sind an ihren äußeren Anschlüssen mit einem Kondensator CFC1, einem sogenannten fliegenden Kon- densator (Flying Capacitor), überbrückt. Die beiden nach außen hin, also vom Verbindungspunkt VP weg, nächsten Halbleiterschalter H2, L2 des oberen Zweigs und des unteren Zweigs sind an ihren äußeren Anschlüssen ebenfalls mit einem Kondensator CFC2, einem sogenannten fliegenden Kon- densator (Flying Capacitor), überbrückt. Ebenso sind mit Aus- 202302624 Reinschrift 7 nahme der beiden am weitesten außen liegenden Halbleiter- schalter H(N-1), L(N-1) alle um einen weiteren Schritt weiter außen liegenden Paare von Halbleiterschaltern H(N-2), L(N-2) an ihren äußeren Anschlüssen ebenfalls mit einem jeweiligen Kon- densator CFC(N-2), einem sogenannten fliegenden Kondensator (Flying Capacitor), überbrückt. Die beiden am weitesten außen liegenden Halbleiterschalter H(N-1), L(N-1) aller Halbbrücken HB1, HB2, HB3 sind gemeinsam an ihren äußeren Anschlüssen mit je einem nach Masse GND ge- schalteten DC-Link-Kondensator CDC verbunden. Die beiden DC-Link-Kondensatoren CDC sind daher in Reihe geschaltet und an eine Versorgungsgleichspannung UDC angeschlossen. Die benötigte Kapazität der im Spannungspotential fliegenden Kondensatoren CFC1, CFC2, CFC(N-2) (Flying Capacitors) des Um- richters 1 definiert die Leistungsdichte und die Kosten des Umrichters 1. Wird die Kapazität zu gering gewählt, steigt die Spannungswelligkeit (auch als Spannungsrippel bezeichnet) an diesen Kondensatoren CFC1, CFC2, CFC(N-2) an, wodurch auch die Spannungsbelastung an den Halbleiterschaltern H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) ansteigt. Daher leidet die Zuver- lässigkeit des Umrichters 1 unter einer zu gering gewählten Kapazität und folglich einer zu hohen Spannungswelligkeit auf einer jeweiligen Kondensatorspannung UFC1, UFC2, UFC(N-2) über den fliegenden Kondensatoren CFC1, CFC2, CFC(N-2). Um einen zuverlässigen Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichter 1 zu dimensionieren muss die Kapazität der Kondensatoren CFC1, CFC2, CFC(N-2) so ausgelegt werden, dass deren Kondensatorspan- nung UFC1, UFC2, UFC(N-2) im Betrieb lediglich geringfügig vari- iert, das heißt eine geringe Spannungswelligkeit ∆ ^^ி^,^^௫ auf- weist. Wird diese Spannungswelligkeit ∆ ^^ி^,^^௫ zu groß, leidet die Zuverlässigkeit der Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N- 1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) aufgrund einer erhöhten Spannungsbe- lastung. Hierfür wird bei bisher bekannten Lösungen eine mi- nimal benötigte Kapazität ^^ி^,^^^ des Kondensators CFC1, CFC2, CFC(N-2) auf den maximal möglichen Strom ausgelegt. Dies ent- 202302624 Reinschrift 8 spricht in der industriellen Anwendung dem Spitzenwert ^^^^,^^ eines Überlaststroms gemäß Gleichung (1). ^^ி^ ist in Gleichung (1) eine Anzahl der Spannungslevel und ^^ௌ^ eine eingestellte Schaltfrequenz. Gemäß der vorliegenden Erfindung wird vorgeschlagen, zur Re- duktion dieser Kapazität (und zur dementsprechenden Reduktion von Kosten, Bauteilezahl und -volumen) für den Überlastfall die Schaltfrequenz ^^ௌ^ kurzzeitig zu erhöhen. Daraus resul- tieren für den Betriebspunkt des Überlastfalls erhöhte Ver- luste an den Halbleiterschaltern H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1). Da diese Verluste jedoch lediglich kurzzeitig anfallen, überwiegt der Vorteil einer reduzierten Kapazität. Die erhöhten Verluste sollten jedoch bei der Dimensionierung eines Kühlkörpers für die Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) berücksichtigt werden. Da die Schaltfrequenz ^^ௌ^ linear in die Berechnung der benötigten Kapazität mit eingeht, ist es vorteilhaft, die Schaltfrequenz ^^ௌ^ linear von einem gewählten normalen Betriebspunkt BPn aus zu erhöhen. Dies ist beispielhaft in Figur 2 dargestellt. Figur 2 ist ein schematisches Diagramm der Schaltfrequenz ^^ௌ^ in Abhängigkeit von einer normierten Leistung P/Pn. Der normale Betriebspunkt BPn, ab dem die Schaltfrequenz ^^ௌ^ erhöht wird, ist in diesem Beispiel auf eine Nennleistung Pn gelegt worden, könnte allerdings auch an eine andere Stelle verschoben werden. Unterhalb des normalen Betriebspunktes BPn sollte die Schaltfrequenz ^^ௌ^ aufgrund der Filterauslegung nicht weiter reduziert werden, weshalb die Schaltfrequenz ^^ௌ^ in dem dargestellten Beispiel ab dieser Stelle konstant bleibt. 202302624 Reinschrift 9 Dies hat nicht zwangsläufig eine Verdoppelung der Verluste an den Halbleiterschaltern H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) zur Folge. In Figur 3 ist eine beispielhafte Verlust- aufteilung der Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) dargestellt. Dabei sind die Verluste V in Abhän- gigkeit von der normierten Leistung P/Pn dargestellt. Kurve K1 zeigt Leitverluste, Kurve K2 zeigt Schaltverluste und Kur- ve K3 zeigt Gesamtverluste an den Halbleiterschaltern H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1). Es ist erkennbar, dass die Schaltverluste im Normalfall line- ar mit der Leistung P steigen, während die Leitverluste quad- ratisch mit der Leistung P ansteigen. Wird die Schaltfrequenz ^^ௌ^ linear erhöht, steigen demnach auch die Schaltverluste quadratisch. Dieser Vergleich der veränderten Schaltverlus- te SV ist in Figur 4 schematisch dargestellt. Dabei sind die Schaltverluste SV in Abhängigkeit von der normierten Leistung P/Pn dargestellt. Kurve K4 zeigt die Schaltverluste SV der Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) ohne Schaltfrequenzan- passung. Kurve K5 zeigt die Schaltverluste SV der Halbleiter- schalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) mit der er- findungsgemäßen Schaltfrequenzanpassung, das heißt der linear ansteigenden Schaltfrequenz ^^ௌ^. Für die Gesamtverluste ist diese Erhöhung allerdings gering. Figur 5 ist ein schematisches Diagramm der Gesamtverluste GV der Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) in Abhängigkeit von der normierten Leistung P/Pn. Kurve K6 zeigt die Gesamtverluste GV der Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) ohne Schaltfrequenzanpassung. Kurve K7 zeigt die Gesamtverluste GV der Halbleiterschalter H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1) mit der erfindungsge- mäßen Schaltfrequenzanpassung, das heißt der linear anstei- genden Schaltfrequenz ^^ௌ^. Wie im Beispiel dargestellt werden sich bei dreifacher Überlast die Gesamtverluste GV lediglich um etwa 30% erhöhen, wobei die Kapazitäten der Kondensatoren 202302624 Reinschrift 10 CFC1, CFC2, CFC(N-2) um einen Faktor 3 geringer ausgelegt werden können. Folglich können für dieses Beispiel auch die Kosten und der Platzbedarf der Kondensatoren CFC1, CFC2, CFC(N-2) um den Faktor 3 reduziert werden. Besonders vorteilhaft ist eine solche Lösung, da bei typi- schen Leistungsprofilen von Positionierapplikationen oftmals sehr kurz andauernde, aber sehr hohe Überlasten auftreten. Figur 6 ist ein schematisches Diagramm eines beispielhaften Leistungsprofils eines Fahrwerks, wobei die Leistung P über der Zeit t dargestellt ist. Wird die erfindungsgemäße Lösung nicht verwendet, müssen die Kondensatoren CFC1, CFC2, CFC(N-2) nach dem Stand der Technik im- mer auf diese hohen Überlastströme dimensioniert werden. Durch die Verwendung der erfindungsgemäßen Lösung sind auch sehr kurze Überlastprofile mit einer hohen Überlast reali- sierbar, ohne den Umrichter 1 stark überdimensionieren zu müssen. Obwohl die Erfindung im Detail durch bevorzugte Ausführungs- beispiele näher illustriert und beschrieben wurde, so ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen. Unabhängig vom grammatikalischen Geschlecht eines bestimmten Begriffs sind Personen mit männlicher, weiblicher oder ande- rer Geschlechteridentität mit umfasst.

Claims

202302624 Reinschrift 11 Patentansprüche 1. Verfahren zum Betrieb eines Flying-Capacitor-Multilevel- Umrichters (1), umfassend mindestens eine Halbbrücke (HB1 bis HB3), umfassend einen oberen Zweig mit mehreren in Reihe ge- schalteten Halbleiterschaltern (H1, H2, H(N-2), H(N-1)) und einen unteren Zweig mit mehreren in Reihe geschalteten Halbleiter- schaltern (L1, L2, L(N-2), L(N-1)), wobei der obere Zweig und der untere Zweig an einem Verbindungspunkt (VP) zum Anschluss ei- ner Phase (P1, P2, P3) miteinander verbunden sind, wobei Paa- re aus je einem Halbleiterschalter (H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1)) aus dem oberen und dem unteren Zweig mit gleichem Abstand zum Verbindungspunkt (VP) an ihren vom Ver- bindungspunkt (VP) weg weisenden Anschlüssen mit je einem Kondensator (CFC1, CFC2, CFC(N-2), CDC) oder mit je einer Reihen- schaltung von Kondensatoren (CFC1, CFC2, CFC(N-2), CDC) überbrückt sind, wobei die Halbleiterschalter (H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1)) mit pulsweitenmodulierten Signalen mit einer Schaltfrequenz ( ^^ௌ^) angesteuert werden, wobei die Schaltfre- quenz ( ^^ௌ^) in einem Überlastfall kurzzeitig erhöht wird, wo- bei die Phasen (P1, P2, P3) jeweils mit einer Induktivität (LDM1, LDM2, LDM3) beschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasen (P1, P2, P3) jeweils mit einem Filterbaustein (F1, F2, F3) zur Sicherstellung der elektromagnetischen Verträg- lichkeit beschaltet sind, wobei in einem normalen Betriebs- punkt (BPn) eine nominale Schaltfrequenz ( ^^ௌ^) verwendet wird und die Schaltfrequenz ( ^^ௌ^) im Überlastfall ausgehend vom normalen Betriebspunkt (BPn) erhöht wird, wobei der normale Betriebspunkt (BPn) auf eine Nennleistung (Pn) gelegt ist oder wird, wobei die Schaltfrequenz ( ^^ௌ^) unterhalb des nor- malen Betriebspunktes (BPn) konstant bleibt oder gehalten wird. 2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei der normale Betriebs- punkt (BPn) auf eine Nennleistung (Pn) gelegt ist oder wird. 3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei alle Paare aus je einem Halbleiterschalter (H1, H2, H(N-2), 202302624 Reinschrift 12 H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1)) aus dem oberen und dem unteren Zweig mit gleichem Abstand zum Verbindungspunkt (VP) an ihren vom Verbindungspunkt (VP) weg weisenden Anschlüssen mit je einem Kondensator (CFC1, CFC2, CFC(N-2), CDC) oder mit je einer Reihenschaltung von Kondensatoren (CFC1, CFC2, CFC(N-2), CDC) überbrückt sind, wobei die beiden am weitesten außen liegen- den Halbleiterschalter (H(N-1), L(N-1)) aller Halbbrücken (HB1, HB2, HB3) gemeinsam an ihren vom Verbindungspunkt (VP) weg weisenden Anschlüssen mit je einem nach Masse (GND) geschal- teten DC-Link-Kondensator (CDC) oder einer Reihenschaltung von nach Masse (GND) geschalteten DC-Link-Kondensatoren (CDC) verbunden und an eine Versorgungsgleichspannung (UDC) ange- schlossen sind. 4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Flying-Capacitor-Multilevel-Umrichter (1) mindestens drei Halbbrücken (HB1, HB2, HB3) zur Versorgung von drei Phasen (P1, P2, P3) aufweist. 5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Halbleiterschalter (H1, H2, H(N-2), H(N-1), L1, L2, L(N-2), L(N-1)) als IGBT oder Feldeffekttransistoren, insbesondere MOSFET, ausgebildet sind.
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