EP4218125A1 - Verfahren zum betrieb eines hybrid-gleichrichters, hybrid-gleichrichter und elektrolyseanlage mit einem derartigen hybrid-gleichrichter - Google Patents

Verfahren zum betrieb eines hybrid-gleichrichters, hybrid-gleichrichter und elektrolyseanlage mit einem derartigen hybrid-gleichrichter

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EP4218125A1
EP4218125A1 EP21770221.6A EP21770221A EP4218125A1 EP 4218125 A1 EP4218125 A1 EP 4218125A1 EP 21770221 A EP21770221 A EP 21770221A EP 4218125 A1 EP4218125 A1 EP 4218125A1
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EP
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transistor
voltage
hybrid
thyristor
input
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EP21770221.6A
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Andreas Falk
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SMA Solar Technology AG
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    • Y02E60/36—Hydrogen production from non-carbon containing sources, e.g. by water electrolysis

Definitions

  • the invention relates to a method for operating a rectifier, in particular a hybrid rectifier, and to a rectifier suitable for carrying out the method, in particular a hybrid rectifier.
  • the invention also relates to an electrolysis system with such a hybrid rectifier.
  • a rectifier converts alternating current and/or alternating current on an AC side to direct current and/or direct current on a DC side.
  • Some types of rectifiers - for example rectifiers with transistors as semiconductor switches - can also be operated bidirectionally with regard to their power flow, i.e. as inverters. In this mode of operation, they convert direct current and/or direct current on the DC side to alternating current and/or alternating current on the AC side.
  • a hybrid rectifier hereinafter referred to as hybrid GR, is a rectifier that has different types of semiconductor switches for rectifying alternating voltage and/or alternating current on an AC side into direct voltage and/or direct current on a DC side.
  • An electrolysis of hydrogen for example, often takes place via an electrolyzer, which is connected via a rectifier, in particular via an actively controllable rectifier, to an alternating voltage network (AC network) and is supplied from this.
  • Actively controllable rectifiers have semiconductor switches for rectifying AC voltage and/or alternating current into DC voltage and/or DC voltage, the semiconductor switches being controllable by a control unit of the rectifier for rectifying the current and/or the voltage.
  • Thyristor rectifiers have established themselves here as rectifiers because they have lower investment costs compared to other actively controllable rectifier types.
  • Thyristor rectifiers, referred to below as thyristor GRs have controllable semiconductor switches using thyristor technology.
  • Plant planners of electrolysis plants, as well as electrolyzer manufacturers, are planning ever larger electrolysis plants, so that the nominal power of industrial electrolyzers can also increase significantly in the future.
  • an energy supply can be realized with the inexpensive thyristor technology that has only a low exchange of reactive power with the AC network in full-load operation and/or with an amplitude of a mains voltage of the supplying AC network in the lower tolerance band.
  • the mains voltage is used to transmit electrical power via the AC network and is provided by the energy suppliers with values within the defined tolerance band.
  • the reactive power can be a combination of displacement reactive power and distortion reactive power.
  • Displacement reactive power is reactive power in the form of fundamental waves of the mains voltage.
  • Distortion reactive power is reactive power in the form of harmonics of the mains voltage.
  • Such a reactive power, or its exchange with the AC grid, is usually undesirable and possibly limited by standards.
  • thyristor-based rectifiers - referred to below as thyristor-GR - can be combined with systems for reactive power compensation.
  • Known solutions for compensating for reactive power in the form of harmonics (distortion reactive power) and fundamental waves (displacement reactive power) are as follows: a. In parallel with the thyristor-GR, a switchable passive absorption circuit, possibly also several switchable passive absorption circuits, and/or a switchable capacitor bank are connected to the AC network. Depending on the reactive power requirement of the Thyristor-GR, the absorption circuits and/or the capacitor bank can be partially or fully switched on. b.
  • a self-commutated converter using transistor technology is connected to the AC network in parallel with the line-commutated thyristor GR.
  • rectifier with Controllable circuit breakers in transistor technology are referred to below as transistor GR.
  • the transistor GR and thyristor GR are not connected to one another on the DC side.
  • the transistor GR is used exclusively for reactive power compensation.
  • a DC intermediate circuit which is connected to the transistor GR on the DC side and has capacitors, serves as an intermediate energy store. c.
  • the systems mentioned under a and b cannot usually be operated in a network-forming manner.
  • the transistor GR works in such a way that when there is a voltage or frequency change in the grid voltage, the power of the transistor GR is changed instantaneously in such a way that it counteracts this change, ie the transistor GR works grid-forming and/or grid-supporting.
  • Document EP 2 351179 B1 discloses a device for connecting an AC bus and a DC bus, comprising: a set of at least one transistor coupled to the AC bus and to the DC bus, and a set of at least one thyristor coupled to the AC bus and is coupled to the DC bus.
  • a microcontroller regulates current flow through the set of at least one transistor and current flow through the set of at least one thyristor. In doing so, the voltage on the DC bus is regulated such that substantially all of the power flows through the set of at least one transistor when the power loading of the DC bus is within a first power range, which is between zero and a first level.
  • the publication DE 10221933 A1 discloses a mains-operated rectifier bridge that supplies a DC voltage intermediate circuit.
  • a capacitor is arranged in the intermediate DC circuit and is charged from the mains by means of a charging circuit before the rectifier bridge is switched on.
  • the charging circuit has at least one thyristor which is connected in series with the capacitor and a branch of the rectifier bridge in the AC voltage network which is in the same forward direction. The thyristor is triggered synchronously with the mains frequency and the firing angle, based on the zero crossing of the mains voltage, is reduced over several mains periods
  • the publication DE 10 2018 133 641 A1 discloses a method for operating an electrolysis device with a converter which is connected to an AC voltage network on the AC voltage side via a decoupling impedance and to an electrolyzer on the DC voltage side.
  • a grid frequency that corresponds to a nominal frequency of the AC voltage grid and is constant over time the electrolyser is operated with an electrical output that is between 50% and 100% of its nominal output.
  • the converter is operated in a voltage-impressing manner, so that the active AC power drawn from the AC voltage network is changed directly as a function of a change and/or a rate of change in the network frequency in the AC voltage network.
  • the invention is based on the object of specifying an improved method for operating a combination of thyristor rectifier and transistor rectifier.
  • the existing types of rectifiers are to be used more effectively.
  • the method should enable network-forming and/or network-supporting operation of the combination of thyristor GR and transistor GR on the AC network while at the same time minimizing the amount of equipment involved. It is also an object of the invention to provide a device operating as a rectifier that is suitable for carrying out the method, as well as an electrolysis system with such a device.
  • hybrid rectifier The object of demonstrating a method for improved operation of a combination of thyristor rectifier and transistor rectifier, referred to below as hybrid rectifier, is achieved according to the invention by a method having the features of independent patent claim 1 .
  • the object of demonstrating a device which is designed and set up to carry out the method and which operates as a rectifier is achieved according to the invention by a hybrid rectifier having the features of independent claim 8 .
  • the independent claim 16 is aimed at an electrolysis system with such a hybrid rectifier.
  • Advantageous embodiments of the method are listed in claims 2 to 7, advantageous embodiments of the hybrid rectifier in claims 9 to 15.
  • hybrid rectifier hereinafter referred to as hybrid GR
  • hybrid GR is a rectifier that uses different types of semiconductor switches to rectify Having alternating voltage and/or alternating current on an AC side in direct voltage and/or direct current on a DC side.
  • a DC load for consuming electrical power can be connected on the DC side, for example.
  • the hybrid GR has at least two rectifiers, in particular two rectifiers that can each be actively controlled, each with different types of actively controllable semiconductor switches.
  • a first rectifier may include actively controllable transistor-type semiconductor switches
  • a second rectifier of the hybrid GR includes thyristor-type semiconductor switches.
  • the transistor GR as a rectifier, it is always assumed below according to the invention that it can be operated bidirectionally with regard to its power flow, ie both as a rectifier and as an inverter.
  • the hybrid GR can also be operated bidirectionally with regard to the power flowing through it, i.e. also as an inverter, i. H.
  • the hybrid GR for supplying a DC load with a DC voltage that is rectified from an AC network and whose voltage value can be varied, the hybrid GR has an AC input, a DC output, and one between the AC input and the DC output arranged in a first path thyristor rectifier (thyristor-GR).
  • the hybrid GR also includes a transistor rectifier (transistor GR) disposed in a second path connected in parallel with the first path.
  • a method for operating such a hybrid GR has the following steps:
  • a DC voltage at the DC output of the hybrid GR is below a voltage threshold: operating the hybrid GR in a first operating state in which the transistor GR from the DC output of the hybrid GR is isolated and connected to the AC input of the Hybrid-GR and in which the thyristor-GR is connected to both the AC input of the Hybrid-GR and the DC output of the Hybrid-GR, so that a total active power is transported from the AC input to the DC output of the hybrid GR via the thyristor GR and not via the transistor GR.
  • the hybrid GR If the DC voltage at the DC output of the hybrid GR reaches or exceeds the voltage threshold: operating the hybrid GR in a second operating state in which the thyristor GR and the transistor GR are each connected to the AC input of the hybrid -GR on the one hand and connected to the DC output of the hybrid GR on the other hand, and where the total real power from the AC input to the DC output of the hybrid GR both via the thyristor GR and via the transistor GR is transported.
  • the transistor rectifier In the first operating state, the transistor rectifier is operated separately from the DC load. Therefore it cannot transfer a second active power from the AC grid to the DC load. Rather, the DC load is supplied with a total effective power from the AC network, which corresponds to a first effective power flowing through the thyristor GR.
  • the thyristor GR generates a first reactive power.
  • the transistor GR in the first operating state can provide a second reactive power, in particular compensation reactive power, via its AC input, it can at least partially compensate for the first reactive power generated by the thyristor GR and thus the total with the AC network via the AC Reduce the total reactive power exchanged at the input of the hybrid GR that would otherwise equal the first reactive power.
  • the transistor GR can use an intermediate energy storage device that is assigned to it anyway, for example a DC intermediate circuit that is already present. In the first operating state, however, the transistor GR cannot provide a second active power at its AC input, at least not a second active power lasting over a longer period of time to the AC grid, since after a short time this will lead to a decrease in the power present across the DC intermediate circuit DC voltage would lead to values that would prevent the feeding of second active power into the AC grid.
  • an intermediate energy storage device that is assigned to it anyway, for example a DC intermediate circuit that is already present.
  • the transistor GR cannot provide a second active power at its AC input, at least not a second active power lasting over a longer period of time to the AC grid, since after a short time this will lead to a decrease in the power present across the DC intermediate circuit DC voltage would lead to values that would prevent the feeding of second active power into the AC grid.
  • both converters ie the thyristor GR and the transistor GR
  • the thyristor GR transfers a first real power to the DC load
  • the transistor GR transfers a second real power to the DC load, so that the total real power transferred to the DC load from the AC grid is the sum of first active power and second active power corresponds.
  • the transistor GR can transmit not only the second active power to supply the DC load via the DC output, but also second reactive power to compensate for the first reactive power of the thyristor GR and/or to support the AC grid provide via its AC input, so that even in the second operating state, a total reactive power exchanged by the hybrid GR via its AC output with the AC grid can be reduced or minimized.
  • the first operating state of the hybrid GR largely corresponds to the case described at the outset under point a). However, since the transistor GR is connected to the DC load in its second operating state and also transmits the second active power to the DC load, it is relative to the case initially described under point a), in which the transistor GR only Provides reactive power to the AC grid, used more efficiently.
  • the thyristor GR therefore generally takes on a significant part of the base load and the transistor GR provides, in particular, instantaneously the remaining remainder of the total active power and the desired second reactive power to compensate for the corresponding first reactive power of the thyristor GR, if the the current network conditions require. Active and reactive power can be provided in all directions by the transistor GR. It is particularly advantageous that the transistor GR can also be used to provide active power in addition to reactive power compensation. Due to the geometric addition of active and reactive power to the apparent power, the utilization of the transistor GR is much better in this way than if it were only used for reactive power compensation or only for the provision of active power.
  • the DC load is formed by an electrolyser
  • the electrolyzer is fed by the first active power of the thyristor GR in the second operating state of the hybrid GR, which can counteract a discharge due to a second active power flowing from the transistor GR into the AC network.
  • the transistor GR can reduce its power instantaneously or even switch to inverter operation instantaneously if this is necessary to support the AC grid.
  • the thyristor GR draws power from the mains, which the transistor GR feeds back into the mains.
  • a sluggish regulation of the thyristor GR can be effectively compensated for by the rapid regulation of the network-forming voltage-regulating transistor GR.
  • an AC voltage set at the AC input of the transistor GR can be set as a function of a frequency/effective power characteristic stored in the transistor GR, possibly also as a function of a voltage stored in the transistor GR -reactive power characteristic are generated.
  • this enables the transistor GR to react to a change in the frequency of the AC grid in a grid-supporting manner. For example, in the event of a transient increase in the frequency of the AC grid, he can increase the second active power flowing through him almost instantaneously and thus the total over the Hybrid GR Increase total active power flowing and consumed by the DC load.
  • the hybrid GR can even briefly feed total effective power from the DC intermediate circuit of the transistor GR, which, particularly in the case of an electrolyser as a DC load, is expanded to include the large capacity of the electrolyser, into the AC grid. In either case, the hybrid GR reacts quickly and in a network supportive manner to counteract the current change in frequency. There is no need for a separate energy store at the DC output of the Hybrid-GR. Rather, the connection with the available capacity of the already existing electrolyzer as a DC load is sufficient. There is no need to pay for an otherwise required battery.
  • the thyristor GR starts first in a starting process and supplies the electrolyzer with active power. Only when a certain voltage is present on the DC side is the transistor GR also switched on on the DC side.
  • the transistor GR is usually set up to only provide voltages above a minimum DC voltage. If both power converters, ie the thyristor GR and the transistor GR, are operated in parallel, a DC precharging device for the transistor GR can therefore be omitted, since the thyristor GR has already provided the minimum DC voltage.
  • the transistor GR switches to the DC load when the DC voltage across the DC load reaches the voltage threshold.
  • the voltage threshold can e.g. B. be the peak value of the AC voltage applied to the transistor GR.
  • a switch to the second operating mode can then z. This can occur, for example, when the DC voltage reaches or exceeds the peak value of the AC voltage present at the transistor GR, but at least does not fall significantly below it.
  • the method described thus provides a system in which reactive power compensation is ensured through the use of a hybrid GR, with several, in particular both, rectifiers of the hybrid GR being provided for transporting active power.
  • the transistor GR generates a second reactive power in the first operating state in order to at least partially compensate for a first reactive power generated by the thyristor GR, so that an exchange of total reactive power between the hybrid GR and the AC network is reduced.
  • the reactive power compensation can thus be implemented as an option without having to accept additional losses through an additional self-commutated converter, which is only used for reactive power compensation.
  • the second reactive power generated by the transistor GR in the first operating state is a combination of distortion reactive power and displacement reactive power.
  • the reactive power compensation can therefore also work well with high power and in particular eliminate the harmonics, with a simple design of the system at the same time.
  • the DC load has at least one electrolyzer.
  • the power consumption of the electrolyzer when the DC voltage is present at the level of the voltage threshold value is at least 10% of its nominal power.
  • the transistor GR it is advantageous to only connect the transistor GR to the electrolyser on the DC side from a power of approx. 20% of the rated power of the electrolyser, i.e. only from a DC voltage that corresponds to a power of approx. 20% of the rated power of the electrolyser to go into the second operating state.
  • the transistor GR only emits reactive power because it is isolated from a DC source on the DC side.
  • grid-forming operation also known as GFM mode (Grid Forming Mode)
  • GFM mode Grid Forming Mode
  • the AC voltage of the transistor GR can be set higher than with pure transistor GR and thus more optimally in the system according to the invention with parallel thyristor GR and transistor GR because the difference between the AC peak voltage at the transistor GR and the operating voltage of the electrolyzer is lower will. This is because a pure transistor GR must be able to start up without the thyristor GR and must therefore be designed differently. This is an advantage of the hybrid GR over a pure rectifier such as B. a pure transistor GR.
  • a first amplitude of a first AC voltage at an AC input of the thyristor GR exceeds a second amplitude of a second AC voltage at an AC input of the transistor GR.
  • the first amplitude of the first AC voltage at the AC input of the thyristor GR exceeds the second amplitude of the second AC voltage at the AC input of the transistor GR by 20% in particular, preferably by 50%.
  • Both power converters ie the thyristor GR and the transistor GR, are preferably operated on the AC side in AC systems that are electrically isolated from one another and are transformed differently to provide several AC voltages with different AC amplitudes from the AC grid.
  • the different transformation can e.g. B. by two separate secondary windings of a transformer, in particular a medium-voltage (MV) - done transformer or by two different MV transformers.
  • the separation on the AC voltage side is also advantageous for the reason that a thyristor rectifier acts in a similar way to a step-down converter, and a transistor rectifier acts in a similar way to a step-up converter.
  • both are to serve the same DC voltage range at the same time, it may be necessary for both to be operated with different voltage amplitudes on their respective AC side. On the other hand, it could happen that both could only serve a non-overlapping voltage range if they were operated on the AC side with the same AC voltage amplitude
  • Both converters ie both the thyristor GR and the transistor GR, can be divided into several partial converters and each operated on different secondary windings of the transformer unit.
  • the thyristor GR takes about 2/3 of the load and the transistor GR about 1/3 of the load.
  • the transistor GR thus preferably has about half the structural capacity of the thyristor GR.
  • the transistor GR is designed as a voltage-regulating transistor GR whose operation in the second Operating state is controlled via a frequency-active power characteristic (f(P) characteristic) and/or via a voltage-reactive power characteristic (U(Q) characteristic).
  • f(P) characteristic frequency-active power characteristic
  • U(Q) characteristic voltage-reactive power characteristic
  • the total active power rectified via the hybrid GR for supplying the DC load changes almost instantaneously, at least predominantly via a change in the via the Transistor GR flowing second active power.
  • the method described thus provides a power converter which can also be operated in a grid-forming manner.
  • the grid-forming function can also be implemented without any additional effort using an energy store (battery) on the DC side of the hybrid GR, even if the hybrid GR is operated as a grid-forming converter.
  • Network-forming operation also known as grid forming mode, characterizes the operating behavior of a voltage-regulating transistor GR. In voltage-setting operation, a voltage is set by the transistor GR, with the current being a variable resulting from the general conditions then present.
  • the operating behavior is similar to a synchronous machine operated on the AC network.
  • a frequency-effective power characteristic (f(P) characteristic) and optionally also a voltage-reactive power characteristic (U(Q) characteristic) are stored in the transistor GR.
  • f(P) characteristic frequency-effective power characteristic
  • U(Q) characteristic voltage-reactive power characteristic
  • an AC voltage is set by the transistor GR, so that there is a differential active power according to the stored f(P) characteristic and a differential reactive power according to the stored U( Q) characteristic results.
  • the differential active power and differential reactive power is zero and only the set values for active and reactive power set for the specified operating point are reached.
  • the transistor GR is able to react to a change in parameters such as frequency and voltage amplitude of the AC voltage of the AC grid in a grid-supporting manner. For example, if a frequency of the AC voltage in the AC grid increases, the voltage-regulating operation automatically and almost instantaneously leads to greater power consumption from the AC grid, in order to counteract the increase in frequency f. Similarly, changing a Voltage amplitude of the AC voltage in the AC grid means that the transistor GR changes its second reactive power in such a way that the second reactive power counteracts the causative change in the voltage amplitude in the AC grid.
  • the changes in second active power and second reactive power through the transistor GR via the voltage-regulating operation take place in that a phasor angle and/or a phasor amplitude of the transistor GR do not change immediately when a phasor angle and/or a phasor amplitude of the AC network changes change and do not require any further communication effort.
  • the total active power flowing through the hybrid GR is split between the transistor GR and the thyristor GR in that the frequency-active power characteristic of the transistor GR and a phase control or a phase control of the thyristor GR can be changed simultaneously and in a coordinated manner via a control unit of the hybrid rectifier. It is possible that the total active power remains constant. Alternatively, it is possible for the total active power to reflect a predefined change over time, that is to say it can be set in accordance with a total setpoint curve.
  • the total active power can be divided between the transistor GR and the thyristor GR by coordinated shifting of the stored f(P ) characteristic of the transistor GR can be adjusted together with a change in the phase angle or a phase angle control of the thyristor GR.
  • the active power contribution of the transistor GR should preferably first be reduced in order to increase the available scope for the provision of reactive power.
  • a reactive power reserve that is sufficient to compensate for the first reactive power of the thyristor GR caused by the reduction in the active thyristor power should always be kept available at the transistor GR. If necessary, a division of the second active power into the first active power can optionally be changed while the total active power remains the same, by reducing the second active power of the transistor GR in order to create the margin.
  • a hybrid GR for supplying a DC load with a DC voltage rectified from an AC network with a variable voltage value has an AC input with at least one phase connection for connecting the AC network and a DC output with two output connections for connection the DC load.
  • the AC input has a neutral connection where applicable.
  • a single-phase AC input has a neutral conductor connection for connecting a neutral conductor of the AC grid.
  • a neutral connection may or may not be provided, ie it is optional.
  • the hybrid GR further includes a thyristor GR disposed between the AC input and the DC output in a first path.
  • the hybrid GR has a transistor GR arranged in a second path connected in parallel to the first path.
  • the hybrid GR also has a control unit that is designed and set up to operate the hybrid GR, at least when the hybrid GR is connected to the grid and the DC load, according to the method described above.
  • the hybrid GR also has a transformer unit arranged between the AC input and the thyristor GR and the transistor GR, which is designed to transmit an AC voltage present on the primary side of the transformer unit with a third amplitude via separately designed to transform secondary windings into a first AC voltage with a first amplitude applied to the secondary side of the transformer unit and a second AC voltage with a second amplitude applied to the secondary side of the transformer unit.
  • the thyristor GR is connected to the AC input via at least a first secondary winding of the transformer unit having the first AC voltage with the first amplitude and the transistor GR via at least a second secondary winding of the transformer unit having the second AC voltage with the second amplitude tied together.
  • the transformer unit of the hybrid GR has two transformers, each having a primary winding and a secondary winding per phase.
  • the thyristor GR is connected to a first transformer of the transformers and the transistor GR is connected to a second one Transformer of the transformers connected to the AC input.
  • the two transformers are two separate transformers.
  • the term separate transformers is to be understood in such a way that each transformer has its own core, ie there are also two separate cores.
  • Such transformers are usually housed in separate housings. However, it is also possible for the separate cores to be accommodated in a common housing. This makes it possible to provide the thyristor GR and the transistor GR with different AC input voltages.
  • a hybrid GR can be implemented in which the thyristor GR and transistor GR have overlapping voltage ranges for the DC voltage at their DC outputs provide.
  • the second operating state of the hybrid GR can be within the overlapped range for DC voltages.
  • the transformer unit of the hybrid GR has a transformer shared by the thyristor GR and transistor GR, which has one primary winding and two secondary windings per phase, the thyristor GR having a first secondary winding and the transistor GR having a first secondary winding a second secondary winding of the secondary windings.
  • the two secondary windings are separate, e.g. H. in particular secondary windings which are electrically separated from one another. Since the secondary windings advantageously have different AC voltages, while they may be connected at one of their ends, they are preferably not connected at both ends.
  • the turns ratios of the first transformer and the second transformer or the turns ratios of the shared transformer from the primary winding to the secondary windings are selected such that the first amplitude of the first AC voltage at an AC input of the thyristor GR exceeds the second amplitude of the second AC voltage at an AC input of transistor GR.
  • the hybrid GR includes a plurality of thyristor GRs and/or a plurality of transistor GRs each disposed between the AC input and the DC output.
  • the plurality of thyristor GRs are preferably connected in parallel with one another.
  • the plurality of transistor GRs are preferably connected in parallel with one another.
  • the transistor GR is in the form of a voltage-regulating transistor GR whose operation is controlled via a frequency-effective power characteristic and/or via a voltage-reactive power characteristic. If the hybrid GR has a multiplicity of transistors GR, at least one, several or each of the transistors GR is designed as a voltage-regulating transistor GR whose operation has a frequency-effective power characteristic and/or a voltage-reactive power characteristic is controlled.
  • a power rating of the transistor GR is between 30% and 80% of a power rating of the thyristor GR.
  • An advantageous embodiment of an electrolysis system has a hybrid GR as described above and an electrolyzer as a DC load.
  • FIG. 1 schematically shows a flow chart of a method for operating a hybrid rectifier
  • FIG. 4a shows a schematic representation of the behavior of a voltage-regulating transistor rectifier when the frequency f changes, using the example of an f(P) characteristic curve in one embodiment.
  • 4b shows a schematic representation of the behavior of the voltage-regulating transistor rectifier when the f(P) characteristic curve changes in one embodiment. fiqure description
  • a first operating state BZ1 of the hybrid GR 1 is assumed when a DC voltage UDC at a DC output 12 of the hybrid GR 1 is below a voltage threshold value UTH.
  • a second operating state BZ2 of the hybrid GR is assumed when the DC voltage UDC at the DC output 12 of the hybrid GR 1 reaches or exceeds the voltage threshold value UTH.
  • the hybrid GR 1 shows an embodiment of the hybrid GR 1 according to the invention for supplying a DC load 30 with a DC voltage UDC rectified from an AC network 20 and variable in its voltage value.
  • the hybrid GR 1 has an AC input 11 , a DC output 12 and a thyristor GR 2 arranged between the AC input 11 and the DC output 12 in a first path 15 .
  • the hybrid GR 1 also has a transistor GR 3 arranged in a second path 16 connected in parallel to the first path 15 .
  • the hybrid GR 1 with z. B. multi-phase, especially three-phase, AC voltage are connected.
  • the AC input 11 of the hybrid GR 1 can have several, in particular three, phase connections, possibly also a neutral connection.
  • the hybrid GR 1 is also possible to implement the hybrid GR 1 as a single-phase hybrid GR.
  • the AC input 11 only has a phase connection and a neutral conductor connection in order to connect the hybrid GR 1 to a phase conductor and a neutral conductor of the AC grid 20 via the AC input 11 .
  • the transistor GR 3 In the first operating state BZ1 of the hybrid GR 1, in which the transistor GR 3 is separated from a DC output 12 and connected to an AC input 11 and in which the thyristor GR 2 is connected to both the AC input 11 and is connected to the DC output 12, a total active power P is transported from the AC input 11 to the DC output 12 via the thyristor GR 2.
  • a first active power PThy is transported via the thyristor GR 3
  • no second active power PTra is transported via the transistor GR 3 .
  • the first Operating state BZ1 corresponds to the total active power P, ie the first active power P-my.
  • the thyristor GR 2 and the transistor GR 3 are each connected to the AC input 11 on the one hand and to the DC output 12 on the other hand.
  • the total active power P is transported in the second operating state BZ2 from the AC input 11 to the DC output 12 of the hybrid GR 1 both via the thyristor GR 2 and via the transistor GR 3 .
  • the first active power P-my is transported via the thyristor GR 2 and the second active power P-ma is transported via the transistor GR3.
  • the total active power P corresponds to a sum of the first active power P-my and the second active power Pi-ra.
  • the thyristor GR 2 has an AC input 2.1 and a DC output 2.2.
  • the transistor GR 3 has an AC input 3.1 and a DC output 3.2.
  • the DC output 3.2 of the transistor GR 3 can be connected to the DC output 12 of the hybrid GR or separated from the DC output 12 via a DC separation unit 9 .
  • Such a separation can e.g. B. in the first operating state BZ1 of the hybrid GR 1 are present.
  • By closing the DC separation unit 9, the hybrid GR 1 can then be transferred to the second operating state BZ2.
  • the thyristor GR 2 and the transistor GR 3 can be separated from the AC network 20 on their AC side via AC separation units 8 .
  • Such a separation may be desirable for maintenance purposes, for example.
  • a control of the DC separation unit 9 and the AC separation units 8 can, for. B. done by the control unit 17.
  • the hybrid GR 1 also has a transformer unit 10 with a first transformer 4 and a second transformer 5 .
  • the first transformer 4 has a first primary winding 4P and a first secondary winding 4S.
  • the second transformer 5 has a second primary winding 5P and a second secondary winding 5S.
  • the AC voltage present at the AC input 11 of the hybrid GR 1 with a third amplitude ÜAC is converted via the first transformer 4 into a first AC voltage with a first amplitude ÜThy.
  • the first AC voltage with the first amplitude ÜThy is then present at the AC input 2.1 of the thyristor GR 2.
  • the transformer unit illustrated in FIG. 2 has separate transformers 4, 5, each with a separate core.
  • the transformers 4, 5 with their separate cores can each be present in a separate housing or in a common housing.
  • the AC voltage with the third amplitude ÜAC can be translated into different AC input voltages for the thyristor GR 2 and the transistor GR 3.
  • a first and a second transformer 4, 5 can be provided per phase. It is also possible that with a polyphase AC voltage only a first and a second transformer 4, 5 is provided and a first primary winding 4P, a first secondary winding 4S, a second primary winding 5P and a second secondary winding 5S are provided per phase.
  • the hybrid GR 1 exchanges a total reactive power Q with the AC grid 20 .
  • the DC load 30 is supplied with a total active power P via the hybrid GR 1 .
  • the first active power Pm y is transported via the thyristor GR 2 and the second active power P-ma is transported via the transistor GR 3 .
  • the first active power P-my and the second active power P-ma add up to the total active power P.
  • the thyristor GR 2 generates a first reactive power Qm y and the transistor GR 3 generates a second reactive power Q-ma, which adds up to the total -Add reactive power Q.
  • the second reactive power Q-ma generated by the transistor GR 3 is selected relative to the first reactive power Q-my in such a way that it at least partially, possibly also completely, compensates for the first reactive power Qm y . In this way, the total reactive power Q exchanged with the AC grid 20 can be reduced or minimized.
  • the hybrid GR 1 in FIG. 2 is part of an electrolysis system 40 which has an electrolyzer 31 as a DC load 30 .
  • the semiconductor switches of the thyristor GR 2 and the transistor GR 3 are controlled by a control unit 17 .
  • the Control unit 17 has a computer and memory and is designed and configured to operate the hybrid GR 1 according to the method described.
  • FIG. 3 A further embodiment of a hybrid GR 1 is shown schematically in FIG. 3 .
  • Essential components of the hybrid GR shown in FIG. 3 correspond to those of the hybrid GR shown in FIG. They are provided with the same reference symbols in FIG. 2 and FIG. 3 .
  • the transformer unit 10 shown in FIG. 3 has a transformer 6 which comprises a primary winding 6P, a first secondary winding 6P1 and a second secondary winding 6P2.
  • the transformer 6 preferably has a single core to which the windings 6P, 6S1, 6S2 are attached, so that the first secondary winding 6S1 and the second secondary winding 6S2 are inductively coupled to the one primary winding 6P.
  • the AC voltage present at the AC input 11 of the hybrid GR 1 with the third amplitude ÜAC is converted via the transformer 6 into the voltage with the first amplitude ÜThy via the primary winding 6P and the first secondary winding 6S1.
  • the voltage with the first amplitude ÜThy is then present at the AC input 2.1 of the thyristor GR 2.
  • the AC voltage with the third amplitude ÜAC is further translated via the primary winding 6P and the second secondary winding 6S2 into the second AC voltage with the second amplitude ÜTra.
  • the second AC voltage with the second amplitude Ü ⁇ a is then present at the AC input of the transistor GR 3 3.1.
  • the AC voltage present at the AC input 11 with the third amplitude ÜAC can be translated into different AC input voltages for the thyristor GR 2 and the transistor GR 3 .
  • a transformer 6 can be provided per phase. It is also possible that with a multi-phase AC voltage, only one transformer 6 is provided and a first primary winding 6P, a first secondary winding 6S1 and a second secondary winding 6S2 are provided per phase. 4a and 4b, possible voltage-regulating operation of the transistor GR 3 associated with the hybrid GR 1 are described below. With the voltage-regulating operation, the transistor GR 3 is able to react to a change in parameters such as frequency and third amplitude ÜAC of the AC voltage of the AC grid 20 in a grid-supporting manner. A frequency/effective power characteristic (f(P) characteristic) 41 is stored in the transistor GR 2 for voltage-regulating operation.
  • the f(P) characteristic curve 41 indicates the frequency f at which an AC voltage is applied to the AC input of the transistor GR 3 3.1.
  • the transistor GR 3 behaves similarly to a synchronous machine connected to the AC network 20 via the f(P) characteristic curve 41 . For example, if a frequency f of the AC voltage in the AC grid 20 increases, the voltage-regulating operation automatically and almost instantaneously leads to an increase in the second active power P-rra and flowing in the direction of the DC load 30 via the transistor GR 3 thus to a greater power consumption of real power P from the AC network 20, in order to counteract the increase in frequency f.
  • the voltage-regulating operation results almost instantaneously in a decrease in the second active power P-rra flowing via the transistor GR 3 in the direction of the DC load 30 and thus in a lower power consumption of the DC load 30.
  • the behavior of the voltage-regulating transistor GR 3 is described in more detail as an example for a change, in particular an increase in the frequency f in connection with FIG. 4a.
  • a frequency-effective power characteristic curve 41 is illustrated as an example, as can be stored in a voltage-regulating transistor GR 3 of the hybrid GR 1, for example. It indicates the frequency f of the AC voltage that the transistor GR 3 provides at its AC input 3.1 when there is a second active power PiTa flowing through it.
  • the part of the x-axis pointing to the left (consumption) indicates active power flowing from the AC grid 20 via the transistor GR 3 in the direction of the DC load 30, while the part of the x-axis pointing to the right (generation) indicates an active power flowing from the transistor GR 3 in the direction of the AC grid 20 .
  • the 4a is a first operating point Ai of the transistor GR 3, which results from an intersection of the frequency fi present in the AC network 20 with the f(P) characteristic 41 stored in the transistor GR 3.
  • this first working point Ai flows through the transistor GR 3 a Active power PTra.i from the AC grid 20 in the direction of the DC load 30, e.g. B. the electrolyzer 31. If the frequency f in the AC network 20 changes from the value fi to a value f2, this leads to a phase difference at the AC input 3.1 of the transistor GR 3, which initially continues to increase the voltage with frequency fi. However, the phase difference generates an additional current from the AC network 20 in the transistor GR 3, whereby the second active power P-rra increases.
  • the transistor GR 3 detects the increase in the second effective power P-rra and, in accordance with the stored f(P) characteristic curve 41, adjusts the frequency f of the AC voltage it provides at its AC input 3.1. In this way, the initial first working point Ai migrates via a temporary working point A' to a second working point A2, which in turn is an intersection between the frequency f2 prevailing in the AC network 20 and the f(P) characteristic 41 of the transistor GR 3 is. In the new, second operating point A2, a greater second active power PTra,2 now flows through the transistor GR 3 at the higher frequency f2 than was the case in the first operating point Ai with the second active power Pira,i.
  • a change in a third amplitude ÜAC of the AC voltage in the AC grid 20 in conjunction with a voltage-reactive power characteristic stored in the transistor GR 3 causes the transistor GR 3 to increase its second reactive power C ra in such a way changes that the second reactive power C ra counteracts the causative change in the third amplitude ÜAC in the AC grid 20 .
  • the changes in the second active power P-rra and the second reactive power C ra through the transistor GR 3 via the voltage-regulating operation take place automatically and do not require any further communication effort.
  • the total active power P can be divided between the transistor GR 3 and the thyristor GR 2 via a coordinated shifting of the stored f (P) characteristic 41 are adjusted together with a change in the phase angle. Both changes, that of the first effective power P-my and that of the second effective power PTRB, can take place in such a way that the total effective power P flowing via the hybrid GR 1 in the direction of the DC load 30 does not change.
  • the behavior of the voltage-regulating transistor GR 3 when the f(P) characteristic curve 41 changes is explained in detail in connection with FIG. 4b.
  • the f(P) characteristic curve 41 can be changed by the control unit 17, for example shifted.
  • FIG. 4b shows that the original f(P) characteristic 41 is shifted in the direction of higher frequency f into the changed f(P) characteristic 42 .
  • the second operating point A2 migrates almost instantaneously with the shift in the f(P) characteristic curve 41 to the third operating point A3, at which, with an otherwise unchanged frequency f2, an updated second effective power PTra,3 flows via the transistor GR 3 which ( in the example illustrated in FIG.
  • phase angle of the thyristor GR 3 can also be adjusted at the same time in a coordinated manner 2 to be changed. Both changes can be coordinated via the control unit 17 and take place in such a way that the total active power P flowing through the hybrid GR 1 remains unchanged, but differently between the transistor GR 3 and the thyristor GR 2 of the hybrid GR 1 is divided.
  • a voltage-reactive power characteristic stored in the transistor GR 3 can also be shifted, possibly together and coordinated with a change in the phase angle or the phase angle control of the thyristor GR 2, by that of the transistor -GR 3 to change generated second reactive power C ra.
  • the changes in the operating points Ai, A', A2, A3 shown in FIGS. 4a and 4b can take place in such a way that during the change there is only a negligible deviation from the f(P) characteristic - as well as from a U(Q) - characteristic - occurs.
  • the operating point on the respective characteristic curve 41 can shift during its change in such a way that it is always at least approximately the intersection point of the f(P) characteristic curve with the frequency f prevailing in the AC network 20, or an intersection point of the U( Q) characteristic corresponds to the voltage amplitude ÜAC prevailing in the AC network 20, or in particular to the second voltage amplitude
  • the second voltage amplitude of the second AC voltage which corresponds to the AC input 3.1 of the transistor GR 3.

Abstract

Die Anmeldung beschreibt ein Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-GR (1) zur Versorgung einer DC-Last (30) mit einer aus einem AC-Netz (20) gleichgerichteten und in ihrem Spannungswert variierbaren DC-Spannung (UDC), wobei der Hybrid-GR (1) einen AC-Eingang (11), einen DC-Ausgang (12), und einen zwischen dem AC-Eingang (11) und dem DC-Ausgang (12) in einem ersten Pfad (15) angeordneten Thyristor-GR (2) umfasst, wobei der Hybrid-GR (1) ferner einen Transistor-GR (3) umfasst, der in einem parallel zu dem ersten Pfad (15) geschalteten zweiten Pfad (16) angeordnet ist. Das Verfahren weist die Schritte auf: wenn eine DC-Spannung (UDC) am DC-Ausgang (12) des Hybrid-GR (1) unterhalb eines Spannungs-Schwellwertes (UTH) liegt: Betreiben des Hybrid-GR (1) in einem ersten Betriebszustand, in dem der Transistor-GR (3) von dem DC-Ausgang (12) getrennt und mit dem AC-Eingang (11) verbunden ist und in dem der Thyristor- GR (2) sowohl mit dem AC-Eingang (11) als auch mit dem DC-Ausgang (12) verbunden ist, so dass eine Gesamt-Wirkleistung (P) von dem AC-Eingang (11) zu dem DC-Ausgang (12) über den Thyristor-GR (2) und nicht über den Transistor-GR (3) transportiert wird, und wenn die DC-Spannung (UDC) am DC-Ausgang (12) des Hybrid-GR (1) den Spannungs-Schwellwert (UTH) erreicht oder überschreitet: Betreiben des Hybrid-GR (1) in einem zweiten Betriebszustand, in dem der Thyristor-GR (2) und der Transistor-GR (3) jeweils mit dem AC-Eingang (11) einerseits und mit dem DC- Ausgang (12) andererseits verbunden sind, und wobei die Gesamt-Wirkleistung (P) von dem AC-Eingang (11) zu dem DC-Ausgang (12) des Hybrid-GR (1) sowohl über den Thyristor-GR (2), als auch über den Transistor-GR (3) transportiert wird. Die Anmeldung beschreibt weiter einen Hybrid-GR (1) und eine Elektrolyseanlage (40) mit einem Hybrid-GR (1) und einem Elektrolyseur (31) als DC-Last (30).

Description

Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-Gleichrichters, Hybrid-Gleichrichter und Elektrolyseanlage mit einem derartigen Hybrid-Gleichrichter
Technisches Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betrieb eines Gleichrichters, insbesondere eines Hybrid-Gleichrichters, sowie einen zur Durchführung des Verfahrens geeigneten Gleichrichter, insbesondere Hybrid-Gleichrichter. Die Erfindung betrifft zudem eine Elektrolyseanlage mit einem derartigen Hybrid-Gleichrichter.
Ein Gleichrichter wandelt Wechselspannung und/oder Wechselstrom auf einer AC- Seite in Gleichspannung und/oder Gleichstrom auf einer DC-Seite um. Einige Typen von Gleichrichtern - beispielsweise Gleichrichter mit Transistoren als Halbleiterschalter - können in Bezug auf ihren Leistungsfluss auch bidirektional, also als Wechselrichter betrieben werden. In diesem Betriebsmodus wandeln sie Gleichspannung und/oder Gleichstrom auf der DC-Seite in Wechselspannung und/oder Wechselstrom auf der AC-Seite um. Ein Hybrid-Gleichrichter, im Folgenden Hybrid-GR genannt, ist ein Gleichrichter, der unterschiedliche Typen von Halbleiterschaltern zur Gleichrichtung von Wechselspannung und/oder Wechselstrom auf einer AC-Seite in Gleichspannung und/oder Gleichstrom auf einer DC-Seite aufweist.
Stand der Technik
Eine Elektrolyse beispielsweise von Wasserstoff erfolgt oftmals über einen Elektrolyseur, der über einen Gleichrichter, insbesondere über einen aktiv steuerbaren Gleichrichter an ein Wechselspannungsnetz (AC-Netz) angeschlossen ist und aus diesem versorgt wird. Aktiv steuerbare Gleichrichter weisen Halbleiterschalter zur Gleichrichtung von Wechselspannung und/oder Wechselstrom in Gleichspannung und/oder Gleichspannung auf, wobei die Halbleiterschalter durch eine Steuerungseinheit des Gleichrichters zur Gleichrichtung des Stroms und/oder der Spannung ansteuerbar sind. Als Gleichrichter haben sich hier Thyristor- Gleichrichter etabliert, da diese im Vergleich zu anderen aktiv steuerbaren Gleichrichter-Typen geringere Investitionskosten aufweisen. Thyristor-Gleichrichter, im Folgenden Thyristor-GR genannt, weisen ansteuerbare Halbleiterschalter in Thyristortechnik auf. Anlagenplaner von Elektrolyseanlagen, wie auch Elektrolyseurhersteller planen immer größere Elektrolyseanlagen, so dass auch die Nennleistungen von industriellen Elektrolyseuren zukünftig stark zunehmen können. Bei großen Elektrolyseanlagen kann mit der preisgünstigen Thyristortechnik eine Energieversorgung realisiert werden, die Im Vollastbetrieb und/oder bei einer Amplitude einer Netzspannung des versorgenden AC-Netzes im unteren Toleranzband einen lediglich geringen Austausch von Blindleistung mit dem AC-Netz aufweist. Die Netzspannung dient zur Übertragung elektrischer Leistung über das AC-Netz und wird von den Energieversorgern mit Werten innerhalb des definierten Toleranzbandes bereitgestellt.
Allerdings tritt insbesondere im Teillastbereich und/oder bei einer Amplitude der Netzspannung im oberen Toleranzband ein erheblicher Austausch von Blindleistung mit dem AC-Netz auf. Bei der Blindleistung kann es sich um eine Kombination aus Verschiebungsblindleistung und Verzerrungsblindleistung handeln. Bei Verschiebungsblindleistung handelt es sich um Blindleistung in Form von Grundwellen der Netzspannung. Bei Verzerrungsblindleistung handelt es sich um Blindleistung in Form von Oberwellen der Netzspannung. Eine derartige Blindleistung, beziehungsweise deren Austausch mit dem AC-Netz, ist üblicherweise unerwünscht und gegebenenfalls normativ limitiert.
Um den Austausch von Blindleistung mit dem AC-Netz zu reduzieren, können thyristorbasierte Gleichrichter - im Folgenden Thyristor-GR genannt - mit Anlagen zur Blindleistungskompensation kombiniert werden. Bekannte Lösungen zur Kompensation von Blindleistung in Form von Oberwellen (Verzerrungsblindleistung) und Grundwellen (Verschiebungsblindleistung) sind dabei folgende: a. Parallel zum Thyristor-GR wird ein zuschaltbarer passiver Saugkreis, gegebenenfalls auch mehrere zuschaltbare passive Saugkreise, und/oder eine zuschaltbare Kondensatorbatterie an das AC-Netz angeschlossen. Je nach Blindleistungsbedarf des Thyristor-GR können die Saugkreise und/oder die Kondensatorbatterie teilweise oder vollständig zugeschaltet werden. b. An das AC-Netz wird parallel zu dem netzgeführten Thyristor-GR ein selbstgeführter Umrichter in Transistortechnik angeschlossen. Gleichrichter mit ansteuerbaren Leistungsschaltern in Transistortechnik werden im Folgenden Transistor-GR genannt. Bei dieser Lösung sind Transistor-GR und Thyristor-GR DC- seitig nicht miteinander verbunden. Der Transistor-GR dient hierbei ausschließlich der Blindleistungskompensation. Als Energiezwischenspeicher dient hierbei ein DC- seitig mit dem Transistor-GR verbundener, Kondensatoren aufweisender DC- Zwischenkreis. c. Die unter a und b genannten Anlagen können üblicherweise nicht netzbildend betrieben werden. Bei einem netzbildenden Betrieb arbeitet der Transistor-GR so, dass bei einer Spannungs- oder Frequenzänderung der Netzspannung die Leistung des Transistor-GR instantan so geändert wird, dass sie dieser Änderung entgegenwirkt, d.h. der Transistor-GR arbeitet netzbildend und/oder netzstützend. Konkret kann es bei einem netzbildenden Betrieb der Anlage erwünscht sein, dass sich die Anlage wie eine an dem AC-Netz angeschlossene Synchronmaschine verhält, die eine mit dem AC-Netz ausgetauschte Leistung so ändert, dass dies einer Änderung von Frequenz und/oder Spannung in dem AC-Netz entgegenwirkt. Beispielsweise kann so bei einem transienten Abfall einer Frequenz des AC-Netzes eine Verringerung der dem AC-Netz entzogenen Wirkleistung oder eine Vergrößerung der in das AC-Netz eingespeisten Wirkleistung erfolgen. Dies ist über die Saugkreise nicht zu erzielen. Im Falle des Transistor-GR setzt ein netzbildender Betrieb einen ausreichend groß dimensionierten Energiespeicher voraus, was im Falle des als Energiezwischenspeicher operierenden DC- Zwischenkreises in der Regel nicht gegeben ist. Netzbildende Eigenschaften werden daher z. B. von einem selbstgeführten Transistor-GR bereitgestellt, der herkömmlicherweise zu diesem Zweck auf seiner DC-Seite mit einer Batterie verbunden ist.
Um bei großen Leistungen die Oberwellen unterhalb der 23-zigsten Oberwelle auszulöschen, können bei oben genannten Lösungen ein komplexer MV- Transformator mit bis zu 4 Unterspannungssystemen oder 4 Einzeltransformatoren unterschiedlicher Bauform erforderlich sein.
Die Druckschrift EP 2 351179 B1 offenbart eine Einrichtung zum Anschließen eines Wechselstrombusses und eines Gleichstrombusses, umfassend: einen Satz von zumindest einem Transistor, der an den Wechselstrom bus und an den Gleichstrombus gekoppelt ist, und einen Satz von zumindest einem Thyristor, der an den Wechselstrom bus und an den Gleichstrombus gekoppelt ist. Eine Mikrosteuerung regelt den Stromfluss durch den Satz des zumindest einen Transistors und den Stromfluss durch den Satz des zumindest einen Thyristors. Dabei wird die Spannung an dem Gleichstrombus so geregelt, dass im Wesentlichen die gesamte Leistung durch den Satz des zumindest einen Transistors fließt, wenn die Leistungsbelastung des Gleichstrombusses innerhalb eines ersten Leistungsbereichs liegt, der zwischen Null und einem ersten Pegel liegt.
In dem Artikel “Parallel Rectifier for Regenerative Hydrogen Production Utilizing a Combination of Thyristor and PWM-based Topologies”; Steffen Bintz, Manuel Fischer, Jörg Roth-Stielow; 2018 20th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE'18 ECCE Europe); Year: 2018 | Conference Paper | Publisher: IEEE wird eine Parallelschaltung eines Thyristor-Gleichrichters und eines PWM basiert aktiv gesteuerten Transistor-Gleichrichters zur Elektrolyse beschrieben. In einem Normalbetrieb während der Elektrolyse liefert dabei der Thyristor-Gleichrichter einen Großteil des erforderlichen Stroms, wobei der Transistor-Gleichrichter zur Korrektur des Eingangsstroms und des Ausgangsstroms verwendet wird.
Die Druckschrift DE 10221933 A1 offenbart eine netzbetriebene Gleichrichterbrücke, die einen Gleichspannungszwischenkreis versorgt. In dem Gleichspannungszwischenkreis ist ein Kondensator angeordnet, der vor dem Zuschalten der Gleichrichterbrücke mittels einer Ladeschaltung aus dem Netz aufgeladen wird. Um die Verluste in der Ladeschaltung im Hinblick auf eine hohe Wiederholfrequenz gering halten zu können, weist die Ladeschaltung zumindest einen Thyristor auf, der in Reihe mit dem Kondensator sowie einem in gleicher Durchlassrichtung liegenden Zweig der Gleichrichterbrücke am Wechselspannungsnetz liegt. Dabei wird der Thyristor synchron mit der Netzfrequenz gezündet, und der Zündwinkel, bezogen auf den Nulldurchgang der Netzspannung, während mehrerer Netzperioden verringert
Die Druckschrift DE 10 2018 133 641 A1 offenbart ein Verfahren zum Betrieb einer Elektrolysevorrichtung mit einem Umrichter, der wechselspannungsseitig über eine Entkopplungsimpedanz an ein Wechselspannungsnetz und gleichspannungsseitig an einen Elektrolyseur angeschlossen ist. Bei einer Netzfrequenz, die einer Nennfrequenz des Wechselspannungsnetzes entspricht und zeitlich konstant ist, wird der Elektrolyseur mit einer elektrischen Leistung betrieben, die zwischen 50% und 100% seiner Nennleistung beträgt. Dabei wird der Umrichter spannungseinprägend betrieben, so dass die dem Wechselspannungsnetz entnommene AC-Wirkleistung unmittelbar in Abhängigkeit einer Änderung und/oder einer Änderungsrate der Netzfrequenz im Wechselspannungsnetz geändert wird.
Aufgabe der Erfindung
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Verfahren zum Betrieb einer Kombination aus Thyristor-Gleichrichter und Transistor-Gleichrichter anzugeben. Bei dem Verfahren sollen die vorhandenen Typen an Gleichrichtern effektiver genutzt werden. Zum anderen soll das Verfahren einen netzbildenden und/oder netzstützenden Betrieb der Kombination aus Thyristor-GR und Transistor- GR am AC-Netz bei gleichzeitig minimierten Geräteaufwand ermöglichen. Es ist zudem Aufgabe der Erfindung, eine zur Durchführung des Verfahrens geeignete als Gleichrichter operierende Vorrichtung sowie eine Elektrolyseanlage mit einer derartigen Vorrichtung aufzuzeigen.
Lösung
Die Aufgabe ein Verfahren zum verbesserten Betrieb einer Kombination aus Thyristor-Gleichrichter und Transistor-Gleichrichter, im Folgenden Hybrid- Gleichrichter genannt, aufzuzeigen, wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des unabhängigen Patentanspruchs 1 gelöst. Die Aufgabe, eine zur Durchführung des Verfahrens ausgelegte und eingerichtete als Gleichrichter operierende Vorrichtung aufzuzeigen, wird erfindungsgemäß durch einen Hybrid- Gleichrichter mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 8 gelöst. Der nebengeordnete Anspruch 16 zielt auf eine Elektrolyseanlage mit einem derartigen Hybrid-Gleichrichter. Vorteilhafte Ausführungsformen des Verfahrens sind in den Ansprüchen 2 bis 7, vorteilhafte Ausführungsformen des Hybrid-Gleichrichters in den Ansprüchen 9 bis 15 aufgeführt.
Beschreibung der Erfindung
Ein Hybrid-Gleichrichter, im Folgenden Hybrid-GR genannt, ist ein Gleichrichter, welcher unterschiedliche Typen von Halbleiterschaltern zur Gleichrichtung von Wechselspannung und/oder Wechselstrom auf einer AC-Seite in Gleichspannung und/oder Gleichstrom auf einer DC-Seite aufweist. In einem solchen Modus kann auf der DC-Seite beispielsweise eine DC-Last zur Aufnahme von elektrischer Leistung angeschlossen sein.
Erfindungsgemäß weist der Hybrid-GR zumindest zwei Gleichrichter, insbesondere zwei jeweils aktiv steuerbare Gleichrichter mit jeweils unterschiedlichen Typen von aktiv steuerbaren Halbleiterschaltern auf. Beispielsweise kann ein erster Gleichrichter aktiv steuerbare Halbleiterschalter vom Transistor-Typ umfassen, während ein zweiter Gleichrichter des Hybrid-GR Halbleiterschalter vom Thyristor-Typ umfasst. Trotz der Benennung des Transistor-GR als Gleichrichter wird erfindungsgemäß im Folgenden stets vorausgesetzt, dass er in Bezug auf seinen Leistungsfluss bidirektional, also sowohl als Gleichrichter als auch als Wechselrichter betrieben werden kann. Auch der Hybrid-GR kann in Bezug auf eine über ihn fließende Leistung bidirektional, also auch als Wechselrichter betrieben werden, d. h. Gleichspannung und/oder Gleichstrom auf der DC-Seite in Wechselspannung und/oder Wechselstrom auf der AC-Seite umwandeln. Dies ist beispielsweise dann der Fall, wenn der Transistor-GR als Wechselrichter arbeitet und eine von ihm in Richtung des AC-Netzes fließende Wirkleistung eine über den Thyristor-GR in Richtung der DC-Last fließende Wirkleistung betragsmäßig übersteigt. In einem solchen Modus kann auf der DC- Seite beispielsweise eine DC-Quelle oder ein Energiespeicher zur Bereitstellung von elektrischer Leistung angeschlossen sein.
Bei einem Hybrid-GR zur Versorgung einer DC-Last mit einer aus einem AC-Netz gleichgerichteten und in ihrem Spannungswert variierbaren DC-Spannung, weist der Hybrid-GR einen AC-Eingang, einen DC-Ausgang, und einen zwischen dem AC- Eingang und dem DC-Ausgang in einem ersten Pfad angeordneten Thyristor- Gleichrichter (Thyristor-GR) auf. Der Hybrid-GR weist ferner einen Transistor- Gleichrichter (Transistor-GR) auf, der in einem parallel zu dem ersten Pfad geschalteten zweiten Pfad angeordnet ist.
Ein Verfahren zum Betrieb eines solchen Hybrid-GR weist die folgenden Schritte auf:
Wenn eine DC-Spannung am DC-Ausgang des Hybrid-GR unterhalb eines Spannungs-Schwellwertes liegt: Betreiben des Hybrid-GR in einem ersten Betriebszustand, in dem der Transistor-GR von dem DC-Ausgang des Hybrid-GR getrennt und mit dem AC-Eingang des Hybrid-GR verbunden ist und in dem der Thyristor-GR sowohl mit dem AC-Eingang des Hybrid-GR als auch mit dem DC- Ausgang des Hybrid-GR verbunden ist, so dass eine Gesamt-Wirkleistung von dem AC-Eingang zu dem DC-Ausgang des Hybrid-GR über den Thyristor-GR und nicht über den Transistor-GR transportiert wird.
Wenn die DC-Spannung am DC-Ausgang des Hybrid-GR den Spannungs- Schwellwert erreicht oder überschreitet: Betreiben des Hybrid-GR in einem zweiten Betriebszustand, in dem der Thyristor-GR und der Transistor-GR jeweils mit dem AC- Eingang des Hybrid-GR einerseits und mit dem DC-Ausgang des Hybrid-GR andererseits verbunden sind, und wobei die Gesamt-Wirkleistung von dem AC- Eingang zu dem DC-Ausgang des Hybrid-GR sowohl über den Thyristor-GR, als auch über den Transistor-GR transportiert wird.
Im ersten Betriebszustand wird der Transistor-Gleichrichter von der DC-Last getrennt betrieben. Daher kann er keine zweite Wirkleistung aus dem AC-Netz an die DC-Last übertragen. Vielmehr wird die DC-Last mit einer Gesamt-Wirkleistung aus dem AC- Netz versorgt, die einer über den Thyristor-GR fließenden ersten Wirkleistung entspricht. Dabei erzeugt der Thyristor-GR eine erste Blindleistung. Indem der Transistor-GR im ersten Betriebszustand jedoch über seinen AC-Eingang eine zweite Blindleistung, insbesondere Kompensationsblindleistung bereitstellen kann, kann er die von dem Thyristor-GR erzeugte erste Blindleistung zumindest teilweise kompensieren und somit die insgesamt mit dem AC-Netz über den AC-Eingang des Hybrid-GR ausgetauschte Gesamt-Blindleistung, die ansonsten der ersten Blindleistung entsprechen würde, reduzieren. Zur Erzeugung der zweiten Blindleistung kann der Transistor-GR einen ihm zugeordneten ohnehin vorhandenen Energiezwischenspeicher, beispielsweise einen ohnehin vorhandenen DC- Zwischenkreis verwenden. In dem ersten Betriebszustand kann der Transistor-GR an seinem AC-Eingang jedoch keine zweite Wirkleistung, zumindest keine über einen längeren Zeitraum andauernde zweite Wirkleistung an das AC-Netz bereitstellen, da dies nach kurzer Zeit zu einer Abnahme der über dem DC-Zwischenkreis anliegenden DC-Spannung auf Werte führen würde, die eine Einspeisung von zweiter Wirkleistung in das AC-Netz verhindert.
Im zweiten Betriebszustand werden beide Stromrichter, also der Thyristor-GR und der Transistor-GR DC-seitig parallel betrieben. In dem zweiten Betriebszustand überträgt der Thyristor-GR eine erste Wirkleistung an die DC-Last, während der Transistor-GR eine zweite Wirkleistung an die DC-Last überträgt, so dass die insgesamt an die DC-Last aus dem AC-Netz übertragene Gesamt-Wirkleistung der Summe aus erster Wirkleistung und zweiter Wirkleistung entspricht. In dem zweiten Betriebszustand kann der Transistor-GR nicht nur die zweite Wirkleistung zur Versorgung der DC-Last über den DC-Ausgang übertragen, sondern weiterhin auch zweite Blindleistung zur Kompensation der ersten Blindleistung des Thyristor-GR und/oder zur Stützung des AC-Netzes über seinen AC-Eingang bereitstellen, so dass auch in dem zweiten Betriebszustand eine von dem Hybrid-GR über seinen AC- Ausgang insgesamt mit dem AC-Netz ausgetauschte Gesamt-Blindleistung reduziert, oder minimiert werden kann.
Der erste Betriebszustand des Hybrid-GR entspricht weitestgehend dem eingangs unter Punkt a) beschriebenen Fall. Da jedoch der Transistor-GR in seinem zweiten Betriebszustand mit der DC-Last verbunden ist, und an die DC-Last ebenfalls die zweite Wirkleistung überträgt, wird er relativ zu dem eingangs unter Punkt a) geschilderten Fall, bei dem der Transistor-GR nur Blindleistung an das AC-Netz bereitstellt, effizienter genutzt.
Der Thyristor-GR übernimmt also in der Regel wesentliche Teile der Grundlast und der Transistor-GR stellt, insbesondere stellt instantan den verbleibenden Rest der Gesamt-Wirkleistung und die gewünschte zweite Blindleistung zur Kompensation der entsprechenden ersten Blindleistung des Thyristor-GR zur Verfügung, falls das die momentanen Netzbedingungen erfordern. Wirk- und Blindleistung können dabei durch den Transistor-GR in allen Richtungen bereitgestellt werden. Dabei ist besonders vorteilhaft, dass der Transistor-GR neben der Blindleistungskompensation auch zur Wirkleistungsbereitstellung genutzt werden kann. Durch die geometrische Addition von Wirk- und Blindleistung zur Scheinleistung ist die Ausnutzung des Transistor-GR auf diese Weise viel besser, als würde er nur zur Blindleistungskompensation oder nur zur Wirkleistungsbereitstellung genutzt.
Über den zweiten Betriebszustand wird zudem ein spannungsstellender Betrieb des Transistor-GR am AC-Netz ermöglicht. Hierbei ist es von Vorteil, dass der DC- Zwischenkreis des Transistor-GR in dem zweiten Betriebszustand auch über die erste elektrische Wirkleistung des Thyristor-GR geladen werden kann. Somit kann eine Abnahme der Spannung in dem DC-Zwischenkreis aufgrund einer zweiten Wirkleistung des Transistor-GR, die dem AC-Netz aus dem DC-Zwischenkreis zugeführt wird, zumindest teilweise, gegebenenfalls auch vollständig durch die seitens des Thyristor-GR in den DC-Zwischenkreis fließende erste Wirkleistung wieder kompensiert werden. Eine solcher AC-Kreisstrom kann bei transienten Frequenzänderungen des AC-Netzes zur Netzstützung sinnvoll sein. In einem länger anhaltenden Dauerbetrieb ist ein derartiger AC-Kreisstrom aufgrund der damit verbundenen relativ hohen Wandlungsverluste üblicherweise nicht sinnvoll.
In einem Fall, bei dem die DC-Last durch einen Elektrolyseur gebildet wird, ist für den spannungsstellenden Betrieb des Transistor-GR weiterhin von Vorteil, dass in dem zweiten Betriebszustand dem DC-Zwischenkreis des Transistor-GR eine dem Elektrolyseur innewohnende hohe Kapazität parallel geschaltet ist. Im Gegensatz zu dem herkömmlichen Verfahren ist es daher nicht erforderlich, den netzbildenden Transistor-GR mit einem zusätzlichen separat vorzuhaltenden Energiespeicher zu verbinden. Vielmehr wird dieser Energiespeicher durch die kapazitiven Eigenschaften des ohnehin vorhandenen Elektrolyseurs bereitgestellt. Zudem wird der Elektrolyseur in dem zweiten Betriebszustand des Hybrid-GR durch die erste Wirkleistung des Thyristor-GR gespeist, wodurch einer Entladung aufgrund einer von dem Transistor- GR in das AC-Netz fließenden zweiten Wirkleistung entgegengewirkt werden kann. Dadurch kann der Transistor-GR seine Leistung instantan verringern bzw. sogar instantan in den WR-Betrieb übergehen, falls dies zur Stützung des AC-Netzes erforderlich ist. In einem solchen Fall entnimmt der Thyristor-GR Leistung aus dem Netz, die der Transistor-GR dem Netz wieder zuführt. Insgesamt kann so eine träge Regelung des Thyristor-GR durch die schnell erfolgende Regelung des netzbildenden spannungsstellenden Transistor-GR wirksam kompensiert werden.
Bei dem spannungsstellenden Betrieb des Transistor-GR kann eine an dem AC- Eingang des Transistor-GR gestellte AC-Spannung in Abhängigkeit einer in dem Transistor-GR hinterlegten Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie, gegebenenfalls auch in Abhängigkeit einer in dem Transistor-GR hinterlegten Spannungs-Blindleistungs- Kennlinie generiert werden. Wie in Verbindung mit Figur 4a und 4b detaillierter erläutert, ist der Transistor-GR hierdurch in der Lage auf eine Änderung der Frequenz des AC-Netzes in netzstützender Weise zu reagieren. Beispielsweise kann er bei einer transienten Erhöhung der Frequenz des AC-Netzes nahezu instantan die über ihn fließende zweite Wirkleistung erhöhen und somit die insgesamt über den Hybrid-GR fließende und von der DC-Last verbrauchte Gesamt-Wirkleistung erhöhen. Ähnlich kann er bei einer transienten Verringerung der Frequenz des AC- Netzes mit einer Verringerung der aus dem AC-Netz über ihn fließenden zweiten Wirkleistung reagieren. Dies führt zu einer insgesamt verringerten über den Hybrid- GR fließenden und von der DC-Last verbrauchten Gesamt-Wirkleistung. Im Extremfall kann der Hybrid-GR sogar kurzzeitig Gesamt-Wirkleistung aus dem DC- Zwischenkreis des Transistor-GR, der insbesondere im Fall eines Elektrolyseurs als DC-Last um die große Kapazität des Elektrolyseurs erweitert ist, in das AC-Netz einspeisen. In jedem Fall reagiert der Hybrid-GR schnell und in netzstützender Art und Weise, um der jeweiligen Änderung der Frequenz entgegenzuwirken. Hierzu ist kein separat vorzuhaltender Energiespeicher am DC-Ausgang des Hybrid-GR notwendig. Vielmehr genügt die Verbindung mit der zur Verfügung stehenden Kapazität des ohnehin vorhandenen Elektrolyseurs als DC-Last. Ein Kostenaufwand für eine ansonsten erforderliche Batterie erübrigt sich.
In einem Ausführungsbeispiel startet bei einem Startvorgang der Thyristor-GR zuerst und versorgt den Elektrolyseur mit Wirkleistung. Erst bei einer gewissen DC-seitig vorliegenden Spannung wird der Transistor-GR auch DC-seitig zugeschaltet. Der Transistor-GR ist in der Regel eingerichtet, nur Spannungen oberhalb einer minimalen DC-Spannung bereitzustellen. Werden beide Stromrichter, also der Thyristor-GR und der Transistor-GR, parallel betrieben, kann daher eine DC- Vorladeeinrichtung für den Transistor-GR entfallen, da der Thyristor-GR bereits für die minimale DC-Spannung gesorgt hat. Der Transistor-GR schaltet auf die DC-Last, wenn die an der DC-Last anliegende DC-Spannung den Spannungs-Schwellwert erreicht. Der Spannungs-Schwellwert kann z. B. der Scheitelwert der am Transistor- GR anliegenden AC-Spannung sein. Ein Umschalten in den zweiten Betriebszustand kann dann z. B. erfolgen, wenn die DC-Spannung den Scheitelwert der am Transistor-GR anliegenden AC-Spannung erreicht oder überschreitet, zumindest jedoch nicht wesentlich unterschreitet.
Das beschriebene Verfahren stellt somit eine Anlage bereit, bei der die Blindleistungskompensation durch die Verwendung eines Hybrid-GR gewährleistet wird, wobei mehrere, insbesondere beide, Gleichrichter des Hybrid-GR zum Transport von Wirkleistung vorgesehen sind. In einer Ausführungsform des Verfahrens erzeugt der Transistor-GR in dem ersten Betriebszustand eine zweite Blindleistung, um eine von dem Thyristor-GR erzeugte erste Blindleistung zumindest teilweise zu kompensieren, so dass ein Austausch an Gesamt-Blindleistung zwischen dem Hybrid-GR und dem AC-Netz reduziert wird. Die Blindleistungskompensation kann somit optional so realisiert werden, ohne dass Zusatzverluste durch einen zusätzlichen selbstgeführten Stromrichter, der lediglich der Blindleistungskompensation dient, in Kauf genommen werden müssen.
In einer Ausführungsform des Verfahrens ist die von dem Transistor-GR dem ersten Betriebszustand erzeugte zweite Blindleistung eine Kombination aus Verzerrungsblindleistung und Verschiebungsblindleistung. Die Blindleistungskompensation kann somit auch bei großen Leistungen gut wirken und insbesondere die Oberwellen auslöschen, bei zugleich einfacher Bauform des Systems.
In einer Ausführungsform des Verfahrens weist die DC-Last zumindest einen Elektrolyseur auf. Der Leistungsverbrauch des Elektrolyseurs beim Anliegen der DC- Spannung in Höhe des Spannungs-Schwellwertes beträgt dabei zumindest 10% seiner Nennleistung.
Es ist vorteilhaft den Transistor-GR erst ab einer Leistung von ca. 20% der Nennleistung des Elektrolyseurs DC-seitig mit dem Elektrolyseur zu verbinden, also erst ab einer DC-Spannung, die einer Leistung von ca. 20% der Nennleistung des Elektrolyseurs entspricht, in den zweiten Betriebszustand überzugehen. Bei kleineren Leistungen gibt der Transistor-GR nur Blindleistung ab, da er von einer DC-Quelle auf der DC-Seite getrennt ist. Bei sehr kleiner Leistung ist ein netzbildender Betrieb, auch GFM-Mode (Grid Forming Mode) genannt, ohnehin nur sehr schwer möglich. Die AC-Spannung des Transistor-GR kann beim erfindungsgemäßen System mit parallelen Thyristor-GR und Transistor-GR höher als bei reinem Transistor-GR und damit optimaler eingestellt werden, weil der Unterschied zwischen AC- Scheitelspannung am Transistor-GR und Betriebsspannung des Elektrolyseurs geringer wird. Dies liegt daran, dass ein reiner Transistor-GR ohne den Thyristor-GR aufstarten können muss, und deshalb anders ausgelegt werden muss. Dies ist ein Vorteil des Hybrid-GR gegenüber einem reinen Gleichrichter, wie z. B. einem reinen Transistor-GR. In einer Ausführungsform des Verfahrens übersteigt eine erste Amplitude einer ersten AC-Spannung an einem AC-Eingang des Thyristor-GR eine zweite Amplitude einer zweiten AC-Spannung an einem AC-Eingang des Transistor-GR. Die erste Amplitude der ersten AC-Spannung an dem AC-Eingang des Thyristor-GR übersteigt die zweite Amplitude der zweiten AC-Spannung an dem AC-Eingang des Transistor- GR insbesondere um 20%, bevorzugterweise um 50%.
Beide Stromrichter, also der Thyristor-GR und der Transistor-GR, werden AC-seitig bevorzugt an galvanisch voneinander getrennten AC-Systemen betrieben und zur Bereitstellung von mehreren AC-Spannungen mit verschiedenen AC-Amplituden aus dem AC-Netz unterschiedlich transformiert. Die unterschiedliche Transformation kann z. B. durch zwei getrennte Sekundärwicklungen eines Transformators, insbesondere eines Mittelspannungs (MV) - Transformators oder durch zwei verschiedene MV-Transformatoren erfolgen. Die Trennung auf der Wechselspannungsseite ist auch bereits aus dem Grunde vorteilhaft, weil ein Thyristor-Gleichrichter ähnlich wie ein Tiefsetzsteller, ein Transistor-Gleichrichter ähnlich wie ein Hochsetzsteller wirken. Sollen beide gleichzeitig einen gleichen DC- Spannungsbereich bedienen, so kann es erforderlich sein, dass beide mit unterschiedlichen Spannungsamplituden auf ihrer jeweiligen AC-Seite betrieben werden. Es könnte andererseits passieren, dass beide nur einen nicht überlappenden Spannungsbereich bedienen könnten, wenn sie wechselspannungsseitig mit der gleichen Wechselspannungsamplitude betrieben würden
Beide Stromrichter, also sowohl der Thyristor-GR als auch der Transistor-GR, können in mehrere Teilstromrichter aufgeteilt sein und jeweils an unterschiedlichen Sekundärwicklungen der Transformatoreinheit betrieben werden.
In einer vorteilhaften Ausführungsform übernimmt der Thyristor-GR ca. 2/3 der Last und der Transistor-GR ca. 1/3 der Last. Bevorzugt weist der Transistor-GR damit etwa die halbe Bauleistung wie der Thyristor-GR auf.
In einer Ausführungsform des Verfahrens ist der Transistor-GR als spannungsstellender Transistor-GR ausgebildet, dessen Betrieb im zweiten Betriebszustand über eine Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie (f(P)-Kennlinie) und/oder über eine Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie (U(Q)-Kennlinie) gesteuert wird. In Reaktion auf eine Änderung einer Frequenz einer an dem AC-Eingang anliegenden AC-Spannung des AC-Netzes erfolgt eine Änderung der über den Hybrid-GR gleichgerichteten Gesamt-Wirkleistung zur Versorgung der DC-Last nahezu instantan zumindest überwiegend über eine Änderung der über den Transistor-GR fließenden zweiten Wirkleistung. Das beschriebene Verfahren stellt somit einen Stromrichter bereit, der auch netzbildend betrieben werden kann. Die netzbildende Funktion kann auch ohne einen zusätzlichen Aufwand durch einen Energiespeicher (Batterie) auf der DC-Seite des Hybrid-GR realisiert werden, selbst wenn der Hybrid-GR als netzbildender Stromrichter betrieben wird. Der netzbildende Betrieb, auch Grid Forming Mode genannt, kennzeichnet das Betriebsverhalten eines spannungsstellenden Transistor-GR. Im spannungsstellenden Betrieb wird seitens des Transistor-GR eine Spannung gestellt, wobei der Strom eine sich aus den dann vorliegenden Rahmenbedingungen ergebende Größe ist.
Das Betriebsverhalten ist ähnlich einer am AC-Netz betriebenen Synchron-Maschine. Zur Realisierung des spannungsstellenden Betriebs (Grid Forming Modes) ist in dem Transistor-GR eine Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie (f(P)-Kennlinie) und optional auch eine Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie (U(Q)-Kennlinie) hinterlegt. Dabei wird unter Berücksichtigung der Kennlinie oder der Kennlinien am AC-Eingang des Transistor-GR durch den Transistor-GR eine AC-Spannung gestellt, so dass sich eine Differenzwirkleistung gemäß der hinterlegten f(P)-Kennlinie und eine Differenzblindleistung gemäß der hinterlegten U(Q)-Kennlinie ergibt. Bei Nennspannung und Nennfrequenz ist die Differenzwirkleistung und Differenzblindleistung Null und nur die, für den vorgegebenen Betriebspunkt eingestellten Sollwerte für Wirk- und Blindleistung werden erreicht.
Mit dem spannungsstellenden Betrieb ist der Transistor-GR in der Lage, auf eine Änderung von Parametern wie Frequenz und Spannungsamplitude der AC- Spannung des AC-Netzes in netzstützender Weise zu reagieren. Steigt beispielsweise eine Frequenz der AC-Spannung in dem AC-Netz an, so führt der spannungsstellende Betrieb automatisch und nahezu instantan zu einem stärkeren Leistungsverbrauch aus dem AC-Netz, um somit dem Anstieg der Frequenz f entgegenzuwirken. In ähnlicher Weise führt eine Änderung einer Spannungsamplitude der AC-Spannung in dem AC-Netz dazu, dass der Transistor- GR seine zweite Blindleistung derart ändert, so dass die zweite Blindleistung der verursachenden Änderung der Spannungsamplitude in dem AC-Netz entgegenwirkt. Die Änderungen von zweiter Wirkleistung und zweiter Blindleistung durch den Transistor-GR über den spannungsstellenden Betrieb erfolgen dadurch, dass ein Phasorwinkel und/oder eine Phasoramplitude des Transistor-GR sich nicht unmittelbar ändern, wenn sich ein Phasorwinkel und/oder eine Phasoramplitude des AC-Netzes sich ändern und benötigen keinen weiteren Kommunikationsaufwand.
In einer Ausführungsform des Verfahrens erfolgt im zweiten Betriebszustand eine Aufteilung der über den Hybrid-GR fließenden Gesamt-Wirkleistung zwischen dem Transistor-GR und dem Thyristor-GR dadurch, dass die Frequenz-Wirkleistungs- Kennlinie des Transistor-GR und ein Phasenanschnitt oder eine Phasenanschnittsteuerung des Thyristor-GR gleichzeitig und in koordinierter Weise über eine Steuerungseinheit des Hybrid-Gleichrichters geändert werden. Dabei ist es möglich, dass die Gesamt-Wirkleistung konstant bleibt. Alternativ ist es möglich, dass die Gesamt-Wirkleistung eine vordefinierte zeitliche Änderung wiedergibt, also entsprechend eines Gesamtsollwertverlaufes einstellbar ist.
Weiterhin kann, wenn sich nach einer Änderung von Parametern der AC-Spannung des AC-Netzes ein neuer stationärer Zustand eingestellt hat, eine Aufteilung der Gesamt-Wirkleistung zwischen dem Transistor-GR und dem Thyristor-GR über ein koordiniertes Verschieben der hinterlegten f(P)-Kennlinie des Transistor-GR zusammen mit einer Änderung des Phasenanschnittes oder einer Phasenanschnittsteuerung des Thyristor-GR angepasst werden.
Bei Reduktion der Betriebsleistung des Elektrolyseurs weg von der Nennleistung sollte bevorzugt zunächst der Wirkleistungsbeitrag des Transistor-GR reduziert werden, um den verfügbaren Spielraum für die Blindleistungsbereitstellung zu erhöhen. Bei Reduktion der Leistung des Thyristor-GR sollte immer eine für die Kompensation der durch die Reduktion der Thyristor-Wirkleistung verursachte erste Blindleistung des Thyristor-GR ausreichende Blindleistungsreserve am Transistor- GR vorgehalten werden. Gegebenenfalls kann eine Aufteilung von zweiter Wirkleistung zu erster Wirkleistung optional bei gleichbleibender Gesamt- Wirkleistung geändert werden, indem die zweite Wirkleistung des Transistor-GR reduziert wird, um den Spielraum zu schaffen. Ein Hybrid-GR zur Versorgung einer DC-Last mit einer aus einem AC-Netz gleichgerichteten DC-Spannung mit einem variierbaren Spannungswert weist einen AC-Eingang mit zumindest einem Phasenanschluss zum Anschluss des AC-Netzes und einen DC-Ausgang mit zwei Ausgangsanschlüssen zum Anschluss der DC-Last auf. Der AC-Eingang weist gegebenenfalls einen Neutralleiteranschluss auf. Insbesondere weist ein einphasiger AC-Eingang einen Neutralleiteranschluss zum Anschluss eines Neutralleiters des AC-Netzes auf. Bei einem dreiphasigen AC- Eingang kann ein Neutralleiteranschluss vorgesehen sein, dieser muss aber nicht vorgesehen sein, d. h. er ist optional. Der Hybrid-GR weist weiter einen zwischen dem AC-Eingang und dem DC-Ausgang in einem ersten Pfad angeordneten Thyristor-GR auf. Weiterhin weist der Hybrid-GR einen Transistor-GR auf, der in einem zu dem ersten Pfad parallel geschalteten zweiten Pfad angeordnet ist. Der Hybrid-GR weist zudem eine Steuerungseinheit auf, die ausgelegt und eingerichtet ist, den Hybrid-GR, zumindest in einem mit dem Netz und der DC-Last verbundenen Zustand des Hybrid-GR, gemäß dem oben beschriebenen Verfahren zu betreiben. Es ergeben sich die bereits im Zusammenhang mit dem Verfahren genannten Vorteile.
In einer Ausführungsform weist der Hybrid-GR außerdem eine zwischen dem AC- Eingang und dem Thyristor-GR und dem Transistor-GR angeordnete Transformatoreinheit auf, die ausgebildet ist, eine an der Transformatoreinheit primärseitig anliegende AC-Spannung mit einer dritten Amplitude über separat zueinander ausgebildete Sekundärwicklungen in eine an der Transformatoreinheit sekundärseitig anliegende erste AC-Spannung mit einer ersten Amplitude und eine an der Transformatoreinheit sekundärseitig anliegende zweite AC-Spannung mit einer zweiten Amplitude zu transformieren. Der Thyristor-GR ist dabei über zumindest eine erste die erste AC-Spannung mit der ersten Amplitude aufweisende Sekundärwicklung der Transformatoreinheit und der Transistor-GR über zumindest eine zweite die zweite AC-Spannung mit der zweiten Amplitude aufweisende Sekundärwicklung der Transformatoreinheit mit dem AC-Eingang verbunden.
In einer Ausführungsform weist die Transformatoreinheit des Hybrid-GR zwei Transformatoren auf, die pro Phase jeweils eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweisen. Dabei ist der Thyristor-GR über einen ersten Transformator der Transformatoren und der Transistor-GR über einen zweiten Transformator der Transformatoren mit dem AC-Eingang verbunden. In einer Ausführungsform handelt es sich bei den zwei Transformatoren um zwei separate Transformatoren. Dabei ist der Ausdruck separate Transformatoren so zu verstehen, dass jeder Transformator seinen eigenen Kem aufweist, also auch zwei separate Kerne vorhanden sind. Derartige Transformatoren sind üblicherweise auch in getrennten Gehäusen untergebracht. Es ist jedoch auch möglich, dass die getrennten Kerne in einem gemeinsamen Gehäuse untergebracht sind. Hierdurch ist es möglich, dem Thyristor-GR und dem Transistor-GR unterschiedliche AC- Eingangsspannungen zur Verfügung zu stellen. Weil ein Thyristor-Gleichrichter ähnlich wie ein Tiefsetzsteller und ein Transistor-Gleichrichter ähnlich wie ein Hochsetzsteller wirkt, kann hierdurch ein Hybrid-GR realisiert werden, bei dem Thyristor-GR und Transistor-GR überlappende Spannungsbereiche für die DC- Spannung an ihren DC-Ausgängen zur Verfügung stellen. Dabei kann der zweite Betriebszustand des Hybrid-GR bei DC-Spannungen innerhalb des überlappten Bereiches liegen.
In einer Ausführungsform weist die Transformatoreinheit des Hybrid-GR einen durch den Thyristor-GR und Transistor-GR gemeinsam genutzten Transformator auf, der pro Phase eine Primärwicklung und zwei Sekundärwicklungen aufweist, wobei der Thyristor-GR mit einer ersten Sekundärwicklung und der Transistor-GR mit einer zweiten Sekundärwicklung der Sekundärwicklungen verbunden ist. Bevorzugt handelt es sich bei den zwei Sekundärwicklungen um getrennte, d. h. insbesondere elektrisch voneinander getrennte Sekundärwicklungen. Da die Sekundärwicklungen vorteilhafterweise unterschiedliche AC-Spannungen aufweisen, können sie zwar an einem ihrer Enden verbunden sein, sie sind jedoch bevorzugt nicht an beiden Enden miteinander verbunden.
In einer Ausführungsform des Hybrid-GR sind die Übersetzungsverhältnisse des ersten Transformators und des zweiten Transformators oder die Übersetzungsverhältnisse des gemeinsam genutzten Transformators von der Primärwicklung auf die Sekundärwicklungen so gewählt, dass die erste Amplitude der ersten AC-Spannung an einem AC-Eingang des Thyristor-GR die zweite Amplitude der zweiten AC-Spannung an einem AC-Eingang des Transistor-GR übersteigt. In einer Ausführungsform weist der Hybrid-GR mehrere Thyristor-GR und/oder mehrere Transistor-GR auf, die jeweils zwischen dem AC-Eingang und dem DC- Ausgang angeordnet sind. Bevorzugt sind die mehreren Thyristor-GR parallel zueinander geschaltet. Bevorzugt sind die mehreren Transistor-GR parallel zueinander geschaltet.
In einer Ausführungsform des Hybrid-GR ist der Transistor-GR als spannungsstellender Transistor-GR ausgebildet, dessen Betrieb über eine Frequenz- Wirkleistungs-Kennlinie, und/oder über eine Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie gesteuert wird. Falls der Hybrid-GR eine Vielzahl von Transistor-GR aufweist, ist zumindest einer, mehrere oder jeder der Transistor-GR als spannungsstellender Transistor-GR ausgebildet, dessen Betrieb über eine Frequenz-Wirkleistungs- Kennlinie und/oder über eine Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie gesteuert wird.
In einer Ausführungsform des Hybrid-GR liegt eine Nennleistung des Transistor-GR zwischen 30% und 80% einer Nennleistung des Thyristor-GR.
Eine vorteilhafte Ausführungsform einer Elektrolyseanlage weist einen oben beschriebenen Hybrid-GR und einen Elektrolyseur als DC-Last auf.
Kurzbeschreibung der Figuren
Im Folgenden werden Ausführungsformen der Erfindung mithilfe von Figuren näher erläutert. Von diesen zeigen:
Fig. 1 schematisch ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Betrieb eines Hybrid-Gleichrichters;
Fig. 2 schematisch eine Ausführungsform eines Hybrid-Gleichrichters;
Fig. 3 schematisch eine weitere Ausführungsform eines Hybrid-Gleichrichters;
Fig. 4a schematische Darstellung zum Verhalten eines spannungsstellenden Transistor-Gleichrichters bei Änderung der Frequenz f am Beispiel einer f(P)-Kennlinie in einer Ausführungsform.
Fig. 4b schematische Darstellung zum Verhalten des spannungsstellenden Transistor-Gleichrichters bei Änderung der f(P)-Kennlinie in einer Ausführungsform. Fiqurenbeschreibunq
In Fig. 1 ist eine Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Verfahrens zum Betrieb eines Hybrid-GR 1 , beispielsweise eines Hybrid-GR 1 wie in der Fig. 2 oder in Fig. 3 dargestellt, illustriert. Bei dem Verfahren wird ein erster Betriebszustand BZ1 des Hybrid-GR 1 eingenommen, wenn eine DC-Spannung UDC an einem DC-Ausgang 12 des Hybrid-GR 1 unterhalb eines Spannungs-Schwellwertes UTH liegt. Ein zweiter Betriebszustand BZ2 des Hybrid-GR wird eingenommen, wenn die DC-Spannung UDC am DC-Ausgang 12 des Hybrid-GR 1 den Spannungs-Schwellwert UTH erreicht oder überschreitet.
In Fig. 2 ist eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Hybrid-GR 1 zur Versorgung einer DC-Last 30 mit einer aus einem AC-Netz 20 gleichgerichteten und in ihrem Spannungswert variierbaren DC-Spannung UDC schematisch dargestellt. Der Hybrid-GR 1 weist einen AC-Eingang 11 , einen DC-Ausgang 12 und einen zwischen dem AC-Eingang 11 und dem DC-Ausgang 12 in einem ersten Pfad 15 angeordneten Thyristor-GR 2 auf. Der Hybrid-GR 1 weist ferner einen Transistor-GR 3 auf, der in einem parallel zu dem ersten Pfad 15 geschalteten zweiten Pfad 16 angeordnet ist. Über den AC-Eingang 11 kann der Hybrid-GR 1 mit z. B. mehrphasiger, insbesondere dreiphasiger, Wechselspannung verbunden werden. Hierzu kann der AC-Eingang 11 des Hybrid-GR 1 mehrere, insbesondere drei Phasenanschlüsse, gegebenenfalls auch einen Neutralleiteranschluss aufweisen. Es ist ebenfalls möglich, den Hybrid-GR 1 als einphasigen Hybrid-GR auszuführen. In diesem Fall weist der AC-Eingang 11 lediglich einen Phasenanschluss und einen Neutralleiteranschluss auf, um den Hybrid-GR 1 über den AC-Eingang 11 mit einem Phasenleiter und einem Neutralleiter des AC-Netzes 20 zu verbinden.
Im ersten Betriebszustand BZ1 des Hybrid-GR 1 , in dem der Transistor-GR 3 von einem DC-Ausgang 12 getrennt und mit einem AC-Eingang 11 verbunden ist und in dem der Thyristor-GR 2 sowohl mit dem AC-Eingang 11 als auch mit dem DC- Ausgang 12 verbunden ist, wird eine Gesamt-Wirkleistung P von dem AC-Eingang 11 zu dem DC-Ausgang 12 über den Thyristor-GR 2 transportiert. Dabei wird über den Thyristor-GR 3 eine erste Wirkleistung PThy transportiert, während über den Transistor-GR 3 keine zweite Wirkleistung PTra transportiert wird. Im ersten Betriebszustand BZ1 entspricht die Gesamt-Wirkleistung P also der ersten Wirkleistung P-my.
Im zweiten Betriebszustand BZ2 des Hybrid-GR 1 sind der Thyristor-GR 2 und der Transistor-GR 3 jeweils mit dem AC-Eingang 11 einerseits und mit dem DC-Ausgang 12 andererseits verbunden. Die Gesamt-Wirkleistung P wird im zweiten Betriebszustand BZ2 von dem AC-Eingang 11 zu dem DC-Ausgang 12 des Hybrid- GR 1 sowohl über den Thyristor-GR 2 als auch über den Transistor-GR 3 transportiert. Über den Thyristor-GR 2 wird die erste Wirkleistung P-my und über den Transistor-GR3 wird die zweite Wirkleistung P-ma transportiert. Im zweiten Betriebszustand BZ2 entspricht die Gesamt-Wirkleistung P also einer Summe aus erster Wirkleistung P-my und zweiter Wirkleistung Pi-ra.
Der Thyristor-GR 2 weist einen AC-Eingang 2.1 und einen DC-Ausgang 2.2 auf. Der Transistor-GR 3 weist einen AC-Eingang 3.1 und einen DC-Ausgang 3.2 auf. Über eine DC-Trenneinheit 9 kann der DC-Ausgang 3.2 des Transistor-GR 3 mit dem DC- Ausgang 12 des Hybrid-GR verbunden oder von dem DC-Ausgang 12 getrennt werden. Eine solche Trennung kann z. B. im ersten Betriebszustand BZ1 des Hybrid- GR 1 vorliegen. Durch Schließen der DC-Trenneinheit 9 kann der Hybrid-GR 1 dann in den zweiten Betriebszustand BZ2 überführt werden. Über AC-Trenneinheiten 8 können der Thyristor-GR 2 und der Transistor-GR 3 auf ihrer AC-Seite von dem AC- Netz 20 getrennt werden. Eine solche Trennung kann zum Beispiel zu Wartungszwecken erwünscht sein. Eine Ansteuerung der DC-Trenneinheit 9 und der AC-Trenneinheiten 8 kann z. B. durch die Steuereinheit 17 erfolgen.
Der Hybrid-GR 1 weist außerdem eine Transformatoreinheit 10 mit einem ersten Transformator 4 und einem zweiten Transformator 5 auf. Der erste Transformator 4 weist eine erste Primärwicklung 4P und eine erste Sekundärwicklung 4S auf. Der zweite Transformator 5 weist eine zweite Primärwicklung 5P und eine zweite Sekundärwicklung 5S auf. Über den ersten Transformator 4 wird die am AC-Eingang 11 des Hybrid-GR 1 anliegende AC-Spannung mit einer dritten Amplitude ÜAC in eine erste AC-Spannung mit einer ersten Amplitude ÜThy übersetzt. Die erste AC- Spannung mit der ersten Amplitude ÜThy liegt dann am AC-Eingang 2.1 des Thyristor- GR 2 an. Über den zweiten Transformator 5 wird die am AC-Eingang 11 anliegende AC-Spannung mit der dritten Amplitude ÜAC in eine zweite AC-Spannung mit einer zweiten Amplitude Ihra übersetzt. Die Spannung mit der zweiten Amplitude Ihra liegt dann am AC-Eingang 3.1 des Transistor-GR 3 an. Die in Fig. 2 illustrierte Transformatoreinheit weist getrennte Transformatoren 4, 5 mit jeweils einem separat vorliegenden Kem auf. Die Transformatoren 4, 5 mit ihren separaten Kernen können jeweils in einem separaten Gehäuse oder in einem gemeinsamen Gehäuse vorliegen. Durch das Vorsehen von getrennten Transformatoren 4, 5 kann die AC- Spannung mit der dritten Amplitude ÜAC in verschiedene AC-Eingangsspannungen für den Thyristor-GR 2 und den Transistor-GR 3 übersetzt werden.
Sollte die AC-Spannung am AC-Eingang 11 mehrere, z. B. drei, Phasen umfassen, so kann pro Phase ein erster und ein zweiter Transformator 4, 5 vorgesehen sein. Es ist auch möglich, dass bei einer mehrphasigen AC-Spannung lediglich ein erster und ein zweiter Transformator 4, 5 vorgesehen ist und pro Phase eine erste Primärwicklung 4P, eine erste Sekundärwicklung 4S, eine zweite Primärwicklung 5P und eine zweite Sekundärwicklung 5S vorgesehen sind.
Mit dem AC-Netz 20 tauscht der Hybrid-GR 1 eine Gesamt-Blindleistung Q aus. Die DC-Last 30 wird über den Hybrid-GR 1 mit einer Gesamt-Wirkleistung P versorgt. Über den Thyristor-GR 2 wird die erste Wirkleistung P-my transportiert und über den Transistor-GR 3 wird die zweite Wirkleitung P-ma transportiert. Die erste Wirkleistung P-my und die zweite Wirkleistung P-ma addieren sich zur Gesamt-Wirkleistung P. Der Thyristor-GR 2 erzeugt eine erste Blindleistung Q-my und der Transistor-GR 3 erzeugt eine zweite Blindleistung Q-ma, die sich zur Gesamt-Blindleistung Q addieren. Dabei ist die von dem Transistor-GR 3 erzeugte zweite Blindleistung Q-ma relativ zu der ersten Blindleistung Q-my so gewählt, dass sie die erste Blindleistung Q-my zumindest teilweise, gegebenenfalls auch vollständig kompensiert. Auf diese Weise kann die mit dem AC-Netz 20 ausgetauschte Gesamt-Blindleistung Q reduziert oder minimiert werden.
Der Hybrid-GR 1 in Fig. 2 ist Bestandteil einer Elektrolyseanlage 40, welche als DC- Last 30 einen Elektrolyseur 31 aufweist. Die Halbleiterschalter des Thyristor-GR 2 und des Transistor-GR 3 werden über eine Steuereinheit 17 angesteuert. Die Steuereinheit 17 weist einen Rechner und Speicher auf und ist ausgelegt und eingerichtet, den Hybrid-GR 1 gemäß dem beschriebenen Verfahren zu betreiben.
In Fig. 3 ist eine weitere Ausführungsform eines Hybrid-GR 1 schematisch dargestellt. Wesentliche Bestandteile des in Fig. 3 dargestellten Hybrid-GR entsprechen denen des in Fig. 2 dargestellten Hybrid-GR. Sie sind in Fig. 2 und Fig. 3 mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Im Folgenden werden besonders die Unterschiede zur Ausführungsform von Fig. 2 dargestellt. Die in Fig. 3 dargestellte Transformatoreinheit 10 weist einen Transformator 6 auf, der eine Primärwicklung 6P, eine erste Sekundärwicklung 6P1 und eine zweite Sekundärwicklung 6P2 umfasst. Der Transformator 6 weist dabei bevorzugt einen einzigen Kem auf, an dem die Wicklungen 6P, 6S1 , 6S2 angebracht sind, so dass die erste Sekundärwicklung 6S1 und die zweite Sekundärwicklung 6S2 induktiv mit der einen Primärwicklung 6P gekoppelt sind. Über den Transformator 6 wird die am AC-Eingang 11 des Hybrid-GR 1 anliegende AC-Spannung mit der dritten Amplitude ÜAC über die Primärwicklung 6P und die erste Sekundärwicklung 6S1 in die Spannung mit der ersten Amplitude ÜThy übersetzt. Die Spannung mit der ersten Amplitude ÜThy liegt dann am AC-Eingang 2.1 des Thyristor-GR 2 an. Über den Transformator 6 wird die AC-Spannung mit der dritten Amplitude ÜAC weiterhin über die Primärwicklung 6P und die zweite Sekundärwicklung 6S2 in die zweite AC- Spannung mit der zweiten Amplitude ÜTra übersetzt. Die zweite AC-Spannung mit der zweiten Amplitude Ü^a liegt dann am AC-Eingang 3.1 des Transistor-GR 3 an. Durch das Vorsehen von getrennten Sekundärwicklungen 6S1 , 6S2 kann die am AC- Eingang 11 anliegende AC-Spannung mit der dritten Amplitude ÜAC in verschiedene AC-Eingangsspannungen für den Thyristor-GR 2 und den Transistor-GR 3 übersetzt werden.
Sollte die AC-Spannung am AC-Eingang 11 mehrere, z. B. drei, Phasen umfassen, so kann pro Phase ein Transformator 6 vorgesehen sein. Es ist auch möglich, dass bei einer mehrphasigen AC-Spannung lediglich ein Transformator 6 vorgesehen ist und pro Phase eine erste Primärwicklung 6P, eine erste Sekundärwicklung 6S1 und eine zweite Sekundärwicklung 6S2 vorgesehen sind. Anhand von Fig. 4a und 4b werden im Folgenden Möglichkeiten des spannungsstellenden Betriebs des dem Hybrid-GR 1 zugeordneten Transistor-GR 3 beschrieben. Mit dem spannungsstellenden Betrieb ist der Transistor-GR 3 in der Lage, auf eine Änderung von Parametern wie Frequenz und dritter Amplitude ÜAC der AC-Spannung des AC-Netzes 20 in netzstützender Weise zu reagieren. Für den spanungsstellenden Betrieb ist in dem Transistor-GR 2 eine Frequenz-Wirkleistungs- Kennlinie (f(P)-Kennlinie) 41 hinterlegt. Die f(P)-Kennlinie 41 gibt an, mit welcher Frequenz f eine AC-Spannung an dem AC-Eingang 3.1 des Transistor-GR 3 gestellt wird. Über die f(P)-Kennlinie 41 verhält sich der Transistor-GR 3 ähnlich einer mit dem AC-Netz 20 verbundenen Synchron-Maschine. Steigt beispielsweise eine Frequenz f der AC-Spannung in dem AC-Netz 20 an, so führt der spannungsstellende Betrieb automatisch und nahezu instantan zu einer Zunahme der über den Transistor-GR 3 in Richtung der DC-Last 30 fließenden zweiten Wirkleistung P-rra und somit zu einem stärkeren Leistungsverbrauch von Wirkleistung P aus dem AC-Netz 20, um somit dem Anstieg der Frequenz f entgegenzuwirken. Sinkt hingegen die Frequenz f der AC-Spannung in dem AC-Netz 20, so resultiert der spannungsstellende Betrieb nahezu instantan in einer Abnahme der über den Transistor-GR 3 in Richtung der DC-Last 30 fließenden zweiten Wirkleistung P-rra und somit zu einem geringeren Leistungsverbrauch der DC-Last 30. Das Verhalten des spannungsstellenden Transistor-GR 3 wird exemplarisch für eine Änderung, insbesondere eine Zunahme der Frequenz f in Verbindung mit Figur 4a detaillierter beschrieben.
In Fig. 4a ist exemplarisch eine Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie 41 illustriert, wie sie beispielsweise in einem spannungsstellenden Transistor-GR 3 des Hybrid-GR 1 hinterlegt sein kann. Sie gibt die Frequenz f der AC-Spannung an, die der Transistor- GR 3 an seinem AC-Eingang 3.1 bei einer über ihn fließenden zweiten Wirkleistung PiTa stellt. Dabei kennzeichnet der nach links gerichtete Teil der x-Achse (Verbrauch) eine aus dem AC-Netz 20 über den Transistor-GR 3 in Richtung der DC-Last 30 fließende Wirkleistung, während der nach rechts gerichtete Teil der x-Achse (Erzeugung) eine von dem Transistor-GR 3 in Richtung des AC-Netzes 20 fließende Wirkleistung kennzeichnet. Ausgangspunkt ist in Figur 4a ein erster Arbeitspunkt Ai des Transistor-GR 3, der sich aus einem Schnittpunkt der im AC-Netz 20 vorliegenden Frequenz fi mit der in dem Transistor-GR 3 hinterlegten f(P)-Kennlinie 41 ergibt. In diesem ersten Arbeitspunkt Ai fließt über den Transistor-GR 3 eine Wirkleistung PTra.i aus dem AC-Netz 20 in Richtung der DC-Last 30, z. B. des Elektrolyseurs 31. Ändert sich nun die Frequenz f in dem AC-Netz 20 von dem Wert fi auf einen Wert f2, so führt dies zu einem Phasenunterschied an dem AC-Eingang 3.1 des Transistor-GR 3, der zunächst weiterhin die Spannung mit der Frequenz fi stellt. Der Phasenunterschied erzeugt jedoch einen zusätzlichen Strom aus dem AC- Netz 20 in den Transistor-GR 3, wodurch die zweite Wirkleistung P-rra steigt. Den Anstieg der zweiten Wirkleistung P-rra detektiert der Transistor-GR 3 und passt entsprechend der hinterlegten f(P)-Kennlinie 41 die Frequenz f der an seinem AC- Eingang 3.1 durch ihn gestellten AC-Spannung an. Auf diese Weise wandert der anfängliche erste Arbeitspunkt Ai über einen temporären Arbeitspunkt A‘ auf einen zweiten Arbeitspunkt A2, der wiederum ein Schnittpunkt zwischen der in dem AC- Netz 20 herrschenden Frequenz f2 und der f(P)-Kennlinie 41 des Transistor-GR 3 ist. In dem neuen zweiten Arbeitspunkt A2 fließt nun bei der höheren Frequenz f2 eine größere zweite Wrkleistung PTra,2 über den Transistor-GR 3, als dies in dem ersten Arbeitspunkt Ai mit der zweiten Wirkleistung Pira.i der Fall war.
In ähnlicher Weise führt eine Änderung einer dritten Amplitude ÜAC der AC-Spannung in dem AC-Netz 20 in Verbindung mit einer in dem Transistor-GR 3 hinterlegten Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie dazu, dass der Transistor-GR 3 seine zweite Blindleistung C ra derart ändert, dass die zweite Blindleistung C ra der verursachenden Änderung der dritten Amplitude ÜAC in dem AC-Netz 20 entgegenwirkt. Die Änderungen von zweiter Wirkleistung P-rra und zweiter Blindleistung C ra durch den Transistor-GR 3 über den spannungsstellenden Betrieb erfolgen dabei automatisch und benötigen keinen weiteren Kommunikationsaufwand. Wenn sich nach einer Änderung von Parametern der AC-Spannung des AC-Netzes 20 ein neuer stationärer Zustand eingestellt hat, kann eine Aufteilung der Gesamt- Wirkleistung P zwischen dem Transistor-GR 3 und dem Thyristor-GR 2 über ein koordiniertes Verschieben der hinterlegten f(P)-Kennlinie 41 zusammen mit einer Änderung des Phasenanschnittes angepasst werden. Beide Änderungen, die der ersten Wirkleistung P-my und die der zweiten Wirkleistung PTRB können so erfolgen, dass sich die über den Hybrid-GR 1 in Richtung der DC-Last 30 fließende Gesamt- Wirkleistung P nicht ändert. Das Verhalten des spannungsstellenden Transistor-GR 3 bei Änderung der f(P)-Kennlinie 41 wird in Verbindung mit Figur 4b detailliert erläutert. Nachdem sich ein neuer Gleichgewichtszustand zwischen dem Transistor-GR 3 des Hybrid-GR 1 und dem AC-Netz 20 gebildet hat, kann die f(P) Kennlinie 41 seitens der Steuereinheit 17 geändert werden, beispielsweise verschoben werden. Exemplarisch ist in Fig. 4b dargestellt, dass die ursprüngliche f(P)-Kennlinie 41 in Richtung höherer Frequenz f in die geänderte f(P)-Kennlinie 42 verschoben wird. Entsprechend wandert der zweite Arbeitspunkt A2 nahezu instantan mit der Verschiebung der f(P)- Kennlinie 41 in den dritten Arbeitspunkt A3, bei dem, bei ansonsten ungeänderter Frequenz f2 eine aktualisierte zweite Wirkleistung PTra,3 über den Transistor-GR 3 fließt, die (in dem in Fig. 4b illustrierten Beispiel) kleiner als die dem zweiten Arbeitspunkt A2 zugeordnete ursprüngliche zweite Wirkleistung PTRa,2 des Transistor- GR 3 ist. Mit der Änderung der ursprünglichen f(P) - Kennlinie 41 in die geänderte f(P)-Kennlinie 42 und der dadurch erzeugten Änderung der zweiten Wirkleistung P-rra des Transistor-GR 3 kann zeitgleich in koordinierter Weise ebenfalls der Phasenanschnitt des Thyristor-GR 2 geändert werden. Beide Änderungen können über die Steuereinheit 17 koordiniert werden und so erfolgen, dass die Gesamt- Wirkleistung P, die über den Hybrid-GR 1 fließt, unverändert bleibt, jedoch anders zwischen dem Transistor-GR 3 und dem Thyristor-GR 2 des Hybrid-GR 1 aufgeteilt wird.
Ähnlich wie in Verbindung mit Fig. 4b erklärt, kann auch eine im Transistor-GR 3 hinterlegte Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie, gegebenenfalls zusammen und koordiniert mit einer Änderung des Phasenanschnittes oder der Phasenanschnittsteuerung des Thyristor-GR 2 verschoben werden, um die von dem Transistor-GR 3 erzeugte zweite Blindleistung C ra zu ändern. Die in den Figuren 4a und 4b dargestellten Änderungen der Arbeitspunkte Ai, A‘, A2, A3 können so erfolgen, dass während der Änderung eine lediglich vernachlässigbare Abweichung zur f(P)-Kennlinie - wie auch zu einer U(Q) - Kennlinie - auftritt. Mit anderen Worten kann sich der Arbeitspunkt auf der jeweiligen Kennlinie 41 während deren Änderung so verschieben, dass er zumindest näherungsweise stets dem Schnittpunkt der f(P)- Kennlinie mit der im AC-Netz 20 herrschenden Frequenz f, bzw. einem Schnittpunkt der U(Q)-Kennlinie mit der im AC-Netz 20 herrschenden Spannungsamplitude ÜAC entspricht, oder insbesondere der zweiten Spannungsamplitude Ihra der zweiten AC- Spannung, die an dem AC-Eingang 3.1 des Transistor-GR 3 anliegt entspricht. Bezuqszeichenliste
1 Hybrid-GR
2 Thyristor-GR
2.1 AC-Eingang
2.2 DC-Ausgang
3 Transistor-GR
3.1 AC-Eingang
3.2 DC-Ausgang
4, 5, 6 Transformator
4P, 5P, 6P Primärwicklung
4S, 5S, 6S.1 , 6S.2 Sekundärwicklung
8 AC-Trenneinheit
9 DC-Trenneinheit
10 T ransformatoreinheit
11 AC-Eingang
12 DC-Ausgang
15 erster Pfad
16 zweiter Pfad
17 Steuereinheit
20 AC-Netz
30 DC-Last
31 Elektrolyseur
40 Elektrolyseanlage
41 , 42 Kennlinien f, fi, f2 Frequenzen
Q Gesamt-Blindleistung
ÜThy erste Blindleistung
Qlra zweite Blindleistung
P Gesamt-Wirkleistung
Pfhy erste Wirkleistung r Tra, rTra,1, rTra,2 zweite Wirkleistung
UTH Spannungs-Schwellwert
BZ1 erster Betriebszustand BZ2 zweiter Betriebszustand
ÜThy erste Amplitude
ÜTra zweite Amplitude
ÜAC dritte Amplitude
UDC DC-Spannung
Ai, A2, A3, A‘ Arbeitspunkte

Claims

27 Patentansprüche Verfahren zum Betrieb eines Hybrid-GR (1 ) zur Versorgung einer DC-Last (30) mit einer aus einem AC-Netz (20) gleichgerichteten und in ihrem Spannungswert variierbaren DC-Spannung (UDC), wobei der Hybrid-GR (1 ) einen AC-Eingang (11 ), einen DC-Ausgang (12) und einen zwischen dem AC-Eingang (11 ) und dem DC-Ausgang (12) in einem ersten Pfad (15) angeordneten Thyristor-GR (2) umfasst, wobei der Hybrid-GR (1 ) ferner einen Transistor-GR (3) umfasst, der in einem parallel zu dem ersten Pfad (15) geschalteten zweiten Pfad (16) angeordnet ist, mit den Schritten: wenn eine DC-Spannung (UDC) am DC-Ausgang (12) des Hybrid-GR
(1 ) unterhalb eines Spannungs-Schwellwertes (UTH) liegt: Betreiben des Hybrid- GR (1 ) in einem ersten Betriebszustand (BZ1 ), in dem der Transistor-GR (3) von dem DC-Ausgang (12) getrennt und mit dem AC-Eingang (11 ) verbunden ist und in dem der Thyristor-GR (2) sowohl mit dem AC-Eingang (11 ) als auch mit dem DC-Ausgang (12) verbunden ist, so dass eine Gesamt-Wirkleistung (P) von dem AC-Eingang (11 ) zu dem DC-Ausgang (12) über den Thyristor-GR (2) und nicht über den Transistor-GR (3) transportiert wird, und wenn die DC-Spannung (UDC) am DC-Ausgang (12) des Hybrid-GR (1 ) den Spannungs-Schwellwert (UTH) erreicht oder überschreitet: Betreiben des Hybrid-GR (1 ) in einem zweiten Betriebszustand (BZ2), in dem der Thyristor-GR
(2) und der Transistor-GR (3) jeweils mit dem AC-Eingang (11 ) einerseits und mit dem DC-Ausgang (12) andererseits verbunden sind, und wobei die Gesamt- Wirkleistung (P) von dem AC-Eingang (11 ) zu dem DC-Ausgang (12) des Hybrid- GR (1 ) sowohl über den Thyristor-GR (2), als auch über den Transistor-GR (3) transportiert wird. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei der Transistor-GR (3) in dem ersten Betriebszustand (BZ1 ) eine zweite Blindleistung (Chra) erzeugt, um eine von dem Thyristor-GR (3) erzeugte erste Blindleistung (ÜThy) zumindest teilweise zu kompensieren, so dass ein Austausch an Gesamt-Blindleistung (Q) zwischen dem Hybrid-GR (1 ) und dem AC-Netz (20) reduziert wird. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei die von dem Transistor-GR (3) in dem ersten Betriebszustand (BZ1) erzeugte zweite Blindleistung (Q-n-a) eine Kombination aus Verzerrungsblindleistung und Verschiebungsblindleistung ist. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die DC-Last (30) einen Elektrolyseur (31 ) umfasst und wobei ein Leistungsverbrauch des Elektrolyseurs (31) bei Anliegen der DC-Spannung (UDC) in Höhe des Spannungs-Schwellwerts (UTH) zumindest 10%, bevorzugt zumindest 20% seiner Nennleistung beträgt. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei eine erste Amplitude (ÜThy) einer ersten AC-Spannung an einem AC-Eingang (2.1 ) des Thyristor-GR (2) eine zweite Amplitude (Ihra) einer zweiten AC-Spannung an einem AC-Eingang (3.1) des Transistor-GR (3) übersteigt, insbesondere um 20% übersteigt, bevorzugterweise um 50% übersteigt. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Transistor-GR (3) als spannungsstellender Transistor-GR ausgebildet ist, dessen Betrieb über eine Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie (41) und/oder über eine Spannungs- Blindleistungs-Kennlinie gesteuert wird, so dass in Reaktion auf eine Änderung einer Frequenz (f) einer an dem AC-Eingang (11 ) anliegenden AC-Spannung des AC-Netzes (20) eine Änderung der über den Hybrid-GR (1 ) gleichgerichteten Gesamt-Wirkleistung (P) zur Versorgung der DC-Last (30) nahezu instantan zumindest überwiegend über eine Änderung der über den Transistor-GR (3) fließenden zweiten Wirkleistung (PTra) erfolgt. Verfahren nach Anspruch 6, wobei eine Aufteilung der über den Hybrid-GR (1) fließenden Gesamt-Wirkleistung (P) zwischen dem Transistor-GR (3) und dem Thyristor-GR (2) dadurch erfolgt, dass die Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie (41 ) des Transistor-GR (3) und ein Phasenanschnitt des Thyristor-GR (2) gleichzeitig und in koordinierter Weise über eine Steuerungseinheit (17) geändert werden, wobei optional die Gesamt-Wirkleistung (P) konstant bleibt. Hybrid-GR (1) zur Versorgung einer DC-Last (30) mit einer aus einem AC-Netz (20) gleichgerichteten DC-Spannung (UDC) mit einem variierbaren Spannungswert, umfassend: einen AC-Eingang (11) mit zumindest einem Phasenanschluss zum Anschluss des AC-Netzes (20), einen DC-Ausgang (12) mit zwei Ausgangsanschlüssen zum Anschluss der DC-Last (30), einen zwischen dem AC-Eingang (11 ) und dem DC-Ausgang (12) in einem ersten Pfad (15) angeordneten Thyristor-GR (2), und einen Transistor-GR (3), der in einem zu dem ersten Pfad (15) parallel geschalteten zweiten Pfad (16) angeordnet ist, wobei der Hybrid-GR (1) zudem eine Steuerungseinheit (17) aufweist, die ausgelegt und eingerichtet ist, den Hybrid-GR (1 ) in einem mit dem Netz (20) und der DC-Last (30) verbundenen Zustand gemäß dem Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche zu betreiben. Hybrid-GR (1 ) nach Anspruch 8, weiterhin umfassend eine zwischen dem AC-
Eingang (11 ) und dem Thyristor-GR (2) und dem Transistor-GR (3) angeordnete Transformatoreinheit (10), die ausgebildet ist, eine primärseitig anliegende AC- Spannung mit einer dritten Amplitude (ÜAC) über separat zueinander ausgebildete Sekundärwicklungen (4S, 5S, 6S.1 , 6S.2) in eine sekundärseitig anliegende erste AC-Spannung mit einer ersten Amplitude (ÜThy) und eine sekundärseitig anliegende zweite AC-Spannung mit einer zweiten Amplitude (ÜTra) zu transformieren, wobei der Thyristor-GR (2) über zumindest eine erste die erste AC-Spannung mit der ersten Amplitude (ÜThy) aufweisende Sekundärwicklung (4S, 6S.1 ) der Transformatoreinheit (10) und der Transistor- GR (3) über zumindest eine zweite die zweite AC-Spannung mit der zweiten Amplitude (ÜTra) aufweisende Sekundärwicklung (5S, 6S.2) der
Transformatoreinheit (10) mit dem AC-Eingang (11 ) verbunden ist. Hybrid-GR (1 ) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Transformatoreinheit (10) zwei Transformatoren (4, 5) aufweist, die pro Phase jeweils eine Primärwicklung (4P, 5P) und eine Sekundärwicklung (4S, 5S) aufweisen, wobei der Thyristor-GR (2) über einen ersten Transformator (4) und der Transistor-GR (3) über einen zweiten Transformator (5) der Transformatoren (4, 5) mit dem AC-Eingang (11 ) verbunden ist. Hybrid-GR (1 ) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Transformatoreinheit (10) einen gemeinsam genutzten Transformator (6) umfasst, der pro Phase lediglich eine Primärwicklung (6P) und zwei Sekundärwicklungen (6S.1 , 6S.2) aufweist, wobei der Thyristor-GR (2) mit einer ersten Sekundärwicklung (6S.1 ) und der Transistor-GR (3) mit einer zweiten Sekundärwicklung (6S.2) der Sekundärwicklungen (6S.1 , 6S.2) verbunden ist. Hybrid-GR (1) nach einem der Ansprüche 9 bis 11 , dadurch gekennzeichnet, dass die Übersetzungsverhältnisse des ersten Transformators (4) und des zweiten Transformators (5) oder die Übersetzungsverhältnisse des gemeinsam genutzten Transformators (6) so gewählt sind, dass die erste Amplitude (ÜThy) der ersten AC-Spannung an einem AC-Eingang (2.1 ) des Thyristor-GR (2) die zweite Amplitude (ÜTra) der zweiten AC-Spannung an einem AC-Eingang (3.1 ) des Transistor-GR (3) übersteigt. Hybrid-GR (1) nach einem der Ansprüche 8 bis 12, wobei der Hybrid-GR (1 ) mehrere Thyristor-GR (2) und/oder mehrere Transistor-GR (3) umfasst, die jeweils zwischen dem AC-Eingang (11 ) und dem DC-Ausgang (12) angeordnet sind. Hybrid-GR (1) nach einem der Ansprüche 8 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor-GR (3) als spannungsstellender Transistor-GR ausgebildet ist, dessen Betrieb über eine Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie (41 ) und/oder über eine Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie gesteuert wird, oder, falls der Hybrid-GR (1 ) eine Vielzahl von Transistor-GR (3) aufweist, zumindest einer, mehrere oder jeder der Transistor-GR (3) als spannungsstellender Transistor-GR ausgebildet ist, dessen Betrieb über eine Frequenz-Wirkleistungs-Kennlinie (41 ) und/oder über eine Spannungs-Blindleistungs-Kennlinie gesteuert wird. Hybrid-GR (1) nach einem der Ansprüche 8 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass eine Nennleistung des Transistor-GR (3) zwischen 30% und 80% einer Nennleistung des Thyristor-GR (2) liegt. Elektrolyseanlage (40) mit einem Hybrid-GR (1 ) nach einem der Ansprüche 8 bis 15 und einem Elektrolyseur (31 ) als DC-Last (30).
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