EP4449612A1 - Circuit de surveillance et de protection en temps réel pour des transistors gan contre le phénomène de piégeage - Google Patents

Circuit de surveillance et de protection en temps réel pour des transistors gan contre le phénomène de piégeage

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Publication number
EP4449612A1
EP4449612A1 EP21870575.4A EP21870575A EP4449612A1 EP 4449612 A1 EP4449612 A1 EP 4449612A1 EP 21870575 A EP21870575 A EP 21870575A EP 4449612 A1 EP4449612 A1 EP 4449612A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transistor
circuit
signal
state
drain
Prior art date
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Pending
Application number
EP21870575.4A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Van-Sang NGUYEN
Stéphane Catellani
Anthony BIER
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
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Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
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Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0822—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/18—Modifications for indicating state of switch

Definitions

  • the present application relates to the field of circuits provided with GaN-based transistors and provided with means for preventing the current collapse phenomenon (“current collapse”) in these transistors.
  • HEMT High Electron Mobility Transistor
  • inverters DC/DC and DC/AC converters.
  • HEMT-type GaN-based transistors have the particular advantage of withstanding high current densities as well as high off-state voltages. They find applications in the field of power circuits such as electrical energy converters and inverters.
  • transistors and more generally transistors having a channel structure comprising a layer of GaN, are subject to a current collapse phenomenon ("current collapse” according to the English terminology) due to traps of electrons in their semiconductor structure.
  • current collapse due to traps of electrons in their semiconductor structure.
  • traps can be a consequence of several factors, such as for example crystalline defects, dislocations, or the presence of impurities.
  • Such traps can also be found in the interface between different semiconductor materials and passivation layers.
  • the traps are mainly located in the GaN or in the interface between this layer and another layer of material with a large gap, for example based on AlGaN.
  • the current collapse phenomenon has a significant impact on circuits, in particular power circuits such as converters or inverters, moreover when operation at high temperature and at low operating voltage is required. This can even cause thermal breakage of the components.
  • an embodiment of the present invention relates to an electronic device equipped with GaN-based transistors, comprising a control circuit configured to evaluate the drain-source resistance in the on state of at least one first transistor among said transistors.
  • the control circuit can be fitted with:
  • the first measuring circuit comprising a first operational amplifier, in particular mounted in differential mode, configured to produce at output a first proportional output voltage to a potential difference between a drain electrode potential of the first transistor switched on and a source electrode potential of the first transistor switched on,
  • a first switch element arranged between a given electrode among said source and drain electrodes of the first transistor and a first input of the first amplifier, the first switch element being configured to couple the given electrode to the first input of the first amplifier following a switching on of the first transistor
  • circuit branch in which a load current image of a current flowing through the first transistor in the on state is able to flow
  • an evaluation stage configured to, from said load current and said output voltage, produce a first evaluation signal representative of the ratio between said output voltage and said load current.
  • the evaluation stage of the control circuit is equipped with a digital calculation module integrated in a microcontroller or in an integrated circuit with a network of programmable cells and/or comprises an analog divider or an analog multiplier.
  • control circuit can also be equipped with a protection circuit, the protection circuit comprising a first comparator for comparing the first evaluation signal with a given threshold, the protection circuit being configured to, when the first evaluation signal exceeds the given threshold, emitting a deactivation signal so as to maintain said first transistor off.
  • the control circuit may be provided with a first gate driver circuit producing said first control signal, the deactivation signal being emitted at the input of said first gate driver circuit.
  • control circuit being further provided with:
  • the second measuring circuit comprising an operational amplifier, in particular mounted in differential mode, called the second amplifier for outputting an output voltage proportional to a potential difference between a drain electrode potential of the second transistor turned on and a source electrode potential of the second transistor turned on,
  • a second switch element arranged between the source electrode of the second transistor and an input of the second amplifier, the second switch element being configured to couple the source electrode of the second transistor and the input of the second amplifier consecutively to a switching on the second transistor, said evaluation stage of the control circuit being further configured to, from said load current and said output voltage, produce a second evaluation signal representative of the ratio between the output voltage of the second transistor and said load current.
  • control circuit is equipped with a protection circuit and the gate of the second transistor is controlled by a second gate driver circuit
  • protection circuit is equipped with a second comparator for comparing said second signal d evaluation at another given threshold, the protection circuit being further configured to, when the second evaluation signal exceeds said other given threshold, emit a second deactivation signal at the input of a second gate driver circuit so as to keeping said second transistor blocked.
  • the first switch element is controlled by a measurement trigger signal
  • the control circuit further comprising a stage for controlling the signal of the first control signal and of the measurement trigger signal for, consecutively on a change of state of the first control signal turning on the first transistor, triggering, a first determined delay after this change, a modification of the state of the measurement triggering signal so as to turn on the first switch element and for, following a new modification of the state of the triggering signal of measurement making the first switch element on, triggering a new change of state of the control signal making the first transistor off.
  • the first amplifier is powered by means of an external battery.
  • the present invention relates to an electronic power device such as an inverter or a converter provided with a transistor device as defined above, the first transistor belonging to an arm of the inverter or a switching cell of the converter or, where applicable, the first transistor and the second transistor belonging to the same arm of the inverter or to the same switching cell of the converter.
  • an electronic power device such as an inverter or a converter provided with a transistor device as defined above, the first transistor belonging to an arm of the inverter or a switching cell of the converter or, where applicable, the first transistor and the second transistor belonging to the same arm of the inverter or to the same switching cell of the converter.
  • FIG. 1 serves to illustrate a device provided with wide-gap transistors associated with a circuit for controlling the dynamic drain-source resistance of wide-gap transistors;
  • FIG. 2 gives an example of a timing diagram of the operation of the device of FIG. 1 with the activation signals for the transistors and the control signals for the switch elements of the associated control circuit;
  • FIG. 3 serves to illustrate an example of a control stage of the control circuit configured to evaluate a drain-source dynamic resistance of the wide-gap transistors and to control the activation signals of the wide-gap transistors as a function of this activation;
  • FIG. 4 serves to illustrate an example of a protection circuit for deactivating wide-gap transistors when their drain-source dynamic resistance exceeds a given threshold
  • FIG. 5 serves to illustrate a GaN-based HEMT transistor structure, a control circuit of which as implemented according to the invention makes it possible to evaluate the drain-source dynamic resistance
  • FIG. 1 serves to illustrate a measurement stage 20 of a drain-source dynamic resistance control circuit of GaN-based transistors 11, 12, that is to say made in a structure semiconductor with at least one layer of GaN to form a heterojunction.
  • Transistors 11, 12 are in this example HEMT transistors belonging to an electronic power device and in particular to an inverter 5 making it possible to generate alternating voltages and currents from a DC voltage electrical energy source.
  • Stage 20 makes it possible to measure and monitor an inverter arm from drops in the drain-source voltage on the GaN-based transistors 11, 12 when the latter are turned on.
  • the transistors 11, 12 whose respective on-state drain-source dynamic resistances RDS_ONI, RDS_ON2 are monitored, belong here to the same arm of inverter 5.
  • the transistors 11, 12 operate as complementary switches with typically at least one dead time intended to avoid simultaneous conduction of these transistors 11, 12 in the arm of the converter.
  • control signals S Gi , S G2 of the first transistor 11 and of the second transistor 12 are complementary or in phase opposition. These control signals S Gi , S G2 alternately allowing to activate (ie turn on) then to deactivate (ie to make blocked) respectively the first transistor 11 and the second transistor 12 are applied respectively to the gate Gi of the first transistor 11 and to the gate G 2 of the second transistor 12.
  • the measurement stage 20 of the control circuit makes it possible to obtain the voltage drops on the transistors 11, 12 in the on state as well as a value of the current which passes through the transistors 11, 12 in the on state.
  • the control circuit can also be provided for, depending on the source drain voltage measurement values V D SI_ON, V D S2_ON of the transistors in the on state and the current flowing through the transistors in the on state, to evaluate the dynamic resistance in the on state of the transistors 11, 12.
  • the control circuit can also be designed to, as a function of dynamic resistance values in the on state of the transistors 11, 12, control their respective control signals S Gi , S G2 .
  • the measurement stage 20 of the control circuit is provided with a first measurement circuit 21 coupled to the first transistor 11 in order to determine the drain source voltage in the on state V D SI_ON, of the first transistor 11.
  • This first circuit 21 measurement is here equipped with an operational amplifier, Op-Ampl mounted in differential mode and according to a linear assembly, with an output looping back to its inverting input.
  • the operational amplifier Op-Ampl is in particular mounted in differential mode 41 to produce at output an output voltage Vdsl_ON proportional to a potential difference between a drain electrode potential DI of the first transistor 11 set to the on state and a source electrode potential SI of the first transistor 11 turned on.
  • the operational amplifier Op-Ampl has one input coupled to a drain electrode DI of the first transistor 11 and another input coupled to a source electrode SI of the first transistor 11.
  • the source SI is thus connected to the non-inverting input E+ of the operational amplifier Op-Ampl while the drain DI is coupled to the inverting input E- of the amplifier Op-Ampl.
  • a switch element 31 is arranged between the drain electrode DI of the first transistor 11 and the input E- of the amplifier Op-Ampl.
  • This switch element 31 is formed in this example of an N-type coupling transistor Mi here, the gate of which is controlled by a measurement control signal S Mi , to activate the coupling transistor Mi during a measurement phase.
  • a current blocking element such as a diode 33 is here provided in parallel with coupling transistor Mi.
  • the switch element 31 is controlled (change of state in this example to a high potential of the measurement control signal S Mi applied to the gate of the coupling transistor Mi at time t 3 ) so as to couple the electrode drain DI of the first transistor 11 to the amplifier following a conduction of the first transistor 11 (change of state in this example at a high potential of the signal SGI of the transistor 11 at time t 2 ).
  • the drain-source voltage measurement is thus performed during the conduction of the first transistor 11.
  • the measurement control signal S Mi is modified (change of state and set to a low potential of the signal S Mi applied to the gate of the first transistor M1 at time t 4 ) so as to decouple the drain electrode DI of the first transistor 11 of the amplifier Op-Ampl.
  • control signal S Gi changes state (time t 5 ) so as to deactivate the first transistor 11.
  • the measurement phase and the coupling of the first transistor 11 to the output stage measurement 20 are thus made only when the first transistor 11 is activated (ie put in the on state).
  • the measurement control signal S Mi can be produced from the signal SGI making it possible to control the gate of the first transistor 11, in particular by applying to this signal S Gi a predetermined delay T of ia y ib adjustable when the latter is modified ( here goes to a high state) so as to turn on the first transistor 11.
  • delays T deiay ib, T deiay 2a are provided so as not to disturb the switching behavior of the first transistor 11 when its voltage drop is measured.
  • These delays T deiay ib, T deiay 2a can be of the order of ten nanoseconds and several tens of nanoseconds respectively.
  • the transistor Mi of the measurement stage is activated about ten ns after the activation (of transistor 11 and blocked several tens of ns before the blocking of transistor 11 is triggered.
  • control signal S Mi and the delays T of iayib, Tdeiay2a can be respectively produced and modulated by means of a digital circuit of the microcontroller type or an FPGA and advantageously of the same digital circuit as that producing the control signals of the transistors 11, 12.
  • the current flowing through the first transistor 11 when it is turned on is here measured by means of a circuit branch 24 coupled to a load R_LOAD in which a load current I L OAD image of a current flowing through the first transistor 11 in the on state.
  • This branch 24 is connected to a midpoint between the source SI of the first transistor 11 and the drain D2 of the second transistor 12.
  • the load current I L OAD is substantially equal to or proportional to the current flowing through the first transistor in the on state. during the measurement phase of VDS_ON1.
  • a current sensor 25 for example of the ACS712-30A type, makes it possible to measure the current flowing through the load after the midpoint S1-D2.
  • the current sensor 25 makes it possible to evaluate the current I L OAD and consequently the current passing through the first transistor 11 in the on state.
  • the control circuit is, in this example, equipped with a second measurement circuit 22 coupled this time to the second transistor 12 in order to determine the drain source voltage in the on state VDS2_ON, of the second transistor 12.
  • the second measurement circuit 22 is advantageously provided with a configuration similar to that of the first measurement circuit 21 with an operational amplifier mounted in differential mode 0p-Amp2 and comprising an input coupled to an electrode of the second transistor 12 and another input coupled to another electrode of the second transistor 12.
  • the two operational amplifiers mounted in differential mode Op-Ampl, 0p-Amp2 are advantageously provided with a sweep speed (“Slew Rate” according to Anglo-Saxon terminology) high, that is to say typically at least 1OOV/us.
  • the two operational amplifiers Op-Ampl and Op-Amp2 can be supplied between V+ and V- advantageously by means of an external battery 111. This minimizes disturbances in the measurements.
  • the second circuit 22 is also provided with its switch element 32. Following an activation of the second transistor 12 (time t 6 in FIG. 2), a second switch element 32 is controlled (change in level of the measurement control signal S M 2 at time t 7 in FIG. 2) so as to couple the second transistor 12 and the associated Op-Amp2 amplifier and a voltage measurement phase V D S_ON2 starts. When this measurement phase is completed (time t 8 in FIG. 2 where the measurement control signal S M 2 changes level), the second switch element 32 is controlled so as to decouple the second transistor 12 from the amplifier Op -Amp2. Then, the second transistor 12 is deactivated (time t 9 in FIG. 2 when the second transistor control signal S G 2 changes level).
  • the current flowing through the second transistor 12 when it is turned on is measured through the branch 24 by evaluating, using the current sensor 25, the charging current I L OAD- Insofar as the first transistor 11 is turned off, in other words is blocked when the second transistor 12 is turned on, the load current I L OAD is substantially equal to or proportional to the current flowing through the second transistor in the on state during the measurement phase of VDS_ON2.
  • the measurement phase and the coupling of the second transistor 12 to the measurement stage 20 are thus carried out only when the second transistor 12 is activated (i.e. put in the on state).
  • a drain-source resistance measurement of the first transistor is performed alternately only when the latter is turned on, then a drain-source resistance measurement of the second transistor only when the latter is turned on, the first transistor and the second transistor not being turned on simultaneously but alternately.
  • the transistors M i; M 2 of coupling allowing during the measurement phases to establish the connection between the GaN transistors 11, 12 and the measurement amplifiers Op-Ampl, Op-Amp2 are MOSFET type transistors chosen for their switching speed.
  • stage 50 of the control circuit 20 is shown schematically.
  • This stage 50 can for example be provided with a micro-controller or an integrated circuit of the programmable cell array type (FPGA for “Field Programmable Gate Array”).
  • Stage 50 is provided with a calculation module configured to receive an output voltage VDS1_ON from first amplifier 41 and to calculate a ratio between said output voltage VDS1_ON and said load current I L OAD when first transistor 11 is turned on. in conduction.
  • This report thus gives a dynamic source-drain resistance value RDS_ON1 for the first transistor 11.
  • stage 50 is also configured for, from an output voltage VDS2_ON of the first operational amplifier mounted in differential mode 41 and a load current I L OAD when the second transistor 12 is turned on, determine a ratio VDS2_ON/I L OAD to thereby determine a value of drain-source resistance RDS_ON2 for the second transistor 12 when it is turned on.
  • the stage 50 can thus also be provided to modify the control signals S Gi , S G2 of the transistors 11, 12 as a function of the determined source drain resistance values.
  • the stage 50 in particular when it comprises a microcontroller or an integrated circuit of the programmable cell array type (FPGA for "Field Programmable Gate Array”) can also be provided to produce the measurement control signals S M i, S M 2-
  • control circuit is further provided with a protection circuit 60.
  • This protection circuit 60 is configured for when the source-drain resistance in the on state of the first transistor 11 exceeds a given threshold to trigger a deactivation of the first transistor 11.
  • This protection circuit 60 is also configured so, when the drain source resistance in the on state of the second transistor 12 exceeds a given threshold to trigger a deactivation of the second transistor 12.
  • the evaluation of the drain source resistances in the on state is carried out using an analog multiplier 62 receiving as input the load current I L OAD, the output voltage VDS1_ON of the first amplifier Op-Ampl, the output voltage VDS2_ON of the second amplifier 0p-Amp2.
  • the multiplier 62 is capable of producing at output a first evaluation signal S_evall representative of the ratio between said output voltage VDSI_ON of the first amplifier Op-Ampl and said load current I L OAD, as well as a second evaluation signal S_eval2 representative of the ratio between said output voltage V D S2_ON of the second amplifier 0p-Amp2 and said load current I L OAD-
  • the evaluation signals S_evall, S_eval2 are here emitted at the input and in particular at the inverting input respectively of a first comparator 64A and of a second comparator 64B.
  • the non-inverting inputs of the comparators 64A, 64B, for their part, are set respectively to a fixed potential Vref_1, Vref_2 on which the given threshold depends.
  • the first comparator 64A (resp. the second comparator 64B) is configured to produce a first deactivation signal Sdisablel, (resp. a second deactivation signal Sdisable2) intended for a first gate driver circuit 71 (resp. a second driver circuit 72) so as to deactivate the first transistor 11 (resp. the second transistor 12) whose drain source resistance at the on-state is too high.
  • the gate drivers 71, ni are typically equipped with a power amplifier and accept as input a pulse width modulation signal PWM1, PWM2 (PWM for "Pulse Width Modulation”) emanating from a digital circuit as mentioned. previously.
  • the evaluation signals S_evall, S_eval2 representing respectively the dynamic source drain resistor RDS_ON1 of the first transistor 11 and the dynamic source drain resistor RDS_ON2 of the second transistor 12 can be digitized and stored by means of a circuit 80 of monitoring and backup equipped with an analog-to-digital conversion stage and at least one memory.
  • This circuit 80 can for example be formed by a microcontroller or an FPGA.
  • the GaN-based transistors 11, 12 belong to an inverter arm. This can correspond for example to an arm of a 400W solar micro-inverter, or more generally a DC/AC inverter. It is also possible to apply a drain-source resistance measurement as previously described to other types of circuits with GaN transistors and for example to other types of converters based on GaN components such as DC/DC converters.
  • Figure 5 now gives a schematic sectional view of a possible structure of the first and second transistors 11, 12.
  • the transistor is made from a semiconductor substrate 502, for example based on silicon, on which is arranged a semiconductor block comprising a heterojunction.
  • the heterojunction is made in a stack comprising a first layer 504 of a III-N semiconductor material having a first band gap and a second layer 506 of an III-N semiconductor material having a second band gap, larger than said first band gap.
  • the first layer 504 is typically based on GaN while the second layer 506 can, for example, be made of AlGaN.
  • the transistor further includes source 507 and drain 508 electrical contacts, which are disposed on and in contact with regions of layer 506.
  • Each of electrical contacts 507 and 508 may be a metallic layer or a stack of metallic layers.
  • a two-dimensional 2-DEG electron gas may be formed in a channel region located in the first layer 504, typically under the interface between the second layer 506 and the first layer 504.
  • the transistor further includes a gate electrode 510 which is arranged in contact and here on a part of the second layer 506 to control the gas of two-dimensional electrons.
  • the gate electrode 510 is formed of an upper region 511 which is based on metal and which is in contact with a lower region 512 which is semiconducting and for example based on p-GaN.

Landscapes

  • Junction Field-Effect Transistors (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Dispositif électronique doté de transistors (11, 12) à base de GaN, et comprenant un circuit de contrôle configuré pour évaluer la résistance drain source à l'état passant (RDS1_ON) d'au moins un premier transistor (11) parmi lesdits transistors (11,12)

Description

DESCRIPTION
Titre : CIRCUIT DE SURVEILLANCE ET DE PROTECTION EN TEMPS RÉEL POUR DES TRANSISTORS GAN CONTRE LE PHÉNOMÈNE DE PIÉGEAGE
DOMAINE TECHNIQUE
La présente demande se rapporte au domaine des circuits munis de transistors à base de GaN et dotés de moyens pour prévenir le phénomène d'effondrement de courant (« current collapse ») dans ces transistors.
Elle concerne notamment les circuits dotés de transistors HEMT (« High Electron Mobility Transistor », i.e. transistors à électron à haute mobilité) et s'applique en particulier aux circuits de puissance tels que les onduleurs ou les convertisseurs DC/DC et DC/AC.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE ANTÉRIEURE
Les transistors à base de GaN de type HEMT ont pour avantage notamment de supporter de grandes densités de courant ainsi que de fortes tensions à l'état bloqué. Ils trouvent des applications dans le domaine des circuits de puissance tels que les convertisseurs d'énergie électrique et les onduleurs.
Cependant, ces transistors, et plus généralement les transistors ayant une structure de canal comprenant une couche de GaN, sont l'objet d'un phénomène d'effondrement du courant (« current collapse » selon la terminologie anglo-saxonne) dû à des pièges d'électrons dans leur structure semi-conductrice. Un tel phénomène est évoqué par exemple dans le document de T. Hasan, "Mechanism and Suppression of Current Collapse in AIGaN/GaN High Electron Mobility Transistors" PhD thesis - University of Fukui, Japan 2013.
L'origine de tels pièges peut être une conséquence de plusieurs facteurs, comme par exemple des défauts cristallins, des dislocations, ou la présence d'impuretés. De tels pièges peuvent être également trouvés dans l'interface entre différents matériaux semi-conducteurs et des couches de passivation. Dans les transistors à base de GaN, les pièges sont principalement localisés dans le GaN ou dans l'interface entre cette couche et une autre couche de matériau à grand Gap par exemple à base d'AIGaN.
Le phénomène d'effondrement du courant impacte significativement les circuits en particulier les circuits de puissance tels que les convertisseurs ou les onduleurs, qui plus est lorsqu'un fonctionnement à haute température et à faible tension de fonctionnement est requis. Ceci peut même occasionner une casse thermique des composants.
On cherche donc à surveiller et prévenir ce phénomène dans les circuits dotés de tels composants.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
Ainsi, un mode de réalisation de la présente invention concerne un dispositif électronique doté de transistors à base de GaN, comprenant un circuit de contrôle configuré pour évaluer la résistance drain source à l'état passant d'au moins un premier transistor parmi lesdits transistors.
Le circuit de contrôle peut être doté :
- d'un premier circuit de mesure de tension drain source à l'état passant du premier transistor, le premier circuit de mesure comprenant un premier amplificateur opérationnel, en particulier monté en mode différentiel, configuré pour produire en sortie une première tension de sortie proportionnelle à une différence de potentiels entre un potentiel d'électrode de drain du premier transistor mis à l'état passant et un potentiel d'électrode de source du premier transistor mis à l'état passant,
- d'un premier élément interrupteur agencé entre une électrode donnée parmi lesdites électrodes de source et de drain du premier transistor et une première entrée du premier amplificateur, le premier élément interrupteur étant configuré pour coupler l'électrode donnée à la première entrée du premier amplificateur consécutivement à une mise à l'état passant du premier transistor,
- d'une branche de circuit dans laquelle un courant de charge image d'un courant traversant le premier transistor à l'état passant est apte à circuler, - d'un étage d'évaluation configuré pour, à partir dudit courant de charge et de ladite tension de sortie, produire un premier signal d'évaluation représentatif du rapport entre ladite tension de sortie et ledit courant de charge.
Avantageusement, l'étage d'évaluation du circuit de contrôle est doté d'un module de calcul numérique intégré à un microcontrôleur ou à un circuit intégré à réseau de cellules programmables et/ou comporte un diviseur analogique ou d'un multiplicateur analogique.
Selon un mode de réalisation avantageux, le circuit de contrôle peut être doté en outre doté d'un circuit de protection, le circuit de protection comprenant un premier comparateur pour comparer le premier signal d'évaluation à un seuil donné, le circuit de protection étant configuré pour, lorsque le premier signal d'évaluation dépasse le seuil donné, émettre un signal de désactivation de sorte à maintenir ledit premier transistor bloqué.
Ainsi, outre une simple surveillance de l'évolution de la résistance dynamique drain source, on peut mettre en œuvre une protection du transistor à base de GaN.
Le circuit de contrôle peut être pourvu d'un premier circuit pilote de grille produisant ledit premier signal de commande, le signal de désactivation étant émis en entrée dudit premier circuit pilote de grille.
Selon une possibilité de mise en œuvre pour laquelle parmi lesdits transistors figure au moins un deuxième transistor couplé au premier transistor, une grille du deuxième transistor étant commandée par un deuxième signal de commande, le deuxième signal de commande étant à l'exception de temps morts en opposition de phase avec le premier signal de commande, ladite branche de circuit étant agencée entre le premier transistor et le deuxième transistor de sorte que le courant de charge est l'image du courant traversant le deuxième transistor lorsque le deuxième transistor est à l'état passant, ledit circuit de contrôle étant doté en outre :
- d'un deuxième circuit de mesure de tension drain source à l'état passant du deuxième transistor, le deuxième circuit de mesure comprenant un amplificateur opérationnel, en particulier monté en mode différentiel, appelé deuxième amplificateur pour produire en sortie une tension de sortie proportionnelle à une différence de potentiel entre un potentiel d'électrode de drain du deuxième transistor mis à l'état passant et un potentiel d'électrode de source du deuxième transistor mis à l'état passant,
- d'un deuxième élément interrupteur agencé entre l'électrode de source du deuxième transistor et une entrée du deuxième amplificateur, le deuxième élément interrupteur étant configuré pour coupler l'électrode de source du deuxième transistor et l'entrée du deuxième amplificateur consécutivement à une mise à l'état passant du deuxième transistor, ledit étage d'évaluation du circuit de contrôle étant configuré en outre pour, à partir dudit courant de charge et de ladite tension de sortie, produire un deuxième signal d'évaluation représentatif du rapport entre la tension de sortie du deuxième transistor et ledit courant de charge.
Avantageusement, le circuit de contrôle est doté d'un circuit de protection et la grille du deuxième transistor est commandée par un deuxième circuit pilote de grille, Avantageusement, le circuit de protection, est doté d'un deuxième comparateur pour comparer ledit deuxième signal d'évaluation à un autre seuil donné, le circuit de protection étant configuré en outre pour, lorsque le deuxième signal d'évaluation dépasse ledit autre seuil donné, émettre un deuxième signal de désactivation en entrée d'un deuxième circuit pilote de grille de sorte à maintenir ledit deuxième transistor bloqué.
Selon une possibilité de mise en œuvre, le premier élément interrupteur est commandé par un signal de déclenchement de mesure, le circuit de contrôle comprenant en outre un étage de commande du signal du premier signal de commande et du signal de déclenchement de mesure pour, consécutivement à un changement d'état du premier signal de commande rendant le premier transistor passant, déclencher, un premier délai déterminé après ce changement, une modification d'état du signal de déclenchement de mesure de sorte à rendre passant le premier élément interrupteur et pour, consécutivement à une nouvelle modification d'état du signal de déclenchement de mesure rendant le premier élément interrupteur passant, déclencher un nouveau changement d'état du signal de commande rendant le premier transistor bloqué.
Ainsi, avantageusement, on n'effectue une mesure de résistance drain source sur un transistor GaN uniquement lorsque ce transistor est rendu passant
Selon un mode avantageux, le premier amplificateur est alimenté par le biais d'une batterie externe.
Selon un autre aspect la présente invention concerne un dispositif électronique de puissance tel qu'un onduleur ou un convertisseur muni d'un dispositif à transistors tel que défini plus haut, le premier transistor appartenant à un bras de l'onduleur ou une cellule de commutation du convertisseur ou, le cas échéant, le premier transistor et le deuxième transistor appartenant à un même bras de l'onduleur ou à une même cellule de commutation du convertisseur.
BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS
La présente invention sera mieux comprise sur la base de la description qui va suivre et des dessins en annexe sur lesquels :
La figure 1 sert à illustrer un dispositif muni de transistors à grand gap associé à un circuit de contrôle de la résistance dynamique drain source de transistors à grand Gap;
La figure 2 donne un exemple de chronogramme de fonctionnement du dispositif de la figure 1 avec les signaux d'activation des transistors et les signaux de commande d'éléments interrupteurs du circuit de contrôle associé;
La figure 3 sert à illustrer un exemple d'étage de contrôle du circuit de contrôle configuré pour évaluer une résistance dynamique drain source des transistors à grand gap et contrôler les signaux d'activation des transistors à grand gap en fonction de cette activation;
La figure 4 sert à illustrer un exemple de circuit de protection pour désactiver les transistors à grand gap lorsque leur résistance dynamique drain source dépasse un seuil donné; La figure 5 sert à illustrer une structure de transistor HEMT à base de GaN dont un circuit de contrôle tel que mis en œuvre suivant l'invention permet d'évaluer la résistance dynamique drain source;
Des parties identiques, similaires ou équivalentes des différentes figures portent les mêmes références numériques de façon à faciliter le passage d'une figure à l'autre.
Les différentes parties représentées sur les figures ne le sont pas nécessairement selon une échelle uniforme, pour rendre les figures plus lisibles.
EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
On se réfère à présent à la figure 1 servant à illustrer un étage 20 de mesure d'un circuit de contrôle de résistance dynamique drain-source de transistors 11, 12 à base de GaN, c'est-à-dire réalisés dans une structure semi-conductrice dotée d'au moins une couche de GaN pour former une hétérojonction.
Les transistors 11, 12 sont dans cet exemple des transistors HEMT appartenant à un dispositif électronique de puissance et en particulier à un onduleur 5 permettant de générer des tensions et des courants alternatifs à partir d'une source d'énergie électrique de tension DC.
L'étage 20 permet de réaliser une mesure et une surveillance d'un bras d'onduleur à partir de chutes de tension drain source sur les transistors 11, 12, à base de GaN lorsque ces derniers sont mis à l'état passant.
Les transistors 11, 12 dont on surveille les résistances dynamiques drain- source à l'état passant respectives RDS_ONI, RDS_ON2, appartiennent ici à un même bras d'onduleur 5. Les transistors 11, 12 fonctionnent comme des interrupteurs complémentaires avec typiquement au moins un temps morts destiné à éviter une conduction simultanée de ces transistors 11, 12 dans le bras du convertisseur.
Ainsi, hormis sur les temps morts (intervalles Tm = t2-tl, T'm = t6-t5 sur le chronogramme de la figure 2), les signaux de commande SGi, SG2 du premier transistor 11 et du deuxième transistor 12 sont complémentaires ou en opposition de phase. Ces signaux de commande SGi, SG2 permettant alternativement d'activer (i.e. rendre passant) puis de désactiver (i.e. rendre bloqué) respectivement le premier transistor 11 et le deuxième transistor 12 sont appliqués respectivement sur la grille Gi du premier transistor 11 et sur la grille G2 du deuxième transistor 12.
L'étage 20 de mesure du circuit de contrôle permet d'obtenir les chutes de tension sur les transistors 11, 12 à l'état passant ainsi qu'une valeur du courant qui traverse les transistors 11, 12 à l'état passant.
Le circuit de contrôle peut être également prévu pour, en fonction des valeurs de mesures de tension drain source VDSI_ON, VDS2_ON des transistors à l'état passant et du courant traversant les transistors à l'état passant, évaluer la résistance dynamique à l'état passant des transistors 11, 12.
Le circuit de contrôle peut être également conçu pour, en fonction de valeurs de résistance dynamique à l'état passant des transistors 11, 12, contrôler leurs signaux de commande SGi, SG2 respectifs.
L'étage 20 de mesure du circuit de contrôle est pourvu d'un premier circuit 21 de mesure couplé au premier transistor 11 afin de déterminer la tension drain source à l'état passant VDSI_ON, du premier transistor 11. Ce premier circuit 21 de mesure est ici doté d'un amplificateur opérationnel, Op-Ampl monté en mode différentiel et selon un montage linéaire, avec une sortie rebouclant sur son entrée inverseuse.
L'amplificateur opérationnel Op-Ampl est en particulier monté en mode différentiel 41 pour produire en sortie une tension de sortie Vdsl_ON proportionnelle à une différence de potentiels entre un potentiel d'électrode de drain DI du premier transistor 11 mis à l'état passant et un potentiel d'électrode de source SI du premier transistor 11 mis à l'état passant.
L'amplificateur opérationnel Op-Ampl est doté d'une entrée couplée à une électrode drain DI du premier transistor 11 et d'une autre entrée couplée à une électrode source SI du premier transistor 11. Dans l'exemple illustré, la source SI est ainsi connectée à l'entrée non inverseuse E+ de l'amplificateur opérationnel Op-Ampl tandis que le drain DI est couplé à l'entrée inverseuse E- de l'amplificateur Op-Ampl.
Un élément interrupteur 31 est agencé entre l'électrode de drain DI du premier transistor 11 et l'entrée E- de l'amplificateur Op-Ampl. Cet élément interrupteur 31 est formé dans cet exemple d'un transistor Mi de couplage ici de type N, dont la grille est commandée par un signal SMi de commande de mesure, pour activer le transistor Mi de couplage lors d'une phase de mesure.
Afin d'éviter une circulation de courant du drain du premier transistor 11 vers l'amplificateur Op-Ampl, un élément de blocage de courant tel qu'une diode 33 est ici prévu en parallèle avec le transistor Mi de couplage.
L'élément interrupteur 31 est commandé (changement d'état dans cet exemple à un potentiel haut du signal de commande de mesure SMi appliqué sur la grille du transistor Mi de couplage à l'instant t3) de sorte à coupler l'électrode de drain DI du premier transistor 11 à l'amplificateur consécutivement à une mise en conduction du premier transistor 11 (changement d'état dans cet exemple à un potentiel haut du signal SGI du transistor 11 à l'instant t2). On effectue ainsi la mesure de tension de drain source pendant la mise en conduction du premier transistor 11. Lorsque la phase de mesure est terminée, le signal de commande de mesure SMi est modifié (changement d'état et mis à un potentiel bas du signal SMi appliqué sur la grille du premier transistor Ml à l'instant t4) de sorte à découpler l'électrode de drain DI du premier transistor 11 de l'amplificateur Op-Ampl. Puis, une fois la phase de mesure terminée, le signal de commande SGi change d'état (instant t5) de sorte à désactiver le premier transistor 11. La phase de mesure et le couplage du premier transistor 11 à l'étage de mesure 20 ne sont ainsi réalisés que lorsque le transistor premier 11 est activé (i.e. mis à l'état passant).
Le signal de commande SMi de mesure peut être produit à partir du signal SGI permettant de contrôler la grille du premier transistor 11, en particulier en appliquant à ce signal SGi un retard prédéterminé Tdeiayib réglable lorsque ce dernier est modifié (ici passe à un état haut) de manière à rendre passant le premier transistor 11. Lorsque la phase de mesure s'achève, la remise à l'état bloqué du premier transistor 11 est déclenchée après un retard prédéterminé Tdeiay2a = t5-t4.
Ces retards Tdeiayib, Tdeiay2a sont prévus afin de ne pas perturber le comportement en commutation du premier transistor 11 lorsqu'on mesure sa chute de tension. Ces retards Tdeiayib, Tdeiay2a peuvent être de l'ordre respectivement d'une dizaine de nanosecondes et de plusieurs dizaines de nanosecondes. Ainsi, le transistor Mi de l'étage de mesure est activé une dizaine de ns après l'activation (du transistor 11 et bloqué plusieurs dizaines de ns avant que le blocage du transistor 11 ne soit déclenché. Le signal de commande SMi et les retards Tdeiayib,Tdeiay2a peuvent être respectivement produit et modulés par le biais d'un circuit numérique de type microcontrôleur ou un FPGA et avantageusement d'un même circuit numérique que celui produisant les signaux de commande des transistors 11, 12.
Le courant traversant le premier transistor 11 lors de sa mise en conduction est ici mesuré par le biais d'une branche 24 de circuit couplée à une charge R_LOAD dans laquelle un courant de charge I LOAD image d'un courant traversant le premier transistor 11 à l'état passant. Cette branche 24 est reliée à un point milieu entre la source SI du premier transistor 11 et le drain D2 du deuxième transistor 12.
Dans la mesure où le deuxième transistor 12 est mis hors conduction autrement dit se trouve bloqué lorsque le premier transistor 11 est mis en conduction, le courant de charge I LOAD est sensiblement égal ou proportionnel au courant traversant le premier transistor à l'état passant lors de la phase de mesure de VDS_ON1.
Un capteur 25 de courant, par exemple de type ACS712-30A, permet de mesurer le courant traversant la charge après le point milieu S1-D2.
Le capteur de courant 25 permet d'évaluer le courant I LOAD et par conséquent le courant traversant le premier transistor 11 à l'état passant.
Le circuit de contrôle est, dans cet exemple, doté d'un deuxième circuit 22 de mesure couplé cette fois au deuxième transistor 12 afin de déterminer la tension drain source à l'état passant VDS2_ON, du deuxième transistor 12.
Le deuxième circuit 22 de mesure est avantageusement prévu avec une configuration semblable à celle du premier circuit 21 de mesure avec un amplificateur opérationnel montés en mode différentiel 0p-Amp2 et comportant une entrée couplée à une électrode du deuxième transistor 12 et une autre entrée couplée à une autre électrode du deuxième transistor 12.
Les deux amplificateurs opérationnels montés en mode différentiel Op- Ampl, 0p-Amp2 sont avantageusement prévus avec une vitesse de balayage (« Slew Rate » selon la terminologie anglo-saxonne) élevée, c'est-à-dire typiquement d'au moins lOOV / us.
Les deux amplificateurs opérationnels Op-Ampl et Op-Amp2 peuvent être alimentés entre V+ et V- avantageusement par le biais d'une batterie 111 externe. Cela permet de minimiser les perturbations dans les mesures.
Le deuxième circuit 22 est également pourvu de son élément interrupteur 32. Consécutivement à une activation du deuxième transistor 12 (instant t6 sur la figure 2), un deuxième élément interrupteur 32 est commandé (changement de niveau du signal de commande de mesure SM2 à l'instant t7 sur la figure 2) de sorte à coupler le deuxième transistor 12 et l'amplificateur Op-Amp2 associé et une phase de mesure de la tension VDS_ON2 démarre. Lorsque cette phase de mesure est terminée (instant t8 sur la figure 2 où le signal SM2 de commande de mesure change de niveau), le deuxième élément interrupteur 32 est commandé de sorte à découpler le deuxième transistor 12 de l'amplificateur Op-Amp2. Puis, le deuxième transistor 12 est désactivé (instant t9 sur la figure 2 où le signal SG2 de commande du deuxième transistor change de niveau).
Le courant traversant le deuxième transistor 12 lors de sa mise en conduction est mesuré par le biais de la branche 24 en évaluant à l'aide du capteur de courant 25 le courant de charge I LOAD- Dans la mesure où le premier transistor 11 est mis hors conduction autrement dit se trouve bloqué lorsque le deuxième transistor 12 est mis en conduction, le courant de charge I LOAD est sensiblement égal ou proportionnel au courant traversant le deuxième transistor à l'état passant lors de la phase de mesure de VDS_ON2.
La phase de mesure et le couplage du deuxième transistor 12 à l'étage de mesure 20 ne sont ainsi réalisés que lorsque le deuxième transistor 12 est activé (i.e. mis à l'état passant).
Dans cet exemple de réalisation on effectue alternativement une mesure de résistance drain source du premier transistor uniquement lorsque ce dernier est rendu passant, puis une mesure de résistance drain source du deuxième transistor uniquement lorsque ce dernier est rendu passant, le premier transistor et le deuxième transistor n'étant quant à eux pas rendus passant simultanément mais alternativement.
Avantageusement, les transistors Mi; M2 de couplage permettant lors des phases de mesure d'établir la connexion entre les transistors GaN 11, 12 et les amplificateurs Op-Ampl, Op-Amp2 de mesure sont des transistors de type MOSFET choisis pour leur rapidité de commutation.
Sur la figure 3, un étage 50 du circuit 20 de contrôle est représenté de manière schématique. Cet étage 50 peut être par exemple doté d'un micro-contrôleur ou un circuit intégré de type à réseau de cellules programmables (FPGA pour « Field Programmable Gate Array »). L'étage 50 est pourvu d'un module de calcul configuré pour recevoir une tension de sortie VDS1_ON du premier amplificateur 41 et pour calculer un rapport entre ladite tension de sortie VDS1_ON et ledit courant de charge I LOAD lorsque le premier transistor 11 est mis en conduction. Ce rapport donne ainsi une valeur de résistance drain source dynamique RDS_ON1 pour le premier transistor 11. En variante ou en combinaison d'un module de calcul d'un microcontrôleur ou d'un FPGA il est également possible d'utiliser un diviseur analogique pour déterminer un tel rapport. A l'aide du module de calcul précité, l'étage 50 est également, configuré pour à partir d'une tension de sortie VDS2_ON du premier amplificateur opérationnel montés en mode différentiel 41 et un courant de charge I LOAD lorsque le deuxième transistor 12 est mis en conduction, déterminer un rapport VDS2_ON/ I LOAD pour déterminer ainsi une valeur de résistance drain source RDS_ON2 pour le deuxième transistor 12 lorsqu'il est mis à l'état passant.
De manière avantageuse, outre une surveillance des valeurs de résistance drain source à l'état passant, on peut prévoir de protéger les transistors 11, 12 lorsque ces valeurs atteignent des niveaux trop élevés.
L'étage 50 peut être ainsi également prévu pour modifier les signaux de commande SGi, SG2 des transistors 11, 12 en fonction des valeurs de résistance drain source déterminées.
L'étage 50 en particulier lorsqu'il comporte un microcontrôleur ou un circuit intégré de type à réseau de cellules programmables (FPGA pour « Field Programmable Gate Array ») peut être également prévu pour produire les signaux de commande de mesure SMi, SM2-
Dans l'exemple de réalisation particulier illustré sur la figure 4, le circuit de contrôle est en outre doté d'un circuit de protection 60. Ce circuit de protection 60 est configuré pour lorsque la résistance drain source à l'état passant du premier transistor 11 dépasse un seuil donné permettre de déclencher une désactivation du premier transistor 11. Ce circuit de protection 60 est également configuré pour, lorsque la résistance drain source à l'état passant du deuxième transistor 12 dépasse un seuil donné permettre de déclencher une désactivation du deuxième transistor 12.
Dans l'exemple de réalisation particulier illustré, l'évaluation des résistances drain source à l'état passant est réalisée à l'aide d'un multiplicateur analogique 62 recevant en entrée le courant de charge I LOAD, la tension de sortie VDS1_ON du premier amplificateur Op-Ampl, la tension de sortie VDS2_ON du deuxième amplificateur 0p-Amp2. Le multiplicateur 62 est susceptible de produire en sortie un premier signal d'évaluation S_evall représentatif du rapport entre ladite tension de sortie VDSI_ON du premier amplificateur Op-Ampl et ledit courant de charge I LOAD, ainsi qu'un deuxième signal d'évaluation S_eval2 représentatif du rapport entre ladite tension de sortie VDS2_ON du deuxième amplificateur 0p-Amp2 et ledit courant de charge I LOAD-
Les signaux d'évaluation S_evall, S_eval2 sont ici émis en entrée et en particulier sur l'entrée inverseuse respectivement d'un premier comparateur 64A et d'un deuxième comparateur 64B. Les entrées non inverseuse des comparateurs 64A, 64B, sont quant à elles mises respectivement à un potentiel fixe Vréf_l, Vréf_2 dont dépend le seuil donné.
En fonction du résultat de la comparaison avec un premier potentiel fixe Vréf_l (respectivement un deuxième potentiel fixe Vréf_2), le premier comparateur 64A (resp. le deuxième comparateur 64B) est configuré pour produire un premier signal de désactivation Sdisablel, (resp. un deuxième signal de désactivation Sdisable2) à destination d'un premier circuit pilote 71 (resp. d'un deuxième circuit pilote 72) de grille de sorte à désactiver le premier transistor 11 (resp. le deuxième transistor 12) dont la résistance drain source à l'état passant est trop élevée. Les pilotes de grille 71, ni sont typiquement munis d'amplificateur de puissance et acceptent en entrée un signal à modulation de largeur d'impulsions PWM1, PWM2 (PWM pour « Pulse Width Modulation ») émanant d'un circuit numérique tel qu'évoqué précédemment.
Dans cet exemple les signaux d'évaluation S_evall, S_eval2 représentatifs respectivement de la résistance drain source dynamique RDS_ON1 du premier transistor 11 et de la résistance drain source dynamique RDS_ON2 du deuxième transistor 12 peuvent être numérisés et mémorisés par le biais d'un circuit 80 de surveillance et de sauvegarde muni d'un étage de conversion analogique numérique et d'au moins une mémoire. Ce circuit 80 peut être par exemple formé d'un microcontrôleur ou d'un FPGA.
Une surveillance de résistance dynamique à l'état passant de chaque transistor GaN est ainsi mise en œuvre et une sauvegarde des données pour les analyses ultérieurement peut être effectuée. Une protection des transistors 11 et 12 est également réalisée dans le cas où les valeurs de résistance dynamique critiques sont atteintes afin d'éviter la destruction de composants et/ou du système.
Dans l'exemple décrit précédemment en liaison avec les figures 1, les transistors 11, 12 à base de GaN appartiennent à un bras d'onduleur. Ceci peut correspondre par exemple à un bras d'un micro-onduleur solaire 400W, ou plus généralement un onduleur DC/AC. Il est également possible d'appliquer une mesure de résistance drain source telle que précédemment décrite à d'autres types de circuits à transistors GaN et par exemple à d'autres types de convertisseurs à base de composants GaN comme des convertisseurs DC/DC.
La figure 5 donne à présent une vue schématique en coupe d'une structure possible du premier et du deuxième transistor 11, 12.
Le transistor est réalisé à partir d'un substrat semi-conducteur 502, par exemple à base de silicium, sur lequel est disposé un bloc semi-conducteur comprenant une hétérojonction. L'hétérojonction est réalisée dans un empilement comprenant une première couche 504 d'un matériau semi-conducteur lll-N ayant une première bande interdite et une deuxième couche 506 d'un matériau semi-conducteur lll-N ayant une deuxième bande interdite, plus grande que ladite première bande interdite. Lorsque le transistor est à base de GaN, la première couche 504 est typiquement à base de GaN tandis que la deuxième couche 506 peut, par exemple, être en AIGaN.
Le transistor comprend en outre des contacts électriques de source 507 et de drain 508, qui sont disposés sur et en contact avec des régions de la couche 506. Chacun des contacts électriques 507 et 508 peut être une couche métallique ou un empilement de couches métalliques. Un gaz d'électrons bidimensionnel 2-DEG peut être formé dans une région de canal située dans la première couche 504, typiquement sous l'interface entre la deuxième couche 506 et la première couche 504. Le transistor comprend en outre une électrode de grille 510 qui est disposée en contact et ici sur une partie de la deuxième couche 506 pour contrôler le gaz d'électrons bidimensionnel. L'électrode de grille 510 est formé d'une région supérieure 511 qui est à base de métal et qui est en contact avec une région inférieure 512 semi- conductrice et par exemple à base de p-GaN.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif électronique doté de transistors (11, 12) à base de GaN, comprenant un circuit de contrôle configuré pour évaluer la résistance drain source à l'état passant (RDSI_ON) d'au moins un premier transistor (11) parmi lesdits transistors (11, 12), l'état passant ou bloqué du premier transistor (11) étant commandé par un premier signal de commande (SGi) appliqué sur sa grille, ledit circuit de contrôle étant doté :
- d'un premier circuit de mesure (21) de tension drain source à l'état passant du premier transistor (11), le premier circuit de mesure comprenant un premier amplificateur opérationnel (41) configuré pour produire en sortie une première tension de sortie (VDSI_ON) proportionnelle à une différence de potentiels entre un potentiel d'électrode de drain (Dl) du premier transistor (11) mis à l'état passant et un potentiel d'électrode de source (SI) du premier transistor (11) mis à l'état passant,
- d'un premier élément interrupteur (31) agencé entre une électrode donnée parmi lesdites électrodes de source et de drain du premier transistor (11) et une première entrée du premier amplificateur (41), le premier élément interrupteur (11) étant configuré pour coupler l'électrode donnée à la première entrée du premier amplificateur (41) consécutivement à une mise à l'état passant du premier transistor (11),
- d'une branche (24) de circuit dans laquelle un courant de charge (LOAD) image d'un courant traversant le premier transistor (11) à l'état passant est apte à circuler,
- d'un étage (50, 62) d'évaluation configuré pour, à partir dudit courant de charge (LOAD) et de ladite tension de sortie, produire un premier signal d'évaluation (S_evall, RDSJDNI) représentatif du rapport entre ladite tension de sortie (VDSI_ON) et ledit courant de charge (LOAD)-
2. Dispositif selon la revendication 1, dans lequel l'étage d'évaluation (50, 62) du circuit de contrôle est doté d'un module de calcul numérique intégré à un microcontrôleur ou à un circuit intégré à réseau de cellules programmables (FPGA) et/ou comporte un diviseur analogique ou un multiplicateur analogique (62).
3. Dispositif selon l'une des revendications 1 ou 2, dans lequel, le circuit de contrôle est en outre doté d'un circuit de protection (60), le circuit de protection étant doté d'un premier comparateur (64A) pour comparer ledit premier signal d'évaluation (S_evall) à un seuil donné (V_REF1), le circuit de protection (60) étant configuré pour lorsque ledit premier signal d'évaluation dépasse ledit seuil donné, émettre un signal de désactivation (Sdisablel) de sorte à maintenir ledit premier transistor bloqué.
4. Dispositif selon la revendication 3, comprenant en outre un premier circuit pilote (71) de grille produisant ledit premier signal de commande (SGI), le signal de désactivation (Sdisablel) étant émis en entrée dudit premier circuit pilote (71) de grille.
5. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 4, dans lequel parmi lesdits transistors (11, 12) figure au moins un deuxième transistor (12) couplé au premier transistor (11), une grille (G2) du deuxième transistor étant commandée par un deuxième signal de commande (SG2), le deuxième signal de commande (SG2) étant à l'exception de temps morts (Tm, T'm) en opposition de phase avec le premier signal de commande (SGI), ladite branche de circuit (24) étant agencée entre le premier transistor (11) et le deuxième transistor (12) de sorte que le courant de charge (LOAD) est l'image du courant traversant le deuxième transistor (12) lorsque le deuxième transistor est à l'état passant, ledit circuit de contrôle étant doté en outre :
- d'un deuxième circuit de mesure (22) de tension drain source à l'état passant du deuxième transistor, le deuxième circuit de mesure (22) comprenant un amplificateur opérationnel, en particulier monté en mode différentiel (42), appelé deuxième amplificateur pour produire en sortie une tension de sortie (Vds2_ON) proportionnelle à une différence de potentiel entre un potentiel d'électrode de drain (D2) du deuxième transistor mis à l'état passant et un potentiel d'électrode de source (S2) du deuxième transistor mis à l'état passant, 17
- d'un deuxième élément interrupteur (32) agencé entre l'électrode de source ou de drain du deuxième transistor (12) et une entrée du deuxième amplificateur (42), le deuxième élément interrupteur (32) étant configuré pour coupler l'électrode de source ou de drain du deuxième transistor (12) et l'entrée du deuxième amplificateur (42) consécutivement à une mise à l'état passant du deuxième transistor (12), ledit étage (50) d'évaluation du circuit de contrôle étant configuré en outre pour, à partir dudit courant de charge et de ladite tension de sortie, produire un deuxième signal d'évaluation (S_eval2, RDS_ON2) représentatif du rapport entre la tension de sortie (Vds2_ON) du deuxième transistor et ledit courant de charge (LOAD)-
6. Dispositif selon la revendication 5, dans lequel, le circuit de contrôle est doté d'un circuit de protection (60) et dans lequel la grille du deuxième transistor (12) est commandée par un deuxième circuit pilote (72) de grille, le circuit de protection (60), étant doté d'un comparateur (64B) pour comparer ledit deuxième signal d'évaluation (S_eval2) à un autre seuil donné (V_REF2), le circuit de protection étant configuré en outre pour, lorsque le deuxième signal d'évaluation dépasse ledit autre seuil donné (V_REF2), émettre un deuxième signal de désactivation en entrée du deuxième circuit pilote (72) de grille de sorte à maintenir ledit deuxième transistor bloqué.
7. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 6, dans lequel le premier élément interrupteur (Ml) est commandé par un signal de déclenchement de mesure (SMI), le circuit de contrôle comprenant en outre un étage de commande du signal du premier signal de commande (SGI) et du signal de déclenchement de mesure (SMI) pour, consécutivement à un changement d'état du premier signal de commande (SGI) rendant le premier transistor passant, déclencher, un premier délai déterminé après ce changement, une modification d'état du signal de déclenchement de mesure (SMI) de sorte à rendre passant le premier élément interrupteur (Ml) et pour, consécutivement à une nouvelle modification d'état du signal de déclenchement de mesure (SMI) rendant le premier élément interrupteur bloqué, déclencher un nouveau changement d'état du signal de commande (SGI) rendant le premier transistor bloqué. 18
8. Dispositif selon l'une des revendications 1 à 7, le premier amplificateur différentiel est alimenté entre un premier potentiel d'alimentation positif (V+) et un deuxième potentiel d'alimentation négatif (V-) par le biais d'une batterie (111) externe.
9. Dispositif électronique de puissance tel qu'un onduleur ou un convertisseur ou muni d'un dispositif à transistors selon l'une des revendications 1 à 8, le premier transistor appartenant à un bras de l'onduleur ou une cellule de commutation du convertisseur.
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