EP4566157A1 - Procédé de commande d'un chargeur électrique bidirectionnel - Google Patents

Procédé de commande d'un chargeur électrique bidirectionnel

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EP4566157A1
EP4566157A1 EP23736396.5A EP23736396A EP4566157A1 EP 4566157 A1 EP4566157 A1 EP 4566157A1 EP 23736396 A EP23736396 A EP 23736396A EP 4566157 A1 EP4566157 A1 EP 4566157A1
Authority
EP
European Patent Office
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converter
bus
charger
regulation
bidirectional
Prior art date
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Pending
Application number
EP23736396.5A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Houssein AL-ATTAR
Malek Ghanes
Mohamed HAMIDA
Miassa TALEB
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Ampere SAS
Original Assignee
Ampere SAS
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Filing date
Publication date
Application filed by Ampere SAS filed Critical Ampere SAS
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Pending legal-status Critical Current

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    • B60L2240/54—Drive Train control parameters related to batteries
    • B60L2240/549—Current

Definitions

  • the present invention relates to a method for controlling a bidirectional electric storage battery charger.
  • a conventional electric accumulator battery charger is unidirectional in the sense that it only allows electric accumulators to be recharged from an external electrical supply network, what is commonly called the direction of charge or even direct direction .
  • Such a unidirectional electric storage battery charger generally includes a power factor correction stage, also known by its English abbreviation PFC, and a DC-DC conversion stage, more generally called a DC-DC stage.
  • PFC power factor correction stage
  • DC-DC conversion stage more generally called a DC-DC stage.
  • battery chargers can also deliver the accumulated electricity to an external electrical network, as a current source, or to replace a network and operate as a voltage source to which loads are connected ; we then speak of bidirectional chargers and in the context of motor vehicles of V2X use, for Vehicle to everything or V2G for Vehicle to Grid.
  • the supply of current by the electric storage battery to the external network is called discharge direction, or even indirect direction.
  • This bidirectional charger 1 includes a bidirectional AC-DC converter
  • DC bus 150 a continuous bus 150
  • DC-DC converter bidirectional 140 a DC-DC converter bidirectional 140
  • the bidirectional AC-DC converter 130 shown in Figure 2 includes a Vienna topology known from the prior art.
  • the Vienna topology also known as the Vienna rectifier circuit is one of the three-phase power factor correctors, also called PFC, Power Factor Correction, most commonly used for high power applications.
  • the main components of the three-level bidirectional Vienna rectifier topology are three amplification inductors 131, three phase branches 132, three power bridge arms 135 and two capacitors 133, 134 direct current side.
  • Each phase branch 132 is made up of two MOSFETs which guarantee the bidirectional operation of the AC-DC converter.
  • Each power bridge arm 135 consists of two inverted series switches that allow bidirectional current flow.
  • the full-bridge resonant DC-DC converter LLC 140 comprises a full switching bridge 11 generating a signal or square current exciting an LLC circuit 12, composed of a series capacitor Cr and two inductors , a series inductance Lr and an inductance Lm in parallel with the primary winding of a transformer 13.
  • the LLC circuit 12 then produces a resonant sinusoidal current in the transformer 13 which is rectified by the rectifier bridge 14, then transmitted to the battery 16, connected in parallel to a smoothing capacitor not shown.
  • the voltage across this smoothing capacity is referenced Vbat because it is equal to the voltage across the battery 16.
  • the converter 11 is connected at the input (in the charging mode) to a direct bus of voltage VDC represented by a capacity on the Figure 1.
  • the complete bridge 11 in load mode, the complete bridge 11 is powered by this direct bus of voltage VDC-
  • the complete bridge 11 comprises four bidirectional switching cells SI to S4, the rectifier bridge 14 (in load mode) is also a complete bridge comprising four bidirectional switching cells S5 to S8.
  • the bidirectional resonant converter DC-DC LLC 140 presented in Figure 3, consists of two complete bridges separated by a transformer with a turns ratio equal to n and an interface between the battery voltage and the high voltage of the DC bus.
  • the resonant tank is made up of a series capacitor Cr, a series inductor Lr, a parallel magnetizing inductor Lm.
  • Cl is the DC bus capacitor
  • VDC is the DC bus voltage
  • Vbat is the battery voltage
  • P is the converter power.
  • the resonant tank is directly linked to a high frequency transformer which allows galvanic isolation of the charger.
  • the modulation strategy most frequently implemented is pulse frequency modulation generally known by its English name of Increquency Modulation, abbreviated PFM. It consists of varying the switching frequency of the MOSFET control signals with a fixed duty cycle.
  • the full-bridge power MOSFETs on the primary side of the transformer are complement-driven with a duty cycle of 0.5 ignoring dead time, where the full-bridge MOSFETs on the secondary side are OFF. .
  • the feasible zone of the switching frequency is between 60 and 200 kHz to guarantee the so-called Z VS (Zero Voltage Switching) condition.
  • Z VS Zero Voltage Switching
  • This condition of frequency feasibility constitutes a problem with regard to minimizing the costs linked to the software implementation (in particular linked to the operation of the FPGA) and hardware (concerning the sizing of the charger) in the charger of the electric vehicle.
  • Figures 4a and 4b represent the switching frequencies obtained from the gain inversion method described in document FRI 856534, respectively in the G2V and V2G modes with respect to variations in battery voltage and power .
  • a method for regulating a bidirectional charger comprising a bidirectional AC -DC converter connected by a direct bus to a bidirectional DC-DC converter, said charger being connected on the one hand to an electric battery and on the other hand to an alternative electrical network, said charger being adapted to operate in charging and discharging said battery.
  • the method comprises a step of determining an operating zone of the bidirectional DC-DC converter, chosen from a saturated zone and an unsaturated zone, depending on the operating mode of the charger, in charging or discharging, in depending on the battery voltage and depending on the battery power; the method implements a set of steps for regulating the DC bus voltage comprising:
  • PSM Phase Shift Modulation
  • PFM pulse frequency modulation
  • the method also implementing a set of steps for regulating network currents by Pulse Width Modulation, known as ML1 or generally known by its English name of Pulse Wide Modulation, abbreviated PWM comprising:
  • a step of calculating an input parameter to generate reference currents calculated so that: o If the charger operates in charging mode and if the DC-DC converter is in a saturated zone, the input parameter is the sum of the power demand of the charger with the regulation value calculated for the regulation of the DC bus; o Otherwise, the input parameter is the value of the charger's power demand;
  • a current regulation step adapted to define cyclical ratios according to the target currents
  • the charger can be controlled taking into account the switching frequency saturation zones of the bidirectional DC-DC converter without loss of DC bus regulation.
  • the reference voltage of the DC bus is variable, depending on the measured battery voltage.
  • said reference voltage is chosen in a predetermined map. This allows rapid calculation of the DC bus reference voltage in the case of charging mode with DC-DC converter in saturated zone.
  • regulation by phase change modulation includes:
  • the invention also relates to a device for regulating a bidirectional charger comprising a bidirectional AC -DC converter connected by a direct bus to a bidirectional DC-DC converter, said charger being connected on the one hand to an electric battery and on the other hand to an alternative electrical network, said charger being adapted to operate in charging and discharging said battery;
  • the device comprising means for determining an operating zone of the bidirectional DC-DC converter, chosen from a saturated zone and an unsaturated zone, depending on the operating mode of the charger, in charging or discharging, depending on the battery voltage and depending on the battery power; the device comprising means for implementing a set of steps for regulating the DC bus voltage comprising:
  • the output of the DC-DC continuous bus regulator is added to the power request so as to carry out a power correction
  • regulation of the DC bus by PFM pulse frequency modulation including:
  • the device also comprising means for implementing a set of steps for regulating network currents by PWM pulse width modulation comprising:
  • a step of calculating an input parameter to generate reference currents calculated so that: o If the charger operates in charging mode and if the DC-DC converter is in a saturated zone, the input parameter is the sum of the charger power demand with the regulation value calculated for DC bus regulation; o Smon, the input parameter is the value of the power demand of the charger;
  • a current regulation step adapted to define cyclical ratios according to the target currents
  • the regulation device can be an embedded computer, a processor, a microprocessor, an FPGA, a “System on a Chip” (SoC) to name a system embedded on a single integrated circuit, or a microcontroller.
  • SoC System on a Chip
  • the invention also relates to an electrical system comprising a bidirectional charger comprising a bidirectional AC-DC converter connected by a direct bus to a bidirectional DC-DC converter, said charger being connected on the one hand to an electric battery and elsewhere to a network alternating electric current, said charger being adapted to operate in charging and discharging said battery, the electrical system also comprising a regulation device as described above.
  • the invention also relates to an electric motor vehicle comprising an electrical system as described above.
  • FIG. 1 is a schematic representation of a bidirectional charger known from the prior art
  • FIG. 2 is a schematic view of a bidirectional AC-DC converter of a charger according to Figure 1;
  • FIG. 3 is a schematic view of a bidirectional DC-DC converter of a charger according to Figure 1;
  • FIG. 4a] and FIG. 4b] are representations of the switching frequencies of the bidirectional DC-DC converter of Figure 3 as a function of the battery voltage and the power of the charger of Figure 1;
  • FIG. 5 is a schematic representation of so-called regulation by modulation of the pulse frequency of the DC-DC converter of Figure 3;
  • FIG. 6 is a schematic representation of so-called phase change modulation regulation of the DC-DC converter of Figure 3;
  • FIG. 7 is a schematic representation of so-called pulse width modulation regulation of the AC-DC converter of Figure 2;
  • FIG. 8 is a schematic representation of another regulation known as pulse width modulation of the AC-DC converter of Figure 2;
  • FIG. 9 is a representation of a map of the DC bus reference voltage Vdc ref as a function of the battery voltage Vbat.
  • the invention proposes to control a bidirectional charger 1 according to Figures 1 to 3 of prior art and as explained previously.
  • the method implements a step of determining an operating zone of the bidirectional DC-DC converter (140), chosen from a saturated zone (20, 20') and an unsaturated zone, in depending on the operating mode of the charger (1), charging or discharging, depending on the battery voltage (Vbat) and depending on the power (P) of the battery.
  • an operating zone of the bidirectional DC-DC converter chosen from a saturated zone (20, 20') and an unsaturated zone, in depending on the operating mode of the charger (1), charging or discharging, depending on the battery voltage (Vbat) and depending on the power (P) of the battery.
  • the LLC converter is controlled by implementing a PFM strategy, based on gain inversion.
  • This PFM strategy is used here when the charger operates in G2V charging mode, if the LLC DCDC converter is in the unsaturated zone, and in V2G discharge mode if the LLC DCDC converter is in the zone not saturated.
  • This approach consists of regulating the DC bus voltage V dc by varying the switching frequency f.
  • This PI 52 controller receives as input the error between the battery voltage V bat and the DC bus voltage reference V dCre ⁇ .
  • PSM regulation includes: [69] The calculation 61 of a feedforward phase shift 6 0 obtained by inversion of the gain as a function of the power of the DC-DC converter 140, the battery voltage Vbat and the reference value of the bus voltage continuous VDCref;
  • a generation step 71, 81 of the reference currents i x r ⁇ is implemented for the AC-DC control strategy, with x G [1,3], x indicating the electrical phase.
  • the reference currents i x r ⁇ are calculated in two ways depending on the operating mode of the charger and the operating area of the DCDC.
  • the input parameter is the sum 80 of the charger power demand P re f with the regulation value calculated for the regulation of the DC bus as shown in Figure 8.
  • the output of the DC bus regulator represents a power correction making it possible to generate the new current setpoint.
  • the input parameter is the value of the charger power demand P re f, as shown in Figure 7.
  • the reference currents i x r ⁇ , i x e ⁇ are generated as a function of the measurement of the phase voltage UTMy S (x, y representing two phases different) and the input parameter.
  • This PWM thus makes it possible to generate the regulation signals Sx of the network currents, these regulation signals Sx controlling the bidirectional AC-DC converter 130.
  • the reference of the continuous bus Vdc ref is modified on the basis of a predetermined mapping, which gives the reference of the continuous bus Vd C ref as a function of the battery voltage Vbat.

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Abstract

Procédé de régulation (120) d'un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d'une part à une batterie électrique (110) et d'autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G) de ladite batterie (110).

Description

Description
Titre de l’invention : Procédé de commande d’un chargeur électrique bidirectionnel.
[1] La présente invention se rapporte à un procédé de commande d’un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques bidirectionnel.
[2] Un chargeur de batterie d’accumulateurs électriques classique est unidirectionnel en ce sens qu’il permet uniquement de recharger les accumulateurs électriques depuis un réseau externe d’alimentation électrique, ce qu’on appelle communément le sens de charge ou encore sens direct.
[3] Un tel chargeur de batterie d’accumulateurs électrique unidirectionnel comprend généralement un étage de correction du facteur de puissance, aussi connu sous son abréviation anglophone PFC, et un étage de conversion continu-continu, plus généralement appelé étage DC-DC.
[4] Cependant, il est utile que les chargeurs d’accumulateurs puissent aussi délivrer l’électricité accumulée à un réseau électrique externe, en source de courant, ou de remplacer un réseau et fonctionner en source de tension sur laquelle viennent se brancher des charges ; on parle alors de chargeurs bidirectionnels et dans le contexte de véhicules automobiles d’usage V2X, pour Vehicle to everything ou V2G pour Vehicle to Grid. La fourniture de courant par la batterie d’accumulateurs électriques au réseau externe étant dit sens de décharge, ou encore sens indirect.
[5] On connaît notamment des chargeurs bidirectionnels, tel que celui du document
FR3014260 Al, qui décrit un chargeur à DC-DC résonnant du type en montage LC série. Cependant, Un tel montage ne permet pas de changer de type de conversion d’énergie car son gain est toujours inférieur à 1.
[6] On connaît aussi un chargeur bidirectionnel (ou réversible) pour des applications à forte densité de puissance tel que représenté en figures 1 à 3 de l’art antérieur, qui met en œuvre un convertisseur DC-DC du type LLC résonant à pont complet et un convertisseur AC-DC à topologie de Vienne.
[7] D’un manière générale un chargeur bidirectionnel 1, en référence aux figures 1 à
3 d’art antérieur, est connecté d’une part à la batterie 110 du véhicule automobile et d’autre part est destiné à pouvoir être connecté à un réseau électrique alternatif 100.
[8] Ce chargeur bidirectionnel 1 comprend un convertisseur AC-DC bidirectionnel
130 relié par un bus continu 150, dit bus DC 150, à un convertisseur DC-DC bidirectionnel 140. Ces deux convertisseurs 130,140 sont commandés par un dispositif de contrôle, aussi appelé contrôleur 120.
[9] Le convertisseur AC-DC bidirectionnel 130 représenté figure 2 comprend une topologie de Vienne connue de l’art antérieur.
[10] La topologie de Vienne aussi dit circuit redresseur de Vienne est l'un des correcteurs de facteur de puissance, aussi appelé PFC, Power Factor Correction, triphasés les plus couramment utilisés pour les applications de forte puissance.
[11] Comme représenté en figure 2, les principaux composants de la topologie du redresseur de Vienne bidirectionnel à trois niveaux sont trois inductances d'amplification 131, trois branches de phase 132, trois bras de pont de puissance 135 et deux condensateurs 133, 134 côté courant continu.
[12] Chaque branche de phase 132 est constituée de deux MOSFET qui garantissent le fonctionnement bidirectionnel du convertisseur CA-CC. Chaque bras de pont de puissance 135 est constitué de deux commutateurs en série inversés qui permettent un flux de courant bidirectionnel.
[13] Le convertisseur DC-DC LLC 140 résonant à pont complet, selon la figure 3, comprend un pont complet de commutation 11 générant un signal ou courant carré excitant un circuit LLC 12, composé d’un condensateur série Cr et de deux inductances, une inductance série Lr et une inductance Lm en parallèle du bobinage primaire d’un transformateur 13. Le circuit LLC 12 produit alors un courant sinusoïdal résonant dans le transformateur 13 qui est redressé par le pont redresseur 14, puis transmis à la batterie 16, connectée en parallèle à une capacité de lissage non représentée. La tension aux bornes de cette capacité de lissage est référencée Vbat car égale à la tension aux bornes de la batterie 16. Le convertisseur 11 est connecté en entrée (dans le mode charge) à un bus continu de tension VDC représenté par une capacité sur la figure 1. Autrement dit en mode charge le pont complet 11 est alimenté par ce bus continu de tension VDC- Le pont complet 11 comporte quatre cellules de commutation SI à S4 bidirectionnelles, le pont redresseur 14 (en mode charge) est également un pont complet comportant quatre cellules de commutation S5 à S8 bidirectionnelles.
[14] En d’autres termes le convertisseur résonnant bidirectionnel DC-DC LLC 140, présenté sur la figure 3, se compose de deux ponts complets séparés par un transformateur avec un rapport de tours égal à n et une interface entre la tension de la batterie et la haute tension du bus DC.
[15] Le réservoir résonant est constitué d'un condensateur série Cr, d'une inductance série Lr, d'une inductance parallèle magnétisante Lm.
[16] Cl est le condensateur du bus DC, VDC est la tension du bus DC, Vbat est la tension de la batterie, et P la puissance du convertisseur.
[17] Le réservoir résonant est directement lié à un transformateur haute fréquence qui permet une isolation galvanique du chargeur.
[18] Pour les convertisseurs résonants DC-DC LLC 140, la stratégie de modulation la plus fréquemment mise en œuvre est la modulation de fréquence d'impulsion généralement connue sous son appellation anglophone de Puise Frequency Modulation, abrégé PFM. Elle consiste à faire varier la fréquence de commutation des signaux de commande des MOSFET avec un rapport cyclique fixe.
[19] En mode G2V, les MOSFET de puissance du pont complet du côté primaire du transformateur sont commandés en complément avec un rapport cyclique de 0,5 ignorant le temps mort, où les MOSFET du pont complet du côté secondaire sont ouverts (OFF).
[20] En mode V2G, les MOSFET du pont complet du côté secondaire sont commandés et ceux du pont complet du côté primaire sont ouverts.
[21] Une stratégie de contrôle PFM basée sur une méthode d'inversion de gain a été développée dans le document FRI 856534 assurant une réponse plus stable par rapport aux perturbations du courant continu à l'entrée DC-DC.
[22] La zone de faisabilité de la fréquence de commutation est comprise entre 60 et 200 kHz pour garantir la condition dite Z VS (Zero Voltage Switching). Cette condition de faisabilité de la fréquence constitue un problème quant à la minimisation des coûts liés à l'implémentation logicielle (en particulier liée au fonctionnement du FPGA) et matérielle (concernant le dimensionnement du chargeur) dans le chargeur du véhicule électrique.
[23] Cependant, lorsque la stratégie PFM est adoptée pour une application à large plage d'entrée/sortie dans le chargeur de batterie embarqué en modes G2V et V2G, une large plage de fréquences de commutation est nécessaire pour répondre à l'exigence de gain de tension du système dans les deux directions de charge.
[24] Cette large plage de fréquences de commutation entraîne une perte d'opération de commutation douce, ce qui se traduit par un faible rendement de conversion et des performances de contrôle.
[25] Les figures 4a et 4b représentent les fréquences de commutation obtenues à partir de la méthode d'inversion de gain décrit dans le document FRI 856534, respectivement dans les modes G2V et V2G par rapport aux variations de tension et de puissance de la batterie.
[26] On remarque que dans chaque figure 4a et 4b est présent une zone 20, 20’ de fonctionnement où la fréquence de commande est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de commutation maximale autorisée.
[27] En mode G2V, il existe une zone de taille réduite de saturation de la fréquence lors du fonctionnement dans la zone de faible tension de la batterie et de faible puissance.
[28] En mode V2G, il existe une importante zone de saturation de fréquence.
[29] Le fonctionnement en zone de saturation génère un rendement faible et provoque une erreur importante de régulation de la tension du bus DC avec la stratégie PFM.
[30] Aussi il existe le besoin de trouver une solution pour permettre de réguler la tension du bus DC d’un chargeur bidirectionnel même lorsque le convertisseur LLC est saturé à des fréquences supérieures à 200KHz, évitant ainsi une perte de régulation du bus DC.
[31] A cet effet, on propose un procédé de régulation d’un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie.
[32] Le procédé comprend une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel, choisie parmi une zone saturée et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur, en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie et en fonction de la puissance de la batterie ; le procédé met en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu comprenant :
- si le véhicule fonctionne en mode décharge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase, plus généralement connu sous son appellation anglophone de Phase Shift Modulation, abrégé PSM;
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM)comprenant :
- Une sous-étape de calcul d’une fréquence de commutation feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et d’une valeur de référence de la tension du bus continue ;
- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
- Une régulation du bus continu comprenant l’ajout de la demande de puissance à la sortie du régulateur de bus continu.
Le procédé mettant aussi en œuvre un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau par Modulation de Largeur d’impulsion, dite ML1 ou généralement connu sous son appellation anglophone de Pulse Wide Modulation, abrégé PWM comprenant :
- Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que : o Si le chargeur fonctionne en mode charge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ; o Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ;
- Une étape de génération de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
- Une étape de régulation du courant adapté à définir des rapports cycliques en fonction des courants de consigne ; et
- Une étape de régulation des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion ML! fonction desdits rapports cycliques, fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel.
[33] Ainsi, on peut commander le chargeur en tenant compte des zones de saturation de fréquence de commutation du convertisseur DC-DC bidirectionnel sans perte de régulation du bus continu.
[34] Avantageusement, lorsque le chargeur fonctionne en mode charge et lorsque le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, la tension de référence du bus continu est variable, fonction de la tension mesurée de la batterie.
[35] En effet, la variation de courant de consigne entraînant la génération d’une puissance de sortie supérieure à la puissance maximale, on fait varier la référence du bus continu en fonction de la tension de la tension de la batterie.
[36] En particulier, ladite tension de référence est choisie dans une cartographie prédéterminée. Ce qui permet un calcul rapide de la tension de référence du bus continu dans le cas du mode charge avec convertisseur DC-DC en zone saturée.
[37] En particulier la régulation par modulation par changement de phase comprend :
- Une sous-étape de calcul d’un décalage de phase feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et de la valeur de référence de la tension du bus continu ;
- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ; - une sous-étape de sommation de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward.
[38] L’invention concerne aussi un dispositif de régulation d’un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie ;
Le dispositif comprenant des moyens de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel, choisie parmi une zone saturée et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur, en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie et en fonction de la puissance de la batterie ; le dispositif comprenant des moyens de mise en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu comprenant :
- si le véhicule fonctionne en mode décharge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase PSM,
- si le véhicule fonctionne en mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
- si le véhicule fonctionne en mode charge G2V ou décharge V2G et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion PFM comprenant :
- Une sous-étape de calcul d’une fréquence de commutation feedforward obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC, de la tension de la batterie et d’une valeur de référence de la tension du bus continue ;
- Une sous-étape de calcul d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
Le dispositif comprenant aussi des moyens de mise en œuvre d’un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau par modulation de largeur d’impulsion MLI comprenant :
- Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que : o Si le chargeur fonctionne en mode charge et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme de la demande en puissance du chargeur avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu; o Smon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur ;
- Une étape de génération de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
- Une étape de régulation du courant adapté à définir des rapports cycliques en fonction des courants de consigne ; et
- Une étape de régulation des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion MLI fonction desdits rapports cycliques, fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel.
[39] Le dispositif de régulation pouvant être un calculateur embarqué, un processeur, un micro-processeur, un FPGA, un « System on a Chip » (SoC) pour nommer un système embarqué sur un seul circuit intégré, ou un microcontrôleur.
[40] L’invention concerne aussi un système électrique comprenant un chargeur bidirectionnel comprenant un convertisseur AC-DC bidirectionnel connecté par un bus continu à un convertisseur DC-DC bidirectionnel, ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique et d’autre part à un réseau électrique alternatif, ledit chargeur étant adapté pour fonctionner en charge et en décharge de ladite batterie, le système électrique comprenant aussi un dispositif de régulation tel que décrit précédemment.
[41] L’invention concerne aussi un véhicule automobile électrique comprenant un système électrique tel que décrit précédemment.
[42] D’autres particularités et avantages de l’invention ressortiront à la lecture de la description faite ci-après d’un mode de réalisation particulier de l’invention, donné à titre indicatif mais non limitatif, en référence aux dessins annexés sur lesquels :
[43] [Fig. 1] est une représentation schématique d’un chargeur bidirectionnel connu de l’art antérieur ;
[44] [Fig. 2] est une vue schématique d’un convertisseur AC-DC bidirectionnel d’un chargeur selon la figure 1 ;
[45] [Fig. 3] est une vue schématique d’un convertisseur DC-DC bidirectionnel d’un chargeur selon la figure 1 ;
[46] [Fig. 4a] et [Fig. 4b] sont des représentations des fréquences de commutation du convertisseur DC-DC bidirectionnel de la figure 3 en fonction de la tension de la batterie et de la puissance du chargeur de la figure 1 ;
[47] [Fig. 5] est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation de la fréquence d’impulsion du convertisseur DC-DC de la figure 3 ;
[48] [Fig. 6] est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation par changement de phase du convertisseur DC-DC de la figure 3 ;
[49] [Fig. 7] est une représentation schématique d’une régulation dite par modulation de largeur d’impulsion du convertisseur AC-DC de la figure 2 ;
[50] [Fig. 8] est une représentation schématique d’une autre régulation dite par modulation de largeur d’impulsion du convertisseur AC-DC de la figure 2 ; et
[51] [Fig. 9] est une représentation d’une cartographie de la tension de référence du bus continu Vdcref en fonction de la tension de la batterie Vbat.
[52] L’invention se propose de contrôler un chargeur bidirectionnel 1 selon les figures 1 à 3 d’art antérieur et tel qu’exposé précédemment.
[53] A cet effet dans son fonctionnement nominal le convertisseur est contrôlé en utilisant deux stratégies de contrôle indépendantes :
[54] 1- l’étage du convertisseur DC-DC LLC pour réguler le bus continu DC
[55] 2- le convertisseur AC-DC avec étage de topologie de Vienne pour réguler les courants de réseau.
[56] Dans une étape préliminaire le procédé met en œuvre une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie.
[57] En particulier en référence aux figures 4a et 4b, on détermine sur, compte tenu du mode de fonctionnement désiré, le convertisseur DC-DC va travailler dans sa zone saturée ou non.
[58] En fonction de cette détermination le procédé va procéder comme suit :
1) Lorsque le chargeur fonctionne en charge (G2V) a. Si le convertisseur DC-DC est en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par la stratégie de commande du convertisseur AC-DC, tel que représenté Figure 8. La régulation du bus DC est ajoutée à la demande de puissance pour générer la nouvelle consigne du courant. Alors la stratégie MLI du convertisseur AC-DC va régler le courant réseau et la tension du bus continu, comme un contrôle en cascade ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée en fonction du régulateur du bus continu, tel que décrit ci- après ; b. Si le convertisseur DC-DC n’est pas en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par une méthode PFM ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI ;
2) Lorsque le chargeur fonctionne en décharge a. Si le convertisseur DC-DC est en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par la méthode de PSM ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI ; b. Si le convertisseur DC-DC n’est pas en zone saturée i. La régulation du bus continu est réalisée par une méthode PFM ; ii. La régulation des courants de réseau est réalisée par une régulation MLI.
[59] Toutes ces régulations sont décrites plus en détail ci-après.
[60] En ce qui concerne l'étage du convertisseur LLC DC-DC, le convertisseur LLC est contrôlé en mettant en œuvre une stratégie par PFM, basée sur l'inversion de gain.
[61] Cette stratégie PFM, en référence à la figure 5, est ici employée lorsque le chargeur fonctionne en mode charge G2V, si le convertisseur LLC DCDC est en zone non saturée, et en mode décharge V2G si le convertisseur LLC DCDC est en zone non saturée.
[62] Cette approche consiste à réguler la tension du bus continu Vdc en faisant varier la fréquence de commutation f.
[63] Ainsi on calcule 51 une fréquence de commutation de type « par anticipation » en anglais feedforward f0 est obtenue par inversion de gain en fonction de la puissance du convertisseur P, de la tension de la batterie Vbat et de la référence de tension du bus continu VdCre^..
[64] Elle est ajoutée 53 à une sortie du contrôleur Proportionnel-Intégral PI 52, AF pour annuler l'erreur de tension du bus CC.
[65] Ce contrôleur PI 52 recevant en entrée l’erreur entre la tension de la batterie Vbat et la référence de tension du bus continu VdCre^.
[66] La précision de la régulation de la tension du bus continu est toutefois perdue lorsque le point de fonctionnement se trouve dans les zones de saturation 20 des deux modes de fonctionnement, en charge G2V et en décharge V2G car la fréquence de commutation est saturée à 200 kHz, qui est la fréquence de commutation maximale autorisée.
[67] Lorsque le chargeur fonctionne en mode décharge et en zone saturée, on met alors en œuvre, en référence à la figure 6, une approche par PSM, telle que décrite dans la publication scientifique H. A. Attar, M. Ghanes, M. Hamida and M. Taleb, "Control strategies design and comparison of DC-DC LLC converter in V2X mode for electric vehicle charger application" 2021 IEEE Conference on Control Technology and Applications (CCTA), 2021, pp. 1154- 1159, doi: 10.1109/CCTA48906.2021.9659000.
[68] La régulation PSM comprend : [69] Le calcul 61 d’un décalage de phase feedforward 60 obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC 140, de la tension de la batterie Vbat et de la valeur de référence de la tension du bus continu VDCref ;
[70] Le calcul 62 d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral PI, fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
[71] Et la sommation 63 de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward
[72] Au niveau de l’étage de conversion AC -DC avec topologie de Vienne, le convertisseur AC -DC est commandé notamment sur la base de la loi de commande divulguée dans la demande d’art antérieur FR3061819 AL
[73] En référence aux figures 7 et 8, on met en œuvre une étape de génération 71, 81 des courants de consigne ix r ^ pour la stratégie de contrôle AC-DC, avec x G [1,3], x indiquant la phase électrique.
[74] Les courants de consignes ix r ^ sont calculés de deux manières en fonction du mode de fonctionnement du chargeur et de la zone de fonctionnement du DCDC.
[75] A cet effet on définit un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que :
[76] Si le chargeur fonctionne en mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme 80 de la demande en puissance du chargeur Pref avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu tel que représenté figure 8.
[77] Ainsi, la sortie du régulateur du bus continu représente une correction de puissance permettant de générer la nouvelle consigne du courant.
[78] Autrement dit en mode charge G2V et en zone saturée, on ne met pas en œuvre une correction de fréquence mais une correction de puissance. Ainsi, la stratégie MLI du convertisseur AC-DC va régler le courant réseau et la tension du bus continu, par analogie avec un contrôle en cascade.
[79] Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur Pref, tel que représenté figure 7.
[80] Ainsi, les courants de consigne ix r ^ , ix e^ sont générés en fonction de la mesure de la tension de phase U™y S (x, y représentant deux phases différentes) et du paramètre d’entrée.
[81] On met ensuite en œuvre une étape de régulation du courant 82 permettant de définir les rapports cycliques nécessaires D, D* pour la commande des courants de réseau sinusoïdaux.
[82] Ces rapports cycliques D, D* sont calculés en fonction des courants de consigne générés ix r , ix r ^ et en fonction de la mesure du courant de phase i™es et de la mesure de la tension de phase UXy S .
[83] On met ensuite en œuvre une stratégie par ML1 ou PWM 73, pour générer les signaux de commande des MOSFET en fonction des rapports cycliques D calculés.
[84] Cette MLI permet ainsi de générer les signaux de régulation Sx des courants de réseau, ces signaux de régulation Sx commandant le convertisseur AC-DC bidirectionnel 130.
[85] Dans cette stratégie, on suppose toutefois que la tension du bus continu à la sortie de l'étage du convertisseur PFC AC-DC est constante, puisque le convertisseur LLC DC-DC la contrôle.
[86] Toutefois dans le mode charge G2V et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, ou le paramètre d’entrée est fonction de la demande en puissance du chargeur Pref et de la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu, la variation du courant de consigne entraîne toutefois la génération d'une puissance de sortie supérieure à la puissance maximale.
[87] Aussi, afin d’éviter ce problème, la référence du bus continu Vdcref est modifiée sur la base d'une cartographie prédéterminée, qui donne la référence du bus continu VdC ref en fonction de la tension de la batterie Vbat.
Un exemple de variation de la référence du bus continu Vdcref par rapport à la tension de la batterie est présentée dans la figure 9.

Claims

Revendications
[Revendication 1] Procédé de régulation d’un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G, V2X) de ladite batterie (110) ;
Le procédé comprenant une étape de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie ;
Le procédé met en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu (150) comprenant :
- si le véhicule fonctionne en mode décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase (PSM);
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM) comprenant :
- Une sous-étape de calcul (51) d’une fréquence de commutation feedforward (fO) obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC (140), de la tension de la batterie (Vbat) et d’une valeur de référence de la tension du bus continue (Vocref) ;
- Une sous-étape de calcul (52) d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral (PI), fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation (53) de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
Le procédé mettant aussi en œuvre un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau (100) par MLI comprenant :
- Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que : o Si le chargeur fonctionne en mode charge (G2 V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme (80) de la demande en puissance du chargeur (Pref) avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ; o Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur
- Une étape de génération (71, 81) de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
- Une étape de régulation du courant (82) adapté à définir des rapports cycliques (D*) en fonction des courants de consigne ; et
- Une étape de régulation (73) des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion (73) fonction desdits rapports cycliques (D*), fournissant des signaux de commande du convertisseur AC-DC bidirectionnel (130).
[Revendication 2] Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que lorsque le chargeur (1) fonctionne en mode charge (G2V) et lorsque le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, la tension de référence du bus continu (Vocref) est variable, fonction de la tension mesurée de la batterie (Vbat).
[Revendication 3] Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce que ladite tension de référence est choisie dans une cartographie prédéterminée.
[Revendication 4] Procédé selon l’une quelconque des revendication 1 à 3 caractérisé en ce que la régulation par modulation par changement de phase (PSM) comprend :
- Une sous-étape de calcul (61) d’un décalage de phase feedforward (tetaO) obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC (140), de la tension de la batterie (Vbat) et de la valeur de référence de la tension du bus continu (VDCref) ;
- Une sous-étape de calcul (62) d’une valeur de régulation de phase par un régulateur proportionnel intégral (PI), fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation (63) de la valeur de régulation de phase calculée avec le décalage de phase feedforward.
[Revendication 5] Dispositif (120) de régulation d’un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G, V2X) de ladite batterie (110) ;
Le dispositif (120) comprenant des moyens de détermination d’une zone de fonctionnement du convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), choisie parmi une zone saturée (20, 20’) et une zone non saturée, en fonction du mode de fonctionnement du chargeur (1), en charge ou en décharge, en fonction de la tension de la batterie (Vbat) et en fonction de la puissance (P) de la batterie ;
Le dispositif (120) comprenant des moyens de mise en œuvre un ensemble d’étapes de régulation de la tension du bus continu (150) comprenant :
- si le véhicule fonctionne en mode décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, une régulation par modulation par changement de phase PSM, - si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, on ajoute à la demande de puissance la sortie du régulateur de bus continu DC-DC de sorte à réaliser une correction en puissance ;
- si le véhicule fonctionne en mode charge (G2V) ou décharge (V2G) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone non-saturée, une régulation du bus continu par modulation de fréquence d’impulsion (PFM) comprenant :
- Une sous-étape de calcul (51) d’une fréquence de commutation feedforward (fO) obtenue par inversion du gain en fonction de la puissance du convertisseur DC-DC (140), de la tension de la batterie (Vbat) et d’une valeur de référence de la tension du bus continue (Vocref) ;
- Une sous-étape de calcul (52) d’une valeur de régulation d’un régulateur proportionnel intégral (PI), fonction de la différence entre la tension du bus continue et de la valeur de référence du bus continu ;
- une sous-étape de sommation (53) de la valeur de régulation calculée avec la fréquence de commutation feedforward, de sorte à annuler l’erreur de tension du bus continu ;
Le dispositif (120) comprenant aussi des moyens de mise en œuvre d’un ensemble d’étapes de régulation des courants de réseau (100) par modulation de largeur d’impulsion (MLI) comprenant :
- Une étape de calcul d’un paramètre d’entrée pour générer des courants de référence, calculée de sorte que : o Si le chargeur fonctionne en mode charge (G2 V) et si le convertisseur DC-DC est dans une zone saturée, le paramètre d’entrée est la somme (80) de la demande en puissance du chargeur (Pref) avec la valeur de régulation calculée pour la régulation du bus continu ; o Sinon, le paramètre d’entrée est la valeur de la demande en puissance du chargeur (Pref) ; - Une étape de génération (71, 81) de courants de consigne fonction des tensions de phases mesurées et du paramètre d’entrée calculé ; et
- Une étape de régulation du courant (82) adapté à définir des rapports cycliques (D*) en fonction des courants de consigne ; et
- Une étape de régulation (73) des courants de réseau par modulation par largeur d’impulsion (73) fonction desdits rapports cycliques (D*), fournissant des signaux de commande du convertisseur AC -DC bidirectionnel (130).
[Revendication 6] Système électrique comprenant un chargeur bidirectionnel (1) comprenant un convertisseur AC -DC bidirectionnel (130) connecté par un bus continu (150) à un convertisseur DC-DC bidirectionnel (140), ledit chargeur étant connecté d’une part à une batterie électrique (110) et d’autre part à un réseau électrique alternatif (100), ledit chargeur (1) étant adapté pour fonctionner en charge (G2V) et en décharge (V2G, V2X) de ladite batterie (110), le système électrique comprenant aussi un dispositif de régulation selon la revendication 5.
[Revendication 7] Véhicule automobile électrique comprenant un système électrique selon la revendication 6.
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